CN109155625B - 可调谐滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种可调谐滤波器，包括：滤波器输入端；滤波器输出端；耦合在所述滤波器输出端与所述滤波器输入端之间的至少一个反馈回路，其中，所述至少一个反馈回路包括至少一个可调谐反馈电容(C1、C2)，用于调谐所述可调谐滤波器的截止频率(fo)；耦合在所述滤波器输入端与所述滤波器输出端之间的有源元件，尤其是运算放大器(operational amplifier，简称OPAMP)，用于驱动所述至少一个可调谐反馈电容(C1、C2)，其中，所述有源元件有具有主极点(ωp1)和至少一个次极点(ωp2)的传递函数，所述有源元件包括耦合到所述有源元件的第一内部节点的第一稳定元件，尤其是第一极点电容(CP、CF)，其中，所述第一稳定元件(CP、CF)用于在所述有源元件的主极点(ωp1)的位置与至少一个次极点(ωp2)的位置之间建立线性关系。

Description

可调谐滤波器
技术领域
本申请涉及一种可调谐滤波器，尤其是被设计为闭环模拟电路，其中，输出负载可以在宽范围内变化。本发明还涉及宽调谐范围滤波器的自适应稳定性补偿。
背景技术
具有可编程截止频率fo(在fo_min和fo_max之间)的滤波器由图1所示的可变电容C1、C2或电阻R1、R2、R3实现。图1示出了具有闭环DC耦合的运算放大器(operationalamplifier，简称OPAMP)101的多反馈(multi-feedback，简称MFB)低通滤波器100。
所述MFB滤波器100包括具有第一(非反向，+)输入端111、第二(反向，–)输入端112、第一(非反向，+)输出端121以及第二(反向，–)输出端122的运算放大器101。包括电容C1的第一反馈路径耦合在输出端122和输入端111之间，包括电容C1的第二反馈路径耦合在输出端121和输入端112之间。包括电阻器R2和R3的第三反馈路径与耦合到输出端122和输入端111之间的所述第一反馈路径并联，包括电阻器R2和R3的第四反馈路径与耦合到输出端121和输入端112之间的所述第二反馈路径并联。第一(非反向，+)输入电压VIN+经由电阻器R1和所述第三反馈路径的电阻器R3耦合到所述第一输入端111，第二(反向，–)输入电压VIN–经由电阻器R1和所述第四反馈路径的电阻器R3耦合到所述第二输入端112。包括所述第三和第四反馈路径的电阻器R3和另一电容C2/2的输入回路耦合在所述输入端111和112之间。
通常，优先对电容进行编程，因为通过这种方式，Q因子和噪声性能相对于工作频率能够保持恒定。在所述滤波器100中使用的所述运算放大器(operational amplifier，简称OPAMP)101必须驱动电容C1、C2。如果fo调谐范围非常大，则最大和最小电容(Cmax/Cmin)之间的比值高，因此所述OPAMP 101必须应对完全不同的负载条件。
图2示出了图1描述的所述RC滤波器100及其OPAMP 101的一种可能实现方式。所述OPAMP 101可以包括在驱动电压VDD与接地GND之间的非反向输入路径，其包括第一(非反向)电流源MP+、第一(非反向)晶体管Q1+以及第二电流源(非反向)Iin+。Q1+的控制端子耦合到所述OPAMP 101的第一输入端111。所述OPAMP 101包括驱动电压VDD与接地GND之间的反向输出路径，其包括第二(反向)晶体管QF–和第三电流源(反向)Iout–。QF–的控制端子耦合到位于MP+和Q1+之间的所述OPAMP的第一(非反向)节点D+。QF–的第一端子耦合到所述OPAMP 101的第二输出端122(VOUT–)。QF–的第二端子耦合到所述驱动电压VDD。上述组件还以如下所述的相反方式使用。
所述OPAMP 101还包括在驱动电压VDD与接地GND之间的反向输入路径，其包括第一(反向)电流源MP–、第一(反向)晶体管Q1–以及第二(反向)电流源Iin–。Q1–的控制端子耦合到所述OPAMP 101的第二输入端112。所述OPAMP 101包括在驱动电压VDD与接地GND之间的非反向输出路径，其包括第二(非反向)晶体管QF+和第三(非反向)电流源Iout+。QF+的控制端子耦合到位于MP–和Q1–之间所述OPAMP 101的第一(反向)节点D–。QF+的第一端子耦合到所述OPAMP 101的第一输出端121(VOUT+)。QF+的第二端子耦合到所述驱动电压VDD。
电容Cs和电阻器Rs并联耦合在Q1+的所述第一端子与Q1–的所述第一端子之间。
需要注意的是，所述OPAMP 101可以实现为图2描述的差分OPAMP，或者实现为非差分OPAMP。所述非差分运算放大器101仅包含一个第一电流源MP、一个第一晶体管Q1、一个第二电流源Iin、一个第三电流源Iout、一个输入端以及一个输出端，不包含差分的非反向和反向的组件。
