CN1066008C

CN1066008C - 热阴极放电灯的电子镇流器

Info

Publication number: CN1066008C
Application number: CN93117061A
Authority: CN
Inventors: 平松明则; 迫浩行; 五岛和宏; 三本伸和
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-01-14
Filing date: 1993-08-31
Publication date: 2001-05-16
Anticipated expiration: 2013-08-31
Also published as: JPH06215886A; US5565740A; CN1090120A

Abstract

本发明用于热阴极放电灯的电子镇流器包括:直流电压源、斩波器和逆变器。该斩波器产生一平滑直流电压作为斩波器输出。逆变器产生一高频交流电压作为逆变器输出加到放电灯的阴极用于点亮放电灯。其特征在于包括逆变器控制器和延时电路。逆变器控制器控制逆变器使之有选择地工作于提供第一电平逆变器输出用于点亮灯的正常模式和提供比第一电平低的第二电平逆变器输出用于向阴极提供预热电流的限幅模式。该延时电路使逆变器的起动自斩波器的起动延时一段时间。

Description

热阴极放电灯的电子镇流器

本发明涉及一种其灯丝在发光前需要预热的热阴极放电灯的电子镇流器，特别涉及包括斩波器和逆变器的组合在内用于由直流电源向放电灯产生驱动电压的电子镇流器。

电子镇流器广泛地用于驱动例如荧光灯之类的放电灯。如美国专利US5，144，195，US4，959，591，US5，177，408所揭示的，电子镇流器通常设计为包括：从直流电压源提供一平滑和升高的输出电压的斩波器，和一个由斩波器的输出激励向放电灯提供一高频交流电压使之发光的逆变器。

美国专利US5，144，195揭示一种镇流电路，它的斩波器被控制在逆变器起动以后才开始工作，这样逆变器在镇流电路通电之后紧接着的初始瞬间即开始工作，而此时斩波器尚不足以实际提供一稳态的斩波输出。

美国专利US4，959，591揭示一种镇流电路，其中斩波器和逆变器在镇流电路通电之后同时开始工作，这样逆变器的输出在一初始瞬变期间之后稳定，斩波器也在此期间使其输出上升到一稳定电平。

在上述两专利的镇流电路中，逆变器在瞬变期间产生可以用来预热热阴极型放电灯的限幅输出。但是，逆变器在其工作开始时遭受不稳定的输入电压，因而很有可能引起不受控制的状况，导致逆变器输出的异常振荡，过多的噪声或加在逆变器开关元件上过高的强度，而这一切对于安全可靠的镇流工作都是应避免的。况且，这些镇流电路不含有控制逆变器以限制其瞬变期间输出的有效方案，因而逆变器在此期间直接接受来自斩波器的不稳定电压，因而很可能引起预计不到和不希望的振荡。

美国专利US5，177，408揭示一种瞬间起辉电灯(即冷阴极放电灯)的镇流器。虽然该专利的镇流器可允许逆变器在斩波器稳定之后才开始工作以提供一稳态电压来解决上述问题，但是该逆变器一经起动便产生其满幅电压，而不是受控制产生一预热热阴极放电灯所需的限幅电压。

此外，欧洲专利公报EP0059064A1也揭示了一种灯驱动电路，其中提及由逆变器控制器控制逆变器工作于两种工作模式。但如此设计仍不足以解决上述问题。

鉴于上述问题和需要，本发明成功地提供一种驱动热阴极放电灯的电子镇流器，其功率电路包括：

直流电压源；

斩波器，它包括与电感器串联连接在所述直流电压上的斩波器开关装置，所述开关装置被驱动导通和截止以提供一周期性中断的电压，该电压由电容平滑产生平滑的直流电压作为斩波器输出；

斩波器控制器，连接着以驱动所述斩波器开关装置的导通和截止；

逆变器，它包括与所述斩波器输出相连的逆变器开关装置，由此产生一高频交流电压作为逆变器输出，加到所述放电灯的阴极用于点亮所述放电灯；以及

逆变器控制器，它允许所述逆变器有选择地工作于提供第一电平的所述逆变器输出的正常模式，和提供基本上恒定的、低于所述第一电平并为所述阴极提供预热电流的第二电平的所述逆变器输出的限幅模式，所述逆变器控制器控制所述逆变器在所述斩波器起动以后的预定时间内工作于所述限幅模式来预热所述放电灯，在此之后，所述逆变器控制器允许所述逆变器工作于所述正常工作模式以点亮所述放电灯，

