CN105938192B - 雷达装置 - Google Patents

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Abstract

雷达装置采用的结构包括：发送单元，对每个发送周期，将包含码长L的多个补码的码序列作为雷达发送信号发送；接收单元，接收由反射体反射的所述雷达发送信号即反射波；A/D转换单元，将接收信号从模拟信号转换为离散样本即数字信号；以及运算单元，进行所述离散样本和所述发送单元发送的所述码序列之间的第一相关运算，以及所述离散样本和从所述发送单元发送的所述码序列的最末尾取出码长L‑Q的部分码序列之间的第二相关运算，并输出第一相关运算结果或第二相关运算结果的其中一个，其中，L＞Q≥2。

Description

雷达装置
技术领域
本发明涉及雷达装置。
背景技术
近年来，在研究使用了微波、或毫米波的高分辨率的雷达。此外，为了提高户外的安全性，要求开发不限于探测车辆而且探测行人的广角雷达。
探测车辆及行人的广角脉冲雷达，接收混合了来自短程目标(例如，车辆)及远程目标(例如，人)的多个反射波的信号。因此，广角脉冲雷达需要发送具有低距离旁瓣特性的脉冲波或脉冲调制波的雷达发送单元。此外，广角脉冲雷达需要具有较宽的接收动态范围的雷达接收单元。
以往的广角脉冲雷达，提出了使用巴克码(Barker code)、M序列码、补码作为脉冲波或脉冲调制波的脉冲压缩雷达。这里，补码的生成方法被公开于非专利文献1中。
补码，例如如以下那样生成。即，根据包含元素1或-1的具有互补性的码序列a＝[11]、码序列b＝[1 -1]，作为L＝4，8，16，32，～，2P的码长的补码而依次生成补码。使用了一般的脉冲码的广角脉冲雷达，码长越长，越扩大所需的接收动态范围，但使用了补码的广角脉冲雷达，能够通过更短的码长而降低峰值旁瓣比(PSR：Peak Sidelobe Ratio)。
因此，即使在混合了来自近程目标和远程目标的多个反射波的情况下，以往的广角脉冲雷达也能够降低在接收上所需的动态范围。另一方面，在使用M序列码的情况下，PSR为20log(1/L)，所以以往的广角脉冲雷达要得到低距离旁瓣，需要比补码更长的码长L的码(例如，PSR＝60dB时，L＝1024)。
这里，以往的广角脉冲雷达，提出了在脉冲码的发送中(以下，称为“码发送区间”)，即在接收来自目标的反射波的区间中，筹划多个补码的排列顺序的码(以下，称为“斯帕诺码(Spano code)”)(参照非专利文献2)。此外，在专利文献1中公开了使用斯帕诺码的雷达装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2002-214331号公报
非专利文献
非专利文献1：BUDISIN，s.z.：‘New complementary pairs of sequences’，Electron.Lett.，1990，26，(13)，pp.881-883
非专利文献2：“Sequences of complementary codes for the optimumdecoding of truncated ranges and high sidelobe suppression factors for ST/MSTradar systems”：Spano，E.and O.Ghebrebrhan、IEEE Transactions on Geoscience andRemote Sensing Vol.34，pp.330-345，1996
发明内容
可是，在未充分确保发送天线和接收天线间的隔离的情况下，在从发送天线发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，以往的雷达装置漏泄到接收天线的发送信号的信号分量(发送漏泄信号)增大。此外，在与雷达装置邻近的距离，存在以车辆为代表的进行强反射的目标(强反射体)的情况下，以往的雷达装置的来自强反射体的反射信号分量增大。
在这些情况中，因从RF接收电路输出的接收基带信号的振幅超过A/D转换器的动态范围，所以以往的雷达装置发生削波造成的非线性失真。此外，在对RF接收电路中的LNA(Low Noise Amplifier；低噪声放大器)的输入为饱和区域的输入电平时，以往的雷达装置发生非线性失真。
在发生非线性失真分量的情况下，在来自强反射体的反射波或发送漏泄信号到来的定时中，在相当于反射波或发送漏泄信号的脉冲码宽度的时间区间中，以往的雷达装置因非线性失真分量的影响而距离旁瓣增大。因此，以往的雷达装置在上述时间区间中来自弱反射体的反射波的检测性能有可能劣化。
本发明的非限定的实施例，提供提高邻近距离或码发送区间中的目标的检测性能的雷达装置。
本发明的一方案的雷达装置采用的结构包括：发送单元，对每个发送周期，将包含码长L的多个补码的码序列作为雷达发送信号发送；接收单元，接收由反射体反射的所述雷达发送信号即反射波；A/D转换单元，将接收信号从模拟信号转换为离散样本即数字信号；以及运算单元，进行所述离散样本和所述发送单元发送的所述码序列之间的第一相关运算、以及所述离散样本和从所述发送单元发送的所述码序列的最末尾取出码长L-Q(L＞Q≥2)所得的部分码序列之间的第二相关运算，输出第一相关运算结果或第二相关运算结果的其中一个。
这些概括性的并且特定的方案，也可以通过系统、装置及方法的任意组合来实现。
根据本发明，能够提高接近距离或码发送区间中的目标的检测性能。
从说明书和附图中将更清楚本发明的一方案中的其他优点和效果。这些优点和/或效果可以由各种实施例和说明书及附图所记载的特征来分别提供，不需要为了获得一个或一个以上的特征而提供全部特征。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的雷达装置的结构的框图。
图2是表示对每个雷达发送周期发送的雷达发送信号的图。
图3是用于说明图1的运算单元的动作的图。
图4是用于说明接收到来自强反射体的反射波的情况下的运算单元的动作的图。
图5是表示本发明的实施方式2的雷达装置的结构的框图。
图6是用于说明图5的运算单元的动作的图。
图7是用于说明进行使用了两个部分码的相关运算的运算单元的动作的图。
图8是用于说明进行从码长L的发送码的开头取出了M比特的部分码的滑动相关处理的运算单元的动作的图。
图9是表示本发明的实施方式4的雷达装置的结构的框图。
图10是用于说明将离散样本进行了零填充的情况下的相关运算单元的动作的图。
图11是表示本发明的变形例的雷达发送信号生成单元的内部结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。其中，实施方式中，对具有同一功能的结构，附加相同标号，省略重复的说明。
(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1的雷达装置10的结构的框图。雷达装置10包括雷达发送单元20、雷达接收单元30、基准信号生成单元11。
首先，说明雷达发送单元20的结构。
雷达发送单元20包括雷达发送信号生成单元21、无线发送单元25及发送天线26。雷达发送信号生成单元21包括码生成单元22、调制单元23及限带滤波器(图中，记为“LPF：Low Pass Filter(低通滤波器)”，以下称为“LPF”)24。此外，雷达发送信号生成单元21生成将来自基准信号生成单元11的参考信号增倍了规定数倍的定时时钟，将基于定时时钟的基带的雷达发送信号r(n、M)＝I(n、M)+jQ(n、M)在规定的雷达发送周期Tr中反复输出。再有，j表示虚数单位，n表示离散时刻，M表示雷达发送周期的序数。
对每个规定的雷达发送周期Tr，码生成单元22生成码长L的斯帕诺码序列的码，输出到调制单元23。这里，将第M雷达发送周期中的脉冲压缩码记载为a(M)n。其中，n＝1，～，L。即，在码长L的情况下，码生成单元22生成L个的具有1，-1，j，-j的任意一个元素的码列A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}。j表示虚数单位。此外，码长L的情况下，斯帕诺码序列在2L的周期中将码反复。即，码生成单元22将码列A(1)～A(2L)作为一个码组的单位，反复生成码组。
在以下表示码生成单元22生成的、码长L＝4，8的情况下的斯帕诺码序列的一例子。
L＝4的情况下，生成下式(1)的码序列。
Figure BDA0000915591040000041
其中，码列A、B是码长L＝4的补码，码列A和码列B是成对的码列。再有，所谓成对的码列，因码列A的自相关显现的旁瓣和因码列B的自相关得到的旁瓣具有彼此抵消的关系的情况下，码列A、B被定义为是成对的码列。码列A’是将码列A的序号反转后所得的码列，-(上划线)是将全部的逻辑进行逻辑反转(在元素和不为零的情况下，使用-)。
此外，L＝8的情况下，生成下式(2)的码序列。
Figure BDA0000915591040000051
其中，码列A、码列B是码长8的一对补码，码列C、码列D是码长8的一对补码。
这里，说明雷达装置10使用的斯帕诺码具有的自相关特性。雷达发送单元20发送的斯帕诺码序列是码长L的脉冲码列A(m)＝{a(m)1、a(m)2、～、a(m)L}。
