CN108352810A - 电压控制振荡电路以及pll电路 - Google Patents

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Abstract

抑制输出噪声。调整电路(4b)基于控制信号(Vcnta)变更与电感器(4a)以并联的方式连接的可变电容元件(C1、C2)的电容值，从而调整振荡频率，调整电路(4c)基于控制信号(Vcntb)使晶体管(TR1)导通或者截止，从而切换是否将电容元件(C3、C4)与电感器(4a)并联连接，来调整振荡频率，切换电路(4d)包含漏极经由电阻元件(R1～R5)与晶体管(TR1)的源极或者漏极以及电源(VDD)连接、且源极接地的n沟道型的晶体管(TR2、TR3)，基于控制信号(Vcntb)切换晶体管(TR2、TR3)的导通截止，从而切换调整电路(4c)的偏置电压。

Description

电压控制振荡电路以及PLL电路
技术领域
本发明涉及电压控制振荡电路以及PLL电路。
背景技术
在PLL(Phase Locked Loop：锁相环)电路中使用的电压控制振荡电路(VCO：Voltage Controlled Oscillator)之一中，有对可变电容元件和电感器以并联的方式连接而成的LC共振型的VCO。以往，已知为了拓宽LC共振型的VCO的振荡频率的调整范围而包含粗调电路的VCO，上述粗调电路通过晶体管的导通截止，对上述可变电容元件并联连接电容元件或者进行并联连接的切断，来调整振荡频率。
专利文献1:日本特开2006－33803号公报
专利文献2:日本特开2007－110504号公报
专利文献3:日本特开2007－158750号公报
非专利文献1:"An 18mW 90to 770MHz Synthesizer with Agile Auto-Tuningfor Digital TV-Tuners"，ISSCC 2006/SESSION 11/RF BUILDING BLOCKS AND PLLS/11.1，pages 681-690.
然而，为了防止元件破坏，对粗调电路的晶体管的源极或者漏极施加与晶体管的导通截止相应的偏置电压。
然而，若生成偏置电压的电路所包含的晶体管的导通电阻较大，则热噪声增大。存在以下问题，即该热噪声经由粗调电路的电容元件传递至VCO的输出端子，使输出噪声增加。
发明内容
根据发明的一个观点，提供一种电压控制振荡电路，具有：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；以及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极以及电源连接、且第二源极接地的n沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压。
另外，根据发明的一个观点，提供一种电压控制振荡电路，具有：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；以及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极连接并且接地，且第二源极与电源连接的p沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号，来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压。
另外，根据发明的一个观点，提供一种PLL电路，具有：电压控制振荡电路，上述电压控制振荡电路包含：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极以及电源连接、且第二源极接地的n沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压；分频电路，生成对上述电压控制振荡电路的输出信号的频率进行分频后的反馈信号，并输出上述反馈信号；相位比较电路，输出表示上述反馈信号与基准信号的相位差的相位差信号；滤波电路，使上述相位差信号平滑化而生成上述第一控制信号，并输出上述第一控制信号；以及控制部，基于上述基准信号和上述电压控制振荡电路的上述输出信号，生成上述第二控制信号，并输出上述第二控制信号。
