CN105187127B - 光收发机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够减少壳体内部的空腔共振，并且实现低成本化的光收发机。一种光收发机，其将规定的比特率的数字调制信号作为电信号使用，其特征在于，具有：在内部具有用于储存部件的空间的壳体；以及配置于上述空间的上表面与下表面之间且导电率为1～1000S/m的电阻体，上述空间的高度为与上述规定的比特率对应的频率的电磁波在自由空间的波长以下，上述空间的至少一部分的高度比上述波长的一半大，上述空间的高度比上述空间的宽度小，上述空间的宽度比上述空间的进深小。

Description

光收发机
技术领域
本发明涉及光收发机。
背景技术
光纤传输用的光收发机(光收发机模块)能够与近年来的宽带网络的普及一同实现高速化、小型、低成本化。高速化方面，当前，代替比特率为以往的10Gbit/s级的光收发机而开始使用比特率为100Gbit/s级的光收发机。关于小型方面，以太网(注册商标)系列的MSA(Multi Source Agreement多源协议)成为主导，从而壳体体积的缩小化从当前的CFP向CFP2、CFP4以及QSFP28(各MSA规格)发展(参照：http://www.cfp-msa.org/)。
在这些MSA规格中，100Gbit/s的串行数据作为四波分复用的光信号而在光纤传输。在光收发机的印刷电路基板的表面设置有四通道发送用的由数字调制信号用的传输线路构成的通道(传输路)、四通道接收用的由数字调制信号用的传输线路构成的通道(传输路)。在各个通道传输的电信号的比特率为25.78Gbit/s(更详细而言，在依据IEEE 802.3ba的方式的情况下为25.78125Gbit/s)，或为25.78Gbit/s与27.95Gbit/s(更详细而言，在依据ITU-T G.959.1的OTU4方式的情况下为27.95249339Gbit/s)双方。
另一方面，在搭载有光收发机的网络设备中，要求有将该设备产生的不需要的电磁波的强度抑制为法规所规定的限度值以下。例如，在美国，需要满足FCC Part 15Subpart B规格所规定的限度值53.9dB(μV/m)(Class B规格，距离3m，频率范围1GHz～40GHz的情况)以下。在大规模的网络设备中，将数台～数百台的光收发器搭载于全部的插口的情况较多。各个光收发器的驱动数字调制信号的IC(集成电路)产生与其动作比特率对应的开关噪声，由此从集成电路、传输线路等产生不需要的电磁波。不需要的电磁波的主要成分在与动作比特率对应的频率中产生。具体而言，在比特率为25.78Gbit/s的情况下，在频率25.78GHz中产生，在比特率为27.95Gbit/s的情况下，在频率27.95GHz中产生。减少这些不需要的电磁波向装置外部的放射的设计技术在网络设备以及光收发机双方中尤为重要。
光收发机的壳体(也称为外罩(housing)、外壳(shell)、机箱(chassis))的尺寸以及大致的形状由上述各MSA规定。壳体通常由通过压铸、金属板加工而成形的金属部件构成。因此，光收发器的壳体相对于电磁波的遮挡效果比较高。但是，实际上因壳体的遮挡效果也不满足上述的法规所要求的数值的情况也产生较多。为了对光收发机的壳体要求进一步高的遮挡效果，并使在壳体内部产生的不需要的电磁波向外部一点也不泄漏，而理想为尽量缩小壳体部件彼此的嵌合部的间隙以及在与光纤连接的光连接器、与网络设备连接的电连接器和壳体部件之间产生的间隙，具体而言相对于成为课题的频率中的在空气中波长，使各个间隙的长度全部小于1/4波长，或者使各个间隙的长度全部消失。然而，不受制造偏差影响地获得较高的遮挡效果较困难，在实现方面，由于伴随着制造成本的大幅度的上升，所以不现实。
另外，作为减少来自光收发机的不需要的电磁波的其他的方法，存在在壳体内部减少在壳体内部产生的不需要的电磁波的方法，以实现该方法为目的，例如，如下述专利文献等记载的那样，目前提出有多个构造。
具体而言，下述专利文献1(日本特开2009-164308号公报)、专利文献2(美国专利第7195404号说明书)、专利文献5(日本特开平04-248703号公报)、专利文献6(日本特许第4428962号公报)以及非专利文献1(Laird社HP的white paper“Theory and Applicationof RF/Microwave Absorbers”http://www.eccosorb.com/resource-white-papers.htm，文件名：“Absorbers_White_Paper.pdf”)涉及金属壳体的空腔共振。在成为课题的不需要的电磁波的频率与金属壳体的空腔共振的本征模式频率一致或者较近的情况下，存在导致来自光收发器的不需要的辐射增大的担忧。因此，在专利文献1中，通过使金属壳体内的本征模式频率错开的构造实现避免该问题。另外，在专利文献2、5、6以及非专利文献1中，在金属壳体内部的规定的场所配置利用了磁性体或者电阻体的电波吸收体，从而对磁场或者电场给予损失，进而实现空腔共振的电磁波的能量的衰减。