使用脉冲码A(m)之中的、抽取了从第S1至第S2的部分的(S2-S1+1)个码所得的码列{a(m)s1、～、a(m)s2}，计算相关结果Rs1：s2(τ，A(m))。再有，时滞τ表示相关运算时的延迟。
加法相关结果RSs1：s2(τ，A(1)，A(2L))是整个2L个斯帕诺码序列A(1)、～、A(2L)相加了式(3)的相关结果Rs1：S2(τ，A(m))所得的值。
如式(5)所示，在时滞τ＝0，式(4)的加法相关结果RSs1：s2(τ，A(1)，A(2L))为正值(2L×(S2-S1+1))，在时滞τ≠0，式(4)的加法相关结果RSs1：s2(τ，A(1)，A(2L))为0，所以是具有旁瓣为零的特性的码。(这里，S2-S1+1≥2、S2＞S1)
Figure BDA0000915591040000052
Figure BDA0000915591040000053
Figure BDA0000915591040000054
在本实施方式的以下的说明中，使用斯帕诺码序列，作为使用比发送码短的部分码进行相关处理也可得到旁瓣为零的特性的码。但是，本实施方式不限定于斯帕诺码，也可以使用具有上述特性的其他码序列。
对从码生成单元22输出的码序列，调制单元23进行脉冲调制(振幅调制、ASK、脉冲移动键控)或相位调制(PSK)，输出到LPF24。
LPF24将从调制单元23输出的调制信号限制在规定的频带内，作为限制了频带的基带的雷达发送信号输出到无线发送单元25。
无线发送单元25将从雷达发送信号生成单元21输出的基带的雷达发送信号，通过变频转换到载波频率(RF：Radio Frequency；射频)频带。此外，无线发送单元25将载波频带的雷达发送信号通过发送放大器放大到规定的发送功率P[dB]后输出到发送天线26。
发送天线26将从无线发送单元25输出的雷达发送信号发射到空中。
图2表示对每个雷达发送周期发送的雷达发送信号。雷达发送信号在雷达发送周期Tr之中的、各个码发送区间Tw中被发送，各个剩余的(Tr-Tw)区间为无信号区间。此外，在码发送区间Tw内，包含脉冲码长L的脉冲码序列，但通过实施每一个脉冲码的、使用了No样本的调制，在码发送区间Tw内，分别包含Nr＝No×L样本的信号。此外，在雷达发送周期中的无信号区间(Tr-Tw)，包含Nu样本。
接下来，说明雷达接收单元30的结构。
雷达接收单元30包括接收天线31、无线接收单元32及信号处理单元36。
接收天线31接收被包含目标的反射体反射从雷达发送单元20发送的雷达发送信号的信号(反射波)。接收天线31接收到的雷达接收信号(反射波)被输出到无线接收单元32。
无线接收单元32包括放大器33、变频单元34及正交检波单元35。
放大器33对由接收天线32接收到的雷达接收信号进行信号放大，输出到变频单元34。
变频单元34将从放大器33输出的高频的雷达接收信号转换为基带信号，将基带信号输出到正交检波单元35。
正交检波单元35对从变频单元34输出的基带信号进行正交检波，转换为构成基带信号的I信号及Q信号。I信号被输出到信号处理单元36的A/D转换单元37a，Q信号被输出到信号处理单元36的A/D转换单元37b。再有，与雷达发送信号生成单元21相同，对构成基带信号的I信号及Q信号的信号处理单元36的定时时钟信号，使用来自基准信号生成单元11的参考信号，作为规定数倍的定时时钟来生成。
信号处理单元36包括A/D转换单元37a、37b、运算单元38、加法单元42、多普勒频率分析单元43。
A/D转换单元37a、37b对从正交检波单元35输出的构成基带信号的I信号、Q信号进行离散时刻中的采样，转换成数字数据。A/D转换单元37a、37b将转换后的数字数据输出到运算单元38。这里，A/D转换单元37a、37b的采样率为，雷达发送信号中的每一个脉冲时间Tp(＝Tw/L)进行Ns个的离散采样。即，为每一脉冲的过采样数Ns。
再有，以下，将由A/D转换单元37a、37b采样的、第M雷达发送周期中的离散时刻k的I信号、Q信号分别表示为基带信号Ir(k、M)、Qr(k、M)。此外，使用基带信号Ir(k、M)、Qr(k、M)，表示复数的离散样本x(k、M)＝Ir(k、M)+jQr(k、M)。再有，j是虚数单位。此外，以下，离散时刻k意味着将雷达发送周期Tr开始的定时作为基准(k＝1)，周期性地进行直至雷达发送周期Tr结束前为止的样本点即至k＝(Nr+Nu)Ns/No为止的计量。即，k＝1，～，(Nr+Nu)Ns/No。
运算单元38包括第1相关运算单元39、第2相关运算单元40及输出切换单元41。
第1相关运算单元39进行对每个雷达发送周期Tr从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)和要发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算，将运算结果输出到输出切换单元41。第M雷达发送周期中的滑动相关运算，例如基于下式(6)计算。
Figure BDA0000915591040000071
在式(6)中，AC(k，M)表示第M雷达发送周期中的离散时刻k的相关运算值。星号(*)表示复数共轭运算符。此外，AC(k、M)的运算是整个k＝U+1，～，(Nr+Nu)Ns/No的期间中的运算的结果。
第2相关运算单元40对每个雷达发送周期Tr进行从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)和从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)L-Q+1、a(M)L -Q+2、～、a(M)L}之间的相关运算，将运算结果输出到输出切换单元41。其中，L＞Q≥2。
第M雷达发送周期中的滑动相关运算，例如，基于下式(7)计算。
Figure BDA0000915591040000072
在式(7)中，ACsubcode(k，M)表示第M雷达发送周期中的离散时刻k的相关运算值。星号(*)表示复数共轭运算符。此外，ACsubcode(k，M)的运算是整个k＝1，～，U的期间中的运算。
再有，为了与第1相关运算单元39的输出成为同等的噪声电平，也可以使用下式(8)。
Figure BDA0000915591040000081
输出切换单元41根据离散时刻k来切换，以与第1相关运算单元39或第2相关运算单元40的其中一个择一地连接，将从连接上的第1相关运算单元39或第2相关运算单元40输出的运算结果输出到加法单元42。即，在离散时刻k＝1，～，U的期间，输出切换单元41输出第2相关运算单元40的运算结果ACsubcode(k，M)(k，M)，在离散时刻k＝U+1，～，(Nr+Nu)Ns/No的期间，输出第1相关运算单元39的运算结果AC(k，M)。
这里，通过设定为U＝Ns×L，在k＝U+1以后，输出切换单元41与第1相关运算单元39连接，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，能够抑制对接收天线31漏泄发送信号的信号分量(以下，称为“发送漏泄信号”)的影响。另一方面，k＝1，～，U中的输出切换单元41与第2相关运算单元40连接，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，受到发送漏泄信号的影响的范围是离散时刻k＝1，～，Ns×Q的范围，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，离散时刻k＝Ns×Q+1，～，U的范围能够抑制发送漏泄信号的影响。
加法单元42基于从输出切换单元41输出的第1相关运算单元39或第2相关运算单元40的运算结果即每离散时刻k的相关运算值，根据下式(9)进行雷达发送周期Tr的整个多次Np的期间(Tr×Np)的加法运算数Np的加法运算(相干积分)。
Figure BDA0000915591040000082
在式(9)中，加法运算数Np为2以上的整数值。即，加法单元42将以雷达发送周期Tr为单位得到的运算单元38的输出作为一个单位，进行多个Np次的加法运算。即，在k≥U的情况下，以ACsubcode(k，Np(m-1)+1)～ACsubcode(k，Np×m)为单位，对每个离散时刻k计算对准离散时刻k的定时后相加的相关值CI(k，M)。
此外，k＞U的情况下，以AC(k，Np(m-1)+1)～AC(k，Np×m)为单位，对每个离散时刻k计算对准离散时刻k的定时后相加的相关值CI(k，M)。再有，m是自然数，表示加法单元42中的第m输出。
由此，在进行整个Np次的加法的时间范围中，在来自目标的反射波的接收信号具有较高的相关的范围中，雷达接收单元30通过加法的效果，能够提高SNR，能够使与估计目标的到来距离有关的测量性能提高。
要得到理想的加法增益，需要整个加算区间的相位分量在某个程度的范围内一致的条件，雷达接收单元30基于作为测量对象的目标的假定最大移动速度设定适用的加法次数。目标的假定最大速度越大，因来自目标的反射波中包含的多普勒频率变动的影响而时间相关较高的时间期间越短。因此，雷达接收单元30中，加法运算数Np为较小的值，加法发生的增益提高效果较小。
多普勒频率分析单元43将对每个离散时刻k得到的加法单元42的Nc个输出即CI(k，Nc(w-1)+1)～CI(k，Nc×w)作为一个单位，对准离散时刻k的定时，根据下式(10)，在校正了与2Nf个不同的多普勒频率fsΔΦ对应的相位变动Φ(fs)＝2πfs(Tr×Np)ΔΦ之后，进行相干积分。
