CN109470904A - 用于减少共模信号对差分信号的影响的方法和设备以及包括这种设备的系统的方法和设备 - Google Patents

用于减少共模信号对差分信号的影响的方法和设备以及包括这种设备的系统的方法和设备 Download PDF

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Abstract

本公开涉及用于减少共模信号对差分信号的影响的方法和设备以及包括这种设备的系统的方法和设备。共模电压的变化可会对差分采样电路产生不利影响。共模电压的变化可能会改变晶体管开关的导通电阻，而这可意味着对较大的共模信号没有正确地观察到小的信号变化。本公开涉及通过改变对部件的供电或驱动电压来补偿共模电压变化来提高解决小的差分信号变化的能力的方法。

Description

用于减少共模信号对差分信号的影响的方法和设备以及包括 这种设备的系统的方法和设备
要求优先权
本申请要求2017年9月8日提交的英国专利申请No.1801910.9和2017年9月8日提交的美国临时专利申请62/555,979的优先权，其全部内容通过引用结合于此。
技术领域
本公开涉及用于减少共模信号变化的不希望的转换为干扰差分信号的测量的假象的方法和设备。共模电压的变化可以是有意的，例如由于施加到适于测量物理或电参数的电路的激励的结果。
背景技术
电路，例如用于测量电特性或物理特性的测量电路，可以经受变化的输入电压。有利的是，电路以可预测的方式响应这样的输入电压，并且连接到电路的信号处理装置的响应不会不利地影响由于电路的变化而从电路输出的差分电压的变化。共模电压在电路内或输出端。
发明内容
根据本发明，提供了一种设备，包括：有源电路，用于作为施加到第一电路的刺激信号的函数，调节至少一个晶体管开关的控制电压或差分信号处理电路的电源电压，所述第一电路提供由所述晶体管开关切换或由所述信号处理电路处理的信号。
电源电压可以是差分信号处理电路的正供电轨、差分信号处理电路的负供电轨和差分信号处理电路的接地节点中的一个或多个。
信号处理电路例如，可以包括模数转换器。信号处理电路可以包括差分放大器。差分放大器可以是切换的电容放大器。
在本公开的实施例中，提供信号处理电路，包括差分模拟信号输入级，其具有用于接收差分信号的第一和第二电压的第一和第二输入节点，以及响应于第一和第二电压的控制电路，用于作为差分信号的第一和第二电压的函数，修改信号处理电路的第一和第二电源电压。
优选地，控制电路作为差分信号的第一和第二电压的共模值的变化的函数来修改第一和第二电源电压。共模值的变化可是由于将刺激信号施加到向信号处理电路提供第一和第二电压的电路。可选择地，控制电路可以设置为作为差分信号的第一和第二电压的共模值的函数修改第一和第二电源电压。
根据本公开的另一方面，提供设备，包括差分信号处理电路和刺激信号发生器，其中所述刺激信号发生器被布置成将激励信号施加到输入电路，该输入电路被布置成提供一起形成差分信号以用信号输入差分信号处理电路的第一和第二信号，并且其中所述设备还包括响应于所述刺激信号或与所述刺激信号的变化相关的控制信号的另外的电路，并且其中所述另外的电路被布置成引起以下中的至少一个的变化：
a)用于控制晶体管开关状态的控制电压；
b)将电源的电源电压改变为所述信号处理电路的至少一部分；和
c)所述信号处理电路的参考电压或信号接地电压的变化。
根据本公开的另一方面，提供一种改善差分电路的共模抑制比的方法，该方法包括作为差分输入信号的共模值的函数改变所述差分电路的第一和第二电源电压，和/或作为差分输入信号的共模值的函数，改变施加到作为开关的场效应晶体管的栅极或改变作为开关的场效应晶体管的后栅极电压的标称数字控制信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种非接触式电压测量设备，包括：
用于在待测电压下与导体电容耦合的探针；
测量电容器，具有第一和第二节点，并且在其第一节点处与探针耦合以形成电容分压器；
参考信号发生器，耦合到测量电容器的第二节点；以及测量电路，耦合到第一和第二节点，以测量测量电容器两端的电压；
其中测量电路以与待测电压不同的频率输出信号。
非接触探针可以是夹持式或类似探针，其可以放置在载流导体附近或周围。探针通过第一电容有效地耦合到导体，这可以被认为是由作为导体表面的一个板形成，第二个板由探针的导电材料形成，并且板之间的绝缘体由导体周围的绝缘体和/或探头的绝缘材料或气隙。探针与另一个电容器串联连接，在此称为测量电容器，其有利地具有已知值或其值是可确定的，或者电容分压器的传递函数是可确定的。测量电容器的特性可以以时变方式变化。要改变的简单属性是测量电容器的一个节点处的电压。进一步的特性包括在两个或更多个已知值之间改变测量电容器本身的电容。
在一个实施例中，非接触电压测量设备包括根据本公开的第一方面的教导形成的电路。
附图说明
仅通过非限制性示例，将参考附图描述本公开的实施例，其中：
图1是与差分信号处理系统结合的通用传感器或其他信号提供块的电路图；
图2是围绕惠斯通电桥形成的传感器电路的电路图；
图3是在分压器周围形成的传感器电路的电路图；
图4是开关电容差分放大器的示意图；
图5是采样和保持电路的示意图，该采样和保持电路包括与采样电容器相关的采样开关；
图6是应用于图5的采样和保持电路的已知自举电路的电路图，以改善采样和保持电路的操作；
