CN105917624B - 载波再生装置、相位误差补偿装置以及相位误差补偿方法 - Google Patents

Abstract

[问题]为使得能够即使在主要由相位噪声或热噪声引起的不利噪声环境中实现在误码率特征的方面优良的大容量和高质量的数据通信。[解决方案]包括有：第一相位误差检测滤波器，其基于接收符号的正向序列生成第一相位差值和第一相位误差估计值；第二相位误差检测滤波器，其基于接收符号的反向序列生成第二相位差值和第二相位误差估计值；相位误差组合部件，其基于第一和第二相位误差估计值及第一和第二相位差值中的一个来生成第三相位误差估计值；以及相位误差补偿部件，其根据第三相位误差估计值来补偿接收符号的相位误差。

Description

载波再生装置、相位误差补偿装置以及相位误差补偿方法

技术领域

本发明涉及通信装置、解调装置、载波再生装置、相位误差补偿装置、用于相位误差补偿装置的控制方法以及存储有用于相位误差补偿装置的控制程序的存储介质。

背景技术

在数字通信领域中，作为用于执行高效的数据传输的调制和解调方法，将相位信息和振幅信息两者用于数据识别的正交幅度调制(QAM)方法是公知的。近年来，随着对通信系统中的容量增大的需求，存在对增加调制多级数目的需求。然而，问题在于，增加调制多级数目可能增加由噪声引起的传输误差概率并且降低噪声抵抗性。特别地，主要由发射装置中和接收装置中的基准振荡器(LO；本机振荡器)引起的相位噪声可增加相位信息的不确定性，并且可相当可观地使得误码率(BER)劣化。鉴于上述内容，为了执行具有通过其中信号点的数目例如是256或更大的多级QAM方法实现的增强的可靠性的数据通信，有必要以高精度估计由相位噪声引起的相位误差，并补偿该相位误差。同时，有必要改善针对由诸如热噪声的其它因素所引起的误差的抵抗性。

在上述技术领域中，已知一种解调装置，其中，通过锁相环来补偿相位误差，并且在锁相环的后级设置用于输出反映可能性信息的比特序列的QAM符号解映射装置、以及用于输入可能性信息并执行误差校正处理的误差校正解码器，以实现误差抵抗性的改善。PTL1描述了QAM符号解映射装置的示例。

然而，根据包括在将从检测器输出的基带信号中的相位噪声的大小或者由于由热噪声等引起的相位检测的精度的劣化，可能无法获得充分改善的误码率。鉴于上述内容，已知一种用于通过自适应地调整锁相环中的环路滤波器的带宽来改善相位误差补偿的精度的技术。PTL 2、PTL 3以及PTL 4公开了上述技术。然而，误差抵抗性可能仍然不够充分。

此外，已知一种解调方法，其中，使用作为改进的锁相环的平滑化锁相环(S-PLL)，以便于改善相位误差补偿的精度。例如，NPL 1和NPL 2公开了如上所述的关于通过平均化的相位噪声补偿的原理。

引用列表

专利文献

PTL 1：PCT国际公开号WO2011/068119的再公开

PTL 2：日本特许专利公开号2000-101666

PTL 3：PCT国际申请公开号2003-531523的日语翻译

PTL 4：日本特许专利公开号2011-101177

非专利文献

NPL 1：J.Yang、B.Geller、C.Herzet、J.M.Brossier的“Smoothing PLLs for QAMDynamical Phase Estimation”，IEEE ICC 2009 Proceedings，2009/6/14

NPL 2：J.Yang、B.Geller的“Near Optimal Low Complexity Smoothing Loopsfor Dynamical Phase Estimation-Application to BPSK Modulated Signal”，IEEETransactions on Signal Processing，2009/9/1

发明内容

技术问题

然而，在上述文献描述的技术中，通过锁相环的相位噪声补偿的效果是有限的。具体地，与通过QAM方法的信号的多级数目相比，当包括在将从检测器输出的基带信号中的相位噪声的水平大时，无法获得充分改善的误码率，并且难以执行大容量和高质量的数据通信。此外，如上所述的相同问题可以适用于平滑化锁相环。特别地，与锁相环相比，当信噪比(SNR)大时，无法期待改善。因此，无法获得充分的误码率，并且难以执行大容量和高质量的数据通信。

本发明的目的在于提供一种用于解决上述问题的技术。

解决方案

为了实现上述目的，一种相位误差补偿装置包括：

第一相位误差检测滤波器，其基于正向序列中的接收符号来生成第一相位差值和第一相位误差估计值；

第二相位误差检测滤波器，其基于反向序列中的接收符号来生成第二相位差值和第二相位误差估计值；

相位误差组合部件，其基于第一相位误差估计值和第二相位误差估计值以及第一相位差值和第二相位差值中的一个，来生成第三相位误差估计值；以及

相位误差补偿部件，其与第三相位误差估计值相关联地补偿接收符号中的相位误差。

为了实现上述目的，一种载波再生装置包括：

权利要求1至5中的任一项的相位误差补偿装置；

符号解映射部件，其对接收符号进行解映射，通过相位误差补偿装置来补偿该接收符号的相位误差；以及

误差校正解码部件，其校正包括在接收符号中的误差并且输出解调数据，其中，基于符号解映射部件的输出来补偿该接收符号的相位误差。

为了实现上述目的，一种解调装置包括：

载波再生装置；

基准振荡器，其输出固定频率的基准信号；

检测器，其正交地检测中频的输入信号，并且生成Ich基带信号和Qch基带信号；以及

模拟到数字转换器，其将所生成的基带信号转换成数字信号，并且将数字信号作为接收符号输入到载波再生装置。

为了实现上述目的，一种通信装置包括：

至少解调装置；

接收电路，其从将通过天线接收的无线电波中选择预定频带的无线电波以将所选择的无线电波转换成中频的信号，并且将所转换的信号输入到解调装置；以及

接收数据解码部件，其对由解调装置输入的解调数据进行解码，并且生成接收数据。

为了实现上述目的，一种相位误差补偿方法包括：

生成接收符号序列与参考符号序列之间的相位差值序列φ(1),φ(2),…,φ(M)(其中M是正整数)；

基于相位差值序列来依次计算由包括在相位差值序列中的相位噪声所引起的第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M),θ⁺(M+1)；

通过将θ⁺(M+1)设置为初始值，基于相位差值序列φ(M),φ(M-1),…,φ(1)来依次计算第二相位误差估计值θ^-(M),θ^-(M-1),…,θ^-(1)；

通过第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M)、第二相位误差估计值θ^-(1),θ^-(2),…,θ^-(M)以及相位差值φ(1),φ(2),…,φ(M)的线性计算，来计算第三相位误差估计值θ^±(1),θ^±(2),…,θ^±(M)；

通过所述计算处理关于正整数k依次计算包括在相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中的第一相位误差估计值、第二相位误差估计值以及第三相位误差估计值；以及

通过从相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中减去第三相位误差估计值θ^±(kM+1),θ^±(kM+2),…,θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。

为了实现上述目的，一种存储有相位误差补偿程序的存储介质，相位误差补偿程序使得计算机执行以下处理：

生成接收符号序列与参考符号序列之间的相位差值序列φ(1),φ(2),…,φ(M)(其中M是正整数)；

基于相位差值序列来依次计算由包括在相位差值序列中的相位噪声所引起的第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M),θ⁺(M+1)；

通过将θ⁺(M+1)设置为初始值，基于相位差值序列φ(M),φ(M-1),…,φ(1)来依次计算第二相位误差估计值θ^-(M),θ^-(M-1),…,θ^-(1)；

通过第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M)、第二相位误差估计值θ^-(1),θ^-(2),…,θ^-(M)以及相位差值φ(1),φ(2),…,φ(M)的线性计算，来计算第三相位误差估计值θ^±(1),θ^±(2),…,θ^±(M)；

通过所述计算处理,关于正整数k依次计算包括在相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中的第一相位误差估计值、第二相位误差估计值以及第三相位误差估计值；以及

通过从相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中减去第三相位误差估计值θ^±(kM+1),θ^±(kM+2),…,θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。