Figure BDA0000915591040000091
在式(10)中，FT_CI(k，fs，w)是多普勒频率分析单元43中第w的输出，表示离散时刻k中的多普勒频率fsΔΦ的相干积分结果。再有，fs＝-Nf+1、～、0、～、Nf，k＝1、～、(Nr+Nu)Ns/No，w是自然数，ΔΦ是相位旋转单位。由此，对雷达发送周期Tr的多次Np×Nc的期间(Tr×Np×Nc)的每个期间得到与每离散时刻k的2Nf个的多普勒频率分量对应的相干积分结果即FT_CI(k，-Nf+1，w)、～、FT_CI(k，Nf-1，w)。
多普勒频率分析单元43基于算出的第w多普勒分析结果，将成为规定值以上的功率值的离散时刻k、多普勒频率fsΔΦ作为雷达定位结果输出。
这里，发送的码序列具有式(3)、式(4)及式(5)的特性，所以雷达发送单元20需要将雷达发送周期Tr的多次(Np×Nc)设定为2L的整数倍。此外，对于加法运算数Np，优选雷达接收单元30将其设定为2L的整数倍。
再有，多普勒频率分析单元43也可以将时刻信息转换为距离信息来输出。在将时刻信息k转换为距离信息R(k)时，使用下式(11)。
Figure BDA0000915591040000101
在式(11)中，Tw表示码发送区间，L表示脉冲码长，C0表示光速。
此外，多普勒频率分析单元43也可以将多普勒频率信息转换为相对速度分量输出。为了将多普勒频率fsΔΦ转换为相对速度分量vd(fs)，使用下式(12)。
Figure BDA0000915591040000102
在式(12)中，λ是从无线发送单元25输出的发送信号的载波频率的波长。
接下来，使用图3说明上述运算单元38的动作。图3表示在Ns＝1、L＝8、Q＝4、U＝Ns×L＝8的情况中的运算单元38的动作。
图3(a)表示雷达装置10的发送信号，图3(b)表示在接收发送漏泄信号作为雷达装置10的接收信号中，还接收延迟时间τ＝5的雷达反射波的情况(情况1)。
图3(c)表示第M发送周期中的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)。直到x(1)，x(2)，～，x(8)为止的A/D转换单元37a、37b的输出是包含发送漏泄信号的分量的输出。直到x(5)，x(6)，～，x(12)为止的A/D转换单元37a、37b的输出是包含延迟时间k＝5的雷达反射波的信号分量的输出。
此外，图3(d)、(e)、(f)分别表示k＝1，5，9中的第1相关运算单元39的输入及输出之间的关系。图中的乘法系数hn表示a(M)n *。此外，图3(g)、(h)、(i)分别表示k＝1，5，8中的第2相关运算单元40的输入及输出之间的关系。图中的乘法系数hn表示a(M)n *。
这里，在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)包含非线性失真分量。因此，被输入包含非线性失真的信号分量的运算单元38的输出，因非线性失真分量的影响而距离旁瓣电平较大地上升。
在第1相关运算单元39的输出AC(k，M)中，直到k＝1，～，U(＝8)为止的输出，都包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)。例如，在图3(d)中，第1相关运算单元39将x(1)，～，x(8)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(1，M)作为运算结果。
同样地，在图3(e)中，第1相关运算单元39将x(5)，～，x(12)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(5，M)作为运算结果。
这样，在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)包含非线性失真分量。因此，运算单元38的输出AC(k，M)、k＝1，～，U(＝8)因非线性失真分量的影响而距离旁瓣电平较大地上升。
另一方面，第1相关运算单元39的输出AC(k，M)中，k＝U+1(＝8+1＝9)以后的输出，不包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)。例如，在图3(f)中，第1相关运算单元39将x(9)，～，x(16)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(9，M)作为运算结果。
这样，在第1相关运算单元39的输出AC(k，M)、k＝U+1(＝9)以后的输出中，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，也可以不受非线性失真分量的影响，避免距离旁瓣电平上升的影响。
接着，在第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)中，直到k＝1，～，Ns×Q(＝4)为止的输出，都包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)。
例如，在图3(g)中，从离散时间k＝1开始运算，所以第2相关运算单元40将x(1)，x(2)，～，x(8)之中的、x(5)，～，x(8)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5、a(M)6、～、a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(1，M)作为运算结果。
这样，在直到第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)、k＝1，～，Ns×Q(＝4)为止的输出中，发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，在A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)中，包含非线性失真分量。因此，将包含非线性失真的信号分量作为输入的运算单元38的输出，因非线性失真分量的影响而距离旁瓣电平较大地上升。
另一方面，在离散时刻k＝Ns×Q+1(＝4+1＝5)以后中，第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)不包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)。
例如，在图3(h)中，从离散时刻k＝5开始运算，所以第2相关运算单元40将x(5)，x(6)，～，x(12)之中的、x(9)，～，x(12)作为输入，进行与从由雷达发送单元20发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5、a(M)6、～、a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(5，M)作为运算结果。
同样地，在图3(i)中，从离散时刻k＝8开始运算，所以第2相关运算单元40将x(8)，x(9)，～，x(15)之中的、x(12)，～，x(15)作为输入，进行与从由雷达发送单元20发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的(L-Q)个的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5、a(M)6、～、a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(8，M)作为运算结果。
这样，在第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)、k＝Ns×Q+1(＝4+1＝5)以后的输出中，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，从雷达发送单元20发送的码序列，通过利用式(3)、式(4)及式(5)的特性，能够抑制非线性失真分量的影响，抑制距离旁瓣电平上升的影响。
对这样的第1相关运算单元39、第2相关运算单元40的输出，在离散时刻k＝1，～，U的期间，输出切换单元41输出第2相关运算单元40的运算结果ACsubcode(k，M)，在离散时刻k≥U+1的期间，输出第1相关运算单元39的运算结果AC(k，M)。
由此，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，在离散时刻k≥Ns×Q+1的时间范围，不受非线性失真分量的影响，所以雷达接收单元30能够避免距离旁瓣电平上升的影响，改善存在来自弱反射体的反射波时的检测性能。
由L＞Q，U＞Ns×Q的关系成立，与不使用第2相关运算单元40的情况相比，在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，即使在更小的离散时刻k的范围，雷达接收单元30也能够检测信号电平较低的雷达反射波而不使距离旁瓣电平较大地上升。