另外，专利文献3(美国专利第7917037号说明书)、专利文献4(日本特开2008-249856号公报)未言及空腔共振，未以减少空腔共振为目的，但公开了在光收发机的壳体内部的规定的位置配置电波吸收体。具体而言，对于专利文献3而言，将(依据)非导电性的电波吸收体配置于印刷电路基板的上下两处，在更接近EMI源(激振源)的位置载置电波吸收体，从而实现不需要的电磁波的衰减。此外，电波吸收体未固定于壳体。另外，专利文献4配置为使利用了磁性体的电波吸收体遮挡在两片印刷电路基板与上下壳体之间，从而实现来自基板的边缘的放射的衰减。另外，配置为使电波吸收体无间隙地粘贴于壳体内部的上表面与底面。此外，在两片印刷电路基板的中间区域未配置电波吸收体。
上述现有技术的大部分是相对于XFP之类的10Gbit/s级的光收发机或频率10GHz以下的空腔共振的减少技术。根据发明人的研究，关于100Gbit/s级的光收发机的不需要的电磁波的产生以及空腔共振的产生，使接下来的课题变得明确。
(1)若从金属壳体的内部空间尺寸求得，则在频率25.78GHz以及频率27.95GHz的附近存在多个本征模式。(2)在该本征模式中包含有在为10Gbit/s级的光收发机的情况下不存在的、在电场分布中沿高度方向产生波节与波腹的本征模式。(3)即使配置为将利用了磁性体的电波吸收体粘贴于壳体内部的上表面与底面，也能够观测空腔共振的产生，从而不需要的电磁波的抑制不充分。
(1)(2)例如是由以下情况引起的，即若将XFP与CFP4相比，则壳体的内部空间尺寸为相同程度的尺寸，与此相对不需要的电磁波的频率成为10GHz～25GHz，从而波长缩小0.4倍。另外，对于(3)而言，使用了磁性体的市场出售的电波吸收片在表示较高的相对导磁率与磁损(相对导磁率的虚数成分)的1GHz以下的频率中表示较大的衰减效果的情况较多。然而，公知有若超过1GHz，则相对导磁率伴随着频率的增加而急剧地降低(Snoek的极限)，从而示出了在频率25GHz以上无法获得相对于磁场的所希望的衰减特性。
并且，当前能够获得利用了磁性体的电波吸收体的构造均价格高昂，从而从使光收发机低成本化的观点来看也是课题。
另外，在上述现有技术中，分别存在接下来的问题点，从而不适于解决本课题(1)～(3)。
在专利文献1中，如(1)的课题所示的那样，在附近存在多个本征模式，因此使金属壳体内的本征模式频率错开，从而避免由空腔共振带来的影响较困难。
在专利文献2、3、4以及非专利文献1中，在金属壳体内部的规定的场所配置仅利用了磁性体的电波吸收体，但因(3)的课题，避免由空腔共振带来的影响较困难。
在专利文献2、5中，将仅利用了电阻体的电波吸收体配置于金属壳体内部的规定的场所，在专利文献6中，将利用了磁性体与电阻体双方的电波吸收体配置于金属壳体内部的规定的场所，但为不适于衰减(2)的课题的本征模式的配置，从而避免由空腔共振带来的影响较困难。
发明内容
鉴于上述课题，本发明的目的在于提供一种例如在作为电信号而使用了比特率为25Gbit/s以上的数字调制信号的光收发机中，能够减少金属壳体内部的空腔共振，并且实现低成本化的光收发机。
(1)本发明的光收发机为将规定的比特率的数字调制信号作为电信号使用的光收发机，其特征在于，具有：在内部具有用于存储部件的空间的壳体；以及配置于上述空间的上表面与下表面之间且导电率为1～1000S/m的电阻体，上述空间的高度为与上述规定的比特率对应的频率的电磁波在自由空间的波长以下，上述空间的至少一部分的高度比上述波长的一半大，上述空间的高度比上述空间的宽度小，上述空间的宽度比上述空间的进深小。
在上述(1)所记载的光收发机的基础上，(2)的特征在于，上述电阻体的至少一部分位于由上述壳体形成的上述空间的高度方向的中心。
在上述(1)或(2)所记载的光收发机的基础上，(3)的特征在于，上述比特率为25.78Gbit/s以上，上述空间的高度小于11.6mm。
在上述(1)～(3)中任一个所记载的光收发机的基础上，(4)的特征在于，上述比特率为25.78Gbit/s或者27.95Gbit/s，上述空间的高度的至少一部分大于5.8mm，上述空间的高度小于10.7mm。
在上述(1)～(4)中任一个所记载的光收发机的基础上，(5)的特征在于，上述电阻体在上述壳体的宽度方向具有宽幅。
在上述(1)～(5)中任一个所记载的光收发机的基础上，(6)的特征在于，上述电阻体的宽度为上述壳体的宽度的86％以上100％以下的值。
在上述(1)～(6)中任一个所记载的光收发机的基础上，(7)的特征在于，上述电阻体为非磁性体。
在上述(1)～(7)中任一个所记载的光收发机的基础上，(8)的特征在于，上述电阻体由在塑料使用了石墨或者碳黑作为填料的材质形成。
在上述(1)～(8)中任一个所记载的光收发机的基础上，(9)的特征在于，上述电阻体为支承上述部件的支承部件。
在上述(9)所记载的光收发机的基础上，(10)的特征在于，上述部件为光纤以及/或者光元件模块。
在上述(9)所记载的光收发机的基础上，(11)的特征在于，上述部件包含两个印刷电路基板，上述电阻体的在上述壳体的宽度方向具有宽幅的部分位于上述两个印刷电路基板之间。
附图说明
图1是表示第一实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图。
图2是搭载于第一实施方式的光收发机的基板支架的构造图。
图3是从第一实施方式的光收发机的侧面方向观察的剖视图。
图4是从第一实施方式的光收发机的后方观察的基板支架位置处的剖视图。
图5是以立方体近似了第一实施方式的光收发机的内部空间的图。
图6是对第一实施方式的空腔共振的本征模式进行说明的图。
图7是表示第一实施方式的本征模式的电场强度分布的图。
图8是表示第一实施方式的本征模式的电场强度分布的图。