图7示意性地示出了构成本公开的实施例的差分信号处理电路；
图8示出了一个实施例，其中，校正信号响应于提供给校正信号发生器和激励信号发生器的控制以开环方式工作；
图9示出了一个实施例，其中校正信号以闭环方式工作，监视激励信号发生器的输出信号；
图10示出了本公开的实施例，其中响应于校正信号发生器输出的校正信号，改变施加到ADC的各种电压。
图11示出了一个实施例，其中根据校正信号发生器输出的校正信号修改到差分电路前端的电源电压；
图12示出了一个示例性实施例，其中电源电压的变化用于修改栅极驱动信号；
图13示出了构成本公开的实施例的交叉开关的实施例；
图14示出了控制电压修改电路的一个实施例，该电路被设置成适应开关晶体管的栅极电压和后栅极电压，并且构成本公开的实施例；
图15示出了使用电流DAC并构成本公开的实施例的栅极电压修改电路的实施例；
图16还示出了构成本公开的实施例的栅极电压修改电路的实施例；
图17显示了图16中所示的电流镜的电路图；
图18a至18d是说明不需要连续施加共模校正的时序图；
图19示出了低压降稳压器的实施例，其具有响应于控制信号的可调节输出电压，该控制信号指示需要共模偏移校正；
图20示意性地示出了构成本发明实施例的电压测量电路，包括分压器、刺激信号发生器、以及用于在差分信号处理电路内调节晶体管开关的栅极和后栅极电压的电路。
图21示意性地示出了根据本公开的教导的电压测量装置；
图22示意性地示出了根据本发明的教导的第二电压测量装置；
图23示意性地示出了图22中的开关操作以调制测量电容器两端的电压Vo；
图24示意性地示出了使用虚拟接地配置对输入电路的修改；
图25是本公开的另一实施例的电路图。
具体实施方式
非常希望能够从传感器接收信号并放大和/或过滤来自传感器的信号。众所周知，在这种电路中使用差分放大器，以便增加电路抑制寄生信号的能力，例如，共模噪声。
例如，考虑如图1所示的传感器2和差分信号处理系统4的组合。传感器2可以基于许多类型的电路配置，其常见示例包括惠斯通电桥(如图2所示)和分压器(如图3所示)。在图1中，传感器2具有指向其中的若干箭头。这些表示影响传感器输出的输入。输入包括用于激励传感器的电信号，并且传感器的共模输出电压和差分响应可以根据激励它的输入信号(可以是一个或多个电压或电流)而变化。一些传感器仅测量提供给它的输入电压之一的参数，而其他传感器可以输出一个或多个信号作为两个(或更多)输入电压或电流的函数。其他传感器可以测量物理参数，例如压力、应变、流体流速或磁场的强度和方向。因此，传感器2的输入可能是电气和所需的物理参数。不需要的物理参数(例如温度变化)也可能影响传感器或电源电压波动，这也可能影响传感器。在图1所示的例子中，传感器2将差分信号输出到差分信号处理系统4。
为了完整，惠斯通电桥在图2中示意性地示出。惠斯通电桥8连接在两个电压供应节点10和12之间。在该示例中，节点10被提供有电压Vs，节点12是接地节点。第一和第二阻抗14和16串联连接在节点10和12之间，并且限定第一中间节点18。第二组串联连接的阻抗20和22连接在节点10和12之间并限定第二中间节点24。节点18和24表示惠斯通电桥8的输出，惠斯通电桥8连接到差分放大器30。惠斯通电桥可以用DC或AC电压驱动。假设桥接器8由DC电压Vs驱动，并且所有阻抗都是电阻值R。节点18和24处的电压应为Vs/2，并且放大器30输出的差分电压将为零。如果阻抗16经历值ΔR的小变化使得阻抗变为RΔ，其中RΔ＝R+ΔR，则节点18处的电压稍微改变ΔV，并且放大器30给出差分输出。在这种直流情况下，惠斯通电桥的共模电压输出几乎没有变化。
如果惠斯通电桥通过AC信号激励，则可以简化放大器30中的DC偏移的影响，但是以桥8的共模电压输出具有显着变化为代价。惠斯通电桥可以包括包括电阻以外的元件，例如电容器、电感器和半导体元件。
图3显示了分压器35，它实际上是惠斯通电桥的一半。它包括两个阻抗，在这种情况下，值为R1和R2的电阻器38和40在电压VA和VB的节点之间串联连接。差值VA-VB除以比率R2/(R1+R2)。在R2上产生差分输出信号。如果VA或VB变化，则差分信号的共模值也会变化。
分压器通常用于在电压差可能或者已知超出后续信号处理电路的工作范围的情况下，测量分压器一端的电压VA与分压器另一端的电压VB之间的电压差。分频比可以非常大，使得配电系统中出现的电压可以转换为几百毫伏量级的电压。这要求分压器和随后的信号处理电路的传输比已知为所需的精度。通常，准确性由客户或标准机构强制执行。通常强制要求0.1％的准确度。在长工作寿命，宽温度范围和潮湿环境中提供可保证满足该规格的部件可能需要从校准到高于规定的精度的装置开始，并且需要使用选择用于低温度系数的材料。这些方法通常涉及相对昂贵的材料、更复杂的生产过程(因此更昂贵的生产过程)和校准步骤。缓解这些问题的方法是已知的，将在后面讨论。分压器除了电表之外还有许多其他用途。例如，它们可用于能量存储和电池管理系统、安全系统(例如断路器)、电动机控制器以及工业、医疗、航空航天、海事、汽车和其他环境中的大量监视和控制应用。分压器可以使用除电阻器之外的组件制造，例如电容器、电感器和半导体组件。