对于多反馈(multiple feedback，简称MFB)放大器的特例，在下文中列出设置所述滤波器的工作频率、增益H(s)以及质量因子Q(即其形状)的等式：
Figure BDA0001860162930000021
如果所述滤波器100需要在不同频率下工作，电容C2和C1以如下方式变化：1)对于最大截止频率fo_max，将C2和C1设置为最小值；2)对于最小截止频率fo_min，将C2和C1设置为最大值。
图3示出了图2中具有等效RC负载的所述OPAMP 101。在所述OPAMP 101中，第一内部节点D+、D–和驱动电压VDD之间的电容被称为Co。C2和C1被所述OPAMP 101看作是图3所示的节点VOUT(即VOUT–和VOUT+)处的等效电容CL。为了简化，CL_max和CL_min被定义为在两种特例fo_min(ωmin)和fo_max(ωmax)下的节点VOUT(即VOUT–和VOUT+)处的最大和最小等效电容。
所述滤波器100是围绕其OPAMP 101的闭环系统：为了使所述滤波器对OPAMP 101参数不敏感，必须在截止频率fo处提供高的开环增益。这就需要最小增益带宽乘积(gainbandwidth product，简称GBW)。因此，所需的最小GBW_MIN根据最大频率fo_max设置。
考虑到OPAMP 101的开环增益，假设主极点(主导极点或第一极点)位于所述节点D+、D–上(第一级输出端)，则所述等效电容CL设置所述OPAMP 101的次极点S+、S–的位置，以保证其稳定性。在滤波器工作期间C1和C2(因此CL)可以具有完全不同的值的事实使得OPAMP稳定性问题成为巨大的挑战，并且需要权衡所述OPAMP 101的最大增益×带宽(GBW)乘积和所述滤波器的调谐范围。
总之，如图4a和4b所示，在闭环滤波器中，fo_max和调谐范围之间存在内在的权衡。这是由于以下事实：1)如图4a所示，所需的最小GBW＝Goamp×ωp1乘积受fo_max(工作频率)限制。实际上，应用于该滤波器的所述OPAMP在fo_max处需要具有大的开环增益(Gopamp)。2)如图4b所示，允许的最大GBW＝Goamp×ωp1乘积受fo_min限制。实际上，第二极点(wp2)根据Cmax(当滤波器在fo_min处工作时)设置，并且稳定性条件规定ωp2/ωc＝3具有70度相位裕量，其中，ωc是Goamp＝0时的频率。这意味着所述主极点的位置根据滤波器在fo_min处工作的情况设置，因此当滤波器在fo_max处工作时GBW乘积也将受到限制。
这种特性在图4a和4b中示出。
发明内容
本发明的目的在于提供一种改进的可调谐滤波器设计，以在截止频率和稳定的宽调谐范围下提供大增益。
该目的是通过独立权利要求的特征来实现的。根据附属权利要求、描述以及附图，进一步的实现形式是显而易见的。
本发明的基本思想是通过在频率调谐期间一起移动主极点与次极点来打破Cmax对MAX GBW乘积的限制。
这样，在CMIN(fo_max)处以下内容成立：由于ωp2处于其最高频率，极点ωp1的位置可以向更高频率移动(参见图5c)。在这种情况下，实现了可能的最大GBW(这是在fo_max处工作时所需的)。在CMAX(fo_min)处以下内容成立：由于ωp2处于其最低频率，极点ωp1的位置可以向更低频率移动，以提高稳定性(参见图b)。在这种情况下，GBW减小(对于在fo_min处工作，GBW可以相对于在fo_max处工作时减小)。
为详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：
OPAMP： 运算放大器
fo_min： 最小截止频率
fo_max： 最大截止频率
MFB： 多反馈
Q： 质量因子
GBW： 增益带宽乘积
ωp1： 主极点或主导极点
ωp2： 次极点
根据第一方面，本发明涉及一种可调谐滤波器，包括：滤波器输入端；滤波器输出端；耦合在所述滤波器输出端与所述滤波器输入端之间的至少一个反馈回路，其中，所述至少一个反馈回路包括至少一个可调谐反馈电容，用于调谐所述可调谐滤波器的截止频率；耦合在所述滤波器输入端与所述滤波器输出端之间的有源元件，尤其是运算放大器，用于驱动所述至少一个可调谐反馈电容，其中，所述有源元件有具有主极点ωp1和至少一个次极点ωp2的传递函数，所述有源元件包括耦合到所述有源元件的第一内部节点的第一稳定元件，尤其是第一极点电容，其中，所述第一稳定元件用于在所述有源元件的主极点ωp1的位置与至少一个次极点ωp2的位置之间建立线性关系。