另外，根据发明的一个观点，提供一种PLL电路，具有：电压控制振荡电路，上述电压控制振荡电路包含：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极连接并且接地，且第二源极与电源连接的p沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号，来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压；分频电路，生成对上述电压控制振荡电路的输出信号的频率进行分频后的反馈信号，并输出上述反馈信号；相位比较电路，输出表示上述反馈信号与基准信号的相位差的相位差信号；滤波电路，使上述相位差信号平滑化而生成上述第一控制信号，并输出上述第一控制信号；以及控制部，基于上述基准信号和上述电压控制振荡电路的上述输出信号，生成上述第二控制信号，并输出上述第二控制信号。
根据公开的电压控制振荡电路以及PLL电路，能够抑制输出噪声。
附图说明
本发明的上述及其他目的、特征以及优点通过与表示作为本发明的例子优选的实施方式的附图相关的以下的说明而变得清楚。
图1是表示第一实施方式的PLL电路以及VCO的一个例子的图。
图2是表示比较例的VCO的图。
图3是表示第一实施方式的VCO和比较例的VCO的相位噪声特性的例子的图。
图4是表示第二实施方式的VCO的一个例子的图。
图5是表示第三实施方式的PLL电路和VCO的一个例子的图。
具体实施方式
以下，参照附图对用于实施发明的方式进行说明。
(第一实施方式)
图1是表示第一实施方式的PLL电路以及VCO的一个例子的图。
第一实施方式的PLL电路1例如适用于高速接口电路所包含的SerDes(Serializer/Deserializer：串行器/解串器)等。PLL电路1具有相位比较电路2、滤波电路3、VCO4、分频电路5、控制部6。
相位比较电路2输出表示基准信号CLKr与从分频电路5输出的反馈信号的相位差的相位差信号。基准信号CLKr例如是规定的频率的时钟信号，由未图示的基准信号生成电路(晶体振荡器等)生成。
滤波电路3使相位差信号平滑化来生成控制信号Vcnta，并输出控制信号Vcnta。
VCO4输出基于控制信号Vcnta和从控制部6供给的控制信号Vcntb调整后的频率(振荡频率)的输出信号。
分频电路5生成对VCO4的输出信号的频率分频后的反馈信号，并输出反馈信号。分频电路5例如对输出信号的频率进行1/N分频。N能够变更。
控制部6基于基准信号CLKr和VCO4的输出信号，生成用于控制VCO4中的振荡频率的调整(粗调)的控制信号Vcntb。
第一实施方式的VCO4具有电感器4a、调整电路4b、4c、切换电路4d、负阻电路4e、逆变器电路4f。
电感器4a的两端的电位为VCO4的输出信号out、/out。输出信号out和输出信号/out的相位相差180度，例如，将任意一方供给至分频电路5。
调整电路4b具有与电感器4a以并联的方式连接的可变电容元件C1、C2。调整电路4b接受控制信号Vcnta，并基于控制信号Vcnta来变更可变电容元件C1、C2的电容值，从而调整振荡频率。
可变电容元件C1、C2例如是变容二极管(也被称作varicap等)。可变电容元件C1的一方的电极与电感器4a的一端连接，可变电容元件C2的一方的电极与电感器4a的另一端连接。向可变电容元件C1、C2的另一方的电极供给控制信号Vcnta。例如，控制信号Vcnta为越大的电压，可变电容元件C1、C2的电容值越小，控制信号Vcnta为越小的电压，可变电容元件C1、C2的电容值越大。
调整电路4c作为进行振荡频率的粗调的粗调电路发挥作用。调整电路4c具有电容元件C3、C4和源极或者漏极与电容元件C3、C4连接的晶体管TR1。调整电路4c接受控制信号Vcntb，并基于控制信号Vcntb使晶体管TR1导通或者截止，来切换是否将电容元件C3、C4与电感器4a并联连接，从而调整振荡频率。
电容元件C3、C4的电容值是固定值。电容元件C3的一方的电极与电感器4a的一端连接，电容元件C4的一方的电极与电感器4a的另一端连接。电容元件C3、C4的另一方的电极与晶体管TR1的源极或者漏极连接，另外通过切换电路4d被赋予偏置电压。
晶体管TR1是n沟道型的MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor FieldEffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。晶体管TR1在向栅极供给的控制信号Vcntb的逻辑电平为H(高)电平(以下为等于电源电压Vdd的电平)时导通。另外，晶体管TR1在向栅极供给的控制信号Vcntb的逻辑电平为L(低)电平(以下为等于0V的电平)时截止。
若要仅通过可变电容元件C1、C2的调整来实现较宽的范围的振荡频率，则要增大VCO4的增益亦即KVCO[Hz/V]。在该情况下，可变电容元件C1、C2的噪声通过KVCO放大，输出噪声增加。因此，使用上述的调整电路4c。
切换电路4d具有晶体管TR2、TR3、电阻元件R1、R2、R3、R4、R5。晶体管TR2、TR3是n沟道型的MOSFET。