图4示意性地示出了可用于处理来自传感器电路2的信号的放大器的示例。在该示例中，放大器30被实现为开关电容器装置，因为该技术与用于数字化输入信号的切换的电容器模数转换器(ADC)系统配合得很好。放大器30连接到抗混叠滤波器50，以便衰减高于滤波器截止频率的信号，使得在接近放大器30的开关频率的一半的信号分量中几乎没有显着的能量。作为差分器件的放大器具有两个输入采样装置60a和60b，每个输入采样装置包括与相应的开关网络相关联的采样电容器62a和62b，使得电容器62a可以在采样阶段期间通过滤波器50连接到输入节点52，以获取节点52的输入电压。然后可以将电容器62a置于保持阶段，在该阶段，电容器62a与输入节点52和运算放大器70的相关节点64a断开。电容器可以连接到节点64a使得它与放大器70的反馈电容器72a进行电荷交换。最后，电容器62a可以可选地通过将其两个板连接在一起或者到诸如地的电压来复位。在该阶段期间，反馈电容器也可以通过相关的短路开关74a复位。对于另一个输入通道存在类似的组件(并且在图4中由“b”后缀指定)并且以相同的方式操作。本领域技术人员已知许多其他输入采样配置，其在一个或多个相中对一个或多个电容器充电和放电，并且本公开的教导同样适用于其他采样配置。
然而，共模电压的变化会引起开关电阻的变化，这会引起信号处理系统内的共模电压相关的时间常数。这可能是不合需要的，尤其是在针对大背景或激励信号寻找小的电压变化时，其中RC滤波器充电到适当水平的时间以观察对背景信号的所需变化，例如共模电压信号是很多时间常数，现在将讨论。
假设通过连接到输入电压Vs的电阻R的电阻器从放电的初始条件对值为C的电容器充电。电容两端的瞬时电压V(t)由下式给出：
V(t)＝vs(1-e-t/RC)
电压V(t)以指数方式朝向“正确”值Vs上升。该响应的结果是，如果想要测量信号并且信号由具有RC时间常数的采样电路获取，则必须等待V(t)的时间常数的至少7倍上升到0.1％以内。等待RC时间常数的八倍可提供0.04％的准确度。如果为采样和保持过程的样本部分预算了固定数量的等待时间，则时间常数的变化会改变V(t)接近Vs的量。这只是一种方式的一个例子，其中共模电压的变化会影响差分信号处理电路的运行。另外，晶体管开关的阻抗还可以与抗混叠滤波器的组件相互作用。
为了观察这些电阻如何发生变化，考虑例如图5所示的跟踪和保持电路。该电路包括场效应晶体管82，在该示例中是NMOS器件，场效应晶体管82具有在存在输入电压Vin时连接到输入节点84的源极。晶体管82的漏极连接到输出节点86和具有值Chold的采样电容器88。电路的开关操作主要由时钟信号Phi控制。当Phi为高时，晶体管82导通，并且输入节点84处的电压Vin使电荷存储在电容器Chold上。
当Phi变低时，晶体管82变为高电阻，并且电荷保持存储在电容器88上。然而，这种简单的操作需要进一步分析。在使用中，晶体管82表现出导通电阻Rds-on。当MOSFET作为开关驱动时，栅极电压通常被驱动到供电轨道，以便开启或断开器件。如果输入电压接近正轨电压Vdd，则Phi(当断言时)与Vin之间的差可能不足以正确地接通晶体管。这导致导通电阻Rds-on的变化，其随输入电压而变化。在一些设计中，这通过将时钟信号加倍电压来解决，而在通常称为传输门的其他设计中，PMOS晶体管与NMOS晶体管82并联放置并且用反相栅极信号驱动。结果，如果输入电压变得很高以至于NMOS器件不导通，则可以保证PMOS器件导通。然而，这并不能保证有效导通电阻不随Vin变化。
仅考虑图5中所示的简单布置，当处于“接通”状态时，漏-源电压通常很小。在这些条件下，导通状态电阻RDS可以近似为：
RDS＝1/(Kn(VGS-Vt))
其中
VGS是栅-源电压
Vt是器件阈值电压
Kn是器件系数，更具体地是Kn＝μnCox(W/L)，其中μn是电荷载流子迁移率，Cox是每单位面积的栅极氧化物电容，W是栅极宽度，L是栅极长度。这忽略了诸如改变阈值电压的体效应的问题。
FET的阈值电压VT的公式可以在Bart Van Zeghbroe的“Principles ofSemiconductor Devices”中找到，见7.4.1节，https://ecee.colorado.edu/～bart/book/ book/contents.htm。
其中:
VFB是平带电压
NA是掺杂剂浓度
ni是未掺杂半导体中的电子浓度
εSi是半导体材料(通常是硅)的介电常数
q是电子的电荷
T是以开尔文为单位的温度
B是Boltzmann的常数
然而，应注意，Vt的等式包括项VSB，其表示FET的源极与器件的主体材料之间的电压差，其通常连接到“背栅”节点。
由施加的源体电压引起的阈值变化可表示为
其中
可以看出，导通电阻相对于输入电压Vin而变化。还可以看出，晶体管82和电容器88在采样或跟踪模式期间形成低通滤波器。滤波器的时间常数取决于输入电压，这是不希望的。晶体管82的可变电阻随Vin的函数而变化，并表示为Ron(Vin)与电容器88的值一起起作用，以形成具有由下式给出的截止频率fc的低通滤波器。
fc二1/(2π*Ron(Win)*Chold)
结果，信号分量可能落在滤波器截止频率的任一侧，这取决于Vin的瞬时值。此外，如前所述，将采样电容器充电到实际输入电压的指定部分内所花费的时间可以变化。还值得注意的是，图5中由电容器90表示的寄生电容也可以在驱动信号Phi改变状态时使电荷与采样电容器交换。寄生电容上的电荷的大小也可以通过晶体管82的源极和栅极之间的电压差来调制。在栅极和开关的输入(漏极)之间存在类似的寄生电容。