图9是表示显示第一实施方式的效果的光收发机的不需要的电磁波强度的计算结果的图表。
图10是表示第二实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图。
图11是搭载于第二实施方式的光收发机的基板支架的构造图。
图12表示第三实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图。
图13是搭载于第三实施方式的光收发机的两个支架的构造图。
图14是从第三实施方式的光收发机的侧面方向观察的剖视图。
图15是从第三实施方式的光收发机的前方观察的两个支架位置处的剖视图。
图16是对第三实施方式的空腔共振的本征模式进行说明的图。
图17是表示第三实施方式的本征模式的电场强度分布的图。
图18是表示第三实施方式的本征模式的电场强度分布的图。
图19是表示显示第三实施方式的效果的光收发机的不需要的电磁波强度的变动宽度的计算结果的图表。
图20是表示显示第三实施方式的效果的光收发机的壳体屏蔽效果的计算结果的图表。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行说明。此外，针对附图，对相同或者同等的要素标注相同的附图标记，并省略重复的说明。
[第一实施方式]
使用图1～图8对本发明的第一实施方式进行说明。图1是表示本发明的第一实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图，图2是搭载于本发明的第一实施方式的光收发机的基板支架的构造图，图3是从本发明的第一实施方式的光收发机的侧面方向观察的剖视图，且示出了通过光收发机的中央部的位置处的剖面。图4是从本发明的第一实施方式的光收发机的背面方向观察的基板支架位置处的剖视图，且示出了图3的IV-IV线所示的位置处的剖面。图5是以立方体近似了本发明的第一实施方式的光收发机的内部空间的图，图6是对本发明的第一实施方式的空腔共振的本征模式进行说明的图，图7以及图8是表示本发明的第一实施方式的本征模式的电场强度分布的图，图9是表示显示本发明的第一实施方式的效果的光收发机的不需要的电磁波强度的计算结果的图表。
本实施方式的光收发机例如是依据CFP4MSA规格的光收发机。首先，使用图1～图4对本实施方式的光收发机1的一个例子进行说明。
在图1中，光收发器1的外侧主要由上部壳体100、下部壳体101、捆围件(bale)110等构成。以下，将图中x方向定义为前方，将其反向(-x方向)定义为后方，将z方向定义为上方，将其反向(-z方向)定义为下方。
光收发机1从后方插入网络设备(未图示)，并使光纤的连接器从前方插入而动作。在图1中，在由上部壳体100与下部壳体101构成的空腔空间内配置两片印刷电路基板102、103、基板支架120、以及TOSA(光发送局部装配件)108、ROSA(光接收局部装配件)109。在印刷电路基板102、103与TOSA108、ROSA109之间设置可挠性印刷电路基板112、113、114等，对25Gbit/s(或者28Gbit/s)的主信号布线、接地布线、电压供给布线、电流供给布线等进行连接。
在印刷电路基板102上搭载CDR(Clock Data Recovery时钟数据恢复)等主信号处理集成电路、芯片部件等(未图示)。在印刷电路基板102的后方设置插头连接器122，用于与网络设备的连接。在插头连接器122电连接印刷电路基板102与网络设备之间的发送侧4通道、接收侧4通道合计8通道的25Gbit/s(或者28Gbit/s)差动信号等。另外，插头连接器122从上部壳体100与下部壳体101的后方的插口开口部向外部露出，担负带电插拔的功能。在印刷电路基板103上搭载微控制器、进行TOSA108、ROSA109的控制的电路等(未图示)。
基板支架120具有对印刷电路基板102与印刷电路基板103进行保持的功能，通过基板支架120固定印刷电路基板103相对于印刷电路基板102的相对位置。基板支架120的宽度虽取决于由上部壳体100与下部壳体101构成的空间的尺寸，但例如形成19mm(W)。具体而言，基板支架120在多处，例如在图2所示的情况下在两处且在上部壳体100或者下部壳体101的宽度方向具有平面形状的宽幅。各个平面形状例如形成宽度19mm(W)、进深7mm的面。此外，该宽幅只要为与上部壳体100的上表面等大致平行地具有宽幅的结构，则也可以为其他的形状。基板支架120优选由导电率为1-1000S/m的范围的电阻体构成。并且，基板支架120更加优选由导电率为10-100S/m的范围的电阻体构成。例如，基板支架120由将碳黑使用为填料的尼龙树脂构成，其导电率为10S/m。另外，如上所述，对由电阻体形成基板支架120的情况进行了说明，但也可以与基板支架120单独地设置电阻体。具体而言，例如，在该情况下，也可以不由电阻体形成基板支架120，而与基板支架120单独地设置在上部壳体100或者下部壳体101的宽度方向具有平面形状的宽幅的电阻体。
在上部壳体100以及下部壳体101的材料中，例如使用锌、铝等金属。另外，上部壳体100以及下部壳体101也可以通过切削而成形，但通过压铸一体成形，从而能够以低成本制作。由上部壳体100与下部壳体101构成的内部空间的尺寸也取决于上部壳体100与下部壳体102的厚度，但例如形成宽度20.1mm(A)、高度7.4mm(B)、进深58.5mm(C)。