其特征在于，

设有延时装置，从斩波器起动起按这样一种方式使所述逆变器延时起动，使得逆变器仅仅在所述斩波器的输出达到某一预定电平以后工作。

按照这样设计的逆变器控制器和延时电路，可以在斩波器触发之后和向放电灯施加满幅的逆变器输出电压之前，以受控制的方式预热热阴极型放电灯，以确保可靠的电路工作和延长灯的寿命，同时避免引起不希望和不知道的振荡来保护逆变器。

因而，本发明的主要目的在于提供一种改进的电子镇流器，它在满幅的逆变器输出电压加到放电灯之前可以有效地预热热阴极型放电灯，以确保驱动此放电灯的电路更好和有效地工作。

在较佳实施例中，逆变器包括一谐振电路它提供谐振电压作为送至放电灯的逆变器输出。逆变器的开关电路允许逆变器的输出频率在含有谐振电路谐振频率的一个范围内变化。逆变器控制器在工作模式下，在谐振频率附近产生第一频率的逆变器输出，在限幅模式下产生高于第一频率的第二频率的逆变器输出。

因而本发明另一目的在于提供一种改进的电子镇流器，其中为了在发光之前对放电灯进行所需的预热，逆变器控制器控制调整逆变器的频率，以区分限幅工作模式和正常工作模式间的逆变器输出。

延时电路最好能提供使限幅工作模式的起动依赖于环境温度的起动信号，以便限幅工作模式随环境温度的升高而提前开始。这与灯的特性是一致的，允许在灯的环境温度升高时加快放电灯的发光，因此这是本发明又一目的。

逆变器控制器最好包括斩波器的电压检测器，和当电压检测器检测出斩波器输出上升到一个预定的电平后按照一预定的时间进行计时的定时器。在这预定时间的最后，定时器送出一中止信号来切换逆变器控制器，使逆变器从工作于限幅模式转换至工作于正常模式。

或者，延时电路也可设计为包括检测斩波器输出的电压检测器，当斩波器输出达到一选定在低于稳态电平的某预定电平时提供预热开始信号，当斩波器输出达到稳态电平时提供预热结束信号。逆变器控制器响应预热开始信号使逆变器工作于限幅模式，响应预热结束信号而允许逆变器工作于正常模式。

斩波器的电感器可以设有一次级绕组，它与一电容串联连接，由次级绕组感应得到的电压对该电容充电。这一充电的电容向逆变器控制器提供工作电压，以便在斩波器启动后启动逆变器控制器以延时方式工作于限幅模式，这里斩波器是由它的开关元件启动的。这种安排构成从斩波器的启动开始以延时方式激励逆变器控制器的延时电路。

本发明的镇流器可以包括与逆变器并联在一起接到斩波器输出上的虚负载。有了虚负载，特别是当逆变器起动时，总能使斩波器在其输出端连接着一定负载的情况下工作，因而很好地防止其产生过电压以利于镇流器的安全工作，这是本发明的又一个目的。

可以设置一开关在斩波器输出达到稳态电平时就切断虚负载与斩波器的连接。而且，该负载可以用设置在放电灯周围的加热器的方式来提供，用于在逆变器未起动时预热灯，藉此相应地缩短由逆变器的后续动作点亮放电灯的时间，因而这是本发明的又一目的。该开关可以包括一用于在预定时间后切断虚负载连接的定时器，此时间应选为不低于斩波器在启动后产生稳态斩波器输出所需的时间。

对放电灯进行预热，电感器可以设有一对次级绕组，它们产生的感应电压分别送给放电灯的阴极。

通过下面结合附图对较佳实施例的说明，将会使本发明这些和其它目的与优点变得清楚。

图1是本发明第一实施例电子镇流器的电路图。

图2A和图2B是表示图1镇流电路工作的波形图。

图3是本发明第二实施例电子镇流器的电路图。

图4A和4E是表示图3镇流电路工作的波形图。

图5是图3镇流电路第一修改方案的电路图。

图6是表示图5镇流电路工作的波形图。

图7是图3镇流电路第二修改方案的电路图。

图8是图3镇流电路第三修改方案的电路图。

图9和图10分别是图8镇流电路其他修改方案的示意图。

图11是图3镇流电路又一修改方案的示意图。

第一实施例(图1和图2)

