CN1063901C

CN1063901C - 具有声表面波滤波器的电视接收机

Info

Publication number: CN1063901C
Application number: CN95192376A
Authority: CN
Inventors: P·J·H·鲁滕; E·F·施蒂福尔特
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-12-23
Filing date: 1995-11-21
Publication date: 2001-03-28
Anticipated expiration: 2015-11-21
Also published as: US5649313A; EP0746904B1; CN1145145A; JPH09509816A; MY131689A; DE69523042D1; EP0746904A1; WO1996020530A1; KR970701448A

Abstract

在电视接收机中，SAW滤波(FSAW)是通过耦合网络(CNW)完成的。耦合网络(CNW)包括SAW滤波器两个输入端子(IS1，IS2)间的电感(LP)。它还包括连接到至少一个输入端(IS1)的串联谐振电路(SRC)。为了降低信号干扰，电阻(RP)连接在两个输入端子(IS1，IS2)。另外，电阻(RS)与串联谐振电路(SRC)并联连接。

Description

具有声表面波滤波器的电视接收机

本发明涉及包括有用于抑制所希望信号的邻频信号的声表面波滤波器(SAW)的电视接收机。SAW滤波器提供了有实质恒定群延时的良好的选择性。这使其尤其适用于电视接收机。

本装置还提供滤波器装置，它包括一个SAW滤波器以及为该SAW滤波器提供信号输入的一个耦合网络。

公开号为2-237,211的Kokai专利申请描述了原理上可用于电视接收机中的滤波器装置。表示现有技术的滤波器装置的该申请的英文摘要及其附图构成了本说明书的图1。

在该现有技术的滤波器装置中的一个耦合网络14与由压电基片11构成的SAW滤波器相串联，该基片上置有输入电极12及输出电极13。耦合网络14包括与SAW滤波器的两个输入端并联耦合的电感器16．电感器16的选择要使之能消除电极12的电容。而且，由电感17和电容18构成的串联谐振电路与输入端之一串接。在所引用的Kokai的专利申请中，对当适当选择尺寸时所具有的最佳插入损耗作了权利要求。

然而，实践证明配备此现有技术的滤波器装置的电视接收机的性能不尽人意。

本发明的目的是提供一个接收机，尤其是电视接收机，它的性能优于装有现有技术的滤波器的接收机。这样的接收机由权利要求1和2所限定。而且，本发明还提供由权利要求5和6所定义的滤波器装置。其先进的实施例由从属权利要求所确定。

简言之，本发明中的电阻并接到SAW滤波器的输入端，或者是说将电阻并接到串联谐振电路。可将此两种方案相结合，即一个电阻与输入端并联，而另一电阻与谐振电路并联。

下面的认识是本发明的基础。带有现有技术滤波器的电视接收机的不尽人意的表现是由于此种滤波器的设计引起的信号失真。而且认识到，此种设计中的SAW滤波器对于与信号失真相关的某些特性施加了限制。这些特性如下。首先是经过耦合网络而发生的滤波器装置输入端处到SAW滤波器的输入端处的电压的传输。其次是在SAW滤波器输入处所见的等效电源的阻抗。第三是此种滤波器装置的输入阻抗。

据本发明而加入的电阻提供了一定的自由度，使之从失真的角度而言使得上述的特性能令人满意地设置。此外本发明还提供了其它的优点。一个优点是上述特性很少受元件的分布的影响。另外的一个优点是滤波器的频响由于具体的SAW滤波器用于其中而实际为线性。

将电阻加入现有滤波器从噪声及插入损耗角度看起来似乎是不明智的。周知的是电阻本身属噪声源而且在信号路径上要消耗信号能量，因而引起信号损失。的确，与现有技术相比较，据本发明的滤波器的设计方案是具有稍稍失真劣变的噪声角色。但它主要用于该通带外的频率。因此在通带内的所需要的信号的信噪比实际不受影响。这是由于据本发明加入的电阻的噪声在通带内的效果上是短路的。而且，有可能设计得使该电阻在该通带内对有用信号起旁路的作用：此情形中的该电阻主要消耗的是在通带外的不希望的信号的功率。结果使其对所希望信号的插入损耗实际不受影响。