此处，在光收发机1中，在假定和25.78Gbit/s与27.95Gbit/s双方的方式(双模式)对应的情况下，应考虑的不需要的电磁波的频率为频率25.78GHz与频率27.95GHz。各个频率的在自由空间的波长λg为11.6mm与10.7mm。内部空间的高度7.4mm(B)形成比波长λg的1/2(5.8mm与5.35mm)大的值。另外，内部空间的高度7.4mm(B)形成未超过波长λg(11.6mm与10.7mm)的值。
如图3、图4的剖视图所示，基板支架120配置于壳体内部的空间的上表面与下表面之间。具体而言，例如，配置为基板支架120的在壳体的宽度方向具有宽幅的部分位于壳体内部的空间的上表面与下表面之间。此外，优选在该壳体的宽度方向具有宽幅的部分配置于通过壳体的高度的中心的位置。另外，如图4的剖视图所示，基板支架120的宽度延伸至接近壳体内部空间的宽度，形成相当于宽度的95％的大小。此外，针对内部空间的高度的中心在图3以及图4中利用点划线表示。另外，图3以及图4分别表示x方向的剖视图以及x方向的剖视图的一个例子。
接下来，使用图5～图9对本实施方式的作用以及效果进行说明。在光收发机1中，被由金属构成的上部壳体200与下部壳体301包围的内部空间在将插头连接器122部分的开口部视为充分小的情况下，例如，如图5所示，能够视为被导体壁包围的空腔。此处，为了对本实施方式的机理进行说明，而以立方体近似内部空间的空腔。在被导体壁包围的立方体的空腔产生的本征模式被良好地公知，从而各本征模式的频率fr以接下来的式记述。
式(1)
其中，A为立方体的宽度(y方向的长度)，B为立方体的高度(z方向的长度)，C为立方体的进深(x方向的长度)，c为真空中的光速，m、n、s分别为整数。此处A、B、C根据在导波管中经常被使用的定义，成为B<A<C的关系。当在相对于各个本征模式使其激发的位置配置有具有fr附近的频率的激发源的情况下，在壳体内部产生空腔共振。另外，在依据CFP4MSA的光收发机的情况下，外形尺寸由MSA规定，从而内部的空间的大小成为从外部尺寸减去壳体的厚度的值。具体而言，例如，内部空间的尺寸成为20.1mmx7.4mmx58.5mm。
在立方体的空腔的高度方向产生驻波的条件能够从式(1)求得。n＝1，即在电场强度分布中，在高度中央部产生波腹(anti-node)，且在上下端产生波节(node)在将电磁波的自由空间的波长设为λg(＝c/f)的情况下，需要至少B比λg/2大。并且，n＝2，即在电场强度分布中，在高度中央部以及上下端产生波节(node)，且在高度1/4xB、3/4xB产生波腹(anti-node)需要至少B比λg大。
频率25.78GHz与频率27.95GHz的在自由空间的波长λg为11.6mm与10.7mm。在CFP4的情况下，内部空间的高度B为7.4mm，因此能够导出产生n＝1的本征模式，不产生n＝2(以上)的本征模式。另外，如后所述，在CFP2的情况下，内部空间的高度B也为10.4mm，因此相同地能够导出产生n＝1的本征模式，不产生n＝2(以上)的本征模式。
为了使n＝1的本征模式高效地衰减，内部空间的高度中央部，即在电场强度分布中，在成为波腹的部分配置在壳体的宽度方向具有宽幅的电阻体，从而只要将其表面电阻调整为难以产生电磁波的反射的值即可。对于n＝0的本征模式而言，在高度方向的任意的位置均产生相同的电场分布，因此能够以上述电阻体的配置来使本征模式衰减。另外，不产生n＝2的本征模式，因此上述电阻体的配置能够覆盖全部的本征模式。
图6、图7、图8是通过三维电磁场解析方法计算在上述的立方体的空腔产生的本征模式的结果。如图6的表所示，在频率25.78GHz与频率27.95GHz的附近存在多个本征模式。各本征模式的频率与式(1)良好地一致，从而如上述的预测那样，产生n＝1的模式，但不产生n＝2的模式。另外，n、m、s任一个成为0的模式仅产生TE模式(transverse electric mode横电波模)，但在n、m、s均不成为0的模式中，TE模式与TM模式(transverse magnetic mode横磁模式)两个退化。
图7、图8表示本征模式的电场强度分布的一个例子。图7是在频率25.43GHz产生的(0、1、6)TE模式的(a)导体壁面中的电场强度分布与(b)高度中央部的面的电场强度分布。电场强度的大小以浓淡表示，越浓越大，越淡越小。明确在中央部的面产生电场强度成为较大的波腹的部分，为了使该本征模式高效地衰减，只要将在水平具有宽幅且宽度较宽的电阻体配置于高度中央部即可。另一方面，也明确在上下表面不产生电场，因此例如即使在上下表面(即壳体内部的上表面与底面)配置电阻体也无法相对于该本征模式获得衰减效果。
图8是在频率25.67GHz产生的(2、1、2)TM模式的(a)导体壁面中的电场强度分布与(b)高度中央部的面的电场强度分布。明确在中央部的面产生电场强度成为较大的波腹的部分，为了使该本征模式高效地衰减，只要将在水平具有宽幅且宽度较宽的电阻体配置于高度中央部即可。另一方面，也明确在上下表面不产生电场，因此即使在上下表面(即壳体内部的上表面与底面)配置电阻体也无法相对于该本征模式获得衰减效果。
如上，根据我方的研究，在壳体的内部空间的上表面与下表面之间配置电阻体，将其电阻体的形状构成为在壳体的宽度方向具有宽幅，从而发现了能够使在光收发机的壳体内部欲产生的25GHz以及28GHz附近的全部的本征模式衰减。