例如，如图3(b)所示，作为接收信号，在接收发送漏泄信号中，而且接收延迟时间k＝Q+1(＝4+1＝5)的雷达反射波的情况(情况1)中，通过进行上述的第1相关运算单元39、第2相关运算单元40及输出切换单元41的动作，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，在延迟时间k＝Ns×Q+1(＝4+1＝5)以后，也不受到非线性失真分量的影响，所以雷达装置10可避免距离旁瓣电平上升的影响，检测雷达反射波。
再有，雷达装置10通过将部分码长Q缩短，脉冲压缩增益降低，但能够使漏泄到接收天线31中的发送信号(发送漏泄信号)的影响更小。因此，只要来自目标的反射波的延迟时间τ在相当于部分码长Q的码长的时间宽度以上，则即使在旁瓣因发送漏泄造成的非线性失真分量的影响而上升的情况下，雷达装置10也可不被屏蔽地检测信号电平低的反射波。
通过使用部分码，雷达装置10的码的加法增益对原来的码长L降低到Q/L。因此，在不发生非线性失真的规定的延迟时间以上，即，在k＝U+1以后，通过输出切换单元41设为第1相关运算单元39的输出，雷达装置10得到使用了原来的码长L的加法增益。
再有，如上述，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，因发送漏泄信号而不发生非线性失真的情况下，也可以设定为U＝Ns×L以下。
此外，在与雷达装置10邻近的距离，存在以车辆为代表的进行强反射的目标(强反射体)的情况下，雷达装置10接收的来自强反射体的反射波的接收信号分量较大。因此，在从无线接收单元32输出的接收基带信号的振幅超过了A/D转换单元37a、37b的动态范围的情况下，发生削波造成的非线性失真。此外，在无线接收单元32中的对LNA(Low NoiseAmplifier)的输入为饱和区域的输入电平的情况下，发生非线性失真。
对来自这样的强反射体的反射波到来的离散时刻k＝τ，输出切换单元41通过设定U＝Ns×L+τ-1，离散时刻k＝U+1＝Ns×L+τ以后的输出切换单元41与第1相关运算单元39连接，能够抑制发生非线性失真分量的来自强反射体的反射波的信号分量的影响。
另一方面，在离散时刻k＝1，～，U中，输出切换单元41使第2相关运算单元40输出，所以雷达装置10能够将受到来自强反射体的反射波的信号分量的影响的范围缩窄到离散时刻k＝1，～，Ns×Q+τ-1的范围。此外，在离散时刻k＝Ns×Q+τ，～，U的范围中，雷达装置10能够避免来自强反射体的反射波的信号分量的影响，能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
这样，在动作环境中，雷达装置10估算来自强反射体的反射波到来的最大的延迟时间k＝τ，对于输出切换单元41，通过设定U＝Ns×L+τ-1，能够在离散时刻k≥Ns×Q+τ的时间范围内避免来自强反射体的反射波的信号分量的影响。因此，雷达装置10能够改善存在来自弱反射体的反射波时的检测性能。
接着，使用图4说明接收到上述来自强反射体的反射波的接收单元30中的运算单元38的动作。图4表示Ns＝1、L＝8、Q＝4、U＝Ns×L＝8中的运算单元38的动作。此外，来自强反射体的反射波到来的时刻(延迟时间)是离散时刻k＝τ。
图4(a)表示雷达装置10的发送信号，图4(b)表示从离散时刻k＝2(延迟时间τ＝2)开始接收来自强反射体的反射波，作为雷达装置10的接收信号，而且从离散时刻k＝6(延迟时间τ＝6)开始接收雷达反射波的接收的情况(情况2)。
图4(c)表示第M发送周期中的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)。直到x(2)，x(3)，～，x(9)为止的A/D转换单元37a、37b的输出是包含来自强反射体的反射波的信号分量的输出。在直到x(6)，x(7)，～，x(13)为止的A/D转换单元37a、37b的输出中，包含延迟时间τ＝6的雷达反射波的信号分量。
此外，图4(d)、(e)、(f)分别表示从离散时刻k＝1，6，10开始了运算的第1相关运算单元39的输入及输出之间的关系。图中的乘法系数hn表示a(M)n *。此外，图4(g)、(h)、(i)分别表示从离散时刻k＝1，6，9开始了运算的第2相关运算单元40的输入及输出之间的关系。图中的乘法系数hn表示a(M)n *。
这里，因接收来自强反射体的反射波的信号分量，所以雷达接收单元30的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～，x(9)包含非线性失真分量。将非线性失真分量作为输入的运算单元38的输出，距离旁瓣电平因非线性失真分量的影响而较大地上升。
在第1相关运算单元39的输出AC(k，M)中，直到离散时刻k＝1，～，U(＝Ns×L+τ-1＝8+2-1＝9)为止的输出，都包含接收来自强反射体的反射波的信号分量的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～，x(9)。例如，在图4(d)中，第1相关运算单元39将x(1)，～、x(8)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(1，M)作为运算结果。同样地，在图4(e)中，第1相关运算单元39将x(6)，～、x(13)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(6，M)作为运算结果。
在接收来自强反射体的反射波的信号分量的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～、x(9)中，包含非线性失真分量，所以直到第1相关运算单元39的输出AC(k，M)、k＝1，～，U(＝9)为止的输出，距离旁瓣电平因非线性失真分量的影响而上升。
另一方面，在第1相关运算单元39的输出AC(k，M)、k＝U+1(＝Ns×L+τ-1＝10)以后的输出中，不包含接收来自强反射体的反射波的信号分量的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～、x(9)。
例如，在图4(f)中，第1相关运算单元39将x(10)，～，x(17)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(10，M)作为运算结果。
因此，即使在接收了发生非线性失真分量的来自强反射体的反射波的信号分量的情况下，由于输入到第1相关运算单元39的x(10)，～，x(17)不包含非线性失真分量，所以第1相关运算单元39的输出AC(k，M)、k＝U+1(＝10)以后的输出，也能够避免对距离旁瓣电平的影响。
接着，说明第2相关运算单元40。A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～、x(9)在接收来自强反射体的反射波的信号分量的区间，例如，在图4(g)中，第2相关运算单元40将x(2)，～，x(9)之中的、x(5)，～，x(8)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5，a(M)6，～，a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(1，M)作为运算结果。
这样，在直到第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)、k＝1，～、Ns×Q+τ-1(＝5)为止的输出中，都包含接收来自强反射体的反射波的信号分量的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～、x(5)，包含非线性失真分量。将该信号分量作为输入的运算单元38的输出中，距离旁瓣电平因非线性失真分量的影响而上升。
另一方面，第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)、k＝Ns×Q+τ(＝6)以后的输出不包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(2)，x(3)，～、x(9)。例如，在图4(h)中，第2相关运算单元40将不包含输出x(2)，x(3)，～、x(9)的x(10)，～，x(13)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5，a(M)6，～，a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(6，M)作为运算结果。
此外，在图4(i)中，第2相关运算单元40将x(13)，～，x(16)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)5，a(M)6，～，a(M)L}之间的相关运算，输出ACsubcode(9，M)作为运算结果。
即，在运算开始时刻k＝6中，第1相关运算单元39受到了非线性失真分量的影响，但第2相关运算单元40没有受到非线性失真分量的影响。
这样，即使在第2相关运算单元40的输出ACsubcode(k，M)、k＝Ns×Q+τ(＝6)以后的输出包含来自强反射体的反射波的信号分量的情况下，通过利用从雷达发送单元20发送的码序列的、式(3)、(4)及(5)的特性，使用码长短的部分码，也能够不受非线性失真分量的影响而防止距离旁瓣电平的上升，能够检测信号电平低的雷达反射波。