参见图1，这是示出本发明第一实施例的热阴极放电灯的电子镇流器。镇流器包括斩波器10和逆变器30。斩波器10经二极管电桥形式的全波整流器2与交流电网1连接，由此接收整流的脉动直流电压，提供一升高的直流电压作为斩波器的输出送至逆变器30。逆变器30产生一高频交流电压来驱动放电灯3。斩波器10和逆变器30分别由斩波器控制器20和逆变器控制器60控制。

斩波器10包括串联连接在全波整流器2上的电感器11和MOS场效应管14，以便MOS场效应管14周期性地中断来自全波整流器2的脉动直流电压，在电感器11上感应断续的电压。这样感应出的电压与整流器2的直流电压一起经隔离二极管16加到平滑电容器15上充电，给逆变器30提供平滑的升高了的直流电压。

斩波器控制器20由电容21加电，将驱动脉冲送给MOS场效应管的栅极，以较高的频率使MOS场效应管通断。电容21和电阻22串联连接在整流器2上，从镇流器与交流电网1接通起，经过由电容21和电阻22的时间常数所确定的较短时间t₀后，电容21充电到足以起动斩波器控制器20的电平。这个较短时间t₀通常设定为约几十毫秒，在此期间斩波器输出如图2A所示上升到交流电网1的峰幅电压(√2·AC)。然后，MOS场效应管被起动，开始将断续的电压加到平滑电容15上，藉此如图2A所示，经过一后续瞬变时间之后使斩波器输出上升到一稳态电平E₀。

逆变器30包括跨接在平滑电容15上的一对串联的第一和第二晶体管31和32，它们被交替地通断，将平滑后的斩波器输出变成振荡电压加到放电灯3上。第一晶体管31和第二晶体管32分别由第一和第二二极管34和33反向并接。逆变器30还包括电容35和36，和具有初级绕组40和三个次级绕组41-43的变压器T。初级绕组40和电容35同放电灯3串联连接，电容36跨接在灯3上，组成一跨接在第二晶体管32上的串联谐振电路。第一和第二次级绕组41和42构成反馈绕组，分别经各自的电阻37和38连接到第一和第二晶体管31和32的基极用于自激，其详细内容将在以后论述。

电阻51和齐纳二极管52的串联组合通过与第一晶体管31的基极-发射极通路串联跨接在平滑电容15上，在平滑电容15充电到预定电平时就由斩波器的输出向晶体管加一初始偏置。即，镇流电路触发之后斩波器输出上升到一预定电平时，齐纳二极管便导通将初始偏置加到第一晶体管31上使之导通。如图2B所示，这一时序选择在迟于斩波器10开始产生断续电压的时序。在这种意义下，电阻51和齐纳二极管52的串联组合起到延时电路的作用，使逆变器30较斩波器10延时起动，仅当斩波器输出上升到预定电平之后才使逆变器30起动。

第一晶体管31还与逆变器控制器60连接，对逆变器30加以控制使之工作于产生点亮放电灯3的驱动电压的正常工作模式或产生一基本上为常量的较低电平用于预热放电灯3的限幅工作模式。逆变器控制器60包括一晶体管61，它连按在第一晶体管31的基极-发射极通路间，晶体管61的集电极连接有齐纳二极管52。对晶体管61加以控制使之在正常工作模式下保持载止而在限幅工作模式下进行通断。

在论述逆变器控制器60工作之前，现论述在晶体管61保持载止的情况下逆变器的自激运行。

(1)当第一晶体管31加上初始偏置并使之导通时，逆变器30开始工作，来自斩波器输出即电容15的电流经电容35、放电灯3的阴极4、电容5、初级绕组40和第一晶体管31向电容35充电。

(2)当电流达到某一幅，在初级绕组40周围不再感应产生进一步扩展的磁场时，第一反馈绕组41感应出的电压减小，籍此使第一晶体管31载止，此后初级绕组40随着磁场的减弱继续沿相同方向经二极管33而不是晶体管31，经电容35、放电灯3的阴极4流过电流。

(3)第二反馈绕组42随着减弱的磁场感应出一正向偏置使第二晶体管32导通。绕组40至43的绕线方向由极性点表示在图1中。一旦这种情形发生，第二晶体管32导通使相反方向的电流从电容35经第二晶体管32、初级绕组40、阴极4回到电容35。

(4)当电流达到某一幅，在初级绕组40周围不再感应产生进一步扩展的磁场时，使得第二反馈绕组42感应出的电压减小，从而使第二晶体管32载止。紧接着第二晶体管32的载止，初级绕组40还是继续通过放电灯3、电容35、平滑电容15，并经跨接在晶体管31上的第二二极管34流过电流。