此外，在实际的光收发器中，被上部壳体与下部壳体包围的内部空间的形状不限定于立方体，另外，也配置有TOSA、ROSA之类的由金属构成的部件，因此共振现象变得比此时进一步复杂，但上述的机理相同地发挥功能。
图9是通过三维电磁场解析方法计算图1所示的光收发机的构造的不需要的电磁波强度的结果的图表。频率范围形成25.78GHz～28.25GHz，作为一个指针求得该范围中的频率依存性。利用◆标记表示使用了本实施方式的基板支架120的情况下的结果。此处，基板支架120具有导电率10S/m。为了比较，而利用○表示在相同构造中仅削除基板支架120的情况下的结果。在不存在基板支架120的情况下，在壳体内部观测到多个较强的共振模式，不需要的电磁波强度与频率的变化一同较大地变动。另外，其变动宽度超过了10dB。与此相对，在应用基板支架120的情况下，能够抑制壳体内部的共振，从而由频率变化带来的不需要的电磁波强度的变动宽度缩小3dB以下，进而能够减少频率的变动。另外，不需要的电磁波强度通过应用基板支架120而减少了12dB以上。
如上所述，在本实施方式中，基板支架120在多处(两处)且在上述壳体的宽度方向具有宽幅。如上，在印刷电路基板102的前方端附近与后方端附加的两处且在上述壳体的宽度方向具有宽幅，在壳体的内部空间的上表面与下表面之间配置电阻体，从而具有减少来自前方即在与光纤连接的光连接器和壳体部件之间产生的间隙的不需要的电磁波放射与来自后方即在与网络设备连接的电连接器和壳体部件之间产生的间隙的不需要的电磁波放射双方的效果。
另外，根据本实施方式，在作为电调制信号而和比特率为25.78Gbit/s与27.95Gbit/s双方的方式对应的100Gbit/s级的双模式光收发机中，能够实现能够减少金属壳体内部的空腔共振的光收发机。并且，能够实现兼得不需要的电磁波的减少与低成本化的光收发机。
此外，本发明不限定于上述实施方式，也可以利用与在上述实施方式中表示的结构实际上相同的结构、能够起到相同的作用效果的结构或者实现相同的目的的结构进行置换。
例如，如上所述，由尼龙树脂构成基板支架120，但不限定于此，例如也可以为聚苯乙烯(PS)树脂、聚苯硫醚(PPS)树脂。另外，在构成基板支架120的树脂使用碳黑作为填料，但不限定于此。具体而言，只要能够以低成本实现导电率为1-1000S/m的范围即可，例如，也可以为石墨、碳纳米管(CNT)、碳纳米线圈等。
另外，如上所述，将基板支架120的宽度形成相当于壳体内部空间的宽度A的95％的大小，但宽度W的值不限定于此。若对照图6所示的本征模式，则存在在内部空间的宽度方向产生最大m＝3的模式的可能性。若鉴于此，则为了覆盖m＝3的模式的电场强度的三个峰值(波腹)，而需要内部空间的宽度A的2/3以上的宽度。当然宽度W的值优选更接近壳体内部空间的宽度A，但也可以在宽度A的2/3～1(即67％～100％)的范围内进行选择。此外，上述图1～图9所示的结构等为一个例子，本实施方式不限定于此。
[第二实施方式]
接下来，对本发明的第二实施方式进行说明。在本实施方式中，主要基板支架的形状与上述第一实施方式不同。此外，以下，对与第一实施方式相同的点省略说明。
图10是表示本发明的第二实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图，图11是搭载于本发明的第二实施方式的光收发机的基板支架的构造图。
如图10以及图11所示，基板支架121在单独的位置且在壳体的宽度方向具有宽幅。该宽幅部分呈平面形状，例如，形成宽度19mm(W)、进深24mm的平面形状。另外，基板支架121优选由导电率为1-1000S/m的范围的电阻体构成。并且，更加优选由导电率为10-100S/m的范围的电阻体构成。具体而言，例如，基板支架121由将碳黑使用为填料的尼龙树脂构成，其导电率为10S/m。此外，图10以及图11所示的电阻体(基板支架121)的宽幅部分的形状为一个例子，也可以为其他的形状。例如，在图10以及图11中，示出了电阻体由一个平面形状构成的情况，但也可以构成为具有邻接的多个平面形状。另外，如上所述，对由电阻体形成基板支架121的情况进行了说明，但也可以与基板支架121单独地设置电阻体。具体而言，例如，在该情况下，也可以不由电阻体形成基板支架121，而与基板支架121单独地设置在上部壳体100或者下部壳体101的宽度方向具有平面形状的宽幅的电阻体。
通过本实施方式，也能够获得与第一实施方式相同的效果。具体而言，例如，在作为电调制信号而和比特率为25.78Gbit/s与27.95Gbit/s双方的方式对应的100Gbit/s级的双模式光收发机中，能够提出能够减少金属壳体内部的空腔共振的光收发机的构造。并且，能够实现兼得不需要的电磁波的减少与低成本化的光收发机。
此外，本发明不限定于上述第二实施方式，也可以利用与在上述实施方式中表示的结构实际上相同的结构、能够起到相同的作用效果的结构或者实现相同的目的的结构进行置换。
[第三实施方式]
接下来，对本发明的第三实施方式进行说明。此外，以下，对实施方式与第一实施方式或者第二实施方式相同的点省略说明。