对这样的第1相关运算单元39、第2相关运算单元40的输出，输出切换单元41在离散时刻k＝1，～，U的期间输出第2相关运算单元40的运算结果ACsubcode(k，M)，在离散时刻k≥U+1＝Ns×L+τ的期间输出第1相关运算单元39的运算结果AC(k，M)。
由此，即使在离散时刻k＝τ接收来自强反射体的反射波的信号分量的情况下，在离散时刻k≥Ns×Q+τ的时间范围，没有受到非线性失真分量的影响，所以能够抑制距离旁瓣电平的上升，能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
在雷达接收单元30中，即使在离散时刻k＝τ接收来自强反射体的反射波的信号分量，发生非线性失真的情况下，因L＞Q，雷达发送单元20发送满足U＞Ns×Q关系的发送码，雷达接收单元30使用第1相关运算单元39及第2相关运算单元40进行相关运算，从而在比U小的离散时刻k的范围中，能够抑制距离旁瓣电平的上升，能够检测信号电平低的雷达反射波。
这样，在实施方式1的雷达装置10中，将进行与发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算的第1相关运算单元39的输出、和进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)之间的相关运算的第2相关运算单元40的输出，通过输出切换单元41来切换。由此，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，即使受到发送漏泄信号的影响，在A/D转换单元37中发生非线性失真分量的情况下，如果反射波的延迟时间τ在相当于部分码长Q的码长的时间以上，则雷达接收单元30就能够对发送漏泄信号的旁瓣不被屏蔽地进行检测。
此外，即使在起因于在与雷达装置10邻近的距离中存在强反射体，而发生非线性失真分量的情况下，如果来自强反射体的反射波的延迟时间在部分码长的子脉冲宽度以上的时间区间，则即使发生非线性失真分量，也能够抑制距离旁瓣的上升，能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
(实施方式2)
图5是表示本发明的实施方式2的雷达装置50的结构的框图。图5与图1不同的方面在于，使用与运算单元38的结构不同的运算单元51。运算单元51包括相关运算单元52和系数控制单元53。
对每个雷达发送周期Tr，相关运算单元52将从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)和发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算的结果、或与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)L-Q+1，a(M)L-Q+2，～，a(M)L}之间的相关运算的结果切换输出。相关运算单元52进行以下的处理。
对每个雷达发送周期Tr，对从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)，相关运算单元52根据下式(13)，进行与发送的码长L相等的乘法系数hn之间的相关运算。
Figure BDA0000915591040000181
在式(13)中，AC(k，M)表示离散时刻k的相关运算值。此外，乘法系数hn由系数控制单元53对每个离散时刻k的相关运算值AC(k，M)的运算定时进行可变控制。此外，n＝1，～，L，k＝U+1，～，(Nr+Nu)Ns/No。
再有，为了与相关运算单元52的输出成为同等的噪声电平，也可以使用下式(14)。
Figure BDA0000915591040000182
在式(14)中，NH(k)表示L个乘法系数之中的、不是零的系数的个数。此外，n＝1，～，L。
在每离散时刻k的相关运算值AC(k，M)的运算定时中，系数控制单元53可变控制乘法系数hn。即，在离散时刻k＝1，～，U的期间中，为了进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q个码的部分码A[L-Q+1：L](M)＝{a(M)L-Q+1、a(M)L-Q+2、～、a(M)L}之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(15)，设定乘法系数hn。其中，L＞Q≥2。
Figure BDA0000915591040000183
此外，在离散时刻k≥U+1的期间中，为了进行发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(16)，设定乘法系数hn。
hn(k)＝a(M)n *，当n＝1，～，L (16)
接着，使用图6说明上述运算单元51的动作。图6表示Ns＝1、L＝8、Q＝4、U＝Ns×L＝8中的运算单元51的动作。
图6(a)表示雷达装置50的发送信号，图6(b)表示在接收发送漏泄信号作为雷达装置50的接收信号中，还接收延迟时间k＝5的雷达反射波的情况(情况1)。
图6(c)表示第M发送周期中的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)。直到x(1)，x(2)，～，x(8)为止的A/D转换单元37a、37b的输出，都是包含发送漏泄信号的分量的输出。直到x(5)，x(6)，～，x(12)为止的A/D转换单元37a、37b的输出都是包含延迟时间k＝5的雷达反射波的信号分量的输出。
此外，图6(d)～(h)分别表示k＝1，2，8，9，10中的相关运算单元52的输入及输出之间的关系。
在图6(d)、(e)、(f)中，在直到离散时刻k＝1，～，U(＝8)为止的期间中，如下式(17)那样，系数控制单元53设定乘法系数hn。
再有，在图6(e)、(f)中k＝9以后，与图6(g)、(h)同样地设定乘法系数hn。
h1＝h2＝h3＝h4＝0，h5＝a(M)5 *，h6＝a(M)6 *，h7＝a(M)7*，h8＝a(M)8 * (17)
在图6(g)、(h)中，在离散时刻k≥U+1(＝9)的期间中，如下式(18)那样，系数控制单元53设定乘法系数hn。
h1＝a(M)1 *，h2＝a(M)2 *，h3＝a(M)3 *，h4＝a(M)4 *，h5＝a(M)5 *，h6＝a(M)6 *，h7＝a(M)7 *，h8＝a(M)8 * (18)
如以上，通过系数控制单元53可变控制相关运算单元52中的相关系数，雷达装置50不使用多个相关器而能够实现使用了子码的相关运算，得到与实施方式1同样的效果。此外，雷达装置50同时能够简化电路结构。
再有，如上述，在从发送天线发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，因发送漏泄信号而不发生非线性失真的情况下，雷达装置50也可以将表示可变控制系数控制单元53中的乘法系数hn的码系数切换定时的参数即U，设定为U＝Ns×L以下。
此外，本实施方式的雷达装置50也可以使系数控制单元53动作，以进行使用了多个部分码的相关运算。这种情况下，能够进一步减小因非线性失真的影响而使距离旁瓣电平较大地上升的时间范围，能够将码产生的加法增益被损坏的时间范围收敛在更短的时间范围内。
接着，说明进行使用了2个部分码的相关运算的系数控制单元53的动作。
在离散时刻k＝1，～，U(1)的期间中，为了进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q(1)个码的部分码A[L-Q (1) +1：L](M)＝{a(M)L-Q (1) +1、a(M)L-Q (1) +2、～、a(M)L}之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(19)，设定乘法系数hn。其中，L＞Q(1)≥2。
Figure BDA0000915591040000201
此外，在离散时刻k＝U(1)+1，～，U(2)的期间中，为了进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q(2)个码的部分码A[L-Q (2) +1：L](M)＝{a(M)L-Q (2) +1、a(M)L-Q (2) +2、～、a(M)L}之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(20)，设定乘法系数hn。其中，L＞Q(2)＞Q(1)≥2。
Figure BDA0000915591040000202
此外，在离散时刻k≥U(2)+1的期间中，为了进行与发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(21)，设定乘法系数hn。
hn(k)＝a(M)n *，当n＝1，～，L (21)
这里，雷达装置50通过设定为U(1)＝Ns×Q(2)，U(2)＝Ns×L，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，k＝U(1)+1以后的相关运算单元52的输出能够避免因发送漏泄信号而受到的影响。