工人们试图解决这个问题。一种已知的减轻作为输入电压Vin的函数的沟道电阻变化问题的方法是使用如图6所示的自举电路。自举电路包括附加的晶体管开关Sw1至Sw5，以及自举电容器112。在开关采样开关82导通之前，phi-1未被断言并且Phi-2断言，开关sw3和sw4最初闭合以将自举电容器112充电到Vdd。然后，时钟信号Phi1被断言并且phi2以非重叠方式未被断言。开关Sw1和Sw2关闭，所有其他开关打开。自举电容器的下板采用输入电压Vin。因此，由于浮动自举电容器两端的电压差，栅极电压始终为Vin+Vdd。
这使开关82线性化，因为其导通电阻不随输入电压而变化。缺点是输入信号看到与开关SW1、Sw2、Sw3和Sw4相关联的额外寄生电容，并且寄生电容的大小可以随Vin变化，例如，器件内的耗尽区大小(例如，附加开关Sw1和Sw2)响应其看到的电压而改变。同样，将自举开关Sw1切换到Sw5可以是电荷注入源。此外，在集成电路中，自举电容器112的提供耗尽了管芯的宝贵空间，因此是相对昂贵的解决方案，因为通常电容器比晶体管大得多。这些额外的电容器可以产生可以取决于信号的输入电流。电容器之间的不匹配还会在信号处理链中引入电压相关的伪像，例如偏移和失真。
期望改进这种布置。
图7示意性地示出了信号处理电路，其包括构成本公开的实施例的电路中的差分模数转换器(ADC)。差动模数转换器150可以是使用任何合适技术实现的标准部件。为了讨论的目的，ADC 150可以是具有开关电容器输入级或开关电容器逐次逼近转换器的sigma-delta转换器的形式，使得它用作其自己的采样和保持装置。如前所述，ADC 150分别在其第一和第二输入152和154处从输入电路2接收第一和第二输入电压V1和V2。
通常，第一和第二电压V1和V2可以由共模分量Vcm和差分分量Vdiff表示。这在图7中通过提供三个电压源160、162和164表示。电压源160产生共模电压Vcm＝(V1+V2)/2。电压源162产生幅度为差分电压Vdiff的一半的电压V162。电压源164产生具有相同幅度但具有与电压源162相反极性的电压V164。因此我们可以写：
V162＝V164
|V162|+|V164|二Vdiff＝V1-V2
从概念上可以看出，V1和/或V2中的移动具有改变Vcm的可能性。类似地，即使差分电压保持不变，Vcm的变化也会改变V1和V2的实际值。
传感器2可以被主动地布置成从刺激发生器170接收时变刺激Vstim。假设刺激是在0和Vstim之间变化的电压。因此，在图7所示的布置中，V1和V2的共模值在Vcm和Vcm+Vstim之间以时变方式变化。
这又意味着ADC 150的输入级中的晶体管开关的“导通”电阻或者在信号V1和V2上操作的信号链中的电路(例如开关电容器增益级)的“导通”电阻改变。由于共模电压的变化，阻抗的这些变化可以引起测量的差分电压的变化。
发明人意识到，不是像电路(它们具有尺寸在芯片上的缺点以及与自举电容器周围的开关相关的电荷注入的风险可能导致信号降级，这可能是不可接受的大)调制供电轨道或控制信号到全部或部分信号处理电路那样使用自举，例如到模数转换器150或到采样开关，其可以使用适当的量来减轻由刺激信号引起的共模电压变化引起的电阻变化。这些变化可能与共模电压的变化成正比。可以基于输入电路2的特性的知识和刺激电压Vstim的大小的知识来学习或估计合适的量。因此，供电轨或控制信号的调制可以包括有效地移位(电压转换)信号和/或缩放它们。
图7所示的电路包括两个电压调节器182和184，它们具有可变的输出电压并且响应于由电压校正信号发生器180提供的控制信号。第一电压调节器182设置在最正供电轨Vdd和模数转换器150的正电源输入Vdd'之间。第一电压调节器182将标称固定的Vdd电压转换为可变电压Vdd'，该可变电压Vdd'被提供给+ve电源输入模数转换器150。类似地，第二电压调节器184连接在模数转换器150的负电源引脚Vss'和最负(或最小正)供电轨Vss之间，使得Vss'在电压校正信号发生器180的控制下是可变的。刺激的性质可以变化很大，它可以是分段线性形式，例如具有或不具有转换速率限制转换的方波、正弦波或更复杂的东西。
调节器182和184可以实现为线性电路，例如低压差稳压器，例如可以在运算放大器的反馈回路内稳定的源极跟随器。或者，可以使用开关模式调节器，这取决于诸如功率效率、功耗和来自开关模式电源的噪声容限的选择。
在使用中，校正信号发生器180通过监视电压刺激发生器170的输出或通过提供表示刺激发生器170的状态的逻辑信号来接收刺激发生器170的状态的指示。这些选项在图1的上下文中分别在图8和9中示出。在图8所示的布置中，用于刺激发生器170的控制信号被提供给校正信号发生器180以产生校正信号。这里，校正的幅度以开环方式产生，即来自关于从刺激发生器170输出的信号的假设或先验知识。刺激发生器170和校正信号发生器180的控制输入不需要相同。信号可能具有不同的断言时间、不同的长度和/或在多比特信号不同的比特深度的情况下，只要目的是使来自校正信号发生器的信号适合于减少由于普遍存在的刺激的共模值而导致的不需要的差分信号变化的量。
在图9所示的布置中，校正信号发生器180监视刺激发生器170的输出，并且可以使用该信号产生校正信号。该方法有可能更准确地考虑使用廉价的刺激发生器，其可能具有例如有限的转换速率。
图10示意性地示出了对图7所示布置的修改。来自校正信号发生器180的输出信号被提供给差分信号处理电路4，该示例包括ADC 150。校正信号被提供给电路182、200和202以分别纠正电源电压Vdd、参考电压和时钟电压。也可以修改接地电压。