通过在所述主极点ωp1的位置与所述至少一个次极点ωp2的位置之间建立线性关系，由于所述主极点不受最大负载电容限制，所述可调谐滤波器能够在截止频率和稳定的宽调谐范围具有大增益。当负载电容低时，可以实现大的GBW，这允许在高截止频率如700MHz或更高频率下实现具有闭环效果的滤波器。
在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第一种可能的实现方式中，所述至少一个次极点ωp2的位置随着所述可调谐滤波器的截止频率(fo)的调谐而变化；所述第一稳定元件用于根据所述至少一个次极点ωp2的变化来改变所述主极点ωp1的位置。
这提供了以下优点：由于所述主极点和所述次极点ωp2的位置线性关系，因为主极点不受最大负载电容的限制，所述可调谐滤波器能够在截止频率和稳定的宽调谐范围具有大增益。
根据第一方面的第一种实现方式，在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第二种可能的实现方式中，所述第一稳定元件用于：当所述至少一个次极点ωp2的位置调谐为更高频率时，将所述主极点ωp1的位置移动到更高频率。
这提供了以下优点：由于所述主极点和所述次极点ωp2的位置线性关系，滤波器增益在整个滤波器调谐范围内是稳定的。
根据第一方面的任一种前述的实现方式，在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第三种可能的实现方式中，所述第一稳定元件用于：当所述至少一个次极点ωp1的位置调谐为更低频率时，将所述主极点ωp2的位置移动到更低频率。
当负载电容低时，这提供了大GBW的优点。
根据第一方面的任一种前述的实现方式，在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第四种可能的实现方式中，所述第一稳定元件取决于所述至少一个反馈电容。
当所述第一稳定元件取决于所述至少一个反馈电容时，所述滤波器的稳定性得到提高。
根据第一方面的任一种前述的实现方式，在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第五种可能的实现方式中，所述主极点与所述第一内部节点的内部节点总电容相关联，其中，所述内部节点总电容与所述至少一个反馈电容成比例。
这种比例提高了高调谐范围处的稳定性。
根据第一方面的第三种实现方式，在所述可调谐滤波器的第六种可能的实现方式中，所述第一内部节点的内部节点总电容与所述第一稳定元件成比例，其中，所述第一稳定元件是可调谐的，且被配置为以与所述至少一个反馈电容的变化成比例的量做调谐。
当所述第一稳定元件是可调谐的并且被调谐与所述反馈电容的变化成比例的量时，可以容易地调整所述滤波器的最佳性能调谐范围。
根据第一方面的第六种实现方式，在所述可调谐滤波器的第七种可能的实现方式中，所述调谐的比例常数取决于所述第一稳定元件。
由于稳定性条件取决于第二极点位置与第一极点位置的商，这提供了更好的稳定性。比例使得获得稳定性的条件更宽松。
根据第一方面的任一种前述的实现方式，在第一方面提供的所述可调谐滤波器的第八种可能的实现方式中，所述有源元件包括：耦合在所述有源元件的第一输入端子与所述第一内部节点之间的第一晶体管；耦合在所述有源元件的第一输出端子与所述第一内部节点之间的第二晶体管。
根据第一方面的第八种实现方式，在所述可调谐滤波器的第九种可能的实现方式中，所述第一晶体管包括第一端子、第二端子以及控制端子，其中，所述第一晶体管的控制端子与所述有源元件的第一输入端子耦合；所述第二晶体管包括第一端子、第二端子以及控制端子，其中，所述第二晶体管的第一端子与所述有源元件的第一输出端子耦合；所述第一内部节点用于将所述第一晶体管的第二端子耦合到所述第二晶体管的控制端子。
这提供了以下优点：这种滤波器设计可以通过两个双极晶体管或两个FET晶体管等灵活地实现。
根据第一方面的第九种实现方式，在所述可调谐滤波器的第十种可能的实现方式中，所述第一稳定元件耦合在所述第一内部节点与参考电压之间。
这提供了以下优点：所述第一稳定元件可以通过在所述第一内部节点和所述参考电压之间引入电容耦合容易地得以实现。
根据第一方面的第九种实现方式，在所述可调谐滤波器的第十一种可能的实现方式中，所述第一稳定元件随着施加到所述可调谐滤波器的负载的负载电容的变化而成比例地变化。
这提供了以下优点：由于所述比例，稳定性条件对于大增益和广泛的调谐范围都成立。
根据第一方面的第八种至第十一种实现方式中的任一种，在所述可调谐滤波器的第十二种可能的实现方式中，所述有源元件包括：耦合在所述第一内部节点与参考电压之间的第一电流源；耦合在所述第一晶体管的第一端子与接地端子之间的第二电流源；耦合在所述第二晶体管的第一端子与接地端子之间的第三电流源。