下面的结合附图对本发明的描速将使上述及其它的本发明的优点变得显见。

图1表示现有技术滤波器方案，

图2a表示现有技术滤波器的电压增益，

图2b表示现有技术滤波器的群延时，

图2c表示现有技术滤波器在SAW滤波器输入端的等效电源阻抗，

图2d表示现有技术滤波器的输入阻抗，

图3表示根据本发明滤波器的第一实施例，

图4表示根据本发明滤波器的第二实施例，

图5表示根据本发明滤波器的第三实施例，

图6表示根据本发明的电视接收机，

图7a、8a和9a分别表示图3、4、5实施例的电压增益，

图7b、8b和9b分别表示图3、4、5实施例的群延时，

图7c、8c和9c分别表示图3、4、5实施例中在SAW滤波器输入处的等效电源阻抗，

图7d、8d和9d分别表示图3、4、5实施例的输入阻抗，

其中图中的相同参考符号表示相同的部件。

首先参考图2a-2d对图1所示现有技术滤波器装置作更详细的分析。随后对本发明的总概念及其所针对的不足作进一步的说明。再对图3、4、5所示的三个实施例作描述。随后讨论这些实施例在图6所示电视机中的应用。接下来结合图7a-7d、图8a-8d和图9a-9d所示出的这些应用的特性曲线阐明本发明的优点。最后通过实例和指教的方式示出这些实施例的变型。

先更详细地讨论现有技术电视机(TV)应用滤波器的情况。使用中，现有技术滤波器装置用于滤波TV信号中的中频(IF)信号。多数欧洲国家中，该TV IF信号是约40MHz。该IF信号的带宽是6MHz。适合的TV SAW滤波器可从市场购到，如图1示出，它包括压电基片11及所带电极12和13。这些TV SAW滤波器一般有可被模拟成20PF的输入电容CI和1KΩ输入电阻RI的并联。因此，输入电容CI代表了输入阻抗的虚部，而输入电阻RI代表了输入阻抗的实部。

在电视机应用中，构成耦合网络14的离散元件之值示于图1，其选择如下。电感器16的值是LP等于791.6微亨。该电感器16和图1中没有示出的输入电容CI构成并联谐振回路，被调节到40MHz。因此，TV SAW滤波器11、12和13的输入电容CI实际在IF是被取消的。由电感17和电容18形成的串联谐振电路也被调谐到40MHz。

图2a至2d表示出电感器17和电容器18各种值Ls和Cs的不同值的各种组合。这些值的各种组合之一都是由参数R为特性，其中以下式确定值Ls和Cs：

Ls=R·Lp；Cs=CI÷R例如，当R=10时，串联谐振电路的值是Ls=7,91微亨，及Cs=2PF。为获得图2a至2d所示的特性，将图1没示出的一个电压源接在现有技术滤波器设计的输入端之间。该电压源代表了一个驱动电路，提供了TV IF信号到现有技术的滤波器设计。

图2a和2b示出了经耦合网络14从电压源到TV SAW滤波器11、12、13的输入端的信号传输特性。图2a是这一传输的幅度一频率(F)的曲线。图2b是这一传输的群延时一频率(F)的曲线。图2c是从TV SAW滤波器11、12、13的输入端观察的等效电源阻抗Zs(eq)一频率(F)的曲线。该等效电源阻抗Zs(eq)对应于以电压源与之耦合的耦合电路14的输出阻抗。图2d是现有技术滤波器设计的输入阻抗Zin的幅度-频率曲线。该输入阻抗Zin是在图1所示的现有技术的滤波器输入端之间测得的阻抗。

图2a所示出的是在大约37-43MHz的所希望的通带内的中频响应并不是对所有任何参数R的值都是平坦的。而且可见的是，越是Ls和Cs分别地接近Lp和CI，则在其响应中峰值变得越显著。最佳的幅-频响应似乎是在R=40时获得。如果参数降低，会有峰值出现在所希望的通带之外。这些峰值提升了可能对所显示图象产生干扰的不希望的信号的电平。另一方面，如果参数R高于40，就不能再实现所希望的通带，这会导致显示图象的轮廓欠清晰。

