CN110022078A - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN110022078A
CN110022078A CN201910191161.6A CN201910191161A CN110022078A CN 110022078 A CN110022078 A CN 110022078A CN 201910191161 A CN201910191161 A CN 201910191161A CN 110022078 A CN110022078 A CN 110022078A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power
inverse
igbt
insulated gate
gate bipolar
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201910191161.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110022078B (zh
Inventor
陈爽清
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN110022078A publication Critical patent/CN110022078A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110022078B publication Critical patent/CN110022078B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive

Abstract

本发明提供一种电力变换装置，其抑制逆阻型绝缘栅双极晶体管在施加反向电压时的漏电流的增加，实现由该漏电流引起的损失的降低。本发明的电力变换装置是具备将两个具有反向耐压性的逆阻型绝缘栅双极晶体管(T3、T4)反向并联连接而成的双向开关(SW)的电力变换器。控制电路(CC)构成为输出用于使施加有反向电压的逆阻型绝缘栅双极晶体管(T3、T4)的栅极成为导通状态的指令信号。

Description

电力变换装置
本申请是申请日为2013年2月1日、申请号为201380005485.7、发明名称为“电力变换装置”的专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及使用将逆阻型绝缘栅双极晶体管反向并联连接而成的双向开关的电力变换装置。
背景技术
由于将逆阻型绝缘栅双极晶体管(RB-IGBT：Reverse Blocking-Insulated GateBipolar Transistor)反向并联连接而成的双向开关具有低损耗特性，所以在变换器、转换器等电力变换装置中得到实际应用(例如，参照专利文献1、2)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-288958号公报
专利文献2：日本特开2012-029429号公报
发明内容
技术问题
对于逆阻型绝缘栅双极晶体管，在集电极发射极间施加了反向电压的状态下将导通信号供给到栅极时的漏电流的大小与在相同状态下将截止信号供给到栅极时的漏电流的大小不同，后者更大。施加上述反向电压时的漏电流的增加导致损失的增大。而且，损失的增大使逆阻型绝缘栅双极晶体管的可靠性降低，并且也使电力变换装置的变换效率降低。
因此，本发明的课题为着眼于逆阻型绝缘栅双极晶体管具有的上述特性，提供能够抑制施加反向电压时的漏电流的增加，实现由该漏电流引起的损失的降低的电力变换装置。
技术方案
本发明是一种电力变换器，具备将两个具有反向耐压性的逆阻型绝缘栅双极晶体管反向并联连接而成的双向开关，将基于从控制电路输出的指令信号而生成的栅极驱动信号供给到上述各逆阻型绝缘栅双极晶体管，为了解决上述课题，上述控制电路构成为输出用于使施加有反向电压的上述逆阻型绝缘栅双极晶体管的栅极成为导通状态的指令信号作为上述指令信号。
在进行三级以上电力变换的实施方式中，一个相的电力变换电路构成为具备：直流电源，其具有正极、中间极、负极；第一半导体开关元件，其二极管被反向并联连接且集电极连接到上述直流电源的正极；第二半导体开关元件，其二极管被反向并联连接且发射极连接到上述直流电源的负极；和上述双向开关，其一端连接到上述第一半导体开关元件的发射极与上述第二半导体开关元件的集电极的连接点，另一端连接到上述直流电源的中间极。
对于上述第一半导体开关元件、第二半导体开关元件，例如可以使用绝缘栅双极晶体管。
在另一实施方式中，一个相的电力变换电路构成为具备：直流电源；第一对上述双向开关，串联连接到上述直流电源的正极与负极之间；和第二对上述双向开关，串联连接到上述直流电源的正极与负极之间。
在又一实施方式中，以构成矩阵转换器的方式连接上述双向开关。
有益效果