另一方面，在从发送天线26发送脉冲码的时间区间(码发送区间)中，k＝1，～，U(1)的相关运算单元52的输出受到来自发送信号漏泄至接收天线31中的信号分量影响的是离散时刻k＝1，～，Ns×Q(1)的范围，在离散时刻k＝Ns×Q(1)+1，～，U(1)的范围，雷达装置50能够避免发送漏泄信号的影响。
接着，使用图7说明进行使用了2个部分码的相关运算的运算单元51的动作。图7表示Ns＝1、L＝8、Q(1)＝2、Q(2)＝4、U(1)＝Ns×Q(2)＝4、U(2)＝Ns×L＝8中的运算单元51的动作。
图7(a)表示雷达装置50的发送信号，图7(b)表示在接收发送漏泄信号作为雷达装置50的接收信号中，还接收延迟时间k＝5的雷达反射波的情况(情况1)。
图7(c)表示第M发送周期中的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)。直到x(1)，x(2)，～，x(8)为止的A/D转换单元37a、37b的输出，包含发送漏泄信号的分量。直到x(5)，x(6)，～，x(12)为止的A/D转换单元37a、37b的输出，包含发送漏泄信号的分量及延迟时间τ＝5的雷达反射波的信号分量。
此外，图7(d)～(g)分另表示离散时刻k＝1，3，5，9中的相关运算单元52的输入及输出之间的关系。
在离散时刻k＝1，～，U(1)＝4为止的期间中，如下式(22)那样，系数控制单元53设定乘法系数hn。
h1＝h2＝h3＝h4＝h5＝h6＝0，h7＝a(M)7 *，h8＝a(M)8 * (22)
由此，直到离散时刻k＝1，～，Ns×Q(1)＝1，～，2为止，相关运算单元52的输出AC(k，M)包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)的一部分。
例如，在图7(d)中，相关运算单元52将x(1)，～，x(8)作为输入，但进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q(1)个码的部分码之间的相关运算，所以被反映到相关运算结果中的为x(7)及x(8)，输出AC(1，M)作为运算结果。
另一方面，相关运算单元52的输出AC(k，M)，直到离散时刻k＝Ns×Q(1)+1，～，U(1)＝3，～，4为止，接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)为没有被反映到相关运算结果中的范围。
例如，在图7(e)中，相关运算单元52将x(3)，～，x(10)作为输入，但进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q(1)个码的部分码之间的相关运算，所以被反映到相关运算结果中的仅为x(9)及x(10)，输出AC(3，M)作为运算结果。
接着，在直到离散时刻k＝U(1)+1，～，U(2)＝5，～，8为止的期间中，系数控制单元53根据下式(23)，设定乘法系数hn。
h1＝h2＝h3＝h4＝0，h5＝a(M)5 *，h6＝a(M)6 *，h7＝a(M)7 *，h8＝a(M)8 * (23)
由此，相关运算单元52，在k＝U(1)+1，～，U(2)＝5，～，8的期间，接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)为没有被反映到相关运算结果中的范围。
例如，在图7(f)中，相关运算单元52将x(5)，～，x(12)作为输入，但进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了Q(2)(＝4)个码的部分码之间的相关运算，所以被反映到相关运算结果中的是x(9)～x(12)的范围，输出AC(5，M)作为运算结果。
这样，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，对离散时刻k＝U(1)+1，～，U(2))＝5，～，8的来自相关运算单元52的输出，被反映到相关运算结果中的是x(9)以后的范围，没有受到非线性失真分量的影响，所以能够避免距离旁瓣电平上升的影响。
这里，在离散时刻k＝U(1)+1，～，U(2)中，通过使用比Q(1)长的部分码长即Q(2)，能够进一步缩窄码的加法增益被损坏的范围。
在离散时刻k≥U(2)+1(＝9)的期间中，系数控制单元53根据下式(24)，设定乘法系数hn。
h1＝a(M)1 *，h2＝a(M)2 *，h3＝a(M)3 *，h4＝a(M)4 *，h5＝a(M)5 *，h6＝a(M)6 *，h7＝a(M)7 *，h8＝a(M)8 * (24)
k≥U(2)+1(＝9)以后的输出不包含接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)。例如，图7(g)表示相关运算单元52中的输出AC(9，M)，但将x(9)，～，x(16)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(9，M)作为运算结果。
这样，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，在相关运算单元52的输出AC(k，M)中，k≥U(2)+1(＝9)以后的输出，也不受到非线性失真分量的影响，所以即使用比Q(1)长的部分码长即Q(2)，也能够避免距离旁瓣电平上升的影响。
如以上，通过系数控制单元53可变控制相关运算单元52中的相关系数，雷达装置50不使用多个相关器而能够实现使用了码长不同的多个部分码的相关运算，得到与实施方式1同样的效果。此外，雷达装置50同时能够简化电路结构。
再有，在与雷达装置50邻近的距离中存在强反射体的情况下，雷达装置50接收的来自强反射体的反射波的接收信号分量较大。因此，在从无线接收单元32输出的接收基带信号的振幅超过A/D转换单元37a、37b的动态范围的情况下，雷达装置50发生削波造成的非线性失真。此外，在无线接收单元32中的对LNA的输入为饱和区域的输入电平的情况下，发生非线性失真。
对来自发生这样的非线性失真分量的强反射体的反射波到来的离散时刻k＝τ，系数控制单元53设定U(1)＝Ns×Q(2)+τ-1，U(2)＝Ns×L+τ-1，通过可变控制相关运算单元52中的相关系数，k＝Ns×Q(1)+τ以后的相关运算单元52的输出能够抑制来自强反射体的反射波的信号分量的影响。
(实施方式3)
到来延迟大的雷达接收波，受到后续的发送周期的发送漏泄信号的影响，距离旁瓣特性劣化。因此，本发明的实施方式3的雷达装置进行从码长L的发送码的开头取出了M比特的子码的滑动相关处理。本发明的实施方式3的雷达装置的结构，与实施方式2中说明的图5为同样的结构，所以引用图5来说明。
对每个雷达发送周期Tr，相关运算单元52将从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)和发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算、或与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最前部分取出了Qend个码的部分码A[1：Qend](M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)Qend]}之间的相关运算的结果切换输出。相关运算单元52进行以下的动作。
对每个雷达发送周期Tr，对来自A/D转换单元37a、37b的离散样本x(k、M)，相关运算单元52根据下式(25)，进行与发送的码长L相等的乘法系数hn之间的相关运算。
Figure BDA0000915591040000231
这里，AC(k，M)表示离散时刻k的相关运算值。
再有，要成为与相关运算单元52的输出同等的噪声电平，也可以使用下式(26)。
Figure BDA0000915591040000232
式(26)中，NH(k)表示L个乘法系数之中的、不是零的系数的个数。这里，n＝1，～，L。
在每离散时刻k的相关运算值AC(k，M)的运算定时中，系数控制单元53可变控制乘法系数hn。即，在离散时刻k＝Uend+1、～、(Nr+Nu)Ns/No的期间中，为了进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最前部分取出了Qend个码的部分码A[1：Qend](M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)Qend}之间的相关运算，系数控制单元53根据下式(27)，设定乘法系数hn。其中，L＞Qend≥2。
Figure BDA0000915591040000241
接着，使用图8说明进行从码长L的发送码的开头取出了M比特的部分码的滑动相关处理的运算单元51的动作。在图8中，表示Ns＝1、L＝8、Qend＝4、k＝1、～、90、Uend＝83中的运算单元51的动作。
图8(a)表示雷达装置50的发送信号，图8(b)表示在接收发送漏泄信号作为雷达装置50的接收信号中，还接收延迟时间k＝87的雷达反射波的情况(情况3)。
图8(c)表示第M发送周期的最后部分及第M+1的发送周期中的最前部分的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)，至x(82)、x(83)、～、x(90)为止是第M发送周期的最后部分的A/D转换单元37a、37b的输出，x(1)、x(2)、～、x(8)表示第M+1的发送周期中的最前部分的A/D转换单元37a、37b的输出，此外，是包含第M+1的发送周期中的发送漏泄信号的分量的输出。至x(87)、～、x(90)、x(1)、～、x(4)为止的A/D转换单元37a、37b的输出包含延迟时间τ＝87的雷达反射波的信号分量。