使用图12～图20对本发明的第三实施方式进行说明。图12是表示第三实施方式的光收发机的内部构造的上下方向的分解立体图，图13是搭载于第三实施方式的光收发机的两个支架的构造图，图14是从第三实施方式的光收发机的侧面方向观察的剖视图，且示出了通过图12的XIV-XIV线的位置处的剖面。图15是从本第三实施方式的光收发机的前方方向观察的两个支架位置处的剖视图，上部分示出了通过图14的XV-XV线的位置处的剖面，下部分示出了通过XVI-XVI线的位置处的剖面。图16是对空腔共振的本征模式进行说明的图，图17、图18是表示本征模式的电场强度分布的图，图19是表示显示第三实施方式的效果的光收发机的不需要的电磁波强度的变动宽度的计算结果的图表，图20是表示显示第三实施方式的效果的光收发机的壳体屏蔽效果的计算结果的图表。
第三实施方式的光收发机例如是依据CFP2MSA规格的光收发机2。首先，使用图12～图15对本实施方式的光收发机2的结构进行说明。
在图12中，光收发器2的外侧主要由上部壳体200、下部壳体201以及捆围件210等构成。以下，将图中x方向定义为前方，将其反向(-x方向)定义为后方，将z方向定义为上方，将其反向(-z方向)定义为下方。
光收发机2从后方插入网络设备(未图示)，使光纤的连接器从前方插入而动作。在图12中，在由上部壳体200与下部壳体201构成的空腔空间内配置两片印刷电路基板202、203、光纤支架220、光学多路转换器(Optical Multiplexer)223、插座光纤连接器224、以及四个TOSA(光发送局部装配件)208、ROSA(光接收局部装配件)209、OSA支架221。在印刷电路基板202与TOSA208、ROSA209之间设置可挠性印刷电路基板212等，对25Gbit/s(或者28Gbit/s)的主信号布线、接地布线、电压供给布线、电流供给布线等进行连接。
在印刷电路基板202上搭载CDR(Clock Data Recovery)等主信号处理集成电路、芯片部件等(未图示)。在印刷电路基板202的后方设置插头连接器222，用于与网络设备的连接。在插头连接器222电连接印刷电路基板202与网络设备之间的发送侧4通道、接收侧4通道合计8通道的25Gbit/s(或者28Gbit/s)差动信号等。另外，插头连接器222从上部壳体200与下部壳体201的后方的插口开口部向外部露出，担负带电插拔的功能。
光纤支架220具有将从四个TOSA208向光学多路转换器223延伸的四条光纤、从光学多路转换器223与ROSA209向插座光纤连接器224延伸的各一条光纤的剩余长度部分的光纤部分保持为捆束的功能。光纤支架220的宽度取决于由上部壳体200与下部壳体201构成的空间的尺寸，但例如形成34.6mm(W1)。
如图13所示，光纤支架220在上部壳体200或者下部壳体201的宽度方向具有宽幅。另外，光纤支架220优选由导电率为1-1000S/m的范围的电阻体构成。并且，更加优选由导电率为10-100S/m的范围的电阻体构成。具体而言，例如，光纤支架220由将碳黑使用为填料的尼龙树脂构成，其导电率为10S/m。
OSA支架221具有对四个TOSA208以及一个ROSA209进行保持的功能。通过OSA支架221固定四个TOSA208以及一个ROSA209相对于印刷电路基板202的相对位置。OSA支架221的宽度取决于由上部壳体200与下部壳体201构成的空间的尺寸，但例如形成38.5mm(W2)。
如图12所示，OSA支架221在上部壳体200或者下部壳体201的宽度方向具有宽幅。OSA支架221优选由导电率为1-1000S/m的范围的电阻体构成。并且，OSA支架221更加优选由导电率为10-100S/m的范围的电阻体构成。具体而言，例如，OSA支架221由将碳黑使用为填料的尼龙树脂构成，其导电率为10S/m。
在上部壳体200以及下部壳体201的材料中，例如使用锌、铝等金属。另外，上部壳体200以及下部壳体201也可以通过切削而成形，但通过压铸一体成形，从而能够以低成本制作。由上部壳体200与下部壳体201构成的内部空间的尺寸也取决于上部壳体200与下部壳体201的厚度，但例如形成宽度40.0mm(A)、高度10.4mm(B)、进深85.4mm(C)。
此处，在光收发机2中，在假定和25.78Gbit/s与27.95Gbit/s双方的方式(双模式)对应的情况下，应考虑的不需要的电磁波的频率为频率25.78GHz与频率27.95GHz。各个频率的在自由空间的波长λg为11.6mm与10.7mm。内部空间的高度10.4mm(B)形成比波长λg的1/2(5.8mm与5.35mm)大的值。另外，内部空间的高度10.4mm(B)形成未超过波长λg(11.6mm与10.7mm)的值。
如图12、图14、图15所示，光纤支架220以及OSA支架221配置于壳体的内部空间的上表面与下表面之间。具体而言，例如，该内部空间的高度的中心(在图14以及图15中利用点划线记载)构成为通过光纤支架220以及OSA支架221的至少一部分。另外，如图15的剖视图所示，光纤支架220的宽度W1以接近壳体内部空间的宽度A的方式延伸，具体而言，在图15中，例如，形成相当于宽度A的86.5％的大小。另外，OSA支架221的宽度W2延伸至接近壳体内部空间的宽度A，在图15中，例如，形成相当于宽度A的96％的大小。此外，图14、图15分别表示图12的y方向的剖视图的一个例子，且表示与x方向相反方向的剖视图的一个例子。
接下来，使用图16～图20对本实施方式的光收发机2的作用以及效果进行说明。例如，在依据CFP2MSA的光收发机2的情况下，外形尺寸由MSA规定，内部的空间的大小成为从外部尺寸减去壳体的厚度的值。具体而言，例如内部空间的尺寸成为40mmx10.4mmx85.4mm。