本发明的有益效果

根据本发明，即使在主要由相位噪声或热噪声引起的不利噪声环境中，也能够以改善的误码率来执行大容量和高质量的数据通信。

附图说明

图1是图示本发明的第一示例性实施例中的相位误差补偿装置的配置的框图。

图2A是图示出本发明的第二示例性实施例中包括相位误差补偿装置的通信装置的配置的框图。

图2B是图示出本发明的第二示例性实施例中包括相位误差补偿装置的解调装置的配置的框图。

图3是图示出本发明的第二示例性实施例中相位误差补偿装置的配置的框图。

图4A是图示出作为现有技术的相位误差补偿装置的配置的框图。

图4B是图示出作为现有技术的相位误差补偿装置的配置的框图。

图5是图示出本发明的第二示例性实施例中的相位误差检测滤波器的配置的框图。

图6是图示出本发明的第二示例性实施例中的相位误差组合单元的配置的框图。

图7A是图示出本发明的第二示例性实施例的参数生成单元的配置的框图。

图7B是图示出本发明的第二示例性实施例中的用于系数计算的表的配置的图。

图8是图示出本发明的第二示例性实施例中的用于生成参数的基准振荡器的相位噪声谱的示例的图。

图9是图示出本发明的第二示例性实施例中的相位噪声补偿方法的处理程序的流程图。

图10是图示出与常规技术相比当通过使用本发明的第二示例性实施例中的相位误差补偿方法执行QPSK发射时和执行256QAM发射时关于相位误差的均方误差与载波噪声比之间的关系的图表。

图11是图示出本发明的第三示例性实施例中的相位误差补偿装置的配置的框图。

图12是图示出本发明的第三示例性实施例中的相位误差组合单元的配置的框图。

图13是图示出本发明的第四示例性实施例中的包括相位误差补偿装置的解调装置的配置的框图。

图14是图示出本发明的第四示例性实施例中的相位误差补偿装置的配置的框图。

图15是图示出本发明的第四示例性实施例中的相位误差检测滤波器的配置的框图。

图16是图示出本发明的第五示例性实施例中的相位误差补偿装置的配置的框图。

图17是图示出本发明的第六示例性实施例中的解调装置的配置的框图。

具体实施方式

在下文中，说明性地参考附图来详细描述本发明的示例性实施例。请注意在以下示例性实施例中描述的组成元件仅仅是示例性元件，并且本发明的技术范围不仅限于那些元件。

[第一示例性实施例]

使用图1来描述作为本发明的第一示例性实施例的相位误差补偿装置100。相位误差补偿装置100是用于补偿在基准振荡器中生成的相位噪声或热噪声的装置。

如图1中所示，相位误差补偿装置100包括第一相位误差检测滤波器101、第二相位误差检测滤波器102、相位误差组合单元103以及相位误差补偿单元104。第一相位误差检测滤波器101基于正向序列中的接收符号来生成第一相位差值101b和第一相位误差估计值101a。第二相位误差检测滤波器102基于反向序列中的接收符号来生成第二相位差值102b和第二相位误差估计值102a。基于第一相位误差估计值101a和第二相位误差估计值102a以及第一相位差值101b和第二相位差值102b中的一个，来生成第三相位误差估计值103a。相位误差补偿单元104根据第三相位误差估计值103a来补偿接收符号中的相位误差。

根据示例性实施例，通过组合基于正向序列和反向序列中的接收符号而生成的相位误差估计值和相位差值来补偿相位误差。因此，上述配置使得即使在主要由相位噪声或热噪声引起的不利噪声环境中，也可以以改善的误码率来执行大容量和高质量的数据通信。

[第二示例性实施例]

接下来，描述本发明的第二示例性实施例中的相位误差补偿装置。示例性实施例中的相位误差补偿装置通过组合基于正向序列中和反向序列中的接收符号而生成的相位误差估计值和相位差值来补偿相位误差。此外，在本示例性实施例中，进行了关于包括相位误差补偿装置的载波再生装置、包括载波再生装置的解调装置以及包括解调装置的通信装置的描述。

在本示例性实施例中，使用一种将相位信息用于数据识别的调制方法。在本示例性实施例中，QAM方法被描述为调制方法的示例。只要调制方法是将相位信息用于数据识别的调制方法，就可以应用示例性实施例。此外，在本示例性实施例中，准同步检测方法被用作用于解调方法的检测方法，在准同步检测方法中，基于解调电路本身将生成的固定频率的周期性信号来执行检测，并且在检测之后减去相位误差。这种检测方法是有利的，因为不需要生成与载波完全同步的信号。在本示例性实施例中，提供了一种相位误差补偿装置，该相位误差补偿装置用于通过准同步检测方法来补偿由相位噪声引起的相位误差。请注意，简化了关于通过准同步检测方法的解调装置的整体配置的描述。在下文中，主要描述了关于相位误差估计的部分，该部分是本示例性实施例的核心特征。

在作为调制和解调方法的QAM方法中，当信号点的数目是2^m时(其中，m是正整数)，每m个比特地划分将在发射侧发射的比特序列，并且每个m个比特被映射在2^m个信号点中的一个处。可以以复数的形式来表示映射的信号点，其被称为发射符号。在接收侧检测到的并且随后被转换成数字信号的基带信号是与发射符号相关联的接收符号。可以以与实部和虚部相关联的复数的形式来表示Ich基带信号和Qch基带信号中的每一个。在下文中，上述复数被称为接收符号。接收符号用作对本示例性实施例中的相位误差补偿装置的输入。

《通信装置的配置》

图2A是图示出示例性实施例中的包括相位误差补偿装置241的通信装置的配置的框图。可以使用本示例性实施例中的通信装置来提供对于移动电话服务、数字数据固定线路服务等而言必不可少的回程线路。特别地，可以将本示例性实施例中的通信装置用作用于在基站之间进行连接以提供移动电话服务的高质量和大容量的数字通信线路。注意，通信装置的配置不限于图2A中所示的配置。

本示例性实施例中的通信装置包括作为接收系统的接收电路202、解调装置200以及接收数据解码单元203。接收电路202从通过天线201接收到的无线电波中选择预定频带的无线电波，以便将其转换成中频信号，并将该信号输出到本示例性实施例中的解调装置200。接收数据解码单元203对将由解调装置200输出的解调数据进行解码，并生成接收数据。此外，本示例性实施例中的通信装置可以包括作为发射系统的发射数据编码单元205、调制装置204以及发射电路206。发射数据编码单元205对发射数据进行编码。调制装置204与用于解调装置200的解调方法相关联地对编码的发射数据进行调制，并生成中频信号。发射电路206基于中频信号来生成用于发射的预定频带的无线电波，并从天线201发射无线电波。

《解调装置的配置和操作》

图2B是图示出示例性实施例中的包括相位误差补偿装置241的解调装置200的配置的框图。

解调装置200是用于解调通过QAM方法调制和发射的数据信号的装置。解调装置200设置有基准振荡器220、检测器210、模拟到数字转换器(在下文中，称为A/D转换器)230以及载波再生装置240。

基准振荡器220将固定频率的基准信号输入到检测器210。检测器210正交地检测中频(IF)的输入信号，并且生成同相分量(Ich)的基带信号和正交分量(Qch)的基带信号。所生成的基带信号被A/D转换器230转换成数字信号，并作为接收信号被输入到载波再生装置240。

载波再生装置240设置有本示例性实施例中的相位误差补偿装置241、QAM符号解映射单元242以及误差校正解码器243。QAM符号解映射单元242接收其相位误差由相位误差补偿装置241补偿的接收信号，并且生成对误差校正解码器243的输入数据，在QAM符号解映射单元242的后级中设置误差校正解码器243。误差校正解码器243基于来自QAM符号解映射单元242的数据输入来执行用于校正包括在接收符号中的比特误差的处理。误差校正处理之后的数据用作作为解调装置200的输出的解调数据。在这种情况下，当由相位误差补偿装置241执行相位误差补偿的次数达到预定的特定次数时，或者当误差校正解码器243确定不存在误差时，将误差校正解码器243的输出作为解调装置200的解调数据进行输出。否则，相位误差补偿装置241反复补偿接收符号中的相位误差以改善补偿的精度。

在上述配置中，可将其配置成使得载波再生装置240将输入的接收符号临时保持在缓冲器中，并通过多次使用相位误差补偿装置241来补偿在缓冲器中保持的接收符号中的相位误差。

《相位误差补偿装置》

接下来，描述本示例性实施例中的相位误差补偿装置241的配置。为阐明相位误差补偿装置241的特征，描述了关于相位误差补偿装置的配置的现有技术。

《作为前提技术的相位误差补偿装置的配置》

图4A是图示出作为现有技术的相位误差补偿装置241A的配置的框图。通过以图4A中所示的相位误差补偿装置241A来替换图2B中所示的相位误差补偿装置241，配置了作为现有技术的解调装置。

图4A中所示的相位误差补偿装置241A配置有由连接在环路中的旋转矩阵乘法器411、相位检测单元412、环路滤波器413、累积加法器单元414以及数据转换单元415组成的锁相环(PLL)。

旋转矩阵乘法器411根据数据转换单元415的输出信息旋转与Ich基带信号和Qch基带信号中的每一个相关联的、被A/D转换器230数字化的接收符号的相位，以补偿相位误差。旋转矩阵乘法器411的输出信号被输入到相位检测单元412。