根据本发明，由于对处于在集电极、发射极之间施加有反向电压的状态的逆阻型绝缘栅双极晶体管的栅极供给使栅极导通的信号，因此抑制伴随上述反向电压的施加的漏电流的增加。其结果，能够降低由漏电流引起的损失，实现逆阻型绝缘栅双极晶体管的可靠性和电力变换装置的变换效率的提高。
另外，由于从控制电路输出用于使施加有反向电压的逆阻型绝缘栅双极晶体管的栅极成为导通状态的指令信号，因此具有不需要用于检测施加有上述反向电压的逆阻型绝缘栅双极晶体管的单元的优点。
附图说明
图1是表示本发明的单相三级电力变换装置的构成例的电路图。
图2是表示栅极驱动电路的构成例的电路图。
图3是表示开关模式B的栅极驱动信号的一例的图。
图4是表示基于图3的栅极信号而在负载中流过的电流的路径的图。
图5是表示开关模式B的栅极驱动信号的其它例的图。
图6是表示基于图5的栅极信号而在负载中流过的电流的路径的图。
图7是表示开关模式C的栅极驱动信号的一例的图。
图8是表示基于图7的栅极信号而在负载中流过的电流的路径的图。
图9是表示开关模式C的栅极驱动信号的另一例的图。
图10是表示基于图9的栅极信号而在负载中流过的电流的路径的图。
图11是表示本发明的三相三级电力变换装置的构成例的电路图。
图12是表示本发明涉及的单相两级电力变换装置的构成例和驱动电流的路径的电路图。
图13是表示图12的电力变换装置中的恢复电流的路径的电路图。
图14是表示图12的电力变换装置中的驱动电流的其它路径的图。
图15是表示图12的电力变换装置中的恢复电流的其它路径的图。
图16是表示图12的电力变换装置中的栅极驱动信号的图表。
图17是表示本发明的三相两级电力变换装置的构成例的电路图。
图18是表示本发明的矩阵转换器的构成例的电路图。
符号说明
PS、PS’ 直流电源
AP、AP1～AP3 臂对
SW、SW1～SW3、SW10～SW190 双向开关
C1、C2 电容器
T1、T2 半导体开关元件
T3、T4 逆阻型绝缘栅双极晶体管
D1、D2 续流二极管
GDU1～GDU4、GDU11、GDU12～GDU41、GDU42 栅极驱动电路
L 单相负载
L’ 三相负载
CC、CC’ 控制电路
具体实施方式
图1是表示本发明的单相三级电力变换装置(变换器)的构成例的电路图。该电力变换装置具备直流电源PS、臂对AP和双向开关(交流开关)SW。
电源PS具有将电容器C1、C2串联连接的构成。电容器C1、C2的端子电压均为Vcc2。因此，该电源PS的正极与负极之间的电压Vcc1为2×Vcc2。
臂对AP具备串联连接的半导体开关元件T1、T2和分别与该半导体开关元件T1、T2并列连接的续流二极管D1、D2。在本实施方式中，使用绝缘栅双极晶体管(IGBT：InsulatedGate Bipolar Transistor)作为半导体开关元件T1、T2，但也可以使用其它半导体开关元件来代替绝缘栅双极晶体管。
上臂侧的半导体开关元件T1的集电极介由端子P连接到电源PS的正极，下臂侧的半导体开关元件T2的发射极介由端子N连接到电源PS的负极。另外，作为半导体开关元件T1的发射极和半导体开关元件T2的集电极的连接点的臂对AP的中点连接到输出端子U。
双向开关SW具有将2个逆阻型绝缘栅双极晶体管(Reverse-Blocking InsulatedGate Bipolar Transistor)T3、T4反向并联连接的构成，被连接在电源PS的中间极与臂对AP的中点之间，电源PS的中间极连接到端子M。
以下，将逆阻型绝缘栅双极晶体管简称为RB-IGBT。
众所周知，RB-IGBT在具备反向耐压能力这一点上与一般的IGBT不同。由这样的RB-IGBT构成的双向开关SW不需要用于阻止反向电流的二极管，因此，具有不产生由该二极管引起的损失的优点。在此，能够将双向开关SW和臂对AP一体化(模块化)。
在半导体开关元件T1、T2的栅极分别连接有栅极驱动电路GDU1、GDU2，在RB-IGBTT3、T4的栅极分别连接有栅极驱动电路GDU3、GDU4。这些栅极驱动电路GDU1～GDU4基于从控制电路CC输出的指令信号S1～S4而生成对应的栅极驱动信号。
栅极驱动电路GDU1～GDU4可以使用公知构成的栅极驱动电路，在图2中示出其一例。该栅极驱动电路GDU1～GDU4具备由光电耦合器PC、晶体管T5、T6构成的缓冲电路BU、正侧电源E1、负侧电源E2和电阻R。来自图1所示的控制电路CC的指令信号S1～S4分别被输入到各栅极驱动电路GDU1～GDU4的光电耦合器PC。
栅极驱动电路GDU1～GDU4的缓冲电路BU分别在指令信号S1～S4指示栅极导通时，通过晶体管T5的导通动作来输出使栅极导通的栅极驱动驱号，在指令信号S1～S4指示栅极截止时，通过晶体管T6的导通动作来输出使栅极截止的栅极驱动驱号。
使栅极导通的栅极驱动驱号的电压值大致为正侧电源E1的电压(+15V)，使栅极截止的栅极驱动驱号的电压值大致为负侧电源E2的输出电压(-15V)。