这提供了以下优点：可以灵活地设计这些电流源，例如通过晶体管实现。
根据第一方面的第八种至第十二种实现方式中的任一种，在所述可调谐滤波器的第十三种可能的实现方式中，所述有源元件是差分电压有源元件，还包括：耦合在所述有源元件的第一差分输入端子与第一差分内部节点之间的第一差分晶体管；耦合在所述有源元件的第一差分输出端子与所述第一差分内部节点之间的第二差分晶体管；与所述第一稳定元件对应的第一差分稳定元件，其中，所述第一差分稳定元件耦合到所述有源元件的第一差分内部节点。
这提供了以下优点：差分设计具有更高质量并且提高了线性度。
根据第一方面的第十三种实现方式，在所述可调谐滤波器的第十四种可能的实现方式中，所述有源元件还包括：耦合在所述第一晶体管的第二端子与所述第一差分晶体管的第二端子之间的共发共基电路。
共发共基电路能够解耦反向和非反向部件，从而提高线性度和稳定性。
附图说明
本发明的更多实施例将结合以下附图进行描述，其中：
图1示出了MFB低通滤波器100的电路图；
图2示出了包含OPAMP的电组件的所述MFB低通滤波器100的电路图；
图3示出了包括内部电容Co的所述MFB低通滤波器100的电路图；
图4a和4b示出了所述MFB低通滤波器100的频率图，其示出了增益带宽乘积与Cmax/Cmin调谐范围之间的权衡；
对应于图4a和4b的图5a和5b以及图5c和5d示出了本申请提供的可调谐滤波器的频率图，其消除了增益带宽乘积与Cmax/Cmin与调谐范围之间的权衡；
图6示出了第一种实现方式提供的可调谐滤波器600的电路图；
图7示出了第二种实现方式提供的可调谐滤波器700的电路图；
图8示出了第三种实现方式提供的可调谐滤波器800的电路图；
图9示出了本申请提供的可调谐滤波器的调谐范围的性能图900；
图10示出了本申请提供的可调谐滤波器的OPAMP交叉频率和相位裕量的性能图1000a、1000b。
具体实施方式
以下结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本申请的具体方面。可以理解的是，在不脱离本申请范围的情况下，可以利用其他方面，并可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细的描述并不当作限定，本申请的范围由所附权利要求书界定。
可以理解的是，与所描述设备、电路或系统有关的评论对于对应的方法也同样适用，反之亦然。例如，如果描述了一个具体的方法步骤，对应的设备可以包括用于执行所描述方法步骤的单元，即使这样的单元并没有在附图中明确阐述或说明。进一步地，可以理解的是，此处描述的各种示例性方面的特征可以互相结合，除非有特别说明。
图6示出了第一种实现方式提供的可调谐滤波器600的电路图。所述可调谐滤波器600包括有源元件601，其可以对应于上图1至图3所描述的OPAMP 101。与所述OPAMP 101相比，所述有源元件601还包括耦合到内部节点D+、D–的一个或多个稳定元件CP、CF，用于在截止频率和稳定的宽调谐范围提供大增益，如下所述。所述一个或多个稳定元件可以是第一极点电容，或电容与电阻器的组合。
所述有源元件601包括非反向输入端VIN+、反向输入端VIN–、非反向输出端VOUT+以及反向输出端VOUT–。所述可调谐滤波器600还包括耦合到所述有源元件601的负载电容CL，其可以对应于上图1所描述的电容C1和C2。
所述有源元件601包括在参考电压VDD与接地GND之间的非反向输入路径，其包括第一(非反向)电流源MP+、第一(非反向)晶体管Q1+以及第二电流源(非反向)Iin+。Q1+的控制端子耦合到所述有源元件601的非反向输入端Vin+。所述有源元件601包括在参考电压VDD与接地GND之间的反向输出路径，其包括第二(反向)晶体管QF–和第三(反向)电流源Iout–。QF–的控制端子耦合到位于MP+和Q1+之间所述有源元件601的第一(非反向)节点D+。QF–的第一端子耦合到所述有源元件的反向输出端VOUT–，且QF–的第二端子耦合到所述参考电压VDD。所述有源元件601的反向输出端VOUT–耦合到具有(可变)负载电容CL的负载，其中，所述CL确定了次极点的位置。所述负载电容CL是与图2中的电容C1和C2相关的等效电容。上述组件还以如下所述的相反方式使用。