相位检测单元412检测仍然在接收符号中的相位误差，并将所检测到的相位误差输入到环路滤波器413。环路滤波器413去除包括在相位误差中的不必要高频分量，并将去除高频分量之后的相位误差输入到累积加法器单元414。累积加法器单元414基于环路滤波器413的输入来生成用于指定旋转矩阵乘法器411中的相位旋转量的相位误差信息，并将生成的相位误差信息输入到数据转换单元415。数据转换单元415将由累积加法器单元414输入的相位误差信息转换成与输入相位误差信息相关联的正弦数据和余弦数据，并将转换数据输入到旋转矩阵乘法器411。

如上所述，可以通过由连接在环路中的旋转矩阵乘法器411、相位检测单元412、环路滤波器413、累积加法器单元414以及数据转换单元415组成的锁相环的操作来实现稳定的锁相状态，从而补偿相位误差。

请注意，其相位误差被旋转矩阵乘法器411补偿的接收符号也被输入到载波再生装置240中的QAM符号解映射单元242以及相位检测单元412。

如上所述，图4A中所示的相位误差补偿装置241A通过锁相环来执行相位误差补偿，并且通过将在后级中执行的误差校正处理来实现抗误差性的改善。然而，根据包括在将从检测器210输出的基带信号中的相位噪声的量值，或者由于由热噪声等引起的相位检测单元412的精度的劣化，可能难以获得充分改善的误码率。

图4B是图示出作为现有技术的相位误差补偿装置241B配置的框图。通过以图4B中所示的相位误差补偿装置241B来替换图2B中所示的相位误差补偿装置241，配置了作为现有技术的解调装置。图4B中所示的相位误差补偿装置241采用一种解调方法，其中使用作为改进的锁相环的平滑化锁相环(S-PLL)以改善相位误差补偿的精度。

采用平滑化锁相环的相位误差补偿装置241B由缓冲器421、两个锁相环422和423以及平均单元242组成。缓冲器421临时地保持到相位误差补偿装置241B的输入，并向锁相环422和423中的一个输入两个类型的数据序列(即按照输入顺序的数据序列和其顺序与输入顺序相反的数据序列)中的一个，并将两个类型的数据序列中的另一个输入到锁相环422和423中的另一个。锁相环422和423中的每一个处理输入数据，并将处理结果输入到平均单元424。平均单元424计算按照不同顺序处理的两个数据的平均值，并输出计算结果。

然而，上述平滑化锁相环可能具有如下问题，即当与热噪声有关的SNR大时，对于热噪声的相位误差补偿的精度变得基本上等于通过普通锁相环所获得的精度，并且未观察到适合于增加的计算量的改善。

《示例性实施例中的相位误差补偿装置的配置》

图3是图示出示例性实施例中的相位误差补偿装置241的配置的框图。本示例性实施例中的相位误差补偿装置241对接收符号进行接收，估计由基准振荡器的相位噪声引起的相位误差，并输出其相位误差被补偿的接收符号。

图3中所示的相位误差补偿装置241配置有用于正向序列中的接收符号的相位误差检测滤波器301、用于反向序列中的接收符号的相位误差检测滤波器302、FILO缓冲器303和304以及相位误差组合单元300。此外，相位误差补偿装置241配置有数据转换单元306、旋转矩阵乘法器305、FILO缓冲器307以及参数生成单元308。

相位误差检测滤波器301接收正向序列中的接收符号，并输出正向序列中的接收符号的相位与在相位误差补偿装置241内部生成的估计的发射符号的相位之间的差，以及输出由相位噪声引起的接收符号的相位中生成的相位误差的估计值。相位误差检测滤波器302接收反向序列中的接收符号，并输出反向序列中的接收符号的相位与在相位误差补偿装置241内部生成的估计的发射符号的相位之间的差，以及输出由相位噪声引起的接收符号的相位中生成的相位误差的估计值。

FILO缓冲器303和304中的每一个是先进后出临时存储单元，其将接收符号和相位误差检测滤波器301的输出数据序列保持预定的固定次数，并按照与输入顺序相反的顺序输出接收符号和输出数据序列。此外，FILO缓冲器307是先进后出临时存储单元，其将相位误差被补偿的反向序列中的接收符号转换成正向序列中的接收符号。请注意，代替FILO缓冲器307，可连接预定容量的存储单元，以控制写地址和读地址。

相位误差组合单元300基于来自相位误差检测滤波器301和302的输入而输出由相位噪声引起的接收符号的相位中生成的相位误差的估计值。相位误差估计值304a以及来自相位误差检测滤波器302的相位误差估计值302a和相位差值302b被输入到图3中所示的相位误差补偿装置241，其中通过FILO缓冲器304将相位误差估计值304a的序列相对于来自相位误差检测滤波器301的相位误差估计值301a反向。

数据转换单元306接收作为相位误差组合单元300的输出数据的相位误差估计值300a，并输出由输入值的正弦值和余弦值组成的相位补偿数据。旋转矩阵乘法器305接收接收符号以及作为数据转换单元306的输出的正弦值和余弦值，并将包括作为分量的正弦值和余弦值的旋转矩阵与接收符号相乘以使相位旋转，并经由FILO缓冲器307输出相乘结果。

参数生成单元308基于基准振荡器220的相位噪声参数和信噪比生成在由相位误差检测滤波器301和302实现的处理以及由相位误差组合单元300实现的处理中的一个中使用的系数K₁至K₅。

(相位误差补偿装置的操作)

接下来，描述图3中所示的相位误差补偿装置241的操作。相位误差补偿装置241对接收符号进行接收，补偿包括接收符号的相位的相位误差，并且输出相位误差补偿之后的接收符号。输入到相位误差补偿装置241的接收符号是r(1)，r(2)，...，r(M)，其中，M是正整数。当假设与接收符号相关联的发射符号是s(1)，s(2)，...，s(M)，由振荡器引起的相位噪声是θ(1)，θ(2)，...，θ(M)，并且由热噪声引起的噪声是w(1)，w(2)，...，w(M)时，可以以等式(1)来表示接收符号。

【数学式1】

r(n)＝s(n)e^jθ(n)+w(n)，n＝1，2，…，M·····(1)

在这里，e是纳皮尔常数，以及j是虚数单位。

热噪声是白噪声，其频谱是平坦的。然而，相位噪声的频谱不是平坦的。作为示例，描述了其中相位噪声的频谱具有如图8中所示的形状的情况。

以a(1)，a(2)，...，a(M)来指示用于相位参考的符号，其是到图3中所示的相位误差补偿装置241的另一输入。当预先清楚发射符号时，假设用于相位参考的符号与发射符号一致。当不清楚发射符号时，并且当可以使用误差校正之后的估计的发射符号时，假设用于相位参考的符号与估计的发射符号一致，其中所述估计的发射符号是在误差校正处理之后获得的。此外，当不可能使用发射符号以及误差校正之后的估计的发射符号时，使用将在相位误差补偿装置241内部生成的估计的发射符号。因此，当使用发射符号和误差校正之后的估计的发射符号时，不使用用于相位参考的符号，而从外侧输入用于相位参考的符号。当使用将在相位误差补偿装置241内部生成的估计的发射符号时，假设用于相位参考的符号的输入为NULL。请注意，图3中所示的相位误差补偿装置241使用将在相位误差补偿装置241内部生成的估计的发射符号。

输入到相位误差补偿装置241的符号被输入到相位误差检测滤波器301。相位误差检测滤波器301基于接收符号和估计的发射符号来计算相位误差估计值和相位差值，并输出计算结果。每个输出数据是表示相位的数值数据。以θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)来指示与相位误差检测滤波器301的相位误差估计值有关的输出数据。以φ(1)，φ(2)，...，φ(M)来指示与相位差值有关的输出数据。请注意，在图3中所示的示例中，不使用将从相位误差检测滤波器301输出的相位差值。

接收符号以及来自相位误差检测滤波器301的相位误差估计值301a被分别地且临时地保持在FILO缓冲器303和304中，并被按照与输入顺序相反的顺序输出。具体地，当按照r(1)，r(2)，...，r(M)的顺序输入接收符号时，按照r(M)，r(M-1)，...，r(1)的顺序输出接收符号。此外，当按照θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)的顺序输入与相位误差估计值有关的输出数据时，按照θ⁺(M)，θ⁺(M-1)，...，θ⁺(1)的顺序输出输出数据。从FILO缓冲器303和304分别输出的接收符号被输入到相位误差检测滤波器302，并且相位误差估计值304a被输入到相位误差组合单元300。