然而，构成双向开关SW的RB-IGBT T3、T4具有在对集电极、发射极之间施加反向电压时由来自发射极的空穴的再注入而引起漏电流增加的特性。为了避免该漏电流增加，在RB-IGBT T3、T4施加有反向电压时，将栅极导通信号供给到该RB-IGBT T3、T4的栅极即可。即，如果将导通信号供给到栅极，则电子通过n+通道而到达发射极，换言之，由于没有空穴的再注入，所以漏电流的增加得到抑制。
下述表按照开关模式分别表示相对于半导体开关元件T1、T2和RB-IGBT T3、T4的栅极驱动信号的形态。根据该表所示的栅极驱动信号，如后所述，抑制RB-IGBT T3、T4的漏电流的增加。
在该表中，“ON”表示使栅极导通，“OFF”表示使栅极截止，“SW”表示使栅极进行导通/截止。
表1
图1所示的电力变换装置根据该表所示的栅极驱动而如下进行动作。
开关模式A
首先，对将负载L连接到端子U与端子N之间(参照实线)，利用上臂侧的开关元件T1来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“SW”的信号S1和指示为“OFF”的信号S2～S4。此时，信号S1是由经过了调制(例如脉冲宽度调制)处理的脉冲序列构成的信号。
与此相应地，栅极驱动电路GDU1输出使开关元件T1的栅极进行导通/截止的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU2、GDU3、GDU4输出使开关元件T2、RB-IGBT T3，RB-IGBT T4的栅极截止的栅极驱动信号。其结果，仅开关元件T1进行导通/截止动作，开关元件T2、RB-IGBTT3、RB-IGBT T4成为截止状态。
如果开关元件T1进行导通/截止动作，则在导通期间，在负载L中流过电流IL，并且在截止期间介由续流二极管D2流过恢复电流IR。
接下来，对将负载L连接到端子P与端子U之间(参照点划线)，通过下臂侧的开关元件T2来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“OFF”的信号S1、S3、S4和指示为“SW”的信号S2。
与此相应地，仅开关元件T2进行导通/截止动作，开关元件T1、RB-IGBT T3、RB-IGBT T4成为截止状态。
如果开关元件T2进行导通/截止动作，则在导通期间流过负载电流(省略图示)，在截止期间介由续流二极管D1流过恢复电流(省略图示)。
开关模式B
首先，对将负载L连接到端子P与端子U之间、通过开关SW的RB-IGBT T3来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“OFF”的信号S1、S2，指示为“SW”的信号S3和指示为“ON”的信号S4。
与此相应地，栅极驱动电路GDU1、GDU2输出如图3(a)、(b)所示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU3输出如图3(c)所例示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU4输出如图3(d)所示的栅极驱动信号。其结果，RB-IGBT T3进行导通/截止动作，开关元件T1、T2均成为截止状态77。此时，RB-IGBT T4不进行供给使栅极导通的栅极驱动信号的导通。这是因为在RB-IGBT T4的集电极、发射极之间，介由负载L在相反方向施加电容器C1的端子电压Vcc2。
如省略了开关元件T2和电容器C2的图4所示，在负载L中，在RB-IGBT T3导通期间流过电流IL。在该RB-IGBT T3的集电极、发射极之间施加的电压不是Vcc1而是电容器C1的端子电压Vcc2(Vcc1/2)。应予说明，在RB-IGBT T3截止期间，介由续流二极管D1流过恢复电流IR。
另一方面，由于对在集电极、发射极之间施加有反向电压Vcc2的RB-IGBT T4输入如上所述的使栅极导通的栅极驱动信号，所以抑制由上述空穴的再注入引起的漏电流的增加，降低由该漏电流引起的损失。
接下来，对将负载L连接到端子U与端子N之间，通过开关SW的开关元件T4来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“OFF”的控制信号S1、S2、指示为“ON”的控制信号S3和指示为“SW”的控制信号S4。
与此相应地，栅极驱动电路GDU1、GDU2输出如图5(a)、(b)所示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU3输出如图5(c)所示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU4输出如图5(d)所示的栅极驱动信号(将图3(c)所示的信号反转而得的信号)。其结果，RB-IGBT T4进行导通/截止动作，并且开关元件T1、T2分别成为截止状态。RB-IGBT T3由于在集电极、发射极之间施加有反向电压，所以成为截止状态。