图11示出了来自校正信号发生器的校正信号如何与包括差分放大器210的信号处理电路4一起使用，这里示出为具有双端输出的设备。这种放大器可以称为差分放大器。这里放大器210可以不是开关电容器装置，因此电路182仅需要修改电源轨电压，并且实际上这种修改仅需要应用于放大器210的输入级。如果放大器是开关电容器，然后用于控制晶体管开关的时钟信号也可以被电平移位或修改。在差分放大器配置(其可以是模数转换器150的一部分)内实现采样开关的晶体管的功率要求通常非常适中。发明人意识到在某些情况下，这可以是实现本发明的非常有效的方式。
图12示出了本公开的另一实施例，其中正在测量节点290处的电压Vin，例如作为诸如功耗计的计量装置的一部分。Vin可以在几百伏特RMS下，因此可以容易地在300V范围内具有峰值。输入电压可以输入到由电阻器300和302组成的电阻分压器。假设电阻器300和302已经设置成制造具有1000倍标称分频比的分压器。如果仪表要求0.2％的精度，那么电阻比必须在1到500000倍的范围内。ADI公司提出了几项建议，通过将已知的参考信号应用于分压器，并使用参考信号来表征分压器及其信号处理链的传递函数，从而简化了对电阻器精度的限制。参考信号可以由刺激发生器170提供，并通过合适的缓冲器(例如运算放大器306)提供给电阻器302的节点。处理步骤用于表征分压器(并且实际上是其他传感器)的响应和描述于WO2014191776、WO2014072733、US9151818、WO2013038176和US9322850中的信号处理链。简言之，已知的参考信号通过测量电路。如将示出的，测量电路对参考信号有影响，并且仔细比较受影响的参考信号和原始参考信号允许估计测量信号的传递特性。
假设，仅作为解释，分频器具有1000倍的分频比，Vin为300V并且放大器306的输出处的参考信号相对于地在0V和400mV之间变化。当参考信号为0V时，分压器的输出节点310处的电压相对于地为(300-0)/1000＝0.3V。当参考信号是400mV时，节点310处的电压相对于地是((300-0.4)/1000)+0.4＝0.6996V。在这种情况下，我们正在寻找相对于共模电压变化接近0.4V的0.0004V的差分电压变化。
可以看出，分压器还对参考信号起作用，使得其值的变化也衰减了1000倍，使得有用信号变化400μV(微伏)，即使还可以看到节点310处的电压已经上升了近400mV。此外，如果电压必须测量到0.1％或更高的精度，那么输入电压的变化需要测量到400μV÷1000＝400nV精度。结果，连接到节点310和312的采集和信号处理电路4需要400mV/400nV或120dB或更高的共模抑制比，以从大约400mV的共模电压变化中提取所需信号到足够的精度。共模信号的变化由刺激信号的变化支配并且高度相关。这意味着由于共模信号的变化引起的误差可能破坏参考信号(刺激信号)的缩放版本，使得缩放参考信号(我们希望从差分信号中提取)与原始参考信号之间的比较不太可靠。这反过来降低了分压器的传递函数估计的准确性。
根据本公开的实施例，采集和处理电路4是差分电路，其在每个通道中具有采样输入，其中一个差分输入连接到节点310而另一个输入连接到节点312。仅集中在连接到节点310的通道上，这包括连接在节点310和采样电容器362a的第一板360a之间的第一晶体管开关350a。电容器362a的第二极板连接到小信号地。第一板360a通过第二晶体管开关370a连接到差分放大器210的输入端，在该示例中，差分放大器210设置有反馈电容器380a和380b，使得它通过采样电容器和反馈电容器之间的电荷共享实现放大。为简单起见，省略了与用于调节共模输出电压的电容器或电路相关的短路开关，但是本领域技术人员已知。类似地，为了简化说明，省略了抗混叠滤波器，但是可以假设存在抗混叠滤波器。
开关350a和370a由相应的非重叠时钟信号反相驱动。然而，为了简单起见，已经假设必要的驱动信号可以通过这里表示的适当电路从单个时钟信号CLK导出，其中非反相缓冲器400接收信号CLK并驱动第一开关350a(以及另一输入路径中的相应开关350b)，反相缓冲器402接收时钟信号CLK并驱动第二开关370a和370b。已经假设开关在被驱动为高电平时是有效的，如NMOS器件的情况，但是本领域技术人员可以使用PMOS开关或使用并联NMOS和PMOS器件的传输门架构，每个器件具有相应的驱动信号。
每个驱动器，即缓冲器400和反相器402连接到供电节点Vdd'和Vss'，如参考图7所述(分别是电压调节电路182和184的输出)。结果，响应于共模电压的变化，校正电压发生器180可以改变用于驱动开关的电压(无论这些电压是施加到栅极端子和/或后栅极，其控制晶体管开关周围的衬底的电压)。
在图12所示的布置中，共模电压的变化从信号源的操作和分压器的标称(或实际)分频比中得知。结果，Vss'和Vdd'可以与参考信号在相位上系统地改变与参考信号成比例的量，例如参考信号的99.9％，使得从开关晶体管180和190的角度看，在电路工作期间，相对于输入信号，存在无关紧要的共模电压变化。
作为替代或另外的方法，可以将校正信号或其版本提供给晶体管的背栅节点(背栅是FET的固有特征)，使得器件阈值可以根据栅极电压或共模电压而变化，以便操纵作为开关的FET的导通状态电阻。