晶体管TR2的漏极经由电阻元件R1、R2与电源VDD连接。进一步，晶体管TR2的漏极经由电阻元件R2和电阻元件R4，与晶体管TR1的源极或者漏极的一方和电容元件C3的一方的电极连接。另外，晶体管TR2的漏极经由电阻元件R2和电阻元件R5，与晶体管TR1的源极或者漏极的另一方和电容元件C4的一方的电极连接。控制信号Vcntb经由逆变器电路4f供给至晶体管TR2的栅极。另外，晶体管TR2的源极接地。
晶体管TR3的漏极经由电阻元件R1、R3与电源VDD连接。进一步，晶体管TR3的漏极经由电阻元件R3、R4与晶体管TR1的源极或者漏极的一方和电容元件C3的一方的电极连接。另外，晶体管TR3的漏极经由电阻元件R3、R5与晶体管TR1的源极或者漏极的另一方和电容元件C4的一方的电极连接。向晶体管TR3的栅极供给控制信号Vcntb。另外，晶体管TR3的源极接地。
切换电路4d通过基于控制信号Vcntb，切换晶体管TR2、TR3的导通截止，来切换调整电路4c的偏置电压。
例如，在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时，晶体管TR2截止，晶体管TR3导通。由此，从电源VDD供给的电源电压Vdd被电阻元件R1、R3分压，生成偏置电压。
另一个面，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时，晶体管TR2导通，晶体管TR3截止。由此，电源电压Vdd被电阻元件R1、R2分压，生成偏置电压。
然而，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时，调整电路4c的晶体管TR1截止。通过设置有负阻电路4e，输出信号out、/out几乎全力从接地电位变为电源电位。为了防止晶体管TR1被这样的输出信号out、/out破坏，考虑晶体管TR1的耐压，优选将晶体管TR1的源极和漏极的电位设为Vdd/2左右。因此，优选电阻元件R1、R2的电阻值相等。电阻元件R3的电阻值也可以是比电阻元件R1、R2小的值。例如，若将电阻元件R3的电阻值设为R，则电阻元件R1、R2的电阻值被设定为9R等。
此外，在VCO4中，通过电阻元件R4、R5和电容元件C3、C4形成滤波电路。根据频率设定电阻元件R4、R5的电阻值，使得该滤波电路使PLL电路1中使用的频率的信号通过。
负阻电路4e与电感器4a以并联的方式连接，具有补偿在由电感器4a和调整电路4b、4c构成的LC共振电路中产生的损耗的功能。负阻电路4e具有由CMOS(ComplementallyMetal-Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)晶体管(未图示)构成的逆变器电路4e1、4e2。逆变器电路4e1的输出端子与逆变器电路4e2的输入端子连接，逆变器电路4e2的输出端子与逆变器电路4e1的输入端子连接。这样的连接也有被称为CMOS晶体管的交叉耦合的情况。此外，负阻电路4e并不限于使用了CMOS晶体管的交叉耦合的结构，也可以为使用了n沟道型的MOSFET和p沟道型的MOSFET的任意一方的交叉耦合的结构。
以下，对本实施方式的PLL电路1的动作的一个例子进行说明。
PLL电路1在使用调整电路4c进行了振荡频率的粗调之后，使用调整电路4b将振荡频率调整为目标值。例如，若基准信号CLKr的频率为fr，利用分频电路5进行1/N分频，则目标值为N×fr。
若将振荡频率设为f，则f用以下的式(1)来表示。
f＝1/(2π(LC)1/2) (1)
在式(1)中，L为电感器4a的电感值，C为调整电路4b、4c的合成电容值。
在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时，调整电路4c的晶体管TR1截止，合成电容值也变得比晶体管TR1导通时小。因此，根据式(1)，振荡频率也变得比晶体管TR1导通时高。
另一方面，在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时，调整电路4c的晶体管TR1导通，合成电容值也变得比晶体管TR1截止时大。因此，根据式(1)，振荡频率也变得比晶体管TR1截止时低。
例如，在控制信号Vcnta被固定在Vdd/2的状态下，控制部6在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平和L电平的某一个时，判定VCO4的输出信号的频率是否接近目标值。
然后，控制部6选择H电平和L电平中VCO4的输出信号的频率接近目标值的一方，将控制信号Vcntb固定在该逻辑电平。
之后，通过VCO4的调整电路4b的功能，输出信号out、/out的频率被调整到上述的目标值。