如省略了开关元件T1和电容器C1的图6所示，在负载L中，在RB-IGBT T4导通期间流过电流IL，而该负载电流IL的大小也成为上述开关模式A的负载电流IL的1/2。在RB-IGBTT4截止期间，介由续流二极管D2流过恢复电流IR。
另一方面，由于对在集电极、发射极之间施加有反向电压Vcc2的RB-IGBT T3的栅极输入如上所述的使栅极导通的栅极驱动信号，所以抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加。
开关模式C
首先，对将负载L连接到端子M与端子U之间(在图1中未示出)，通过上臂侧的开关元件T1来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“SW”的信号S1，指示为“OFF”的信号S2、S3和指示为“ON”的信号S4。
与此相应地，栅极驱动电路GDU1输出如图7(a)所示的栅极驱动信号，GDU2、GDU3输出如图7(b)、(c)所示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU4输出如图7(d)所示的栅极驱动信号。其结果，开关元件T1进行导通/截止动作，而开关元件T2和RB-IGBT T3均成为截止状态。
如省略了开关元件T2和电容器C2的图8所示，在负载L中，在开关元件T1导通期间流过电流IL，而该负载电流IL的大小成为上述开关模式A的负载电流IL的1/2。
RB-IGBT T4在开关元件T1导通期间成为截止状态，在开关元件T1截止期间流过恢复电流IR。另外，RB-IGBT T4在开关元件T1导通期间施加反向电压Vcc2，而由于此时输入如图7(d)所示的栅极导通信号，所以抑制由上述的空穴的再注入引起的漏电流的增加，降低由该漏电流引起的损失。
接下来，对与上述同样地将负载L连接到端子U与端子N之间，通过下臂侧的开关元件T2来驱动该负载L的情况进行说明。此时，控制电路CC输出指示为“OFF”的信号S1、S4，指示为“SW”的信号S2和指示为“ON”的信号S3。
与此相应地，GDU1、GDU4输出如图9(a)、(d)所示的栅极驱动信号，栅极驱动电路GDU2输出如图9(b)所例示的栅极驱动信号(将图7(a)所示的信号反转的信号)，GDU3输出如图9(c)所示的栅极驱动信号。其结果，开关元件T2进行导通/截止动作，开关元件T1和RB-IGBT T4均成为截止状态。
如省略了开关元件T1和电容器C1的图10所示，在负载L中，在开关元件T2导通期间流过电流IL。
RB-IGBT T3在开关元件T2导通期间成为截止状态，在开关元件T2截止期间流过恢复电流IR。另外，RB-IGBT T3在开关元件T2导通期间施加反向电压Vcc2，而由于此时输入如图9(c)所示的栅极导通信号，所以抑制由上述的空穴的再注入引起的漏电流的增加。
如上所述，根据本实施方式的电力变换装置，在对构成双向开关SW的RB-IGBT T3和RB-IGBT T4施加反向电压Vcc2时，向该RB-IGBT T3和RB-IGBT T4输入使栅极导通的栅极驱动信号。因此，抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加，电力转换效率提高。
图11表示具备三相的图1所示的臂对AP和双向开关SW的三相三级电力变换装置。在该电力变换装置中，臂对AP1～AP3具有与图1所示的臂对AP同样的构成，双向开关SW1～SW3具有与该图所示的双向开关SW同样的构成。在此，能够将臂对AP1、AP2和AP3分别与双向开关SW1、SW2和SW3一体化(模块化)。符号LO表示滤波用电抗器，符号L’表示三相负载。
在本实施方式的电力变换装置中也有向构成双向开关SW1～SW3的RB-IGBT施加反向电压的情况。因此，未图示的控制电路输出使施加有反向电压的RB-IGBT的栅极导通的栅极驱动信号。由此，抑制RB-IGBT中的漏电流的增加，电力转换效率提高。
本实施方式的电力变换装置和图1所示的电力变换装置均能够得到三级的电压输出，在可获得更多级的电压输出的电力变换装置(例如，参照日本特开平2011-72118号公报)中，也可以通过成为使反向电压施加状态的RB-IGBT的栅极导通的构成来提高电力转换效率。
图12是表示本发明的单相两级电力变换装置(变换器)的实施方式的电路图。该电力变换装置具有如下构成，即，将串联连接的一对双向开关SW10、SW30和串联连接的一对双向开关SW20、SW40并联连接到由电容器构成的直流电源PS’的正极与负极之间，将单相负载L连接到双向开关SW10、SW30的串联连接点与双向开关SW20、SW40的串联连接点之间。
构成双向开关SW10的RB-IGBT T11和RB-IGBT T12、构成双向开关SW20的RB-IGBTT21和RB-IGBT T22、构成双向开关SW30的RB-IGBT T31和RB-IGBT T32、构成双向开关SW40的RB-IGBT T41和RB-IGBT T42分别对应于构成图1所示的双向开关SW的RB-IGBT T3和RB-IGBT T4。