此处，在立方体的空腔的高度方向产生驻波的条件与第一实施方式相同地能够从式(1)求得。n＝1，即在电场强度分布中，在高度中央部产生波腹(anti-node)，且在上下端产生波节(node)在将电磁波的自由空间的波长设为λg(＝c/f)的情况下，需要至少B比λg/2大。并且，n＝2，即在电场强度分布中，在高度中央部以及上下端产生波节(node)，且在高度1/4xB、3/4xB产生波腹(anti-node)需要至少B比λg大。
频率25.78GHz与频率27.95GHz中的自由空间的波长λg为11.6mm与10.7mm。而且，在CFP2的情况下，内部空间的高度B为10.4mm，因此能够导出产生n＝1的本征模式，不产生n＝2(以上)的本征模式。
为了使n＝1的本征模式高效地衰减，内部空间的高度的中央部，即在电场强度分布中，在成为波腹的部分配置在水平具有宽幅的电阻体，从而只要将其表面电阻调整为难以产生电磁波的反射的值即可。n＝0的本征模式在高度方向的任意的位置均产生相同的电场分布，因此能够以上述电阻体的配置来使本征模式衰减。另外，不产生n＝2的本征模式，因此上述电阻体的配置能够覆盖全部的本征模式。
图16、图17、图18是通过三维电磁场解析方法计算在上述的立方体的空腔产生的本征模式的结果。如图16的表所示，在频率25.78GHz与频率27.95GHz的附近存在非常多的本征模式。各本征模式的频率与式(1)良好地一致，从而如上述的预测那样，产生n＝1的模式，但不产生n＝2的模式。另外，n、m、s任一个成为0的模式仅产生TE模式(transverseelectric mode)，但在n、m、s均不成为0的模式中，TE模式与TM模式(transverse magneticmode)两个退化。
图17、图18表示本征模式的电场强度分布的一个例子。图17是在频率25.52GHz产生的(0、1、12)TE模式的(a)导体壁面中的电场强度分布与(b)高度中央部的面的电场强度分布。电场强度的大小以浓淡表示，越浓越大，越淡越小。明确在中央部的面产生电场强度成为较大的波腹的部分，为了使该本征模式高效地衰减，只要将在水平具有宽幅，且宽度较宽的电阻体配置于高度的大致中央即可。
另一方面，也明确在上下表面不产生电场，因此即使在上下表面(即壳体内部的上表面与底面)配置电阻体也无法相对于该本征模式获得衰减效果。
图18是在频率25.80GHz产生的(1、1、12)TM模式的(a)导体壁面中的电场强度分布与(b)高度中央部的面的电场强度分布。明确在中央部的面产生电场强度成为较大的波腹的部分，为了使该本征模式高效地衰减，只要将在水平具有宽幅，且宽度较宽的电阻体配置于高度中央部即可。另一方面，也明确在上下表面不产生电场，因此即使在上下表面(即壳体内部的上表面与下表面)配置电阻体也无法相对于该本征模式获得衰减效果。
如上，根据发明人的研究，在壳体的内部空间的上表面与下表面之间配置电阻体，将其电阻体的形状构成为在壳体的宽度方向具有宽幅，从而发现了能够使在光收发机的壳体内部欲产生的25GHz以及28GHz附近的全部的本征模式衰减。
在实际的光收发器2中，被上部壳体与下部壳体包围的内部空间的形状不限定于立方体，另外，也配置有TOSA、ROSA之类的由金属构成的部件，因此共振现象变得比此时进一步复杂，但上述的机理相同地发挥功能。
图19、图20是通过三维电磁场解析方法并基于图12所示的光收发机的构造的不需要的电磁波强度的计算结果，表示频率25.78GHz～28.25GHz的范围的变动宽度(图19)与考虑了其变动宽度的被期待的壳体屏蔽量(图20)的图。此处，各个图的横轴为作为电阻体的光纤支架220以及OSA支架221的导电率，以该值为参数在0.01S/m～10000S/m的范围内进行了研究。为了比较，利用图中虚线示出了在相同构造中将光纤支架220与OSA支架221设为通常的塑料(导电率0)的情况下(比较例)的结果。在比较例中，能够在壳体内部观测到多个较强的共振模式，不需要的电磁波强度与频率的变化一同较大地变动。其变动宽度超过了16dB。与此相对，在将光纤支架220与OSA支架221设为电阻体的情况下，能够抑制壳体内部的共振，从而能够减少由频率变化带来的不需要的电磁波强度的变动宽度。
具体而言，如图19所示，将电阻体的导电率形成1-1000S/m的范围，从而能够使变动宽度减少5dB-8dB，特别是，在10S/m的情况下，能够获得将变动宽度抑制至8dB的效果。并且，如图19所示，将电阻体的导电率形成1-1000S/m的范围，从而能够获得能够将壳体屏蔽效果改善16dB-30dB的效果。此外，如根据图19、图20明确的那样，电阻体的导电率更加优选形成10-100S/m。
另外，在壳体内部的前方端附近与印刷电路基板202的前方端附加两处具有壳体的宽度方向的宽幅，在壳体的内部空间的上表面与下表面之间配置电阻体(光纤支架220与OSA支架221)，从而具有更加有效地减少来自前方即在与光纤连接的光连接器和壳体部件之间产生的间隙的不需要的电磁波放射的效果。
根据本实施方式，例如，在作为电调制信号而和比特率为25.78Gbit/s与27.95Gbit/s双方的方式对应的100Gbit/s级的双模式光收发机中，能够提出能够减少金属壳体内部的空腔共振的光收发机的构造。并且，能够实现兼得不需要的电磁波的减少与低成本化的光收发机。
本发明不限定于上述第一实施方式～第三实施方式，也可以利用与在上述第一实施方式～第三实施方式中表示的结构实际上相同的结构、能够起到相同的作用效果的结构或者实现相同的目的的结构进行置换。