此外，图8(d)、(e)、(f)分另表示离散时刻k＝82、84、87中的相关运算单元52的输入及输出之间的关系。
在图8(d)中，在离散时刻k＝1、～、Uend(＝83)为止的期间中，如下式(28)那样，系数控制单元53设定乘法系数hn。再有，Uend＝83的原因在于，在相关运算时，不包含包括下一个发送漏泄信号的A/D输出x(1)的限制的定时。
h1＝a(M)1 *，h2＝a(M)2 *，h3＝a(M)3 *，h4＝a(M)4 *，h5＝a(M)5 *，h6＝a(M)6 *，h7＝a(M)7 *，h8＝a(M)8 * (28)
如图8(e)、(f)所示，离散时刻k＝Uend+1、～、(Nr+Nu)Ns/No＝84、～、90为止的期间，如下式(29)那样，系数控制单元53设定乘法系数hn。
h1＝a(M)1 *，h2＝a(M)2 *，h3＝a(M)3 *，h4＝a(M)4 *，h4＝0，h5＝0，h6＝0，h7＝0，h8＝0 (29)
在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，A/D转换单元37a、37b的输出x(1)、x(2)、～、x(8)包含非线性失真分量。将失真分量作为输入的相关运算单元52的输出，因非线性失真分量的影响而距离旁瓣电平上升。
在图8(e)中，相关运算单元52将x(84)、～、x(90)、x(1)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最前部取出了Qend＝4个码的部分码A[1：Qend](M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)Qend}之间的相关运算，输出AC(84，M)作为运算结果。x(1)包含非线性失真分量的影响，所以x(87)、…、x(90)、x(1)将系数设为0。
此外，在图8(f)中，相关运算单元52将x(87)、～、x(90)、x(1)、～、x(4)作为输入，进行与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最前部取出了Qend＝4个码的部分码A[1：Qend](M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)Qend}之间的相关运算，输出AC(87，M)作为运算结果。
这样，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，相关运算单元52的输出AC(k，M)、k＝Uend+1、～、Uend+Qend＝84、～、87的输出也没有受到非线性失真分量的影响，所以能够避免距离旁瓣电平上升的影响。
(实施方式4)
图9是表示本发明的实施方式4的雷达装置60的结构的框图。图9与图1不同的方面是，追加零填充定时控制单元61及零填充单元62，并将运算单元38变更为相关运算单元63。
对从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)，零填充定时控制单元61对零填充单元62指示将特定的离散样本范围[kmin，kmax]的样本值变更为零的定时。
对从A/D转换单元37a、37b输出的离散样本x(k、M)，零填充单元62基于来自零填充定时控制单元61的指示，将特定的离散样本范围[kmin，kmax]的样本值作为零输出。即，零填充单元62根据下式(30)，输出Z(k，M)。
Figure BDA0000915591040000251
相关运算单元63对每个雷达发送周期Tr，进行从零填充单元62输出的Z(k、M)和发送的码长L的脉冲压缩码A(M)之间的相关运算。即，第M雷达发送周期中的相关运算，例如，根据以下的式(31)计算。
Figure BDA0000915591040000261
在式(31)中，AC(k，M)表示离散时刻k的相关运算值。星号(*)表示复数共轭运算符。此外，AC(k、M)的运算在整个k＝U+1、～、(Nr+Nu)Ns/No的期间进行运算。
再有，为了使相关运算单元63的输出的噪声电平一致，从零填充单元62输出的Z(k、M)也可以使用下式(32)。
Figure BDA0000915591040000262
式(32)中，NZ(k)表示在求AC(k、M)的情况下，来自零填充单元62的输出Z(k、M)之中的、Z(k、M)＝0的数据的个数。
通过零填充定时控制单元61将接收发送漏泄信号的离散样本范围[1，Ns×L]设定作为特定的离散样本范围[kmin，kmax]，零填充单元62在特定的离散样本范围[kmin，kmax]中，将接收发送漏泄信号的离散样本x(k、M)变更为零，雷达装置60得到与将相关运算单元63的乘法系数变更为零的处理同样的效果。
即，至实施方式3为止，通过使相关系数为零进行控制，使得不包含包括发送漏泄的A/D转换输出。本实施方式中，通过使数据为零而不是相关系数为零，抑制非线性失真的影响。
因此，即使在发送漏泄信号的输入电平较大，发生非线性失真的情况下，在离散时刻[1，Ns×L]的时间范围中，雷达装置60也能够抑制非线性失真分量的影响，所以能够避免距离旁瓣电平极大地上升的影响，能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
再有，在使用发送漏泄信号，进行RF电路和天线的校准的情况下，作为零填充定时控制单元61指示的特定的离散样本范围[kmin，kmax]，通过设定为接收发送漏泄信号的离散样本范围[α，Ns×L]，雷达装置60能够取出发送漏泄信号的一部分。这里，设定为α＝1～4。
接着，使用图10说明零填充了离散样本的情况下的相关运算单元63的动作。在图10中，表示Ns＝1、L＝8、[kmin，kmax]＝[1，Ns×L]＝[1，8]中的相关运算单元63的动作。
图10(a)表示雷达装置60的发送信号，图10(b)表示在接收发送漏泄信号作为雷达装置60的接收信号中，还接收延迟时间k＝5的雷达反射波的情况(情况1)。
图10(c)表示第M发送周期中的A/D转换单元37a、37b的输出x(k)。A/D转换单元37a、37b的输出x(1)、x(2)、～、x(8)包含发送漏泄信号的分量。A/D转换单元37a、37b的输出x(5)、x(6)、～、x(12)包含延迟时间k＝5的雷达反射波的信号分量。
在图10(d)中，表示第M发送周期中的零填充单元62的输出Z(k，M)的值，在特定的离散样本范围[kmin，kmax]＝[1，8]的范围中，零填充单元62输出零，在除其以外的离散样本范围中，输出A/D转换单元37a、37b的输出x(9)、x(10)、～、x(17)。
此外，图10(e)～(i)分另表示离散时刻k＝1，2，3，5，9中的相关运算单元63的输入及输出之间的关系。图中的乘法系数hn表示a(M)n *。
这里，在发送漏泄信号的输入电平较大、发生非线性失真的情况下，A/D转换单元37a、37b的输出x(1)，x(2)，～，x(8)包含非线性失真分量。将失真分量作为输入的相关运算单元63的输出，因非线性失真分量的影响而极大地上升距离旁瓣电平。
到相关运算单元63的输出AC(k，M)、k＝1，～，8为止的输出，包含通过零填充单元62，将接收发送漏泄信号的区间的A/D转换单元37a、37b的输出x(1)、x(2)、～、x(8)变更为零的输出。例如，在图10(d)中，相关运算单元63将全部为零的信号作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(1，M)＝0作为运算结果。
此外，在图10(f)中，相关运算单元63从零填充后的x(2)至x(8)、和x(9)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(2，M)作为运算结果。即，相关运算单元63得到与a(M)1＝a(M)2＝～＝a(M)7＝0的运算结果相同的输出。因此，相关运算单元63得到与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了1个码的部分码A[8：8](M)＝{a(M)L}之间的相关运算相同的输出。
此外，在图10(g)中，相关运算单元63从零填充后的x(3)至x(8)、和x(9)、x(10)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(3，M)作为运算结果。即，相关运算单元63得到与a(M)1＝a(M)2＝～＝a(M)6＝0的运算结果相同的输出。因此，相关运算单元63得到与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了2个码的部分码A[7：8](M)＝{a(M)7、a(M)8}之间的相关运算相同的输出。