在如上述那样的频率调整时，切换电路4d为了保护晶体管TR1，如上所述，根据控制信号Vcntb的逻辑电平进行偏置电压的切换。
在如本实施方式的VCO4这样的切换电路4d中，切换偏置电压的晶体管TR2、TR3为源极接地。由此，在晶体管TR2、TR3导通时，栅极－源极间电压成为电源电压Vdd，例如，比以下所示的比较例的VCO变大，导通电阻变小。若导通电阻变小，则经由调整电路4c的电容元件C3、C4传导至VCO4的输出信号out、/out的热噪声变小。因此，能够抑制输出噪声。
(比较例)
图2是表示比较例的VCO的图。
对于与图1相同的要素，标注相同附图标记。
在图2所示的VCO7中，切换电路4da与图1的VCO4的切换电路4d不同。
切换电路4da具有晶体管TR5、TR6、TR7、TR8、电阻元件R6、R7、R8。晶体管TR5～TR8为n沟道型的MOSFET。
电阻元件R6～R8以串联的方式连接在电源VDD与接地间。
晶体管TR5、TR6的源极或者漏极的一方连接在电阻元件R6与电阻元件R7之间。晶体管TR5的源极或者漏极的另一方与晶体管TR1的源极或者漏极的一方和电容元件C4的一方的电极连接。晶体管TR6的源极或者漏极的另一方与晶体管TR1的源极或者漏极的另一方和电容元件C3的一方的电极连接。向晶体管TR5、TR6的栅极经由逆变器电路4f供给控制信号Vcntb。
晶体管TR7、TR8的源极或者漏极的一方连接在电阻元件R7和电阻元件R8之间。晶体管TR7的源极或者漏极的另一方与晶体管TR1的源极或者漏极的一方和电容元件C3的一方的电极连接。晶体管TR8的源极或者漏极的另一方与晶体管TR1的源极或者漏极的另一方和电容元件C4的一方的电极连接。向晶体管TR7、TR8的栅极供给控制信号Vcntb。
切换电路4da基于控制信号Vcntb，切换晶体管TR5～TR8的导通截止，来切换调整电路4c的偏置电压。
例如，在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时，晶体管TR5、TR6截止，晶体管TR7、TR8导通。由此，从电源VDD供给的电源电压Vdd被电阻元件R6～R8分压，生成偏置电压。若将电阻元件R8的电阻值设为R、将电阻元件R6的电阻值设为5R、将电阻元件R7的电阻值设为4R，则控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时的偏置电压为Vdd/10。
另一方面，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时，晶体管TR5、TR6导通，晶体管TR7、TR8截止。由此，电源电压Vdd被电阻元件R6～R8分压，生成偏置电压。若将电阻元件R8的电阻值设为R、将电阻元件R6的电阻值设为5R、将电阻元件R7的电阻值设为4R，则控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时的偏置电压为Vdd/2。
由此，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平，调整电路4c的晶体管TR1截止时，通过输出信号out、/out，能够防止晶体管TR1被破坏。
然而，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平，电阻元件R6～R8的电阻值具有如上述那样的关系时，晶体管TR5、TR6的栅极－源极间电压为Vdd/2。因此，晶体管TR5、TR6的导通电阻变得比栅极－源极间电压为电源电压Vdd时大，热噪声增大。
与图2的VCO7相比，在图1所示的VCO4中，由于切换偏置电压的晶体管TR2、TR3为源极接地，所以能够减小导通电阻，并能够抑制输出噪声。
图3是表示第一实施方式的VCO与比较例的VCO的相位噪声特性的例子的图。横轴表示偏移频率(振荡频率距离目标值的偏差)。纵轴表示相位噪声(dBc/Hz)。
另外，在图3中，特性8a表示图2所示的比较例的VCO7的相位噪声特性，特性8b表示图1所示的VCO4的相位噪声特性。如图3所示，第一实施方式的VCO4的相位噪声比比较例的VCO7的相位噪声小2～3dB。
(第二实施方式)
图4是表示第二实施方式的VCO的一个例子的图。对于与图1所示的VCO4相同的要素，标注相同的附图标记。
第二实施方式的VCO10具有多个调整电路4c1、4c2、…、4cn和切换各个调整电路4c1～4cn的偏置电压的切换电路4d1、4d2、…、4dn。
虽然省略图示，但调整电路4c1～4cn分别为与图1所示的调整电路4c相同的电路。然而，与调整电路4c的晶体管TR1对应的各个调整电路4c1～4cn的晶体管能够通过n位的控制信号Vcntb分别进行导通截止。