所述有源元件601还包括在参考电压VDD与接地GND之间的反向输入路径，其包括第一(反向)电流源MP–、第一(反向)晶体管Q1–以及第二(反向)电流源Iin–。Q1–的控制端子耦合到所述有源元件的反向输入端Vin–。所述有源元件601包括在参考电压VDD与接地GND之间的非反向输出路径，其包括第二(非反向)晶体管QF+和第三(非反向)电流源Iout+。QF+的控制端子耦合到位于MP–和Q1–之间所述有源元件601的第一(反向)节点D–。QF+的第一端子耦合到所述有源元件601的第一输出端121(VOUT+)。QF+的第二端子耦合到所述参考电压VDD。所述有源元件的非反向输出端VOUT+耦合到(可变)负载电容CL的负载，其中，所述CL确定了次极点的位置。
电容Cs和电阻器Rs并联耦合在Q1+的所述第一端子和Q1–的所述第一端子之间。另一共发共基电路可以耦合在所述有源元件601的差分部件与非差分部件之间。
所述第一和/或第二晶体管Q1+、Q1–、QF+、QF–可以实现为双极晶体管。在这种情况下，所述控制端子是基极端子，所述第一端子是发射极端子，而所述第二端子是集电极端子。或者，所述第一和/或第二晶体管Q1+、Q1–、QF+、QF–可以实现为场效应管。在这种情况下，所述控制端子是栅极端子，所述第一端子是源极端子，而所述第二端子是漏极端子。
需要注意的是，所述有源元件601可以作为差分有源元件实现或者作为非差分有源元件实现。所述差分有源元件如图6所示，但非差分有源元件包含如图6所示的一半元件，即一个第一电流源MP、一个第一晶体管Q1、一个第二电流源Iin、一个第三电流源Iout、一个输入端以及一个输出端，不包含区分非反向和反向的组件。
所述可调谐滤波器600的基本设计可描述如下：所述可调谐滤波器600包括：滤波器输入端VIN+；滤波器输出端VOUT+；耦合在所述滤波器输出端VOUT+与所述滤波器输入端VIN+之间的至少一个反馈回路，其中，所述至少一个反馈回路包括至少一个可调谐反馈电容C1、C2，用于调谐所述可调谐滤波器的截止频率fo；耦合在所述滤波器输入端与所述滤波器输出端之间的有源元件601，尤其是运算放大器(operational amplifier，OPAMP)，用于驱动所述至少一个可调谐反馈电容C1、C2，其中，所述有源元件有具有主极点ωp1和至少一个次极点ωp2的传递函数，所述有源元件601包括耦合到所述有源元件601的第一内部节点D+的第一极点电容CP、CF，其中，所述第一极点电容CP、CF用于在所述有源元件的主极点ωp1的位置与至少一个次极点ωp2的位置之间建立线性关系。
所述至少一个次极点ωp2的位置可以随着所述可调谐滤波器的截止频率fo的调谐而变化；所述第一极点电容CP、CF可以用于根据所述至少一个次极点ωp2的变化来改变所述主极点ωp1的位置。所述第一极点电容CP、CF可以用于：当所述至少一个次极点ωp2的位置调整为更高频率时，将所述主极点ωp1的位置移动到更高频率。所述第一极点电容CP、CF可以用于：当所述至少一个次极点ωp1的位置调整为更低频率时，将所述主极点ωp2的位置移动到更低频率。所述第一极点电容CP、CF可以取决于所述至少一个反馈电容C1、C2。所述主极点可以与所述第一内部节点的内部节点总电容相关联，其中，所述内部节点总电容与所述至少一个反馈电容C1、C2成比例。所述第一内部节点D+的内部节点总电容可以与所述第一极点电容成比例，其中，所述第一极点电容是可调谐的，且被配置为以与所述至少一个反馈电容C1、C2的变化成比例的量做调谐。所述调谐的比例常数可以取决于所述第一极点电容CF。所述有源元件601可以包括：耦合在所述有源元件601的第一输入端子Vin+与所述第一内部节点之间的第一晶体管Q1+；耦合在所述有源元件601的第一输出端子VOUT–与所述第一内部节点D+之间的第二晶体管QF–。
所述第一晶体管Q1+可以包括第一端子、第二端子以及控制端子，其中，Q1+的所述控制端子与所述有源元件601的第一输入端子VIN+耦合。所述第二晶体管QF–可以包括第一端子、第二端子以及控制端子，其中，QF–的所述第一端子与所述有源元件的第一输出端子VOUT–耦合。所述第一内部节点D+可以用于将Q1+的所述第二端子耦合到QF–的所述控制端子。所述第一极点电容CP可以耦合在所述第一内部节点D+与参考电压VDD之间。所述第一极点电容CP可以随着施加到所述可调谐滤波器600的负载的负载电容CL的变化而成比例地变化。
所述有源元件601可以包括：耦合在所述第一内部节点D+与参考电压GND之间的第一电流源MP+；耦合在Q1+的所述第一端子与接地端子GND之间的第二电流源Iin；耦合在QF–的所述第一端子与接地端子GND之间的第三电流源Iout。
所述有源元件601可以是差分电压有源元件，还包括：耦合在所述有源元件601的第一差分输入端子VIN–与第一差分内部节点D–之间的第一差分晶体管Q1–；耦合在所述有源元件601的第一差分输出端子VOUT+与所述第一差分内部节点D–之间的第二差分晶体管QF–；与所述第一极点电容CP、CF对应的第一差分极点电容CP、CF，其中，所述第一差分极点电容CP、CF可以耦合到所述有源元件601的第一差分内部节点D–。