此外，在图10(h)中，相关运算单元63从零填充后的x(5)至x(8)、和x(9)、x(10)、x(11)、x(12)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(5，M)作为运算结果。即，相关运算单元63得到与a(M)1＝a(M)2＝～＝a(M)4＝0的运算结果相同的输出。因此，相关运算单元63得到与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了4个码的部分码A[5：8](M)＝{a(M)5、a(M)6、a(M)7、a(M)8}之间的相关运算相同的输出。
此外，在图10(i)中，相关运算单元63将x(9)～x(16)作为输入，分别进行与码长L的发送码A(M)＝{a(M)1、a(M)2、～、a(M)L}之间的相关运算，输出AC(9，M)作为运算结果。即，相关运算单元63输出与发送的码长L之间的相关运算。
这样，发送漏泄信号的输入电平较大，即使在A/D转换单元37中发生非线性失真的情况下，相关运算单元63的输出AC(k，M)、k＝3，～，8的输出，成为与从发送的码长L的脉冲压缩码A(M)的最末尾取出了2个以上的码即低于码长L的码的部分码之间的相关运算，所以不受非线性失真分量的影响，而能够避免距离旁瓣电平极大地上升的影响。因此，雷达装置60能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
再有，图10(h)对应4个码，图10(i)对应8个码。
再有，在靠近雷达装置60的距离存在强反射体的情况下，雷达装置60接收的来自强反射体的反射波的接收信号分量较大。因此，在从无线接收单元32输出的接收基带信号的振幅超过A/D转换单元37a、37b的动态范围的情况下，雷达装置60发生削波造成的非线性失真。此外，在无线接收单元32中的对LNA的输入为饱和区域的输入电平(level)的情况下，雷达装置60发生非线性失真。
对来自发生这样的非线性失真分量的强反射体的反射波到来的离散时刻k＝τ，通过零填充定时控制单元61设定将非线性失真发生较强的反射波的信号接收的离散样本范围[τ，τ+Ns×L]，作为特定的离散样本范围[kmin，kmax]，零填充单元62将包含发生非线性失真较强的反射波的信号的离散样本x(k、M)变更为零，雷达装置60得到与将相关运算单元63的乘法系数变更为零的处理同样的效果，成为与实施方式1中说明的使用部分码的相关运算等效的处理。由此，在离散时刻[τ，τ+Ns×L]的时间范围中，没有受到非线性失真分量的影响，所以雷达装置60能够避免距离旁瓣电平极大地上升的影响，能够改善来自弱反射体的反射波的检测性能。
这样，在实施方式4中，能够不增加使用部分码的、相关器的电路结构，而得到与实施方式1～3中说明的效果同样的效果。
(变形例)
雷达发送信号生成单元21不限于图1所示的结构，也可以是图11所示的结构。图11的雷达发送信号生成单元21包括码存储单元71及D/A转换单元72。码存储单元71预先存储码序列，基于从基准信号生成单元11输出的参考信号，读出存储的码序列，输出到D/A转换单元72。
D/A转换单元72将从码存储单元71输出的数字信号转换为模拟的基带信号，输出到无线发送单元25。
作为本发明的实施方式的各种形式，包含以下形式。
第1发明的雷达装置，包括：发送单元，对每个发送周期，将包含码长L的多个补码的码序列作为雷达发送信号发送；接收单元，接收由反射体反射的所述雷达发送信号即反射波；A/D转换单元，将接收信号从模拟信号转换为离散样本即数字信号；以及运算单元，进行所述离散样本和所述发送单元发送的所述码序列之间的第一相关运算、以及所述离散样本和从所述发送单元发送的所述码序列的最末尾取出码长L-Q(L＞Q≥2)所得的部分码序列之间的第二相关运算，输出第一相关运算结果或第二相关运算结果的其中一个。
第2发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述码序列包含2L个补码，所述发送单元在规定的次数的发送周期之间发送所述2L个补码。
第3发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述码序列满足式(1)、式(2)：
Figure BDA0000915591040000301
Figure BDA0000915591040000302
其中，第m的码序列是码长L的码序列A(m)＝{a(m)1、a(m)2、～、a(m)L}，m＝1、～、2L，S2-S1+1≥2、L＞S2＞S1，τ表示相关运算时的延迟。
第4发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述码序列是斯帕诺码序列。
第5发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述运算单元包括：第一相关运算单元，进行所述第一相关运算；第二相关运算单元，进行所述第二相关运算；以及切换单元，根据以雷达发送周期的开始的定时为基准(k＝1)的离散时刻k，切换将第一相关运算结果或第二相关运算结果的其中一个输出。
第6发明的雷达装置是上述第1发明的雷达装置，所述运算单元还包括：系数控制单元，对以雷达发送周期的开始的定时为基准(k＝1)的每个离散时刻k，可变地控制与所述A/D转换单元转换后的所述离散样本进行相关运算的乘法系数。
以上，一边参照附图一边说明了各种实施方式，但不言而喻，本发明不限定于这样的例子。只要是本领域技术人员，在权利要求书所记载的范畴内，显然可设想各种变更例或修正例，并认可它们当然属于本发明的技术范围。此外，在不脱离发明的宗旨的范围中，也可以将上述实施方式中的各构成元素任意地组合。
在上述各实施方式中，通过用硬件构成的例子说明了本发明，但也可以在与硬件的协同中通过软件实现本发明。
此外，用于上述实施方式的说明中的各功能块通常被作为具有输入端子和输出端子的集成电路即LSI来实现。这些功能块既可以被单独地集成为单芯片，也可以包含一部分或全部地被集成为单芯片。虽然这里称为LSI，但根据集成程度，可以被称为IC、系统LSI、超大LSI(Super LSI)、或特大LSI(Ultra LSI)。
此外，集成电路化的方法不限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器来实现。也可以使用可在LSI制造后编程的FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)，或者使用可重构LSI内部的电路单元的连接、设定的可重构处理器(ReconfigurableProcessor)。
再者，随着半导体的技术进步或随之派生的其它技术的发生，如果出现能够替代LSI的集成电路化的技术，当然可利用该技术进行功能块的集成化。还存在着适用生物技术等的可能性。
工业实用性
本发明的雷达装置能够适用于包含车辆的移动体等。
标号说明
10、50、60 雷达装置
11 基准信号生成单元
20 雷达发送单元
21 雷达发送信号生成单元
22 码生成单元
23 调制单元
24 LPF
25 无线发送单元
26 发送天线
30 雷达接收单元
31 接收天线
32 无线接收单元
33 放大器
34 变频单元
35 正交检波单元
36 信号处理单元
37a、37b A/D转换单元
38、51 运算单元
39 第1相关运算单元
40 第2相关运算单元
41 输出切换单元
42 加法单元
43 多普勒频率分析单元
52、63 相关运算单元
53 系数控制单元
61 零填充定时控制单元
62 零填充单元
71 码存储单元
72 D/A转换单元

Claims (6)

1.雷达装置，包括：
发送单元，对每个发送周期，将包含码长L的多个补码的码序列作为雷达发送信号发送；
接收单元，接收由反射体反射的所述雷达发送信号即反射波；
A/D转换单元，将接收信号从模拟信号转换为离散样本即数字信号；以及
运算单元，进行所述离散样本和所述发送单元发送的所述码序列之间的第一相关运算、以及所述离散样本和从所述发送单元发送的所述码序列的最末尾取出码长L-Q所得的部分码序列之间的第二相关运算，输出第一相关运算结果或第二相关运算结果的其中一个，其中，L＞Q≥2。
2.如权利要求1所述的雷达装置，
所述码序列包含2L个补码，
所述发送单元在规定的次数的发送周期的期间发送所述2L个补码。
3.如权利要求1所述的雷达装置，
所述码序列满足式(1)、式(2)：
Figure FDA0000915591030000011
Figure FDA0000915591030000012
其中，第m的码序列是码长L的码序列A(m)＝{a(m)1、a(m)2、～、a(m)L}，m＝1、～、2L，S2-S1+1≥2、L＞S2＞S1，τ表示相关运算时的延迟。
4.如权利要求1所述的雷达装置，
所述码序列是斯帕诺码序列。
5.如权利要求1所述的雷达装置，
所述运算单元包括：
第一相关运算单元，进行所述第一相关运算；
第二相关运算单元，进行所述第二相关运算；以及
切换单元，根据以雷达发送周期的开始的定时为基准的离散时刻k，切换将第一相关运算结果或第二相关运算结果的哪一个输出，其中，k＝1。
6.如权利要求1所述的雷达装置，
所述运算单元还包括：
系数控制单元，对以雷达发送周期的开始的定时为基准的每个离散时刻k，可变地控制与所述A/D转换单元转换后的所述离散样本进行相关运算的乘法系数，其中，k＝1。
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