上述步骤按此方式重复，逆变器的谐振电路就可以提供一双向流动的振荡电流，其导通持续时间由谐振电路的电路常数确定。逆变器30在正常工作模式产生其频率在谐振电路的谐振频率附近的高频输出电压。

现在回到逆变器控制器60，它包括一比较器62，其输出经电阻63与晶体管61的基极连接。比较器62的反相输入端与跨接在向斩波器控制器20提供工作电压的电容21上的串联电阻64与65之间的接点相连，其同相输入端与同样跨接在电容21上的串联电阻66与电容67之间的接点相连。电容67在电路中由电容21的电压充电，并与另一晶体管68并接，电容69接在该晶体管68的基极一发射极通路上。逆变器控制器60还包括第三反馈绕组，它在第一晶体管31导通时就感应极性与第一反馈绕组41的极性相反的电压。第三反馈绕组43经非门70和电阻71与晶体管68的基极相连，这样第三反馈绕组43感应出的电压在非门70倒相，进而下拉正向偏置使晶体管68载止。跨接在电容21上的还有电阻72和电容73的串联组合，该电容73经电阻72由电容21的电压充电，并且将充好的电压经非门74和75与二极管76的串联电路加到晶体管68的基极。

现在论述逆变器控制器60的工作。在进行叙述以前，应该知道晶体管61仅仅在从电路通电起到时刻t₂止这一限定的时间间隔内被允许导通和载止。其中t₂为电容73由电容21的电压充电至某一临界电平的时间，该电平足以将一个常量正偏置电压加到晶体管68上。这一时间间隔可选为从电路通电起大约一秒钟，在此期间斩波器的输出将变成稳态电平。一旦电容73充电到临界电平，晶体管68不管非门70也即第三反馈绕组43的输出为何而保撤姮通。当晶体管31导通开始向放电灯3提供逆变器输出时，第三反馈绕组43将感应出的电压加到非门70，它进而下拉对晶体管68的正偏置使之载止。出现这种情形，连接在电路中的电容67就开始经电阻66由电容21的电压充电。经过电阻66和电容67的时间常数所确定的预定时间之后，电容67则充电到高于送至比较器62反相输入端的分压电平。紧接着比较器62将正向偏置加到晶体管61的基极使之导通，进而在反馈绕组41使第一晶体管31载止之前在第一晶体管31的基极-发射极通路上分流使晶体管31载止。经过这样迫使第一晶体管31载止后，第三反馈绕组43感应出反向电压，同时第三反馈绕组42使第二晶体管32导通。第三反馈绕组43的反向电压进而使晶体管68导通，籍此使电容67放电，从而使晶体管61载止，使第一晶体管31准备好下一次由加在其基极上的感应电压导通。

就这样，由逆变器的自激电路组成所确定的第一晶体管31的正常导通时间被缩短了，以便在逆变器30触发后的一个短时间t₂-t₁内(示于图2B中，它定义了逆变器30的限幅工作模式)对逆变器的输出加以限制。请注意这一缩短的第一晶体管31的导通时间是由电阻66和电容67的时间常数相对于送到比较器62的反相输入端的分压来决定的。因而，在限幅工作模式，晶体管31的导通时间缩短在一个恒定的范围，使逆变器输出如图2B所示基本上限制于一个不变的电平，以便按受控制的方式对放电灯3的阴极4预热，避免引起逆变器30所不希望的异常振荡。而且，导通时间虽然缩短了，但晶体管31的载止时间即晶体管32的导通时间却由于自激电路的组成基本上保持为常数。因此也可以说逆变器30在限幅工作模式的频率超过在正常工作模式时逆变器电路的谐振频率。而且，注意到电阻72和电容73形成一定时电路，由它确定限幅工作模式的结束，在此之前斩波器的输出将上升到稳态电平(此时序在图2B中由线t_x表示)。一旦电容器73充电到临界电平中止限幅工作模式，逆变器30便进入正常工作模式，在此模式晶体管31和32允许按上述自激方式导通和载止，将驱动电压加到放电灯3上用于其发光。

第二实施例(图3和图4)