图2b示出在所希望的通带内只有对相当高值的参数R才有群延时是恒定的情况。当R=20及R=40时，在所希望的通带上的群延时有可观的变化。这会导致显示图象上的失真。具有相对高频的图象部分内容会相对于具有低频图象部分的内容出现延时。这种延时使图象的显示出现两个频率相关的图象彼此相对移位。

图2c示出等效电源阻抗Zs(eq)，在TV SAW滤波器11、12、13的输出端处可见到的在具体频率的峰值。参数R的值越高，峰值越靠近通带的中心频率。当R值超过10时，峰值落于通带之内。这会导致显示图象中的重影，因为此时TV SAW滤波器的反射产生出在滤波器输出处的不希望的回声，这种现象可作如下解释。

在SAW滤波器中的电信号在输入电极处产生了声波。该声波会传到输出电极并产生希望的输出信号。然而该声波的一部分能量会反弹回去，即返传到输入电极。理想的情况是该输入电极应被短路以防止会产生不希望的回声的声波从输入电极再度返弹，并传到输出电极。

图2d示出现有技术滤波器设计的输入阻抗，展示出其绕通带中心频率对称置位的波谷。当从R=40开始，该参数值下降时使这些波谷更为突出。而且波谷从中心频率偏离。尤其是波谷在通带之外会引起对显示图象的干扰。这可作如下解释。

在波谷的频率区内，可能出现不希望的信号，例如邻频电视信号。这种不希望的信号会经图1没示出的现有技术滤波器的驱动器电路送到该滤波器。任何实际的驱动器电路都有受限的输出电流容量。由于现有技术滤波器装置的输入阻抗是相当低的，因而该邻频信号会过载该驱动器电路。即信号在输出电流限度处被截断。此种情况会使邻频信号及其所希望的电视信号本身都失真。现有技术的滤波器的输入阻抗越低，产生显著干扰所需的邻频信号的电平也越低。

总之，现有技术滤波器的设计的电视机的应用得到的结果不尽人意。如若参数R值选得相当大(例如R=40)，群延时则会在所希望的频带内有显见出现(如图2b示)。而且，SAW滤波器的输入会在所希望的频带内终结阻抗的峰值(如图2c示)。另一方面，如若参数值相当小(例如R=5)，耦合网络提供了对于不希望邻频信号的增益(图2a所示)。而且，这种现有技术滤波器的输入阻抗会严重地落入会出现不希望信号的频区内(如图2d所示)。无论是R值过高或过低的情况，都会使配备此种现有技术的滤波器的电视机的性能受到不利影响。

本发明考虑了下列内容。图2a、2b和2d的特性曲线使得带通滤波器不仅包括耦合网络14，还包括图1中没有示出的TV SAW滤波器11、12、13的输入电容CI。仍然没有在图1中所示，这种带通滤波器由输入电阻RI所端接。因此，图2a、2b和2d的特性严重地依赖于TV SAW滤波器11、12、13的输入阻抗。然而TV SAW滤波器11、12、13的输入阻抗不能随意固定。所获得的是，出自TV SAW11、12、13的构成的输入阻抗即为所希望滤波器特性的输入阻抗。

唯一的发明总构思是通过有效地按排与SAW滤波器输入端相并联的电阻而在设置图2a至2d的特性中引入附加的自由度。这一点可以通过图3、4和5分别示出的三个实施例以不同的方式实现。图3、4和5示出的实施例分别包括具有两个输入端IS1和IS2的SAW滤波器FSAW。被耦合的网络SAW用于将输入端IA1和IA2的输入信号传输到SAW滤波器FSAW的输入端IS1和IS2。耦合网络CNW类似于图1所示的耦合网络14。它包括耦合在输入端IS1和IS2之间的电感器Lp及包括电感器Ls和电容Cs的串联谐振电路SRC。SAW滤波器FSAW的输入电容CI及输入电阻RI示出在图3、4和5的每一个中。

图3示出根据本发明第一实施例的滤波器装置，其中有电阻RP耦合在SAW滤波器FSAW的输入端IS1和IS2之间。构成的耦合网络CNW的带通滤波器和输入电容CI由等效于电阻RP的阻值及输入电阻RI的并联所端接。