类似于相位误差检测滤波器301，相位误差检测滤波器302基于接收符号和估计的发射符号来计算相位误差估计值302a和相位差值302b，并输出计算结果。关于输入顺序和初始值设置，相位误差检测滤波器302不同于相位误差检测滤波器301。按照r(M)，r(M-1)，...，r(1)的顺序将接收符号从FILO缓冲器303输入到相位误差检测滤波器302。此外，基于系数K₃来设定初始值。以θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，θ^-(1)来指示与由相位误差检测滤波器302实现的相位误差估计值有关的输出数据。通过使用与在相位误差检测滤波器301的输出中使用的符号相同的符号，以φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)来指示相位差值的输出。

相位误差检测滤波器301和302的每个输出被输入到相位误差组合单元300。相位误差组合单元300将相位误差估计值304a或302a与相位差值302b进行组合，并输出相位误差估计值300a。以θ^±(M)，θ^±(M-1)，...，θ^±(1)来指示相位误差组合单元300a的输出。

相位误差组合单元300的输出被转换成正弦数据sin(θ^±(M))，sin(θ^±(M-1))，...，sin(θ^±(1))以及余弦数据cos(θ^±(M))，cos(θ^±(M-1)，...，cos(θ^±(1))。正弦数据和余弦数据被输入到旋转矩阵乘法器305，并补偿接收符号的相位。旋转矩阵乘法器305的输出是相位误差补偿装置241的输出数据，通过FILO缓冲器307将旋转矩阵乘法器305的输出反向。可以通过使用上述符号法以等式(2)来表示输出数据。

【数学式2】

r(n)e^-jθ±(n)，n＝1，2，…，M·····(2)

(相位误差检测滤波器的配置)

图5是图示出示例性实施例中的相位误差检测滤波器301和302的配置的框图。请注意，除了相位误差检测滤波器302基于系数K₃来设定初始值这一点之外，相位误差检测滤波器301和302具有相同的配置。因此，通过图5共享相位误差检测滤波器301和302的配置。

图5中所示的相位误差检测滤波器301和302中的每一个接收接收符号，并输出接收符号的相位与估计的发射符号的相位之间的差以及由相位噪声引起的接收符号的相位中生成的相位误差的估计值。

图5中所示的相位误差检测滤波器301和302中的每一个配置有相位检测单元503、单抽头滤波器504、配置有反馈系数的累积加法器单元505、数据转换单元506、旋转矩阵乘法器501以及确定单元502。

相位检测单元503接收来自旋转矩阵乘法器501的输出符号以及来自确定单元502的输出符号，并输出该输出符号之间的相位差值。输出数据充当到单抽头滤波器504的输入，该单抽头滤波器504是在相位检测单元503的后续级中提供的。加法器507将该输出数据加到配置有反馈系数的累积加法器单元505的输出。然后，相加结果充当作为相位误差检测滤波器301或302的输出中的一个的相位差值301b或302b。

单抽头滤波器504是为去除高频分量其抽头数目为一个的滤波器。单抽头滤波器504由乘法器541组成。单抽头滤波器504接收相位检测单元503的输出，将该输出与抽头系数K₂相乘，并输出相乘结果。该抽头系数K₂由参数生成单元308给定。请注意，抽头系数K₂表示将突然生成的噪声反映到相位误差补偿的程度，并且是明显小于1的值。

配置有反馈系数的累积加法器单元505由加法器551、触发器552以及乘法器553组成。累积加法器单元505接收单抽头滤波器504的输出以及输出保持在触发器552中的数据。请注意，在相位误差检测滤波器302中，在触发器552中将基于初始系数K₃的值设为初始值。配置有反馈系数的累积加法器505的输出是作为相位误差检测滤波器301或302的输出中的一个的相位误差估计值301a或302a，并且充当到数据转换单元506和加法器507的输入。此外，乘法器553的反馈系数K₁由参数生成单元308给定。请注意，反馈系数K₁表示反映先前接收符号对相位误差补偿的影响的程度，并且是小于1的值。

数据转换单元506接收由累积加法器单元505输出的相位误差估计值，并且输出与相位误差估计值相关联的正弦值和余弦值。旋转矩阵乘法器501将包括其为数据转换单元506的输出、作为分量的正弦值和余弦值的旋转矩阵与以复数形式显示的接收符号相乘，并以与用于补偿相位的累积加法器单元505的输出相对应的数值旋转接收符号的相位。

确定单元502接收其相位被旋转矩阵乘法器501补偿的接收符号，并将最接近于输入的接收符号的发射符号输入到相位检测单元503。

(相位误差检测滤波器的操作)

接下来，描述了相位误差检测滤波器301和302中的每一个的操作。虽然相位误差补偿装置241配置有相位误差检测滤波器301和302，但根据输入数据来生成输出数据的操作在相位误差检测滤波器301和302之间是相同的。因此，将相位误差检测滤波器301的操作作为示例进行描述。请注意，作为初始设置，必须将配置有反馈系数的累积加法器单元505中的触发器552的初始值设置成所确定的适当值。除非另外具体地指定，初始值被设置成“0”。

输入到相位误差检测滤波器301的接收符号被输入到旋转矩阵乘法器501。类似于旋转矩阵乘法器305，旋转矩阵乘法器501根据来自数据转换单元506的输出数据旋转接收符号的相位。当假设以r(n)来指示时间点n处的输入的接收符号并且以θ⁺(n)来指示保持在触发器552中的数据时(其中，n是不小于1但不大于M的整数)，可以以等式(3)来表示旋转矩阵乘法器501的输出。

【数学式3】

r(n)e^-jθ+(n)，n＝1，2，…，M·····(3)

以等式(3)表示的旋转矩阵乘法器501的输出被输入到确定单元502和相位检测单元503。确定单元502输出最接近于以等式(3)表示的数据的发射符号。确定单元502的输出被输入到相位检测单元503。相位检测单元503计算两个输入符号之间的相位差，并输出计算结果。当假设以φ(1)，φ(2)，...，φ(M)来指示接收符号与确定单元502的输出符号之间的相位差时，相位检测单元503在时间点n处的输出是基于等式(3)以等式(4)表示的数值数据。

【数学式4】

φ(n)-θ⁺(n)，n＝1，2，…，M·····(4)

相位检测单元503的输出被输入到单抽头滤波器504和加法器507。到加法器507的另一输入是相位误差输出θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)。因此，通过等式(4)，加法器507的输出是相位差值φ(1)，φ(2)，...，φ(M)。另一方面，在单抽头滤波器504中，通过乘法器541将相位检测单元503的输出和待从参数生成单元308供应的抽头系数K₂相乘。然后，相乘结果被输入到配置有反馈系数的累积加法器单元505。

配置有反馈系数的累积加法器单元505中的加法器551将单抽头滤波器504的输出与触发器552的数据相加，其中通过乘法器553将乘法器553的数据与待从参数生成单元308供应的反馈系数K₁相乘。然后，基于相加结果来更新触发器552的数据。如等式(5)所表示，在时间点n处保持的触发器552的数据θ⁺(n)在下一时间点(n+1)处被更新。

【数学式5】

θ⁺(n+1)←K₁θ⁺(n)+K₂(φ(n)-θ⁺(n))·····(5)

触发器552的输出数据作为相位误差估计值301a被从相位误差检测滤波器301输出，并被用于由数据转换单元506在时间点(n+1)处旋转输入的接收符号r(n+1)的相位。然后，通过如上所述的相同操作，生成并输出相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)和相位差值φ(1)，φ(2)，...，φ(M)。

请注意，数据θ⁺(M+1)是由通过使用等式(5)定义的上述程序根据第M输入的接收符号r(M)以及触发器552在时间点M处的数据θ⁺(M)而生成的。然后，将数据θ⁺(M+1)用作相位误差检测滤波器302中的触发器552的初始值。相位误差检测滤波器302根据等式(6)所表示的程序来生成并输出相位误差估计值θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，θ^-(1)。

【数学式6】

θ^-(n-1)←K₁θ^-(n)+K₂(φ(n)-θ^-(n))·····(6)

(相位误差组合单元的配置)

图6是图示出示例性实施例中的相位误差组合单元300的配置的框图。相位误差组合单元300接收来自相位误差检测滤波器301或302的输出，并且输出由相位噪声引起的接收符号的相位中生成的相位误差的估计值。

图6中所示的相位误差组合单元300配置有两个加法器601和604以及两个乘法器602和603。加法器601将来自相位误差检测滤波器301的反向序列中的相位误差估计值304a与来自相位误差检测滤波器302的相位误差估计值302a相加，并将相加结果输入到乘法器602。乘法器602将加法器601的相加结果与由参数生成单元308生成的乘法系数K₄相乘，并将相乘结果输入到加法器604。

乘法器603将由参数生成单元308生成的乘法系数K₅与来自相位误差检测滤波器302的相位差值302b相乘，并将相乘结果输入到加法器604。

加法器604将乘法器602提供的输入和乘法器603提供的输入相加，并将相加结果设为相位误差组合单元300的输出。

(相位误差组合单元的操作)