调整时钟信号电压以跟随由施加刺激信号引起的共模电压的变化的方法可以应用于其他开关电路，例如用于将差分信号以直通路径或交换路径路由到放大器的斩波(交叉)电路，以消除放大器内的输入偏移。这种布置如图13所示。
这里，第一输入节点400可以分别通过晶体管开关406和408选择性地连接到第一输出节点402或第二输出节点402。类似地，第二输入节点410可以分别通过晶体管开关416和418连接到输出节点404和402。开关406和416由电压源420表示的第一时钟电压驱动。开关408和418由电压源422表示的第二时钟驱动。两个电压源相对于校正信号发生器180输出的校正信号参考。时钟信号不重叠(在产生切换功能之前实现中断)，并且第二时钟相对于第一时钟反转。
图14示意性地示出了用于根据施加到测量电路2的已知尺寸的激励电压来修改施加到开关晶体管的数字驱动信号电压的电路的实施例。这里，用作采样开关440的晶体管连接在输入节点442和采样电容器450之间。为清楚起见，省略了连接到采样电容器450的其他部件。开关晶体管440的栅极从合适的逻辑驱动器460(例如反相器460)接收控制信号。反相器可以响应于时钟信号(在该示例中，当时钟为低时使得采样，并且当时钟为高时执行保持)。具有电阻RLS的电阻器470连接在反相器460的输出和采样晶体管440的栅极之间。采样晶体管的栅极还连接到提供(或吸收)电流Iref的电流源。在该示例中，通过在电流源480和采样晶体管440的栅极之间包括开关LS1，电流Iref是可切换的。本领域技术人员可以使用替代方法，例如禁止驱动到形成电流源本身的晶体管或使用额外的电流导引开关。当电平移位开关LS1闭合时，驱动器460的输出电压偏移电压Iref*RLS。通过适当选择Iref和RLS中的一个或两个，通过开关LS1的操作施加到栅极的电压偏移可以被设置为匹配由激励信号发生器170施加激励信号导致的输入节点442处的共模电压的变化。类似地，采样晶体管440的背栅极可以由第二电平移位电路驱动，该第二电平移位电路包括具有值RLS的第二电阻器470a和选择性地提供电流Iref的第二电流源480a，例如通过第二电平移位开关LS2，使得后栅极电压可以设置为0V或Iref*RLS伏特，具体取决于开关LS2的状态。开关LS1和LS2由用于指示激励信号切换到导通状态的控制信号驱动。
如果需要更大的灵活性，则固定电流源/吸收器480和480a可以由可变电流源代替。如图15所示，这可以在数字域中完成，通过由多位控制字驱动的当前数模转换器490和490a分别替换电流源480和480a以及可选地它们的相关开关。这些字可以从校正信号发生器中获得。校正信号发生器可以包括其自己的ADC，以便估计激励信号的近瞬时值或由施加激励信号引起的共模电压变化。
驱动信号校正也可以在模拟域中完成。图16示出了一个电路，其中电流源480和480a被电流镜500的从级代替，并且激励电压被监视并用于设置在电流镜500中流动的电流。在所示的示例性实施例中，来自刺激发生器170(图7至9)的激励电压被提供给运算放大器510的非反相输入，运算放大器510的输出连接到n型FET 520的栅极。FET 520的源极连接到负载电阻器530，负载电阻器530接地。在放大器510的反相输入处感测电阻器两端的电压。放大器周围的反馈回路使电阻器两端的电压与放大器510的非反相输入端的电压相匹配，即本例中的激励电压。该电压通过电阻器530转换成电流，并且流过电阻器530的电流由电流镜镜像到电阻器470和470a。为了完整起见，图17中示出了基于p型MOSFET的电流镜的可能实现方式，其中主晶体管550是二极管连接并且连接到图16的晶体管520的源极，并且如本领域技术人员所知，从晶体管552和554连接到主晶体管的栅极。
图18a示出共模电压可以在时段600和602上转换，并且转换不需要是瞬时的。这可能是不寻求从激励发生器输出方波的结果，例如以避免与方波相关的谐波分量，或者因为它更便宜和/或更容易使转变为RC或转换速率受限。然而，可以看出共模偏移校正不需要一直是正确的。它只需要在感兴趣的区域内实现，例如当处理电路的采样开关闭合时(对输入信号进行采样)。提供给采样晶体管的栅极和背栅极的校正信号的定时可以非常灵活。图18b、18c和18d都显示了可能的有效校正信号。
如图7和11所示，可以设想，可以根据激励信号和测量电路的最终动作来修改到信号处理部件的电源电压。图19示出了可用于控制Vdd'的线性电压调节器630的实施方案。调节器包括N型FET，这里是MOSFET 640，其漏极连接到供电轨Vdd，其源极输出修正电压Vdd'。MOSFET 640包括在运算放大器630的反馈回路内，其反相输入通过包括电阻器660和662的分压器连接到MOSFET 640的源极，并且其非反相输入接收目标电压“Vtarget”，该电压匹配所需的Vdd'由分压器分压。当希望修改输出电压Vdd'时，电流可能被电流源670沉没，导致在电阻器660上发生额外的电压降，这导致反馈环路增加Vdd'。该方法允许偏移的大小由当前沉没的大小和/或电阻器660的值控制。电流源670可以由电流DAC代替。
类似的电路可用于控制Vss'，但自然会涉及P型FET。