图3显示本发明第二实施例的电子镇流器，它包括与第一实施例相似组成的斩波器110和斩波器控制器120，但包括与第一实施例不同组成的逆变器130和逆变器控制器160。斩波器110包括按第一实施例的相似方式布置的电感器111、MOS场效应管114、平滑电容115、隔离二极管116，通过使经滤波器109与交流电网101连接的全波整流器102束的直流电压周期性地中断，在电容115上产生一外高了的光滑电压。斩波器控制器120与MOS场效应管114连接，使之交替通断，斩波器控制器120由与电阻122一起串联跨接在整流器102上的电容121的充电电压供电。这样，使得交流变换器110从镇流电路通电起到由电阻122和电容121(同第一实施例)的时间常数所确定的初始瞬变时间(示于图4A)之前以延时方式将断续电压加到平滑电容115。另外，斩波器110中还包括一电阻117至119的电压分压网，它向斩波器控制器120提供分压，以反馈方式对斩波器110加以控制，从而在平滑电容115上提供不变的斩波器输出。连接在MOS场效应管114的源极与整流器102之间的电阻113向斩波器控制器120提供一监视电压，在斩波器控制器120中它用于控制使MOS场效应管114导通与载止。

逆变器130包括第一晶体管MOS场效应管131和第二晶体管132，它们串联跨接在平滑电容115上，并且交替地导通和载止，经过具有初级线圈145和次级线圈146的变压器144将振荡电压加到放电灯103上。逆变器130还具有包括初级绕组140和次级绕组142在内的变压器T和电容139。电容139和初级绕组140连接成一串联谐振电路。电阻148和149串联跨接在电容139上。电阻134和135组成的分压器跨接在第一晶体管131和电阻136的串联组合上。第二晶体管132由二极管133反向并接。次级绕组142作为反馈绕组经电阻137与第二晶体管132的基极连接用于自激。第一晶体管的栅极经电阻138与逆变器控制器160连接，由此控制该晶体管导通和载止。

具有正温度系数的热敏电阻153和电容152的串联组合跨接在平滑电容115上，在镇流电路通电以后较短的时间之后由整流器102的电压将电容152充电至阈幅电平。一旦达到阈幅电平，电容152就提供一工作电压来起动逆变器控制器160。由于包含正温度系数的热敏电阻153，因而电容152充电至预定电平所需的时间取决于环境温度。也就是说，环境温度越低电容器152充电越快，从而加快逆变器控制器160的起动，或逆变器130的工作进程。

逆变器控制器160基本上控制第一晶体管131在由第二晶体管132的载止时刻所限定的时间导通，并以下述方式调整第一晶体管131的导通持续时间，此方式即，使逆变器在逆变器起动后的初始时期以提供限幅逆变器输出的限幅工作模式工作，在初始时期之后以向灯提供驱动电压的正常工作模式工作。初始时间或限幅工作模式的结束应确定为迟于某一时刻，在该时刻斩波器的输出变成稳态电平之后逆变器130才能进入正常工作模式，其详细内容将在此后详述。

为方便对逆变器动作的理解，首先对正常工作模式进行解释。逆变器控制器160包括一单稳态多谐振荡器161，它在输出端OUT产生一输出脉冲，用于在电容152达到阈幅电平将电压加到多谐振荡器161的Vcc端之后使第一晶体管131导通和载止。

(1)当多谐振荡器161分别在其端口A和C接收低电平信号时，在由跨接在电容152的电阻162和电容163的时间常数所确定的时间间隔由其输出端OUT将产生高电平输出。即，当由电容152对电容163充电至某一电平(此后称为载止电平)，该电平送给多谐振荡器161的B端，多谐振荡器161响应产生一低电平输出使第一晶体管131载止。此时，电容163经多谐振荡器161的内部电路(未示出)放电，使其电压下降到载止电平以下以便由电容152下一次对它充电。在晶体管131的导通时间，从平滑电容115流过的电流将流过谐振电路回路，即电容139、变压器144、初级绕组140、第一晶体管131、再回到平滑电容115，用此电流对电容139充电。

(2)接着第一晶体管131载止，初级绕组140沿相同方向继续使电流经过二极管133流到电容139，而此时初级绕组140将使其周围的电磁场减弱，在反馈绕组142感应出加到第二晶体管132基极的正偏置用于自激。因而，当不再有电流经第一二极管133流到电容139之后，第二晶体管132便紧接着导通，电流从电容139经第二晶体管132、初级绕组140、变压器144流过，再回到电容139。