图4示出根据本发明第二实施例，其中将电阻RS并联耦合到串联谐振电路SRC。当电压源接到输入端IA1和IA2之间时，连接到输入端IA1的电阻RS的节点是实际接地的。结果使电阻RS能够被在效果上换位而获得如图3所示的电路。当电压源有零阻抗时，由耦合网络CNW和输入电容CI形成的带通滤波器在效果上是由电阻RS和输入电阻RI并联的等效电阻所端接。当电压源不是具有零阻抗，该效应保持带通滤波器的端接电阻是由电阻RS所影响。然而有益的是，电压源阻抗的数量级的幅度是低于电阻RS的阻值的。

图5示出根据本发明的第三实施例的滤波器，它实际是将前两个实施例作了结合。串联谐振电路SRC和SAW滤波器FSAW的输入都分别有并联耦合的电阻RS和RP。图5的实施例可视作图3中的电阻RP分解或图4中的电阻RS分解的结果。参考图3，其中的电阻RP可被分解成两个电阻，即并联的RP1和RP2(没示出)，它们以并联的方式提供与电阻RP相同的阻值。电阻RP2可被变换位置而形成与串联谐振电路SRC并联耦合。在效果上，连接到地的RP2的节点被断开并被重新接到输入端IA1。当端点IA1和IA2之间的电源阻抗接近为零时，输入端IA1是实际地点。图5中的电阻RS可被视作变换位置的电阻RP2，非变换位置的电阻1RP1等效于图5中的电阻RP。

图6示出了可将图3、4和5的实施例任何之一应用于其中的电视接收机(TV)。图6中的TV中，调谐器TUN将在输入端接收的RF信号转变成中频(IF)信号。滤波器FAR对IF信号滤波获得提供到IF和解调部分IFD的已滤波的IF信号。滤波器FAR可以是图3、4和5中所示滤波器的任何之一。IF和解调部分IFD从所提供的已滤波的IF信号提取视频和音频信号。该视频和音频信号进一步在视频处理部分VPP和音频处理部分APP分别处理，以分别获得图象显示装置PDD和扬声器LSA的驱动信号。

当加到图6的TV时，图7a至7d、8a-8d及9a-9d分别示出根据图3、4和5实施例的滤波器FAR的特性曲线。下面对所示曲线作说明。图6所示中提供IF信号的调谐器TUN输出处的阻抗Zot是1Ω。SAW滤波器FSAW是一般的TV SAW滤波器，其输入电容CI是20PF而输入电阻RI是1KΩ。而且电感LP的值是7916微亨。因此，由电感LP和电容CI形成的谐振电路是40MHz的谐振频率。串联谐振电路SRC也调到40MHz。参数R定义了电感Ls和电容Cs的值，Ls和Cs的值分别是：Ls=R·LP,Cs=CI÷R。

更具体地说，图3实施例中的电阻RP的值是333Ω。图4实施例中的电阻RS的值也是333Ω。而图5实施例中的电阻RS和RP的值分别是500Ω和1000Ω，以使得当实行并联时这些电阻也提供333Ω的阻值。

图7a、8a和9a是与图2a相同类型的图示。图7a、8a和9a示出了图6所示调谐器输出电压Vot传输到滤波器装置FAR中的SAW滤波器FSAW的输入的幅度-频率(F)响应。

图7b、8b和9b与图2b所示曲线同类。图7b、8b和9b示出了调谐器输出电压Vot传输到滤波器装置FAR中的SAW滤波器FSAW的输入的群延时-频率(F)响应。

图7c、8c和9c与图2c所示曲线同类。图7c、8c和9c示出在SAW滤波器FSAW的输入端看到的作为频率(F)的函数的等效电源阻抗Zs(eq)。当耦合到调谐器TUN时，该等效电源阻抗Zs(eq)对应于耦合网络CNW的输出阻抗。