图20示出了如关于图16所描述的电路布置，其连接到分压器和刺激发生器170，如关于图12所描述的。相同的附图标记用于描述来自那些图的相同部件。可以看出，用于调节数字驱动信号CLK的电压以跟踪差分信号的共模电压的变化的驱动信号校正可以通过连接运算放大器510的非反相输入来接收来自刺激发生器170的刺激信号来实现。这在该示例中通过将放大器连接到节点312来实现。由流过电阻器470和470a的电流镜500的电流产生的电压差分别提供给晶体管440a和440b的栅极和后栅极，晶体管440a和440b用作差分信号处理电路4内的采样开关。仅示出了差分信号处理电路的最前端。差分信号处理电路4的差分输入连接到电阻器302两侧的节点310和312。
例如，本教导可用于改进非接触式电压传感器的操作。图21示意性地示出了一种布置，其中导体602具有我们期望测量的时变电压Vin(t)。电压Vin(t)可能异常高，因此与导体的电流连接可能是非常不希望的。为了避免与导体形成电流连接，可以采用非接触或电流隔离的方法。因此，可以提供机械夹具、钩子、开口钳口或类似结构，以便于将电压探针可移除地引入导体。或者，可以将更多永久性结构(例如环或板)放置或以其他方式固定在导体周围或紧邻导体。通常，导体具有绝缘层，但是夹子、钩子、钳口、环等可以与绝缘体相关联，使得它可以与非绝缘导体一起使用或者其他布置，例如间隔布置，可以用于将传感装置的板或电极保持在导体附近但与导体间隔开。因此，夹具、钩、钳口、环等形成与导体602耦合的电容器。
在图21中，探针由点划线604表示，并且由探针604的导体和电压承载导体602之间的相互作用形成的电容器表示为606。电容器606具有未知值。在图21所示的电路中，未知电容器606与测量电容器608串联形成。第一节点610形成在未知电容器606和测量电容器608之间，并且连接到测量电路620的第一输入。第二节点612形成在测量电容器608的第二极板和参考电压发生器614之间。节点612连接到测量电路620的另一输入端。测量电路还连接到电压发生器614，例如以控制电压发生器614的操作。
第一节点610通常与控制或恢复第二电容器608上的DC电压的一些装置相关联。可采用各种方法。在第一种方法中，电阻器609可以与电容器608并联放置，以提供DC放电路径。在其他方法中，可以提供到偏置电压的高阻抗路径以在节点610处并且因此在电容器608上放置已知的DC电压。该方法可以通过使节点610处的电压被设置为简化输入级的输入晶体管的偏置的值来帮助简化测量电路的输入级的设计。类似地，电压发生器614可以向节点612提供DC分量以简化输入级的设计。
在使用中，电压发生器614用于对节点612处的电压产生相对小的扰动。此外，该扰动通常处于与输入信号Vin(t)的频率不同的频率。
图22更详细地示出了图21的布置的实施例。
在图22中，测量电容器608和电压发生器614被示为在输入电路630内。信号发生器形成为在第二节点612和地之间延伸的第一开关632和第二开关634的组合，第二开关634在第二节点612和DC电压参考614a之间延伸，提供固定的输出电压Vf。开关632和634由来自开关控制器(未示出)的信号sw1和sw2激励。
图23显示了开关控制信号sw1和sw2以及它们以反相方式驱动的事实。图23还示出了开关的操作如何影响在节点610和612之间产生的输出电压Vo。
电容器606和608形成电容分压器，因此，如果导体602承载市电电信号，则输出电压Vo对应于该电源信号的分压版本。分频比取决于已知电容器608和未知电容器606的相对大小。
将扰动应用于节点612使得扰动电压改变分压器的操作。这在WO2014/072733中更详细地描述，但是观察这一点的一种方式是考虑分压器两端的电压差根据调制的大小和大小而减小或增加。另外，扰动信号也被分压器的操作分开。由此可见，具有输入扰动的知识并监视输出扰动使得能够估计分压器的分频比。一旦已知分频比，则可将其应用于测量电容器608两端的电压Vo以估计输入电压Vin(t)。
输入级的其他测量配置是可能的。因此，如图24所示，未知电容器606和反馈电容器608可以以虚拟接地配置布置在运算放大器640周围。再次可以采取步骤将节点610恢复到期望的DC值，例如通过将电阻器609(未示出)与电容器608并联。这种方法有利于DC恢复并且还提供保护以防止泄漏电流被集成到电容器608上并且最终驱动放大器640进入饱和状态。
修改测量电容器的一个极板处的电压是扰乱电容分压器操作的特别方便的方式，但它不是唯一的。图25示出了另一个实施例，其中测量电容器608的电容可以改变，例如通过使用开关632和634在两个测量电容器之间切换或者使另一个电容器与测量电容器并联。在图25所示的布置中，另一电容器608a与测量电容器608并联设置，使得它们可以交换进出分压器。开关632和634可以直接连接到地，或者它们可以通过电压源614或614a连接。如果使用固定电压源614a，则电压偏移可以使数据处理装置620的输入级的设计更容易。然而，还可以看出，还可以提供调制电压，从而允许额外的自由度，以寻求表征在电容器608和未知电容器606之间形成的分压器的传递函数。
另外，如图25所示，可以在节点610和地之间提供保护装置，例如电压钳位二极管650，以便保护测量电路的电子器件。
数据处理器可以输出直接代表电压Vin(t)的数字代码，或者可以简单地提供分压器网络的传递函数的指示。
因此可以提供改进的非电流连接的电压测量电路。在输入级前端驱动输入级开关或供电轨的控制信号的电压修改的使用显着改善了在这种技术要求苛刻的使用情况下的共模抑制。