接下来，描述相位误差组合单元300的操作。相位误差组合单元300接收相位误差检测滤波器301和302的输出，并输出相位误差估计值300a。加法器601基于相位误差估计值301a——即θ⁺(1)，θ⁺(3)，...，θ⁺(M)以及相位误差估计值302a——即θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，θ^-(1)，依次计算θ⁺(n)+θ^-(n)，其中，n＝M，M-1，...，1。然后，乘法器602将待从参数生成单元308供应的乘法系数K₄与θ⁺(n)+θ^-(n)相乘，并获得K₄×(θ⁺(n)+θ^-(n))，其中n＝M，M-1，...，1。另一方面，乘法器603将待从参数生成单元308供应的乘法系数K₅与来自相位误差检测滤波器302的相位差值302b相乘，并获得K₅×φ(M)，K₅×φ(M-1)，...，K₅×φ(1)。

乘法器602的输出和乘法器603的输出被加法器604相加，并且获得如等式(7)表示的相位误差估计值300a，即θ^±(M)，θ^±(M-1)，...，θ^±(1)。具体地，乘法系数K₄和K₅起到加权因数的作用，该加权因数根据相对于相位误差估计值300a的可靠性而反映从相位误差检测滤波器301或302输出的相位误差估计值以及相位差值中的一个。

【数学式7】

θ^±(n)←K₄(θ⁺(n)+θ^-(n))+K₅φ(n)，n＝1，2，…，M·····(7)

(参数生成单元的配置)

图7是图示出本示例性实施例中的参数生成单元308的配置的框图。

图7A中所示的参数生成单元308配置有噪声特征值获取单元710、系数计算单元720、用于系数计算的表730以及系数保持单元740。噪声特征值获取单元710获取基准振荡器220的噪声特征值。请注意，基准振荡器220的噪声特征值可由操作员手动地输入，或者可以被装置自动地检测到。系数计算单元720根据过使用用于系数计算的表730的预定算法来计算系数K₁至K₅。系数保持单元740保持由系数计算单元720计算的系数K₁至K₅。请注意，其可被配置成使得系数K₁至K₅的计算由另外准备的计算机执行，并且计算结果被保持在系数保持单元740中。

(用于系数计算的表)

图7B是图示出本示例性实施例中的用于系数计算的表730的配置的图。系数计算单元720使用用于系数计算的表730来基于基准振荡器220的噪声特征值生成系数K₁至K₅。

在用于系数计算的表730中，与噪声特征值存储单元731相关联地存储中间值存储单元732和系数存储单元733。噪声特征值存储单元731存储f_p、f_z、f_s、K_pn以及σ_w ²，这些是系数计算所必须的基准振荡器220的噪声特征值。中间值存储单元732存储例如a₀、a₁、b₁、α、γ、λ和η，这些是用于系数计算的中间值。系数存储单元733存储计算的系数K₁、K₂、K₃、K₄和K₅。

(参数生成单元的操作)

接下来，描述系数K₁至K₅的计算。

图8是图示出本示例性实施例中的用于参数生成的基准振荡器的相位噪声频谱的示例的图。在以下计算系数K₁至K₅中，描述了其中如图8中所示对基准振荡器的相位噪声频谱进行建模的示例。如图8中所示，当频率不大于f_p(Hz)或不小于f_z(Hz)时，相位噪声频谱是恒定的。相位噪声频谱在fp(Hz)和fz(Hz)之间具有的-20dBc/Dec的梯度特性。如图8中所示，以K_pn来指示频率0(Hz)处的功率谱密度，以及以f_s(Hz)来指示发射符号率。以四个参数f_p、f_z、f_s和K_pn来指定基准振荡器220的相位噪声。除上述四个参数之外，以包括参数σ_w ²的五个参数来指定噪声，该参数σ_w ²涉及热噪声的方差。

参数生成单元308基于这五个参数来生成与相位误差检测滤波器301和302相关的反馈系数K₁、抽头因数K₂、与相位误差检测滤波器302相关的初始系数K₃以及与相位误差组合单元300相关的乘法系数K₄和K₅。在下文中，描述了用于生成系数的处理的示例。

以等式(8)来定义三个常数a₀、a₁以及b₁。

【数学式8】

请注意，以π来指示圆的圆周与其直径的比。

由等式(9)使用由等式(8)确定的三个常数a₀、a₁以及b₁来定义两个常数α和γ。

【数学式9】

由等式(10)基于在等式(9)中表示的α和γ以及在等式(8)中表示的b₁且进一步基于根据热噪声的方差值而确定的常数σ_w ²来定义常数λ和η。

【数学式10】

以等式(11)来计算将由参数生成单元308生成的反馈系数K₁和抽头因数K₂。

K₁＝b₁-λ，K₂＝b₁·····(11)

以等式(12)来计算将由参数生成单元308生成的乘法系数K₄和K₅。

【数学式121】

此外，以分别在等式(8)、等式(10)以及等式(11)中表示的b₁、λ以及K₁将初始系数K₃定义为等式(13)。

【数学式13】

《通过相位噪声补偿方法实现的处理程序》

图9是图示出本示例性实施例中的通过相位噪声补偿方法的处理程序的流程图。该本流程图与由组成相位误差补偿装置241的CPU通过使用RAM将执行的相位误差补偿程序相关联。本流程图实现了图3中所示的功能配置单元中的每一个。

在步骤S901中，相位误差补偿装置241执行初始化(k←0；θ⁺(1)←0)。在本示例中，在将初始化的两个参数之中，k是指示处理帧的索引，以及θ⁺(1)是基于时间点1处的正向序列中的接收符号的相位误差估计值。

在步骤S903中，相位误差补偿装置241生成接收符号与估计的发射符号之间的相位差值的序列φ(1)，φ(2)，...，φ(M)，并且执行初始化(n←1)。在本示例中，M是表示作为处理单位的帧的长度的正整数。

在步骤S905中，相位误差补偿装置241根据等式(5)，根据相位差值序列来依次计算包括在相位差值序列中的由相位噪声所引起的相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)，θ⁺(M+1)。

在步骤S907中，相位误差补偿装置241通过使用θ⁺(M+1)对θ^-(M)进行初始化。在本示例中，θ^-(M)是基于时间点M处的反向序列中的接收符号的相位误差估计值。

在步骤S909中，相位误差补偿装置241根据等式(6)，根据相位差值的序列φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)来依次计算相位误差估计值θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，。此外，在步骤S907中，相位误差补偿装置241根据等式(7)通过相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，、相位误差估计值θ^-(1)，θ^-(2)，...，θ^-(M)以及相位差值φ(1)，φ(2)，...，φ(M)的线性计算来计算相位误差估计值θ^±(1)，θ^±(2)，...，θ^±(M)。

在步骤S911中，相位误差补偿装置241依次重复计算相位误差估计值θ⁺(kM+i)(其中，i＝1至M+1)、θ^-(kM+i)(其中，i＝1至M+1)以及θ^±(kM+i)(其中，i＝1至M+1)，这些相位误差估估计值基于如上所述的每个步骤的处理包括在关于正整数k的相位差φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中。然后，相位误差补偿装置241输出相位误差估计值θ^±(kM+1)，θ^±(kM+2)，...，θ^±((k+1)M)。

通过以如上所述的相同方式假设正整数是k+1，关于正整数k重复每个上述步骤。当正整数k达到预定整数值(L-1)时，处理终止。通过上述程序，可以相对于相位差φ(1)，...，φ(kM+2)，...，φ(LM)来计算相位误差估计值θ^±(1)，...，θ^±(kM+2)，...，θ^±(LM)。

然后，分别通过从相位差φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中减去计算的相位误差估计值θ^±(kM+1)，θ^±(kM+2)，...，θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。

《相位误差补偿的结果》

图10是图示出与常规技术相比当通过使用示例性实施例中的相位误差补偿方法执行QPSK调制时和当执行256QAM调制时关于相位误差的均方误差与载波噪声比之间的关系的图表。

在图10中所示的示例中，将四个参数f_p、f_z、f_s以及K_pn分别设为图8中所示的相位噪声频谱中的f_p＝100Hz、f_z＝7MHz、f_s＝24MHz以及K_pn＝-35dBc/Hz。在包括将由上述参数定义的相位噪声的通信路径中分别通过QPSK调制和256QAM调制来执行数据发射。将通过示例性实施例中的相位误差补偿方法实现的补偿之后的关于相位的均方误差与通过图4A中所示的现有技术实现的锁相环中的均方误差相比较。在图10中图示出比较的结果。