所述有源元件601还可以包括耦合在Q1+的所述第二端子与Q1–的所述第二端子之间的共发共基电路。
上述有源元件601(例如，OPAMP)可以用在具有可变工作频率fo的滤波器中。所述频率fo的调谐可以通过改变其电容来执行，并且该变化可以建模(以其最简单的形式)为输出端VOUT处的电容CL的变化。电容CL的变化移动位于节点VOUT处的次极点的位置。本申请提供的所述可调谐滤波器600包括以下特征：(i)电容CP和/或CF的添加；(ii)改变与CL的变化成比例的量的CP和/或CF的方法。通过以下限制可以从所述可调谐滤波器600得到不同的实施例：(a)CP是可变的但CF是固定的；(b)CP是可变但不使用CF；(c)不使用CP但使用固定的CF；(d)不使用CP但使用可变的CF。
下面描述本申请的基本原理。电压跟踪器基极处的输入阻抗(与该节点相关联的电容有助于所述OPAMP主极点的电容)可以写为：
Figure BDA0001860162930000081
其中，Cπ是双极(或FET)晶体管QF的基极–发射极点电容，gm(QF)是其跨导。
上述等式表明1)ZF具有负实部。这是由于采用单个电容CL简化了所有反馈回路的建模，并且在下文中不相关。输入电容(有助于主极点的电容)取决于CL和CF。
如果还考虑电容CP，则节点D处的总电容(即，主极点电容)可以写为：
Figure BDA0001860162930000082
可以在以下两种情况下分析上述等式，得到如下面图7和图8中描述的第二种和第三种实现方式。
图7示出了第二种实现方式提供的可调谐滤波器700的电路图。
所述可调谐滤波器700对应于上图6所描述的可调谐滤波器600。然而，所述可调谐滤波器700的有源元件701不包括稳定元件CF，而是仅实现稳定元件CP。
这对应于没有CF和低输入电容电压跟踪器即CF＝0 Cπ＜＜CP的实现。在这种情况下，CD＝CP+Co且主极点的跟踪可以通过改变与CL相同量的CP来实现。
图8示出了第三种实现方式提供的可调谐滤波器800的电路图。
所述可调谐滤波器800对应于上图6描述的可调谐滤波器600。然而，所述可调谐滤波器801的有源元件800不包括稳定元件CP，而是仅实现稳定元件CF。
这对应于根据CF和CP＝0时固定值的实现。在这种情况下，以下关系成立：
Figure BDA0001860162930000091
如果Cπ+CF＝CL，则
Figure BDA0001860162930000092
上述等式表明，主极点上的电容与CL成比例，即当CL变化时，CD发生相同的变化。
所述三种实现方式600、700和800示出了所公开的可调谐滤波器的以下优点：由于主极点不受最大负载电容的限制，当负载电容低时(即将滤波器编程为fo_max)可以实现非常大的GBW。在示例性实现方式中，这允许在fo>700MHz处实现具有闭环效果的滤波器。在fo非常大时，G_OPAMP不能非常高，以避免认为它是无限的。所述滤波器的形状(即其质量因子)将取决于G_OPAMP。由于主极点是可编程的，因此下列关系成立：G_OPAMP(fo_max)＝G_OPAMP(fo_min)。由于G_OPAMP在滤波器调谐范围内更稳定，因此滤波器响应(即滤波器的质量因子)将在整个调谐范围上更均匀。
所公开的可调谐滤波器设计可以用于具有非常大调谐范围的所有滤波器或具有非常大的不同负载电容的任何闭环系统。
图9示出了本申请提供的可调谐滤波器的调谐范围的性能图900。
所述可调谐滤波器已实现含1GHz带宽的4阶低通滤波器(low pass filter，简称LPF)。性能如图9所示。所述滤波器实现90–700MHz 1dB带宽调谐范围。在这种大的调谐范围内，所公开的使用自适应稳定性补偿的可调谐滤波器允许具有60度相位裕量的10GHz增益×带宽乘积和在90–700MHz之间工作的滤波器。
图10示出了本申请提供的可调谐滤波器的OPAMP交叉频率和相位裕量的性能图1000a、1000b。
针对以下三种情况描绘了本申请提供的可调谐滤波器中使用的所述OPAMP的BGW1000a和相位裕量1000b：(A)：固定CF，CP＝0；(B)：固定CF和可变CP；(C)：固定CF和将CP设置为最大值。A情况产生良好的结果，即相位裕量在整个调谐范围内几乎保持恒定。B情况在相位裕量方面产生最佳结果，即当工作频率降低时，提高了相位裕量。C情况作为参考被列出，并且不管所实现的带宽，在需要最大相位裕量的情况下可以是有用的。