在一些实施例中，提供了一种非接触式电压测量装置，其中，参考信号发生器产生幅度小于30V峰峰值的信号。
在一些实施例中，提供了一种非接触式电压测量装置，其中参考信号发生器产生小于10V峰峰值的参考信号。
在一些实施例中，提供了一种非接触式电压测量装置，其还包括信号处理装置，用于接收测量电容器两端的电压和参考信号，并估计分压器的传递函数和/或导体的电压。
在一些实施例中，提供了一种非接触式电压测量装置，其中，信号处理装置基于WO2014/072733或WO2013/038176的教导，其中小扰动信号与分频器网络一起使用以表征分频器网络的传递函数。
因此可以减少差分电路中的非线性，导致用作开关的晶体管的非理想特性。这里公开的步骤可以与用于在切换晶体管时减少电荷注入的已知技术结合使用。或者，可以修改电源、栅极或后栅极电压的电压变化，以减轻电荷注入的影响以及共模电压的变化。
尽管本公开集中于惠斯通电桥和分压器上发生的输入值的变化，但是本文描述的发明不限于这些用途。输入可以源自各种换能器，例如电流分流器，使得分流器两端的电压代表分流器中的电流，这可以在RF放大器增益控制电路中找到。差分信号处理电路可用于工业控制、仪表或电能计量应用。或者，电压可以来自衰减器电路中的组件。
此处提出的权利要求以单一依赖格式编写，适合在USPTO中呈现。然而，为了避免疑问，每个权利要求可以取决于相同类型的任何前述权利要求，除非这种依赖性在技术上显然是不可能的。

Claims (20)

1.一种设备，包括：有源电路，用于作为施加到第一电路的刺激信号的函数，调节至少一个晶体管开关的控制电压或差分信号处理电路的电源电压，所述第一电路提供由所述晶体管开关切换或由所述信号处理电路处理的信号。
2.权利要求1所述的设备，其中所述设备被设置为将调制或电压转换应用于驱动所述晶体管开关的数字开关驱动信号。
3.权利要求1所述的设备，其中所述设备监视施加刺激信号的激励电路的输出，并响应于该输出改变所述至少一个晶体管开关的栅极电压。
4.权利要求1所述的设备，其中所述设备监视提供给施加刺激信号的激励电路的控制信号，并响应所述控制信号改变所述至少一个晶体管开关的栅极电压。
5.权利要求1所述的设备，其中所述至少一个晶体管的栅极电压作为由施加刺激信号产生的差分信号的共模电压的函数而变化。
6.权利要求5所述的设备，其中所述至少一个晶体管开关的栅极电压作为由刺激信号的变化引起的差分信号的共模电压的变化的函数而变化。
7.权利要求1所述的设备，其中所述刺激信号的幅度或定时可用于所述有源电路。
8.权利要求1所述的设备，结合信号处理电路，所述信号处理电路具有用作第一信号处理通道中的采样开关的至少一个晶体管。
9.权利要求8所述的设备，其中用作采样开关的晶体管是放大器、积分器或模数转换器的一部分。
10.权利要求8所述的设备，还包括用于产生所述刺激信号的刺激发生器，该刺激信号被施加到连接到所述信号处理电路的第一电路，使得所述信号处理电路的输入处的差分和共模电压被所述刺激信号修改。
11.权利要求10所述的设备，其中所述第一电路是具有第一和第二输入节点和输出节点的分压器，其中所述第一输入节点设置为接收待衰减和处理的电压，所述第二输入节点设置为接收所述刺激信号，并且所述差分信号处理电路的第一输入连接到所述分压器的输出节点，以及所述差分信号处理电路的第二输入连接到所述分压器的第二输入节点或所述分压器的第二输出。
12.权利要求10所述的设备，还包括响应于所述刺激发生器的校正信号发生器，用于产生用于控制控制电压或电源电压的变化的校正信号。
13.权利要求1所述的设备，其中所述刺激信号的幅度已知或测量到足够的精度，以使所述第一电路和所述信号处理电路的响应能够表征为由于所述第一电路和所述信号处理电路对已知刺激的改变而产生所需的精度。
14.权利要求1所述的设备，包括在电压测量电路、电表或功率测量设备中。
15.设备，包括差分信号处理电路和刺激信号发生器，其中所述刺激信号发生器被布置成将激励信号施加到输入电路，该输入电路被布置成提供一起形成差分信号以用信号输入差分信号处理电路的第一和第二信号，并且其中所述设备还包括响应于所述刺激信号或与所述刺激信号的变化相关的控制信号的另外的电路，并且其中所述另外的电路被布置成引起以下中的至少一个的变化：
a)用于控制晶体管开关状态的控制电压；
b)将电源的电源电压改变为所述信号处理电路的至少一部分；和
c)所述信号处理电路的参考电压或信号接地电压的变化。
16.权利要求15所述的设备，其中所述差分信号处理电路包括切换的电容器模数转换器，并且所述控制电路被布置为作为所述差分信号的第一和第二电压的共模值的函数来修改所述模数转换器的第一和第二电源电压。
17.一种改善差分电路的共模抑制比的方法，该方法包括作为差分输入信号的共模值的函数改变所述差分电路的第一和第二电源电压，和/或作为差分输入信号的共模值的函数，改变施加到作为开关的场效应晶体管的栅极或改变作为开关的场效应晶体管的后栅极电压的标称数字控制信号。
18.权利要求17所述的方法，其中供电或控制电压的变化基于测量所述共模电压的变化。
19.权利要求17所述的方法，其中通过基于所述共模电压的扰动的时变性质的知识估计共模电压来提供供电或控制电压的变化。
20.权利要求17所述的方法，还包括在提供差分电路的差分输入的电路上施加已知的扰动。
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