横轴表示由热噪声引起的载波噪声比，以及竖轴以分贝的形式来表示均方误差。图10中所示的标记●(圆标记)和▲(三角形标记)分别表示关于通过锁相环实现的相位误差补偿和关于本示例性实施例中的相位误差补偿方法的均方误差的模拟结果。在模拟中，将用于相位参考的符号的输入假设为NULL。此外，图10中所示的实线和虚线分别表示均方误差的理论值。在其中载波噪声比大的区域中，理论值与模拟一致。

如从图10中所示的示例显而易见的，在QPSK调制法和256QAM调制法两者中观察到显著的改善。

在本示例性实施例中，通过组合基于正向序列和反向序列中的接收符号生成的相位误差估计值和相位差值来补偿相位误差。请注意，在本示例性实施例中，通过消除冗余配置来实现相位误差补偿。因此，可以通过简化的配置甚至在主要由相位噪声或热噪声引起的不利噪声环境中，以改善的误码率执行大容量且高质量的数据通信。

[第三示例性实施例]

接下来，描述本发明的第三示例性实施例中的相位误差补偿装置。本示例性实施例中的相位误差补偿装置与第二示例性实施例中的相位误差补偿装置的不同之处在于这一点，即第二示例性实施例中的相位误差组合单元使用基于反向序列中的接收符号生成的相位差值，而第三示例性实施例中的相位误差组合单元使用基于正向序列中的接收符号生成的相位差值。第三示例性实施例中的其它配置和操作与第二示例性实施例中的配置和操作相同。因此，以相同的参考标号来指示第三示例性实施例中的与第二示例性实施例中的配置和操作相同的配置和操作，并且在本文中省略了其详细描述。

《相位误差补偿装置的配置》

图11是图示出本示例性实施例中的相位误差补偿装置1141的配置的框图。请注意，在图11中，以相同的参考标号来指示与图3中的功能配置单元相同的功能配置单元，并且在本文中省略其描述。

相位误差补偿装置1141包括FILO缓冲器1109。从相位误差检测滤波器301输出的相位差值被按照φ(1)，φ(2)，...，φ(M)的顺序输入，并被按照φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)的顺序输出。然后，相位误差组合单元1100通过使用从FILO缓冲器1109输出的作为相位误差差值的φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)将估计的相位误差估计值1100a输入到数据转换单元306。

(相位误差组合单元的配置)

图12是图示出本示例性实施例中的相位误差组合单元1100的配置的框图。请注意，在图12中，以相同的参考标号来指示与图5中的功能配置单元相同的功能配置单元，并且在本文中省略其描述。

乘法器1203将待从参数生成单元308供应的乘法系数K₅与φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)相乘，并获得K₅×φ(M)，K₅×φ(M-1)，...，K₅×φ(1)，φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)是其序列被FILO缓冲器1109相对于来自相位误差检测滤波器301的相位差值301b反向的相位差值。通过加法器604将乘法器1203的相乘结果与乘法器602的相乘结果相加。然后，输出相位误差估计值1100a。

根据本示例性实施例，虽然添加了FILO缓冲器1109，但可以实现更准确的相位误差补偿，并且可以以改善的误码率执行大容量且高质量的数据通信。

请注意，可以配置使得在相位误差组合单元中在乘法器603或乘法器1203之前提供选择器，并且由选择器根据使用第二和第三示例性实施例的配置中的哪一个中的相位误差组合单元来选择输入。

[第四示例性实施例]

接下来，描述本发明的第四示例性实施例中的相位误差补偿装置。本示例性实施例中的相位误差补偿装置与第二和第三示例性实施例中的相位误差补偿装置的不同之处在于这一点，即由于相位误差补偿而从符号生成的解码数据被反向地转换成用于参考的发射符号，并且该用于参考的发射符号被用于相位误差补偿。第四示例性实施例中的其它配置和操作与第二或第三示例性实施例中的配置和操作相同。因此，以相同的参考标号来指示第四示例性实施例中的与第二或第三示例性实施例中的配置和操作相同的配置和操作，并且在本文中省略了其详细描述。

《解调装置的配置》

图13是图示出本示例性实施例中的包括相位误差补偿装置1341的解调装置1300的配置的框图。请注意，在解调装置1300中包括包含相位误差补偿装置1341的载波再生装置1340。

以a(1)，a(2)，...，a(M)来指示用于相位参考的符号，其是到相位误差补偿装置1341的输入。在本示例性实施例中，假设不清楚发射符号，可使用在执行误差校正处理之后将获得的误差校正之后的估计的发射符号，并且发射符号与估计的发射符号一致。将误差校正之后的估计的发射符号从外侧输入到相位误差补偿装置1341。

另一方面，通过开关1344，从误差校正解码器243输出的解调数据充当解调装置1300的输出，或者充当到相位误差补偿装置1341的输入数据1344a。当在相位误差补偿装置1341中执行相位误差补偿的次数达到预定的特定次数时，或者当确定在误差校正解码器243中不存在误差时，将误差校正解码器243的输出作为解调装置1300的解调数据输出。否则，误差校正解码器243的输出被输入到相位误差补偿装置1341，并被用作相位误差补偿装置1341中的用于相位参考的符号。通过上述反馈，重复地补偿接收符号中的相位误差，并改善补偿的精度。

《相位误差补偿装置的配置》

图14是图示出本示例性实施例中的相位误差补偿装置1341的配置的框图。请注意，以相同的参考标号来指示图14中与图3中或图11中的功能配置单元相同的功能配置单元，并且在本文中省略其描述。

来自QAM符号映射单元1403的反向序列中的参考符号或正向序列中的参考符号1403a被输入到相位误差检测滤波器1401或1402，并且被用于生成相位误差估计值和相位差值。QAM符号映射单元1403通过映射来自图13中所示的误差校正解码器243的输入数据1344a来生成作为QAM符号的正向序列中的参考符号1403a和反向序列中的参考符号。

请注意，在图14中所示的示例中，如在第三示例性实施例中所述，其被配置成使得相位误差组合单元1100使用基于正向序列中的接收符号生成的相位差值。替换地，如在第二示例性实施例中所述，可将其配置成使得相位误差组合单元1100使用基于反向序列中的接收符号生成的相位差值。此外，在图14中所示的示例中，在相位误差补偿装置中提供QAM符号映射单元1403，但是可在相位误差补偿电路外侧的载波再生装置中提供QAM符号映射单元1403。

(相位误差检测滤波器的配置)

图15是图示出示例性实施例中的相位误差检测滤波器1401和1402的配置的框图。请注意，在图15中，以相同的参考标号来指示与图5中的功能配置单元相同的功能配置单元，并且在本文中省略其描述。

选择器1508接收确定单元502的输出符号和(作为到相位误差检测滤波器1401或1402的输入数据中的一个的用于相位参考的符号，以作为输入，并选择且输出该输入中的一个。在本示例性实施例中的相位误差补偿装置1341中，当存在用于相位参考的符号的输入时，选择器1508选择用于相位参考的符号。因此，不使用确定单元502的输出。另一方面，当用于相位参考的符号是NULL时，始终选择确定单元502的输出符号。

在本示例性实施例中，在相位误差检测滤波器中未生成估计的发射符号，但是使用基于其相位被相位误差补偿装置补偿的接收符号而生成的估计的发射符号。因此，进一步可以以改善的误码率执行大容量且高质量的数据通信。

[第五示例性实施例]

接下来，描述本发明的第五示例性实施例中的相位误差补偿装置。本示例性实施例中的相位误差补偿装置与第二至第四示例性实施例中的相位误差补偿装置的不同之处在于这一点，即不对初始符号执行用于补偿相位误差的处理。第五示例性实施例中的其它配置和操作与第二至第四示例性实施例中的配置和操作相同。因此，以相同的参考标号来指示第五示例性实施例中的与第二至第四示例性实施例中的配置和操作相同的配置和操作，并且在本文中省略了其详细描述。

《相位误差补偿装置的配置》

图16是图示出本示例性实施例中的相位误差补偿装置1641的配置的框图。请注意，在图16中，以相同的参考标号来指示与图3、图11或图14中的功能配置单元相同的功能配置单元，并且在本文中省略其描述。请注意，在图16中所示的示例中，如在第三示例性实施例中所述，其被配置成使得相位误差组合单元1100使用基于正向序列中的接收符号生成的相位差值。替换地，如在第二示例性实施例中所述，可将其配置成使得相位误差组合单元1100使用基于反向序列中的接收符号生成的相位差值。此外，第四示例性实施例图示了相位误差补偿装置可包括QAM符号映射单元1403，并且可使用正向序列中的参考符号1403a以及反向序列中的参考符号1403b。替换地，如在第二示例性实施例中所述，相位误差检测滤波器可在内部生成用于参考的估计的发射符号。