图7d、8d和9d是图2d的同类型。它们示出滤波器装置FAR的输入阻抗Zin。该输入阻抗Zin是调谐器TUN在提供IF信号的输出端看到的阻抗。

结合上面的实施例说明本发明提供的优点及其附加特征。

在图6所示TV中，当带有图3、4或5滤波器装置的FAR任何之一时，其IF失真都小于装备现有技术的(示于图1)滤波器装置的失真。这一点可由下述特征加以理解。

图7a、8a、9a的幅度-频率曲线在当R分别等于3、7和4时在通带上实际是平坦的。同样，由这些R值产生的图7b、8b和9b中的群延时在通带上也实际是平坦的。而且在通带之外，图7a、8a和9a的幅-频响应没有可影响选择性的峰值。

图7c、8c和9c的等效电源阻抗Zs(eq)峰值最大达到333Ω，该值显著小于使用现有技术的图2c。333Ω的最大值是由电阻RP所定义，或/和由电阻RS所定义。而且应注意到，图7c、8c和9c的峰值不在6MHz的通带内。

在图6所示的TV中，当装有图3、4或5滤波器之一的FAR时，IF滤波器特性就被完好确定。这是由于在SAW滤波器FSAW的输出端的相当低的等效阻抗。由制造商确定的SAW滤波器特性通常是将其加到一个测试电路，其中该电路所涉及的滤波器通常由很低阻抗的电压源所驱动。结果是，任何实用中的SAW滤波器在其输入端的等效电源阻抗也要求十分低。如果不是这样的话，该滤波器的特性就会与该制造商说明的特性有出入。

在图6的TV中，当装有图3、4或所示的任何之一的滤波器装置时，IF滤波器特性对于构成元件值的分散性的敏感度要低于当采用现有技术的滤波器装置于图6的TV中时的敏感度。这一点可由图2a和2b与图7a、7b、8a、8b和9a、9b相对照而看到。

当在图6的TV中使用图5所示的滤波器装置FAR时，能够优化其对信号的控制特性。这种信号的控制特性尤其依赖于滤波器FAR的输入阻抗Zin。对于这一方面，图5的实施例提供了下面的优点。输入阻抗Zin-频率(F)的响应能够由电阻RS和RP的选择所影响，同时保持并联不变的这些电阻的阻值。以此角度看，图3和图4所示实施例可以认为是图5所示实施例的两种极限情况。图3是对应当图5中的电阻RS是无穷大的情况。图4是对应当图5中的电阻RP是无穷大的情况。在图3实施例中，输入电阻Zin在通带内低于图4的实施例的输入电阻。另一方面，在图3所示实施例中，在远离通带的频率处的输入电阻Zin高于图4的实施例的输入电阻。

利用图5所示实施例能实现带内及带外之间的大信号控制的折衷。从调谐器TUN的性质的角度，例如涉及自动增益控制和/或RF选择的角度而言，能够优化输入阻抗特性。例如，图6的调谐器可以大大地抑制来自邻频道不希望信号的高于10MHz频率的不希望的信号。此情况中，在距中频(IF)高于10MHz处的滤波器装置FAR的输入阻抗可以是相当低。由于调谐器的选择性，带外的不希望的信号将是相当弱的，这就防止了调谐器TUN的输出电流的过载。

图3、4和5实施例中的电阻RS和RP对带内的噪声状态及插入损耗并无实际影响。在通带内，电阻器RS的噪声由串联谐振电路SRC在实效上短路。当低阻抗电压源耦合在输入端IS1和IS2之间时，这种短路效果同样适于电阻RP的噪声。而且，图4和图5实施例中加到输入端IS1和IS2的通带信号将由串联谐振电阻SRC而旁路该电阻RS。因此，实际上没有所希望的信号能功率被电阻RS所消耗。因此，电阻RS对于图4和图5所示滤波器装置的插入损耗无实际影响。

尽管以示例方式对有限数目的实施例作展示及描述，本专业人士可构想到在本发明权利要求书范围内的许多其它实施例。

不用于电视机，本发明还可用于其它类型的接收机，例如数字音频广播(DAB)接收机。所希望的是DAB接收机将具有IF部分包括SAW滤波器。

不是以40MHz为中心频率，可以由实施例说明可以使用其它中心频率。例如在许多亚洲国家的TV IF是大约在60MHz。而且可以不采用6MHz的带宽，而采用其它更为适合的带宽。例如可以采用大约为25MHz的卫星TV接收机的带宽。