(3)当电流达到某一值，使它在初级绕组140周围感应产生的磁场不再增长时，在反馈绕组142上感应产生的电压趋于减小，使第二晶体管132载止。

(4)第二晶体管132截止后，初级绕组140紧接着仍继续经变压器144、、电容139、平滑电容115、和第一晶体管MOS场效应管131固有的寄生二极管(未示出)流过电流，此状态可由跨接在第一晶体管131上的电阻分压器134和135检测。在这种情况下，在多谐振荡器161的A端所监测到的分压是低电平信号。此时多谐振荡器161的C端从电阻136接收低电平信号，多谐振荡器161再一次触发第一晶体管131使之导通。

上述步骤按此方式重复，逆变器的谐振电路可以提供双向流动的振荡电流，其导通持续时间由谐振电路的电路常数确定，并以约等于逆变器的谐振频率经变压器144驱动放电灯103。

现在用逆变器控制器160附加的组成对逆变器的限幅工作模式加以叙述。逆变器控制器160还包括电阻164和二极管165的串联电路，该串联电路仅在逆变器控制器160起动之后的一段时间内与电阻162并联连接。在此期间，作为预热放电灯的限幅工作模式，使得对电容163的充电加快，以缩短第一晶体管131的导通时间，限制逆变器的输出。为了这一目的，逆变器控制器160具有一电压比较器180，它包括比较器181、电阻182和183构成的第一分压器，和电阻184和185构成的第二分压器。电阻182和183的第一分压器跨接在斩波器110的平滑电容115上成为斩波器输出的电压监视器，向比较器181的同相输入端提供一指示斩波器输出的分压，而电阻184和185的第二分压器跨接在电容121上向比较器181的反相输入端提供基本上不变的电压作为基准电压。比较器181的输出通过串联连接的电阻169和电容170与地连接。当斩波器输出上升到稳态电平时，比较器181就产生响应提供一高电平输出，在由电阻169和电容170的时间常数所确定的时间中将电容170充电至某一电平。电路中的另一比较器166使其反相输入端连接接收电容170上得到的电压，并使其同相输入端连接接收电容152上经电阻167和168分压得到的电压作为基准电平。比较器166的输出经电阻164和二极管165与电容163连接，仅当电容器170还未充电到足以超过同相输入端接收的基准电平比较器166根据这一状况而输出高电平时，才使电阻164与电阻162并联连接。

现参见图3和图4A至4E叙述逆变器在限幅工作模式下的动作。当斩波器控制器工作一较短时间之后，在图4A至4E的t0所示的时刻利用从电容121接收到的工作电压起动斩波器110，电容152经热敏电阻153充电使其电压V₂在图4C的是刻t₁(图4E的时刻t₁′)达到阈幅电压V_TH，从而起动逆变器控制器160，首先使第一晶体管131导通。逆变器控制器160起动后，一直到斩波器输出达到稳态电平(图4A中的时刻t_x)，电容170在时刻t₂充电到比较器166的基准电平之前，比较器166均保持高电平输出，使电阻164和二极管165与电阻162并联连接，籍此加快对电容163的充电。如前面论述的，电容163一旦充电到载止电平并由B端接收，多谐振荡器161产生响应使第一晶体管131载止。这表明，对电容163充电到载止电平的时间将决定第一晶体管131的导通时间。因而，在这种情况下，由于电阻164与电阻162的并联连接，对电容163的充电比在正常工作模式下电阻164不与电阻162并联连接的场合要快，从而使第一晶体管131的导通时间减小。

第一晶体管131载止之后，逆变器30便动作使第二晶体管132导通载止，然后使第一晶休管131再一次导通。其情况与前面所述正常工作模式类似。因而，在从t₁到t₂期间，第一晶体管131的导通时间被减小，而第二晶体管132的导通时间基本上不变，逆变器130的切换频率超过谐振频率，从而将逆变器输出限幅到基本上保持不变，且适于对放电灯103的阴极104进行预热的电平。

当电压检测器180检测到斩波器输出达到稳态电平时，比较器181产生响应，开始对电容170充电。在一固定时间t_F之后，电容170充电到超过比较器166的基准电压，比较器166就产生响应并使电阻164和二极管165的附加充电路径与电阻162对电容163的充电路径断开，从而将对电容163的充电时间减缓到正常充电时间。这样，逆变器130切换到正常工作模式为点亮放电灯103提供较高的电压。在这种意义上，电容170和电阻169的电路可以视为确定限幅工作模式结束的定时器。