选择器1602选择其相位误差被补偿的输入的接收符号中的一个以及保持在缓冲器1601中的接收符号，并将所选择的符号输入到QAM符号解映射单元。存在两个选择方法。一个方法是在第一时间处仅选择保持在缓冲器1601中的接收符号且在第二时间和以后选择其相位误差被补偿的接收符号。另一个方法是始终选择其相位误差被补偿的接收符号。这两种方法之间的差别是在第一时间是否选择其相位误差被补偿的接收符号的输出。第一时间处的其相位误差被补偿的接收符号的输出充当其相位误差在没有用于相位参考的符号的输入的情况下被补偿的符号。具体地，选择器1602实现的两个选择方法之间的差别是选择器1602的输出是保持在缓冲器1601中的接收符号，还是其相位在没有用于相位参考的符号的情况下被相位误差补偿装置1641补偿的接收符号。

请注意，在图16中所示的示例中，在相位误差补偿装置1641内部提供缓冲器1601和选择器1602。替换地，可在相位误差补偿装置1641外侧的载波再生装置中提供缓冲器1601和选择器1602。

根据本示例性实施例，可以通过选择是否选择第一时间处其相位误差被补偿的接收符号的输出，来防止第一时间处在没有用于相位参考的符号输入的情况下由相位误差补偿引起的误码率的劣化。

[第六示例性实施例]

接下来，描述本发明的第六示例性实施例中的相位误差补偿装置。本示例性实施例中的相位误差补偿装置与第二至第五示例性实施例中的相位误差补偿装置的不同之处在于这一点，即执行其中将导频信号嵌入到发射信号中的相位误差补偿。第六示例性实施例中的其它配置和操作与第二至第五示例性实施例中的配置和操作相同。因此，以相同的参考标号来指示第六示例性实施例中的与第二至第五示例性实施例中的配置和操作相同的配置和操作，并且在本文中省略了其详细描述。

《解调装置的配置》

图17是图示出本示例性实施例中的解调装置1700的配置的框图。请注意，在图17中所示的示例中，以相同的参考标号来指示与图2B中的功能配置相同的功能配置，并且在本文中省略其描述。

解调装置1700包括载波再生装置1740。载波再生装置1740配置有延迟电路1741、插值滤波器1742以及相位旋转器1743。然后，在图17中所示的示例中，作为乘法器的相位旋转器1743的输出作为接收符号被输入到第二示例性实施例中的相位误差补偿装置241。请注意，相位误差补偿装置可具有与第三至第五示例性实施例中的配置相同的配置。

插值滤波器1742被用于基于与导频信号相关联的接收导频符号来估计接收导频符号之间的相位误差。此外，延迟电路1741生成等价于与插值滤波器1742的插值处理相对应的符号数目的延迟。此外，相位旋转器1743补偿估计的相位误差。

与数字化Ich基带信号和数字化Qch基带信号中的每一个相关联的接收符号被输入到延迟电路1741。在本示例中，只要接收符号是与众所周知的导频信号相关联的导频符号，接收符号也被输入到插值滤波器1742。插值滤波器1742通过插值处理基于多个导频符号来估计导频符号之间的接收符号中的相位误差。相位旋转器1743旋转接收符号的相位，并基于由插值滤波器1742输出的相位误差信息来补偿接收符号中的相位误差。由插值滤波器1742输出的相位误差补偿之后的接收符号被输入到本示例性实施例中的相位误差补偿装置。

图17中所示的载波再生装置1740可进一步配置有抽头因数生成单元，其生成将在用于根据关于相位噪声和热噪声的统计信息来估计插值滤波器1742中的相位误差的处理中使用的数据，并将生成的数据供应给插值滤波器1742。

在本示例性实施例中，本相位误差补偿装置被补偿相位误差的解调装置在导频信号被嵌入到发射信号中的情况下采用。因此，可以甚至在主要由相位噪声或热噪声引起的不利噪声环境中以改善的误码率执行大容量且高质量的数据通信。

[其它实施例]

在噪声参数中，当f_p与f_s相比是极小的且在等式(9)中表示的γ与将由热噪声的方差值定义的参数σ_w ²相比是极小的时，可以用如等式(14)所表示的接近于1的适当实数λ来由等式(11)、等式(12)以及等式(13)指定近似的K₁、K₂、K₃、K₄和K₅。

因此，在图9中所示的步骤S907中，参数生成单元308根据等式(14)来设置系数K₁至K₅。

【数学式14】

可将本发明应用于由多个装置组成的系统，或者可将本发明应用于单个装置。此外，本发明也可应用于其中将用于实现示例性实施例的功能的信息处理程序直接地或远程地供应给系统或装置的情况。因此，在本发明的范围内还包括将安装在计算机中的程序、存储有该程序的介质以及促使计算机下载程序以便实现本发明的功能的WWW(万维网)服务器。特别地，在本发明的范围内包括至少非临时计算机可读介质，在该非临时计算机可读介质中存储程序以促使计算机执行包括在上述示例性实施例中的处理步骤。

【关于实施例的其它说明】

可以将上文公开的示例性实施例的全部或一部分描述为但不限于以下补充注释。

(补充注释1)

一种相位误差补偿装置，其包括：

第一相位误差检测滤波器，其基于正向序列中的接收符号生成第一相位误差值和第一相位误差估计值；

第二相位误差检测滤波器，其基于反向序列中的接收符号生成第二相位差值和第二相位误差估计值；

相位误差组合部件，其基于第一相位误差估计值和第二相位误差估计值以及第一相位差值和第二相位差值中的一个，生成第三相位误差估计值；以及

相位误差补偿部件，其与第三相位误差估计值相关联地补偿接收符号中的相位误差。

(补充注释2)

根据补充注释1所述的相位误差补偿装置，还包括：

参数生成部件，其生成将被第一相位误差检测滤波器、第二相位误差检测滤波器和相位误差组合部件使用的系数。

(补充注释3)

根据补充注释1或2所述的相位误差补偿装置，其中

所述第一相位误差检测滤波器和所述第二相位误差检测滤波器包括：

确定部件，其计算最接近于其相位被补偿的接收符号的发射符号；

相位检测部件，其计算所计算的发射符号与其相位被补偿的接收符号之间的相位差值；

单抽头滤波器，其通过使用基于基准振荡器的相位噪声参数和信噪比而计算的抽头因数来去除包括在相位检测部件的输出中的高频分量；

累积加法器部件，其通过使用基于基准振荡器的相位噪声参数和信噪比计算的反馈系数，基于单抽头滤波器的输出来计算由相位噪声引起的接收符号中生成的相位误差的估计值；

数据转换部件，其将相位误差的估计值转换成接收符号的相位补偿数据；以及

乘法器，其通过数据转换部件的输出来补偿接收符号的相位。

(补充注释4)

根据补充注释3所述的相位误差补偿装置，其中

第二相位误差检测滤波器中的累积加法器部件进一步将初始系数用于设置初始值。

(补充注释5)

根据补充注释3或4所述的相位误差补偿装置，其中

第一相位误差检测滤波器和第二相位误差检测滤波器中的相位检测部件计算选自发射符号与用于相位参考的符号中的一个符号与其相位被补偿的接收符号之间的相位差值，其中通过解调数据的反向转换获得用于相位参考的符号，基于其相位误差被补偿的接收符号转换解调数据。

(补充注释6)

根据补充注释1至5中的任一项所述的相位误差补偿装置，其中

所述相位误差组合部件包括：

第一加法器，其将第一相位误差估计值与第二相位误差估计值相加；

第二乘法器，其将根据基准振荡器的相位噪声参数以及信噪比计算的第一乘法系数与加法器的相加结果相乘；

第三乘法器，其将根据基准振荡器的相位噪声参数以及信噪比计算的第二乘法系数与第一相位差值和第二相位差值中的一个相乘；以及

第二加法器，其将第二乘法器的相乘结果和第三乘法器的相乘结果的相加结果设为由相位噪声引起的在接收符号的相位中生成的第三相位误差估计值。

(补充注释7)

一种载波再生装置，其包括：

补充注释1至5中的任一项所述的相位误差补偿装置；

符号解映射部件，其将接收符号解映射，通过相位误差补偿装置来补偿该接收符号的相位误差；以及

误差校正解码部件，其校正包括在接收符号中的误差并输出解调数据，其中基于符号解映射部件的输出来补偿所述接收符号的相位误差。

(补充注释8)

一种解调装置，包括：

补充注释7所述的载波再生装置；

基准振荡器，其输出固定频率的基准信号；

检测器，其正交地检测中频的输入信号，并生成Ich基带信号和Qch基带信号；以及

模拟到数字转换器，其将生成的基带信号转换成数字信号，并将数字信号作为接收符号输入到载波再生装置。

(补充注释9)