在RB-IGBT T11、T12连接有栅极驱动电路GDU11、GDU12，在RB-IGBT T21、T22连接有栅极驱动电路GDU21、GDU22，在RB-IGBT T31、T32连接有栅极驱动电路GDU31、GDU32，在RB-IGBT T41、T42连接有栅极驱动电路GDU41、GDU42。
这些栅极驱动电路具有与图2所示的栅极驱动电路GDU1～GDU4同样的构成，分别输入来自控制电路CC’的指令信号。
以下，对本实施方式的电力变换装置的动作进行说明。控制电路CC’输出指令信号S11、S12、S21、S22、S31、S32、S41、S42。
即，控制电路CC’在图16所示的期间(1)输出如生成使RB-IGBT T11、T22、T32、T41的栅极导通的栅极驱动信号和使RB-IGBT T12、T21、T31、T42的栅极截止的栅极驱动信号那样的指令信号。
其结果，使RB-IGBT T11、T41导通而在图12所示的路径流过负载驱动电流IA，并且在RB-IGBT T22、T32的集电极、发射极之间施加反向电压。如斜线所示，由于施加有反向电压的RB-IGBT T22、T32输入使栅极导通的栅极驱动信号，因此抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加。
接下来，控制电路CC’在图16所示的期间(2)输出如生成使RB-IGBT T12、T22、T32、T42的栅极导通的栅极驱动信号和使RB-IGBT T11、T21、T31、T41的栅极截止的栅极驱动信号那样的指令信号。
其结果，使RB-IGBT T22、T32导通而在图13所示的路径流过恢复电流IB，并且在RB-IGBT T12、T42的集电极、发射极之间施加反向电压。如斜线所示，由于施加有反向电压的RB-IGBT T12、T42输入使栅极导通的栅极驱动信号，因此抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加。
控制电路CC’在图16所示的期间(3)输出如生成使RB-IGBT T12、T21、T31、T42的栅极导通的栅极驱动信号和使RB-IGBT T11、T22、T32、T41的栅极截止的栅极驱动信号那样的指令信号。
其结果，使RB-IGBT T21、T31导通而在图14所示的路径流过负载驱动电流IC，并且在RB-IGBT T12、T42的集电极、发射极之间施加反向电压。如斜线所示，由于施加有反向电压的RB-IGBT T12、T42输入使栅极导通的栅极驱动信号，因此抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加。
接下来，控制电路CC’在图16所示的期间(4)输出如生成使RB-IGBT T12、T22、T32、T42的栅极导通的栅极驱动信号和使RB-IGBT T11、T21、T31、T41的栅极截止的栅极驱动信号那样的指令信号。
其结果，使RB-IGBT T12、T42导通而在图15所示的路径流过恢复电流ID，并且在RB-IGBT T22、T32的集电极、发射极之间施加反向电压。如斜线所示，由于施加有反向电压的RB-IGBT T22、T32输入使栅极导通的栅极驱动信号，因此抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加。
图17是表示本发明的三相两级电力变换装置(变换器)的实施方式的电路图。该电力变换装置为了适用于三相负载L’而将图12所示的电力变换装置扩展为三相用的电力变换装置，具备分别串联连接到直流电源PS’的正极与负极之间的一对双向开关SW50、SW80，一对双向开关SW60、SW90和一对双向开关SW70、SW100。
构成上述双向开关SW50～SW100的RB-IGBT中的若干个会有在集电极、发射极之间施加反向电压的情况。
施加有反向电压的RB-IGBT可以从门控序列预先得知。因此，为了抑制施加反向电压的RB-IGBT的漏电流的增加，未图示的控制电路输出如生成使该RB-IGBT的栅极导通的栅极驱动信号那样的指令信号。由此，降低由施加有反向电压的RB-IGBT的漏电流的增加引起的损失。
图18是表示应用于矩阵转换器的本发明的电力变换装置的构成例的电路图。该电力变换装置具有将9个双向开关SW110～SW190连接到三相交流电源AC-PS与三相负载L’之间的构成。
在该电力变换装置中也有构成双向开关SW110～SW190的RB-IGBT中的若干个在其集电极、发射极之间施加相反方向的电压的情况。因此，未图示的控制电路将指示栅极导通的控制信号输出到该开关元件的栅极驱动电路，以向施加有相反方向的电压的开关元件的栅极输入栅极导通信号。其结果，施加有相反方向的电压的开关元件抑制由空穴的再注入引起的漏电流的增加，降低由该漏电流的增加引起的损失。

Claims (4)

1.一种电力变换装置，其特征在于，
具备将两个具有反向耐压性的逆阻型绝缘栅双极晶体管反向并联连接而成的双向开关，将基于从控制电路输出的指令信号而生成的栅极驱动信号供给到所述各逆阻型绝缘栅双极晶体管；