不是采用一个串联调振电路，而是采用多个串联谐振电路而将输入信号传送到SAW滤波器。例如，图3、4和5中可串联多个谐振电路与串联谐振电路SRC相串联。此外，可将并联谐振电路接在信号的接地点和串联谐振电路SRC和没有示出的另外串联谐振电路的共同接点之间。因此，获得带通滤波器，包括SAW滤波器输入电容CI，其带通滤波器要比图3、4和5实施例中的带通滤波器有更高的阶。因而显见的是可将另外的电容及电感加到图3、4和5所示的耦合网络而不会背离本发明的基本原理。

参考图3、4和5还可以将另外的串联谐振电路接在输入端IA2和SAW滤波器输入端IS2之间。此情形中的滤波器装置特别适于耦合带有对称输出的驱动器电路。因此，当从终端IA1到IS1以及从IA2到IS2的信号通路之间是对称的情况下，SAW滤波器装置将提供对称的输出信号。有利的是这些信号路径中的电感被磁耦合。这就能获得针对其对称输出信号(又称为差分输出信号)以及非对称信号(又称共模信号)的不同的传输特性。例如，这种对称耦合网络可以抑制所希望通带内的共模信号，以使SAW滤波器实际由差分信号所驱动。

参考图6，当上述对称滤波器装置应用于其中时，滤波器FAR的输入和输出的信号地点的连接被免除。此时，调谐器TUN用于提供对称的输出信号和IF，而解调部分IFD的使用，使之有对称输入。

最后应注意到，在据本发明的接收机中，在SAW滤波器之前的耦合网络的元件可被包括在调谐器中。例如串连谐振电路可以作为调谐器模块的一部分，即金属盒包括的调谐电路的一部分，而SAW滤波器和耦合在其输入端间的电感是在调谐器模块之外。因此，图6所示部分的构成是功能说明而非实体例证。

Claims

1．一种接收机包括：

调谐器(TUN)，用于将接收信号转换成中频信号；

滤波器装置(FAR)，用于对中频信号滤波以获得已滤波的中频信号；以及

解调部分(IFD)，用于响应已滤波的中频信号而提供基带信号；

其特征在于滤波器装置(FAR)包括：

具有两个输入电极(IS1,IS2)的声表面波滤波器(FSAW)；

耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电感(LP)；

被耦合用以传送中频信号到两个输入电极(IS1,IS2)中的至少一个电极的串联谐振网络(SRC)；以及

耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电阻(RP)。

2．一种接收机包括：

调谐器(TUN)，用于将接收信号转换成中频信号；

其特征在于滤波器装置(FAR)包括：

具有两个输入电极(IS1,IS2)的声表面波滤波器(FSAW)；

耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电感(LP)；

并联耦合到谐振网络(SRC)的电阻(RS)。

3．根据权利要求2的接收机，其特征在于还有电阻(RP)耦合在两个输入电极(IS1,IS2)之间。

4．根据权利要求2或3的接收机，其特征在于调谐器具有用于提供中频信号(Vot)的输出端，该输出端的阻抗(Zot)低于所说电阻(RS)值。

5．一种滤波器装置(FAR)，它包括：

具有两个输入电极(IS1,IS2)的声表面波滤波器(FSAW)；

耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电感(LP)；

被耦合用以传送中频信号到两个输入电极(IS1,IS2)至少之一的串联谐振网络(SRC)；

其特征在于，耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电阻(RP)。

6．一种滤波器装置(FAR)，它包括：

具有两个输入电极(IS1,IS2)的声表面波滤波器(FSAW)；

耦合在两个输入端(IS1,IS2)之间的电感(LP)；

被耦合用于传送中频信号到两个输入电极(IS1,IS2)中的至少一个电极的串联谐振网络(SRC)；

其特征在于，电阻(RS)与串联谐振网络(SRC)并联。

7．根据权利要求6的滤波器装置，其特征在于另有电阻(RP)接在两个输入端(IS1,IS2)之间。