尽管本申请的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现方式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其他实现方式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其他变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”，“例如”仅表示为示例，而不是最好或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应当理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。
尽管本文中已说明和描述特定方面，但所属领域的技术人员应了解，多种替代和/或等效实施方式可在不脱离本申请的范围的情况下所示和描述的特定方面。该申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变更。
尽管以下权利要求书中的各元素是借助对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实现部分或所有这些元素的特定顺序，否则这些元素并不一定限于以所述特定顺序来实现。
通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代产品、修改及变体是显而易见的。当然，所属领域的技术人员容易意识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将认识到在不偏离本发明的范围的前提下，仍可对本发明作出许多改变。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效文句的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。

Claims (18)

1.一种可调谐滤波器，其特征在于，包括：
滤波器输入端；
滤波器输出端；
耦合在所述滤波器输出端与所述滤波器输入端之间的至少一个反馈回路，其中，所述至少一个反馈回路包括至少一个可调谐反馈电容；
耦合在所述滤波器输入端与所述滤波器输出端之间的运算放大器；
所述运算放大器包括第一内部节点(D+)、第一电流源(MP+)、第二电流源(Iin+)、第一晶体管(Q1+)以及第一稳定元件(CP)，其中，
所述第一内部节点(D+)耦合至所述第一稳定元件(CP)，所述第一稳定元件(CP)包括电容、或电容与电阻器的组合；
所述第一电流源(MP+)耦合于所述第一内部节点(D+)与参考电压(VDD)之间；
所述第一电流源(MP+)、所述第一晶体管(Q1+)以及所述第二电流源(Iin+)在所述参考电压(VDD)与接地端(GND)构成非反向输入路径，所述第一晶体管(Q1+)的控制端子耦合于所述滤波器输入端中的非反向输入端(Vin+)，所述第一晶体管的第一端子通过第二电流源耦合至接地端(GND)，所述第一晶体管的第二端子通过所述第一内部节点、所述第一电流源(MP+)依次耦合至所述参考电压(VDD)。
2.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第一稳定元件是可调谐的。
3.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第一稳定元件包括如下至少一个：耦合在第一内部节点和参考电压之间的电容；或
耦合在第一内部节点和所述滤波器输出端之间的电容。
4.根据权利要求3所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述耦合在第一内部节点和参考电压之间的电容是可变的。
5.根据权利要求3所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述耦合在第一内部节点和所述滤波器输出端之间的电容是固定的或可变的。
6.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述运算放大器是差分算放大器或非差分算放大器。
7.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述运算放大器还包括：耦合在所述运算放大器的第一输出端子与所述第一内部节点之间的第二晶体管，所述滤波器输出端包括所述第一输出端子，所述第二晶体管的控制端子与所述第一内部节点耦合。
8.根据权利要求7所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述运算放大器还包括：耦合在所述第二晶体管的第一端子与接地端子之间的第三电流源，所述第二晶体管的第二端子与参考电压耦合，且所述第二晶体管的第一端子与所述运算放大器的第一输出端子耦合。