所述控制电路构成为输出用于使施加有反向电压的所述逆阻型绝缘栅双极晶体管的栅极成为导通状态的指令信号作为所述指令信号，
进行三级以上的电力变换，
一个相的电力变换电路具备：
直流电源，具有正极、中间极、负极；
第一半导体开关元件，二极管被反向并联连接且集电极连接到所述直流电源的正极；
第二半导体开关元件，二极管被反向并联连接且发射极连接到所述直流电源的负极；和
所述双向开关，一端连接到所述第一半导体开关元件的发射极与所述第二半导体开关元件的集电极的连接点，另一端连接到所述直流电源的中间极。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第一半导体开关元件、第二半导体开关元件为绝缘栅双极晶体管。
3.一种电力变换装置，其特征在于，
具备将两个具有反向耐压性的逆阻型绝缘栅双极晶体管反向并联连接而成的双向开关，将基于从控制电路输出的指令信号而生成的栅极驱动信号供给到所述各逆阻型绝缘栅双极晶体管；
所述控制电路构成为输出用于使施加有反向电压的所述逆阻型绝缘栅双极晶体管的栅极成为导通状态的指令信号作为所述指令信号，
一个相的电力变换电路具备：
直流电源；
第一对所述双向开关，串联连接到所述直流电源的正极与负极之间；和
第二对所述双向开关，串联连接到所述直流电源的正极与负极之间。
4.根据权利要求1或3所述的电力变换装置，其特征在于，
以构成矩阵转换器的方式连接多个所述双向开关。
CN201910191161.6A 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置 Active CN110022078B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012-081718 2012-03-30
JP2012081718 2012-03-30
CN201380005485.7A CN104054253A (zh) 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380005485.7A Division CN104054253A (zh) 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110022078A true CN110022078A (zh) 2019-07-16
CN110022078B CN110022078B (zh) 2021-05-04

Family

ID=49259139

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380005485.7A Pending CN104054253A (zh) 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置
CN201910191161.6A Active CN110022078B (zh) 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201380005485.7A Pending CN104054253A (zh) 2012-03-30 2013-02-01 电力变换装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9496801B2 (zh)
EP (1) EP2793387A4 (zh)
JP (1) JP5999526B2 (zh)
CN (2) CN104054253A (zh)
WO (1) WO2013145854A1 (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105379098B (zh) * 2013-10-02 2018-09-21 富士电机株式会社 三电平逆变器
CN105226977B (zh) * 2014-05-29 2018-02-16 维谛技术有限公司 一种逆变器的控制方法、装置及不间断电源
CN104038090B (zh) * 2014-06-23 2017-01-04 威凡智能电气高科技有限公司 一种基于逆阻型igbt反并联的t型多电平逆变电路
DE102015105192A1 (de) 2015-04-04 2016-10-06 Sma Solar Technology Ag Treiberschaltung, Schaltungsanordnung umfassend eine Treiberschaltung und Wechselrichter umfassend eine Schaltungsanordnung
EP3316470B1 (en) * 2015-06-23 2019-12-25 Nissan Motor Co., Ltd. Inverter with charging capability