例如，在上述第三实施方式中，将光纤支架220的宽度W1形成相当于壳体内部空间的宽度A的86.5％的大小，另外，将OSA支架221的宽度W2形成相当于壳体内部空间的宽度A的96％的大小，但宽度W1、W2的值不限定于此。若对照图15所示的本征模式，则存在在内部空间的宽度方向产生最大m＝7的模式的可能性。若鉴于此，则为了覆盖m＝7的模式的电场强度的七个峰值(波腹)，而需要内部空间的宽度A的6/7以上的宽度。当然宽度W1、W2的值优选更接近A，但也可以在宽度A的6/7～1(即86％～100％)的范围内进行选择。
在上述第三实施方式中，虽将光收发机2形成依据CFP2MSA规格的光收发机，换句话说四波分复用的光收发机，但也可以为称为CFP2-ACO(Analog Coherent Optics模拟相干光学)的长距离用途的相干光收发机。在该情况下，收发机的外形尺寸相同，但内部搭载部件的种类以及成为课题的频率不同。在CFP2-ACO中，作为光信号的调制使用多值调制，例如DP-QPSK(Dual Polarization-Quadrature Phase Shift Keying)，以1波长收发128Gbit/s(更详细而言为127.156GHz)的光信号。在插头连接器122、印刷电路基板202与网络设备之间流经符号率31.789Gbaud的发送侧4通道、接收侧4通道合计8通道的差动电调制信号。应考虑的不需要的电磁波的频率成为31.789GHz。该频率中的自由空间的波长λg为9.44mm。因此，在CFP2-ACO的情况下，以内部空间的高度B不成为10.4mm，而成为9.44mm以下的方式变更。
另外，在上述第三实施方式中，对作为电阻体而使用光纤支架220以及OSA支架221的情况进行了说明，但也可以将光纤支架220以及OSA支架221形成为一体，另外，也可以构成为与光纤支架220以及OSA支架221单独地设置电阻体，即配置于壳体的内部的空间的上表面与下表面。具体而言，例如，在该情况下，也可以不由电阻体形成光纤支架220以及OSA支架221，而与光纤支架220以及OSA支架221单独地设置在上部壳体200或者下部壳体201的宽度方向具有平面形状的宽幅的电阻体。另外，作为电阻体的材料，例如，也可以在聚碳酸酯、尼龙6、多芳基化合物或者聚碳酸酯使用碳黑或者石墨作为填料。另外，电阻体例如也可以为聚苯乙烯(PS)树脂、聚苯硫醚(PPS)树脂。另外，如上所述，主要在构成电阻体的树脂使用碳黑作为填料，但不限定于此。具体而言，只要能够以低成本实现导电率为1-1000S/m的范围即可，例如，也可以为石墨、碳纳米管(CNT)、碳纳米线圈等。
并且，在上述第一实施方式～第三实施方式中，对不仅用于使电阻体的电场强度衰减，也具备作为基板、光纤以及OSA的支架的功能的例子进行了说明，但也可以仅用于电场强度的衰减而配置适当的板状等电阻体。但是，为了实现低成本化，优选使用具备某些功能的电阻体。

Claims (11)

1.一种光收发机，其将规定的比特率的数字调制信号作为电信号使用，其特征在于，具有：
在内部具有用于储存部件的空间的壳体；以及
配置于所述空间的上表面与下表面之间且导电率为1～1000S/m的电阻体，
所述空间的高度为与所述规定的比特率对应的频率的电磁波在自由空间的波长以下，
所述空间的至少一部分的高度比所述波长的一半大，
所述空间的高度比所述空间的宽度小，
所述空间的宽度比所述空间的进深小。
2.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体的至少一部分位于由所述壳体形成的所述空间的高度方向的中心。
3.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述比特率为25.78Gbit/s以上，
所述空间的高度小于11.6mm。
4.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述比特率为25.78Gbit/s或者27.95Gbit/s，
所述空间的高度的至少一部分大于5.8mm，
所述空间的高度小于10.7mm。
5.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体在所述壳体的宽度方向具有宽幅。
6.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体的宽度为所述壳体的宽度的86％以上100％以下的值。
7.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体为非磁性体。
8.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体由在塑料使用石墨或者碳黑作为填料的材质形成。
9.根据权利要求1所述的光收发机，其特征在于，
所述电阻体为支承所述部件的支承部件。
10.根据权利要求9所述的光收发机，其特征在于，
所述部件为光纤以及/或者光元件模块。
11.根据权利要求9所述的光收发机，其特征在于，
所述部件包含两个印刷电路基板，
所述电阻体的在所述壳体的宽度方向具有宽幅的部分位于所述两个印刷电路基板之间。
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