一种通信装置，包括：

至少补充注释8所述的解调装置；

接收电路，其从将通过天线接收到的无线电波中选择预定频带的无线电波以将所选择的无线电波转换成中频信号，并将转换的信号输入到解调装置；以及

接收数据解码部件，其对由解调装置输入的解调数据进行解码，并生成接收数据。

(补充注释10)

一种相位误差补偿方法，其包括：

生成接收符号序列与参考符号序列之间的相位差值序列φ(1)，φ(2)，...，φ(M)(其中M是正整数)；

基于相位差值序列依次计算由包括在相位差值序列中的相位噪声引起的第一相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)，θ⁺(M+1)；

通过将θ⁺(M+1)设置为初始值，基于相位差值序列φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)来依次计算第二相位误差估计值θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，θ^-(1)；

通过第一相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)、第二相位误差估计值θ^-(1)，θ^-(2)，...，θ^-(M)以及相位差值φ(1)，φ(2)，...，φ(M)的线性计算来计算第三相位误差估计值θ^±(1)，θ^±(2)，...，θ^±(M)；

通过所述计算处理关于正整数k依次计算包括在相位差值φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中的第一相位误差估计值、第二相位误差估计值以及第三相位误差估计值；以及

通过从相位差值φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中减去第三相位误差估计值θ^±(kM+1)，θ^±(kM+2)，...，θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。

(补充注释11)

一种存储有相位误差补偿程序的存储介质，该相位误差补偿程序促使计算机执行以下处理：

生成接收符号序列与参考符号序列之间的相位差值序列φ(1)，φ(2)，...，φ(M)，(其中M是正整数)；

基于相位差值序列而依次计算由包括在相位差值序列中的相位噪声引起的第一相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)，θ⁺(M+1)；

通过将θ⁺(M+1)设置为初始值，基于相位差值序列φ(M)，φ(M-1)，...，φ(1)来依次计算第二相位误差估计值θ^-(M)，θ^-(M-1)，...，θ^-(1)；

通过第一相位误差估计值θ⁺(1)，θ⁺(2)，...，θ⁺(M)、第二相位误差估计值θ^-(1)，θ^-(2)，...，θ^-(M)以及相位差值φ(1)，φ(2)，...，φ(M)的线性计算来计算第三相位误差估计值θ^±(1)，θ^±(2)，...，θ^±(M)；

通过所述计算处理关于正整数k依次计算包括在相位差值φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中的第一相位误差估计值、第二相位误差估计值以及第三相位误差估计值；以及

通过从相位差值φ(kM+1)，φ(kM+2)，...，φ((k+1)M)中减去第三相位误差估计值θ^±(kM+1)，θ^±(kM+2)，...，θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。

虽然已参考本发明的示例性实施例示出并描述了本发明，但本发明不限于这些实施例。本领域的技术人员将理解的是在不脱离由权利要求定义的本发明的精神和范围的情况下可对其进行形式和细节方面的各种改变。此外，在本发明的范围内还可包括通过将包括在每个示例性实施例中的单独特征以任何方式组合而获得的系统或装置。作为本发明的应用示例，包括移动终端装置和骨干无线装置的通用数字无线通信装置是适当的。

本申请基于2014年1月16日提交的日本专利申请号2014-006180并要求其优先权的权益，该申请的公开通过引用被整体地结合到本文中。

Claims (7)

1.一种相位误差补偿装置，包括：

第一相位误差检测滤波器，所述第一相位误差检测滤波器基于正向序列中的接收符号来生成第一相位差值和第一相位误差估计值；

第二相位误差检测滤波器，所述第二相位误差检测滤波器基于反向序列中的所述接收符号来生成第二相位差值和第二相位误差估计值；

相位误差组合单元，所述相位误差组合单元基于所述第一相位误差估计值和所述第二相位误差估计值以及所述第一相位差值和所述第二相位差值中的一个，来生成第三相位误差估计值；以及

相位误差补偿单元，所述相位误差补偿单元与所述第三相位误差估计值相关联地补偿所述接收符号中的相位误差。

2.根据权利要求1所述的相位误差补偿装置，进一步包括：

参数生成单元，所述参数生成单元生成将由所述第一相位误差检测滤波器、所述第二相位误差检测滤波器和所述相位误差组合单元使用的系数。

3.根据权利要求1所述的相位误差补偿装置，其中，

所述第一相位误差检测滤波器和所述第二相位误差检测滤波器包括：

确定单元，所述确定单元计算与其相位被补偿的接收符号最接近的发射符号；

相位检测单元，所述相位检测单元计算在所计算的发射符号与其相位被补偿的接收符号之间的相位差值；

单抽头滤波器，所述单抽头滤波器通过使用基于基准振荡器的相位噪声参数和信噪比所计算的抽头因数来移除包括在所述相位检测单元的输出中的高频分量；

累积加法器单元，所述累积加法器单元通过使用基于所述基准振荡器的相位噪声参数和信噪比所计算的反馈系数，基于所述单抽头滤波器的输出来计算由相位噪声引起的所述接收符号中生成的相位误差的估计值；

数据转换单元，所述数据转换单元将所述相位误差的估计值转换成接收符号的相位补偿数据；以及

乘法器，所述乘法器通过所述数据转换单元的输出来补偿接收符号的相位。

4.根据权利要求3所述的相位误差补偿装置，其中，

所述第一相位误差检测滤波器和所述第二相位误差检测滤波器中的所述相位检测单元计算在从所述发射符号和用于相位参考的符号中选择的符号中的一个与其相位被补偿的所述接收符号之间的相位差值，其中，用于相位参考的所述符号是通过解调数据的反向转换获得的，所述解调数据是基于其相位误差被补偿的接收符号来转换的。

5.根据权利要求1所述的相位误差补偿装置，其中，

所述相位误差组合单元包括：

第一加法器，所述第一加法器将所述第一相位误差估计值与所述第二相位误差估计值相加；

第二乘法器，所述第二乘法器将从基准振荡器的相位噪声参数并且从信噪比计算的第一乘法系数与所述加法器的相加结果相乘；

第三乘法器，其将根据所述基准振荡器的相位噪声参数以及所述信噪比计算的第二乘法系数与所述第一相位差值和所述第二相位差值中的一个相乘；以及

第二加法器，所述第二加法器将所述第二乘法器的相乘结果和所述第三乘法器的相乘结果的相加的结果设置为由相位噪声引起的在接收符号的相位中生成的所述第三相位误差估计值。

6.一种载波再生装置，包括：

相位误差补偿装置，所述相位误差补偿装置包括：

第一相位误差检测滤波器，所述第一相位误差检测滤波器基于正向序列中的接收符号来生成第一相位差值和第一相位误差估计值；

第二相位误差检测滤波器，所述第二相位误差检测滤波器基于反向序列中的所述接收符号来生成第二相位差值和第二相位误差估计值；

相位误差组合单元，所述相位误差组合单元基于所述第一相位误差估计值和所述第二相位误差估计值以及所述第一相位差值和所述第二相位差值中的一个，来生成第三相位误差估计值；以及

相位误差补偿单元，所述相位误差补偿单元与所述第三相位误差估计值相关联地补偿所述接收符号中的相位误差；

符号解映射单元，所述符号解映射单元对接收符号进行解映射，通过所述相位误差补偿装置来补偿所述接收符号的相位误差；以及

误差校正解码单元，所述误差校正解码单元校正在所述接收符号中所包括的误差并且输出解调数据，其中，基于所述符号解映射单元的输出来补偿所述接收符号的相位误差。

7.一种相位误差补偿方法，包括：

生成在接收符号序列与参考符号序列之间的相位差值序列φ(1),φ(2),…,φ(M)，其中M是正整数；

基于所述相位差值序列来依次计算由包括在所述相位差值序列中的相位噪声所引起的第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M),θ⁺(M+1)；

通过将θ⁺(M+1)设置为初始值，基于所述相位差值序列φ(M),φ(M-1),…,φ(1)来依次计算第二相位误差估计值θ^-(M),θ^-(M-1),…,θ^-(1)；

通过所述第一相位误差估计值θ⁺(1),θ⁺(2),…,θ⁺(M)、所述第二相位误差估计值θ^-(1),θ^-(2),…,θ^-(M)以及所述相位差值φ(1),φ(2),…,φ(M)的线性计算来计算第三相位误差估计值θ^±(1),θ^±(2),…,θ^±(M)；

通过所述计算处理，关于正整数k依次计算包括在相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中的所述第一相位误差估计值、所述第二相位误差估计值以及所述第三相位误差估计值；以及

通过从所述相位差值φ(kM+1),φ(kM+2),…,φ((k+1)M)中减去所述第三相位误差估计值θ^±(kM+1),θ^±(kM+2),…,θ^±((k+1)M)来补偿相位误差。