DE102015116995A1 (de) * 2015-10-06 2017-04-06 Infineon Technologies Austria Ag Schaltung zur Leistungsfaktorkorrektur und Verfahren zum Betrieb
CN109417354B (zh) * 2017-01-18 2021-03-19 富士电机株式会社 三电平逆变器
CN109818355B (zh) * 2019-02-15 2020-11-24 董振隆 一种三端口式电网净化器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004254376A (ja) * 2003-02-18 2004-09-09 Honda Motor Co Ltd 車両用インバータ装置
JP2006166582A (ja) * 2004-12-07 2006-06-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
US20100039843A1 (en) * 2007-02-02 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co., Ltd Semiconductor module for use in power supply
CN102075105A (zh) * 2009-11-17 2011-05-25 富士电机控股株式会社 电力变换设备
JP2011120376A (ja) * 2009-12-03 2011-06-16 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュールとそれを適用した電力変換装置
JP2012029429A (ja) * 2010-07-22 2012-02-09 Fuji Electric Co Ltd ３レベル電力変換装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004312796A (ja) 2003-04-02 2004-11-04 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 電力変換装置のゲート駆動回路
JP4779549B2 (ja) 2005-10-04 2011-09-28 富士電機株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路。
JP4839943B2 (ja) 2006-04-19 2011-12-21 富士電機株式会社 直接形電力変換器の制御方法
JP2009060709A (ja) 2007-08-31 2009-03-19 Fuji Electric Systems Co Ltd ゲート駆動回路
JP2010035279A (ja) * 2008-07-25 2010-02-12 Toyota Motor Corp 電源システムおよび電動車両
JP5217849B2 (ja) 2008-09-29 2013-06-19 サンケン電気株式会社 電気回路のスイッチング装置
JP5487746B2 (ja) 2009-06-15 2014-05-07 富士電機株式会社 逆耐圧を有するｉｇｂｔの過電流保護回路
BRPI1011551A2 (pt) * 2009-06-29 2016-03-29 Ideal Power Converters Inc dispositivos, métodos e sistemas de transferência de energia com reatância de transferência de energia com desvio de comutador de barra de segurança elétrica
JP5493532B2 (ja) * 2009-07-17 2014-05-14 富士電機株式会社 負荷駆動装置及びこれを使用した電気自動車
JP5593660B2 (ja) 2009-09-25 2014-09-24 富士電機株式会社 ５レベルインバータ
JP4930582B2 (ja) * 2009-12-28 2012-05-16 サンケン電気株式会社 共振型電力変換装置
JP5440335B2 (ja) * 2010-04-06 2014-03-12 富士電機株式会社 パワー半導体モジュール及びそれを用いた電力変換装置
JP5724314B2 (ja) * 2010-11-16 2015-05-27 富士電機株式会社 パワー半導体モジュール

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004254376A (ja) * 2003-02-18 2004-09-09 Honda Motor Co Ltd 車両用インバータ装置