虽然省略图示，但切换电路4d1～4dn分别为与图1所示的切换电路4d相同的电路。然而，与切换电路4d的晶体管TR2、TR3对应的各个调整电路4c1～4cn的晶体管能够通过n位的控制信号Vcntb分别进行导通截止。
在各个调整电路4c1～4cn中，将电容元件的电容值设为不同的值，通过控制信号Vcntb，各种各样地变更与调整电路4b的可变电容元件C1、C2的电容值的合成电容值，从而能够在更宽的范围内调整振荡频率。
另外，通过对各个调整电路4c1～4cn设置与图1所示的切换电路4d相同的电路的切换电路4d1～4dn，能够防止晶体管的破坏，并且也能够抑制输出噪声。
例如，在作为切换电路4d1～4dn，应用图2所示的切换电路4da的情况下，有切换电路4d1～4dn的数量越增加，输出噪声越增加的可能性。但是，在作为切换电路4d1～4dn，应用图1所示的切换电路4d的情况下，能够抑制切换电路4d1～4dn的数量增加时的输出噪声的增加。
(第三实施方式)
图5是表示第三实施方式的PLL电路和VCO的一个例子的图。对于与图1所示的PLL电路1以及VCO4相同的要素，标注相同的附图标记。
在第三实施方式的PLL电路1a的VCO20的调整电路21中，使用与图1所示的第一实施方式的VCO4的调整电路4c不同，p沟道型的MOSFET亦即晶体管TR10。
另外，在第三实施方式的VCO20的切换电路22中，使用与图1所示的第一实施方式的VCO4的切换电路4d不同，p沟道型的MOSFET亦即晶体管TR11、TR12。
晶体管TR11、TR12的源极与电源VDD连接。另外，晶体管TR11的漏极经由电阻元件R10、R12接地。进一步，晶体管TR11的漏极经由电阻元件R10、R13与调整电路21的晶体管TR10的源极或者漏极的一方和电容元件C3的一方的电极连接。另外，晶体管TR11的漏极经由电阻元件R10、R14与晶体管TR10的源极或者漏极的另一方和电容元件C4的一方的电极连接。向晶体管TR11的栅极供给控制信号Vcntb。从切换电路22向电容元件C3的上述一方的电极以及电容元件C4的上述一方的电极赋予偏置电压。
晶体管TR12的漏极经由电阻元件R11、R13与晶体管TR10的源极或者漏极的一方和电容元件C3的一方的电极连接。另外，晶体管TR12的漏极经由电阻元件R11、R14与晶体管TR10的源极或者漏极的另一方和电容元件C4的一方的电极连接。向晶体管TR12的栅极，经由逆变器电路4f供给控制信号Vcntb。
切换电路22基于控制信号Vcntb，切换晶体管TR11、TR12的导通截止，从而切换调整电路21的偏置电压。
例如，在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时，晶体管TR11截止，晶体管TR12导通。由此，从电源VDD供给的电源电压Vdd被电阻元件R11、R12分压，生成偏置电压。
另一方面，在控制信号Vcntb的逻辑电平为L电平时，晶体管TR11导通，晶体管TR12截止。由此，电源电压Vdd被电阻元件R10、R12分压，生成偏置电压。
然而，在控制信号Vcntb的逻辑电平为H电平时，调整电路21的晶体管TR10截止。此时，为了防止因输出信号out、/out而晶体管TR10被破坏，优选将晶体管TR10的源极和漏极的电位设为Vdd/2左右。因此，优选电阻元件R11、R12的电阻值相等。电阻元件R10的电阻值也可以为比电阻元件R11、R12小的值。例如，若将电阻元件R10的电阻值设为R，则电阻元件R11、R12的电阻值被设定为9R等。
此外，在VCO20中，由电阻元件R13、R14和电容元件C3、C4形成滤波电路。根据频率设定电阻元件R13、R14的电阻值，使得该滤波电路使应用VCO20的PLL电路中使用的频率的信号通过。
在本实施方式的VCO20的切换电路22中，切换偏置电压的p沟道型的MOSFET亦即晶体管TR11、TR12的源极与电源VDD连接。由此，在晶体管TR11、TR12导通时，栅极－源极间电压增大，导通电阻变小，能够抑制VCO20的输出噪声。这样，即使代替n沟道型的MOSFET，使用p沟道型的MOSFET，也可得到与第一实施方式的VCO4相同的效果。
另外，例如，在仅通过p沟道型的MOSFET制造负阻电路4e的情况下，使用第三实施方式的VCO20，从而使制造工序容易化。
此外，在VCO20中，当然也可以与第二实施方式的VCO10相同地设置多个图5所示的调整电路21和切换电路22。
以上，基于实施方式，对本发明的VCO以及PLL电路的一个观点进行了说明，但这些只是一个例子，并不限于上述的记载。
关于上述仅表示本发明的原理。进一步，对于本领域技术人员来说能够进行多种变形、变更，本发明并不限于上述示出并说明的准确的结构以及应用例，对应的全部的变形例以及等同物被视为基于所附权利要求及其等同物的本发明的范围。