在此应该注意，由图4B和4C与图4D和4E比较可知，当环境温度升高，正温度系数的热敏电阻153会延迟对电容152充电至阈幅电平V_TH的时间，从而逆变器控制器使逆变器130工作在限幅工作模式以相应地推迟起动时间。由图中可知，在较低环境温度下逆变器的起动表示为图4C中的时刻t₁，而较高环境温度下的起动则为图4E中的t₁′。如前所述，由于限幅工作模式的结束是由电阻169和电容170构成的定时器确定的，并不依赖于逆变器的起动时间，因而放电灯103的点亮时间不因环境温度而改变，仅是预热时间不同。这与放电灯的特性是一致的，即阴极104在高的环境温度所需的预热时间比在低的环境温度的要少，并且符合用户的下述要求，即从接通镇流器起的恒定时间内将灯点亮不随环境温度而改变。而且，上述特征的优点还在于当镇流器断开之后立即接通时可使预热时间减少，在环境温度改变或在灯关掉后随即打开的场合，用户不会因点亮放电灯的时间长短不一而感到奇怪。

镇流器还包括与变压器144的初级绕组145耦合的辅助绕组147、二极管191、电阻192和193、以及电容194所构成的输出监视器。这样组成的监视器向多谐振荡器161的D端提供一相应的DC电压。例如，当监视的DC电压由于无法预计的异常振荡而超出安全电平时，多谐振荡器161立刻产生响应，停止向第一晶体管131提供高电平信号，籍此中止逆变器动作，保护逆变器。而且，输出监视器的DC电压无论在限幅和正常工作模式下都可以反馈方式将逆变器的输出保持在恒定的电平。这方面应注意到，尽管斩波器输出达到稳态电平之前可以起动限幅工作模式，逆变器130将控制工作于基本恒定的频率，产生基本恒定电平的限幅输出。因而，逆变器可以较好地避免由于不稳定的斩波器输出引起在其他情况下可能产生的不希望的异常振荡。而且，甚至在限幅工作模式下逆变器输出仍保持为常量，因而从输出监视器至多谐振荡器D端的DC电压可以被利用在多谐振荡器内部提供一可靠偏置，以便在限幅工作模式下出现异常逆变器动作时保护逆变器。

图5示出与第二实施例相似的第二实施例修改方案，它采用电阻151代替热敏电阻153，放电灯103则采用附加的电容146代替变压器140与逆变器130连接。图5采用相同标号标注相同部分以避免重复说明。在此修改方案中，如图6所示，与电阻122和电容121的组合产生高于阈幅电平的电压V₁来起动斩波器110相比，电阻151和电容152的组合对电容152充电时选择为需要更长的时间产生高于阈幅电平的电压V₂来起动逆变器130。即，逆变器130控制为在斩波器110起动之后延时Δt再起动。

图7示出与第二实施例基本相同的第二实施例第二修改方案，不同的是有一第二绕组112与斩波器110的电感器111相耦合，以提供对电容152充电的感应电压，由此电容向逆变器控制器160提供工作电压。采用相同标号标注相同部分避免重复说明。在电阻122和电容121的时间常数所确定的预定时间之后斩波器110被起动开始使MOS场效应管114通断时，第二绕组112经二极管154和电阻151使电容152充电到阈幅电平，从而在斩波器起动之后以延时方式触发逆变器控制器160，使逆变器130以第二实施例叙述的方式先在限幅工作模式再在正常工作模式下工作。

图8示出与第二实施相似的第三修改方案，其不同只是有一开关202与虚负载201串联后跨接在斩波器110的平滑电容115上，使虚负载201与斩波器输出相连接。此开关202由一定时器210控制，它对从斩波器110起动到逆变器将要起动这段时间进行计时。在此期间，定时器210启动闭合开关202使虚负载201与交流变换器输出临时连接，藉此防止斩波器110产生过高的输出，这种情况在逆变器尚未起动斩波器的输出无负载消耗的情况下是可能的。虽然图8中所示的虚负载201是辅助的白炽灯，但不限于此，它可以为其它合适的负载，例如图9中所示的加热器203。

在图9中，加热器203设置在放电灯103的周围，除了上述的逆变器限幅工作之外对灯103进行附加的预热，以确保灯的有效预热。

图10示出与图9镇流器相似的进一步修改的镇流器，它采用电压检测器220代替定时器210。电压检测器220通过接收连接在平滑电容115上的电阻117至119的分压对斩波器的输出监视，并操纵一个类似的开关202，当斩波器输出超过预定电平时使加热器203与斩波器输出连接，其他时间则切断加热器。这样，即使斩波器相应于无负载的状况即逆变器未起动的状况而产生过高的输出，此电压也能被最佳地利用，送给加热器203来预热放电灯103。