9.根据权利要求1所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第一内部节点包括第一非反向内部节点和第一反向内部节点；所述第一电流源包括第一非反向电流源和第一反向电流源；第一输入端子包括第一非反向输入端子和第一反向输入端子；所述第一晶体管包括第一非反向晶体管和第一反向晶体管；
所述第一非反向电流源耦合在所述第一非反向内部节点与参考电压之间；所述第一反向电流源耦合在所述第一反向内部节点与参考电压之间；
所述第一非反向晶体管耦合在所述运算放大器的所述第一非反向输入端子与所述第一非反向内部节点之间，所述第一非反向晶体管的控制端子与所述第一非反向输入端子耦合，所述第一非反向晶体管的第二端子耦合至所述第一非反向内部节点；所述第一反向晶体管耦合在所述运算放大器的所述第一反向输入端子与所述第一反向内部节点之间，所述第一反向晶体管的控制端子与所述第一反向输入端子耦合，所述第一反向晶体管的第二端子耦合至所述第一反向内部节点。
10.根据权利要求9所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第二电流源包括：
耦合在所述第一非反向晶体管的第一端子与接地端子之间的第二非反向电流源；
耦合在所述第一反向晶体管的第一端子与接地端子之间的第二反向电流源。
11.根据权利要求8所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第二晶体管包括第二非反向晶体管和第二反向晶体管；所述第一输出端子包括第一非反向输出端子和第一反向输出端子；
所述第二反向晶体管耦合在所述第一反向输出端子与所述第一非反向内部节点之间，所述第二反向晶体管的控制端子与所述第一非反向内部节点耦合；所述第二非反向晶体管耦合在所述第一非反向输出端子与所述第一反向内部节点之间，所述第二非反向晶体管的控制端子与所述第一反向内部节点耦合。
12.根据权利要求11所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述第三电流源包括第三非反向电流源和第三反向电流源；
所述第三反向电流源耦合在所述第二反向晶体管的第一端子与接地端子之间，所述第二反向晶体管的第二端子与参考电压耦合，且所述第二反向晶体管的第一端子与所述第一反向输出端子耦合；
所述第三非反向电流源耦合在所述第二非反向晶体管的第一端子与接地端子之间，所述第二非反向晶体管的第二端子与参考电压耦合，且所述第二非反向晶体管的第一端子与所述第一非反向输出端子耦合。
13.根据权利要求10所述的可调谐滤波器，其特征在于，还包括：并联耦合在第一非反向晶体管的所述第一端子和第一反向晶体管的所述第一端子之间的电容和电阻器。
14.根据权利要求7至13中任一项所述的可调谐滤波器，其特征在于，任一所述晶体管是双极晶体管或FET晶体管。
15.根据权利要求7至13中任一项所述的可调谐滤波器，其特征在于，任一所述晶体管的控制端子是基极端子，第一端子是发射极端子，第二端子是集电极端子。
16.根据权利要求7至13中任一项所述的可调谐滤波器，其特征在于，任一所述晶体管的控制端子是栅极端子，第一端子是源极端子，第二端子是漏极端子。
17.根据权利要求1至13中任一项所述的可调谐滤波器，其特征在于，所述至少一个可调谐反馈电容用于调谐所述可调谐滤波器的截止频率。
18.一种闭环模拟电路，其特征在于，包括：
输入端；
输出端；
耦合在所述输出端与所述输入端之间的至少一个反馈回路，其中，所述至少一个反馈回路包括至少一个可调谐反馈电容；
耦合在所述输入端与所述输出端之间的运算放大器；
所述运算放大器包括第一内部节点(D+)、第一电流源(MP+)、第二电流源(Iin+)、第一晶体管(Q1+)以及第一稳定元件(CP)，其中，
所述第一内部节点(D+)耦合至所述第一稳定元件(CP)，所述第一稳定元件(CP)包括电容、或电容与电阻器的组合；
所述第一电流源(MP+)耦合于所述第一内部节点(D+)与参考电压(VDD)之间；
所述第一电流源(MP+)、所述第一晶体管(Q1+)以及所述第二电流源(Iin+)在所述参考电压(VDD)与接地端(GND)构成非反向输入路径，所述第一晶体管(Q1+)的控制端子耦合于所述输入端中的非反向输入端(Vin+)，所述第一晶体管的第一端子通过第二电流源耦合至接地端(GND)，所述第一晶体管的第二端子通过所述第一内部节点、所述第一电流源(MP+)依次耦合至所述参考电压(VDD)。
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