附图标记说明
1…PLL电路；2…相位比较电路；3…滤波电路；4…VCO；4a…电感器；4b、4c…调整电路；4d…切换电路；4e…负阻电路；4e1、4e2、4f…逆变器电路；5…分频电路；C1、C2…可变电容元件；C3、C4…电容元件；R1～R5…电阻元件；TR1～TR3…晶体管；CLKr…基准信号；Out、/out…输出信号；Vcnta、Vcntb…控制信号。

Claims (6)

1.一种电压控制振荡电路，其特征在于，具有：
电感器；
第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；
第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；以及
切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极以及电源连接、且第二源极接地的n沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压。
2.根据权利要求1所述的电压控制振荡电路，其特征在于，
在上述切换电路中，设置有2个上述第二晶体管，上述第二晶体管分别经由第一电阻元件或者第二电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极以及上述电源连接，根据上述第二控制信号，在上述第一晶体管截止时，2个上述第二晶体管的一方导通。
3.根据权利要求1或2所述的电压控制振荡电路，其特征在于，
设置多个上述第二调整电路，多个上述第二调整电路的每一个的上述第一晶体管基于多位的上述第二控制信号，分别成为导通或者截止的任意的状态，
上述切换电路与多个上述第二调整电路的每一个对应地设置有多个。
4.一种电压控制振荡电路，其特征在于，具有：
电感器；
第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；
第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；以及
切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极连接并且接地，且第二源极与电源连接的p沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号，来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压。
5.一种PLL电路，其特征在于，具有：
电压控制振荡电路，上述电压控制振荡电路包含：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极以及电源连接、且第二源极接地的n沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压；
分频电路，生成对上述电压控制振荡电路的输出信号的频率进行分频后的反馈信号，并输出上述反馈信号；
相位比较电路，输出表示上述反馈信号与基准信号的相位差的相位差信号；
滤波电路，使上述相位差信号平滑化而生成上述第一控制信号，并输出上述第一控制信号；以及
控制部，基于上述基准信号和上述电压控制振荡电路的上述输出信号，生成上述第二控制信号，并输出上述第二控制信号。
6.一种PLL电路，其特征在于，具有：
电压控制振荡电路，上述电压控制振荡电路包含：电感器；第一调整电路，包含与上述电感器以并联的方式连接的可变电容元件，接受第一控制信号，并基于上述第一控制信号来变更上述可变电容元件的电容值，从而调整振荡频率；第二调整电路，包含电容元件和第一源极或者第一漏极与上述电容元件连接的第一晶体管，接受第二控制信号，并基于上述第二控制信号使上述第一晶体管导通或者截止，从而切换是否将上述电容元件与上述电感器并联连接，来调整上述振荡频率；及切换电路，包含第二漏极经由电阻元件与上述第一源极或者上述第一漏极连接并且接地，且第二源极与电源连接的p沟道型的第二晶体管，基于上述第二控制信号，来切换上述第二晶体管的导通截止，从而切换上述第二调整电路的偏置电压；
分频电路，生成对上述电压控制振荡电路的输出信号的频率进行分频后的反馈信号，并输出上述反馈信号；
相位比较电路，输出表示上述反馈信号与基准信号的相位差的相位差信号；
滤波电路，使上述相位差信号平滑化而生成上述第一控制信号，并输出上述第一控制信号；以及
控制部，基于上述基准信号和上述电压控制振荡电路的上述输出信号，生成上述第二控制信号，并输出上述第二控制信号。
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