图11示出与图5镇流器相似的进一步修改的镇流器，其不同之处在于利用与斩波器110的电感器111交连的一对次级绕组112A和112B对放电灯103进行附加的预热。有了这种安排，即使斩波器110产生过高的输出，也可以将各个绕组112A和112B感应产生的相应升高的电压用来预热放电灯103的阴极104，同时将过多的能量释放掉，避免在基本上无负载的状况下斩波器110产生不希望的高输出。虽然图中未表示出来，但可以增加一开关随逆变器130的起动使绕组112A和112B与阴极104切断，这样阴极104只能在斩波器110起动后和逆变器130起动前接收绕组112A和112B的感应电压。

Claims

1．一种驱动热阴极放电灯的电子镇流器，其功率电路包括：

直流电压源；

其特征在于，

2．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述逆变器包括向所述放电灯提供一谐振电压作为所述逆变器输出的谐振电路，所述逆变器开关装置可以在包含所述谐振电路的谐振频率的一个频率范围内改变所述逆变器输出的频率，所述逆变器控制器工作于所述正常工作模式产生在所述谐振频率附近的第一频率的所述逆变器输出，所述逆变器控制器工作于所述限幅工作模式产生高于所述第一频率的第二频率的所述逆变器输出。

3．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于进一步包括当所述斩波器输出达到稳态电平就开始对预定的持续时间计时的定时器，所述定时器在所述持续时间结束时产生一结束信号，用于将所述逆变器从所述限幅工作模式切换到所述正常工作模式，使所述正常工作模式的起动不受环境温度变化的影响。

4．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述延时装置包括连接在斩波器输出端上的正温度系数的热敏电阻和电容，根据不同的环境温度以不同的速率使所述电容充电到阈值电平，一旦充电达到所述阈值所述电容就向所述逆变器控制器供电，起动所述逆变器使之工作于限幅工作模式，从而所述延时装置在一依赖环境温度的时刻向所述逆变器控制器提供起动信号以起动所述限幅工作模式，使得限幅工作模式能随环境温度变低而提早起动。

5．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述逆变器控制器包括所述斩波器输出的电压检测器，所述逆变器控制器包括一定时器，它在由所述电压检测器检测的所述斩波器输出上升到预定电平后对一个预定的时间计时，并在所述时间的末尾送出中止信号来切换所述逆变器控制器，使所述逆变器从工作在限幅模式切换到工作在正常模式。

6．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述延时装置包括所述斩波器输出的电压检测器，当所述斩波输出达到选定为低于所述稳态电平的一个预定电平时就提供一预热开始信号，在所述斩波器输出达到所述稳态电平之后则提供预热结束信号，所述逆变器控制器响应所述预热开始信号使所述逆变器工作在所述限幅工作模式，并响应所述预热结束信号使所述逆变器工作在所述正常模式。

7．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述延时装置包括与所述斩波器的所述电感器相连的次级绕组，所述次级绕组经电阻器与电容器相连，伴随所述斩波器的起动由所述次级绕组的感应电压对所述电容器充电，所述电容器向所述逆变器控制器提供工作电压，从而在所述斩波器起动之后以延时方式起动所述逆变控制器，使所述逆变器工作在所述限幅模式。

8．权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于进一步包括与所述逆变器并联连接到斩波器输出端的虚负载。

9．如权利要求8所述的电子镇流器，其特征在于进一步包括随着所述斩波器输出达到所述稳态电平使所述虚负载与所述斩波器断开的开关装置。

10．如权利要求8所述的电子镇流器，其特征在于所述虚负载是设置在所述放电灯周围用于加热所述阴极的加热器。

11．如权利要求9所述的电子镇流器，其特征在于所述开关装置由定时装置起动，在预定时间之后切断所述虚负载，此预定时间选择为小于在所述斩波器起动之后所述斩波器产生所述斩波器稳态输出所需的时间。

12．如权利要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述斩波器的所述电感器包括一对次级绕组，它们产生感应电压分别送给所述阴极，用于预热所述阴极。

13．如权利要求12所述的电子镇流器，其特征在于进一步包括随着斩波器输出达到稳态电平切断所述次级绕组与所述阴极连接的开关装置。