JP2006166582A (ja) * 2004-12-07 2006-06-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電力変換装置
US20100039843A1 (en) * 2007-02-02 2010-02-18 Fuji Electric Systems Co., Ltd Semiconductor module for use in power supply
CN102075105A (zh) * 2009-11-17 2011-05-25 富士电机控股株式会社 电力变换设备
JP2011120376A (ja) * 2009-12-03 2011-06-16 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュールとそれを適用した電力変換装置
JP2012029429A (ja) * 2010-07-22 2012-02-09 Fuji Electric Co Ltd ３レベル電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MARI RØED HANSSEN ET AL.: "Operation Features of a Reduced Matrix Converter for Offshore Wind Power", 《2010 IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON INDUSTRIAL ELECTRONICS》 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2013145854A1 (ja) 2013-10-03
JP5999526B2 (ja) 2016-09-28
JPWO2013145854A1 (ja) 2015-12-10
EP2793387A1 (en) 2014-10-22
EP2793387A4 (en) 2015-07-01
CN104054253A (zh) 2014-09-17
CN110022078B (zh) 2021-05-04
US9496801B2 (en) 2016-11-15
US20140321181A1 (en) 2014-10-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110022078A (zh) 电力变换装置
CN105379098B (zh) 三电平逆变器
US9979322B2 (en) Modulator for a hybrid converter system
CN106605360B (zh) 逆变器
WO2010150549A1 (ja) 電力変換装置
JP6284081B2 (ja) インバータ装置
CN106329974B (zh) 五电平变换装置
CN105656323B (zh) 电力变换装置以及具备该电力变换装置的铁道车辆
EP2871765A1 (en) NPC converter for use in power module, and power module incorporating same
JP2013219903A (ja) 整流回路
WO2019154138A1 (zh) 一种用于逆变器或整流器的电桥电路
CN103944436A (zh) 一种三相容错逆变电路及其控制方法
JP2015033217A (ja) 半導体装置、および電力変換装置
CN104702252A (zh) 开关模组、变换器及电能变换装置
CN106329975B (zh) 五电平变换装置
CN106712558A (zh) 高可靠性五电平三相双输入逆变器
CN104521122A (zh) 逆变驱动电路
CN105186904B (zh) CoolMosfet中点钳位I型三电平拓扑电路及逆变器
CN105356779B (zh) 一种二极管钳位功率开关串联高压逆变器及其拓扑结构
Guerriero et al. A GaN based bidirectional switch for matrix converter applications
CN203840234U (zh) 具有容错功能的逆变器
CN105449742A (zh) 一种电源极性切换电路及装置
US8767426B2 (en) Matrix converter controlling apparatus
JP6147575B2 (ja) 電力変換装置
US20230396185A1 (en) Dual output energy conversion device, modulation method and power supply device

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant