CN101854194A - 通信装置和高频耦合器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了通信装置和高频耦合器。通信装置包括通信电路单元、传输路径、地线、耦合电极和共振单元。共振单元包括第一共振单元和第二共振单元，第一共振单元连接到传输路径，第二共振单元具有连接到第一共振单元的一端和短路连接到地线的另一端，第二共振单元具有与耦合电极连接的端子。由将存储在耦合电极中的电荷的中心和存储在地线中的镜像电荷的中心连接的线段形成微偶极子。高频信号被传输到远端侧，所述远端侧被布置为以相对于偶极子的方向形成的角度θ为约0度的状态面对通信装置。

Description

通信装置和高频耦合器

技术领域

本发明涉及使用高频宽波带通过弱UWB通信技术用于近距离大容量数据传输的通信装置和高频耦合器，更具体而言，本发明涉及低高度的通信装置和高频耦合器。

背景技术

非接触式通信已经可被广泛地用作用于验证信息、电子货币、和其他有价信息的媒介。符合ISO/IEC 14443的IC卡标准的示例包括Type A、Type B、和FeliCa

。此外，由索尼公司和Koninklijke Philips ElectronicsN.V.研发的近场通信(NFC)是对可与Type A、Type B、和FeliCa

每一种的IC卡进行通信(读取器/写入器)的NFC通信装置的规格进行定义的RFID标准。在NFC中，使用13.56MHz的波带，可以通过电磁感应执行近距离型(0cm以上但10cm以下)的非接触式双向通信。

近年来，适于内置的紧凑尺寸的读取器/写入器模组已经得到了研发和制造，并且可以被实施用在各种装置中，例如销售信息管理系统(POS)终端、自动贩卖机、以及个人电脑。例如，提出了一种笔记本型的信息处理装置，其中读取器/写入器模组内置在主体的键盘的掌托部分，并且从附近的非接触式IC标签读取信息(例如，参见日本未经审查的专利申请No.2003-87263)。

非接触式通信系统的进一步应用的示例是大容量数据传输，例如动态影像和音乐。例如，可以假定当从自动贩卖机将收费内容下载到便携式终端时或当经由连接到互联网的个人电脑从收费站点将内容下载到便携式终端时，利用非接触式通信。在此情况下，优选地，将便携式终端保持在读取表面上方的单次利用操作就足够了，并且在感觉到与过去的验证和结账相似的访问时间的情况下，操作完成。因此，期望较高的通信速率。

但是，在作为非接触式通信的典型示例的NFC通信中的通信速率约为106kbps至424kbps，这对于个人验证或结账处理而言足够，但与其他的通用无线通信(例如WiFi和蓝牙)相比极慢。此外，在例如NFC通信之类的过去的技术中，由于物理限制(例如载波频率)，可实现的最高通信速率为最佳848kbps。因此，难以期待未来在速率方面的飞跃式的提高。

相反，可应用于高速通信的近距离无线传输技术的示例是使用弱超宽波带(UWB)信号的TransferJet(例如，见日本未经审查的专利申请No.2008-99236和www.transferjet.org/en/index.html(基于2009年3月23日的内容))。

上述近距离无线传输技术(TranserJet)是基本上通过使用电场耦合作用来传输信号的技术，并且用于该技术的通信装置包括对高频信号进行处理的通信电路单元、被布置为在预定高度处与地线分离的耦合电极、以及有效地将高频信号供应到耦合电极的共振单元。对于上述非接触式IC标签，当在所利用的信息装置上实现该通信装置时，一个重要的技术问题是降低弱UWB通信装置的高度。

发明内容

期望提供一种优秀的较低高度的通信装置和高频耦合器，其能够使用高频宽波带通过弱UWB传输技术来适当地执行近距离的大容量数据传输。

根据本发明的实施例，通信装置包括：通信电路单元，其对高频信号进行处理，所述高频信号对数据进行传输；用于所述高频信号的传输路径，所述传输路径连接到所述通信电路单元；地线；耦合电极，其由两个端子支撑以面对所述地线，并分开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；以及共振单元，其使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大。所述共振单元包括第一共振单元和第二共振单元，所述第一共振单元连接到所述传输路径，所述第二共振单元具有连接到所述第一共振单元的一端和短路连接到所述地线的另一端，所述第二共振单元与所述耦合电极的所述端子连接。由将存储在所述耦合电极中的电荷的中心和存储在所述地线中的镜像电荷的中心连接的线段形成微偶极子，并且所述高频信号被传输到远端侧，所述远端侧被布置为以相对于所述偶极子的方向形成的角度θ为约0度的状态面对所述通信装置。

具体而言，在本发明的另一个实施例中的所述高频信号是使用超宽波带的UWB信号。

此外，根据本发明的另一个实施例，根据先前描述的实施例的通信装置的所述地线是形成在电介质板的一个表面上的导体图案，并且所述第一共振单元和所述第二共振单元分别是由形成在所述电介质板的另一个表面上的导体图案形成的截线。

此外，根据本发明的另一个实施例，根据先前描述的实施例的通信装置的所述第二共振单元在位于预定位置的切开部分处被划分，并由第一截线和第二截线形成，所述第一截线具有连接到所述第一共振单元的一端，所述第二截线具有短路连接到所述地线的末端。并且，所述耦合电极的所述端子中的一个连接到所述第一截线，并且所述端子中的另一个连接到所述第二截线。

根据本发明的另一个实施例，根据先前描述的实施例的通信装置的所述第一截线和所述第二截线具有大约相同的相位长度。更具体而言，根据本发明的实施例，包括所述第一截线、所述耦合电极和所述第二截线的所述第二共振单元作为整体具有约1/2波长的相位长度。此外，所述第一截线和所述第二截线两者均具有约1/8波长的相位长度，并且利用所述两个端子连接到所述第一截线和第二截线的所述耦合电极具有约1/4波长的相位长度。

根据本发明的另一个实施例，根据先前描述的实施例的通信装置的所述第一共振单元是具有约1/2波长的相位长度的截线，并在未连接到所述传输路径的另一端处短路连接到所述地线。并且，所述第二共振单元具有与所述第一共振单元的大致中心位置连接的一端。

根据本发明的另一个实施例，高频耦合器包括：用于高频信号的传输路径；地线；耦合电极，其由两个端子支撑以面对所述地线，并分开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；以及共振单元，其使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大。所述共振单元包括第一共振单元和第二共振单元，所述第一共振单元连接到所述传输路径，所述第二共振单元具有连接到所述第一共振单元的一端和短路连接到所述地线的另一端，所述第二共振单元与所述耦合电极的所述端子连接。由将存储在所述耦合电极中的电荷的中心和存储在所述地线中的镜像电荷的中心连接的线段形成微偶极子，并且所述高频信号被传输到远端侧高频耦合器，所述远端侧高频耦合器被布置为以相对于所述偶极子的方向形成的角度θ为约0度的状态面对所述高频耦合器。

根据本发明的实施例，可以提供具有较低高度的优良的通信装置和高频耦合器，其能够通过使用高频宽波带的弱UWB通信技术来适当地执行近距离大容量数据传输。

根据本发明的实施例，可以获得具有足够机械强度的便宜的高频耦合器，并且即使当高度降低时其电特性也难以劣化。即，根据本发明的实施例，可以获得能够满足批量生产、小尺寸、低高度和优良电特性的全部要求的高频耦合器。

根据本发明的实施例，耦合电极由两个端子支撑。因此，高频耦合器可以保持足够的机械强度。此外，通过由截线(或集中常数电路)形成的第一共振单元产生驻波，来允许将更强的高频信号馈送到第二共振单元。因此，可以抑制由于低高度引起的电特性的劣化。

根据本发明的实施例，共振截线被切开，并且支撑耦合电极的前后两个端子以隔着所述切开部分的状态连接到所述共振截线。因此，可以抑制不流经耦合电极而经过共振截线的电流，并可以抑制由于低高度导致的电特性的劣化。

根据本发明的实施例，因为第一截线和第二截线具有近似相同的相位长度，所以电压幅值在耦合电极的位置处最大。因此，高频耦合器可以获得更强的耦合作用，并且可以抑制由于低高度引起的电特性的劣化。

根据本发明的实施例，第一截线和第二截线两者均具有约1/8波长的相位长度，并且耦合电极具有约1/4波长的相位长度。因此，高频耦合器可以获得更强的耦合作用，并且可以抑制由于低高度引起的电特性的劣化。

根据本发明的实施例，驻波的电压幅值在形成第一共振单元的截线的中心附近最大。利用与该位置连接的第二共振单元，可以有效地将高频信号馈送到第二共振单元。因此，高频耦合器可以获得更强的耦合作用，并且可以抑制由于低高度引起的电特性的劣化。

通过基于以下所述的本发明的实施例和附图进行的更详细说明，本发明的其他特征和优点将变得清楚。

附图说明

图1示意性地图示了弱UWB通信技术的近距离高速无线通信系统的结构；

图2图示了布置在发送器和接收器的每一者中的高频耦合器的基本结构；

图3图示了如图2所示的高频耦合器的实施的示例；

图4图示了由微偶极子引起的电磁场；

图5图示了映射在耦合电极上的如图4所示的电磁场；

图6图示了容量装载型天线的结构的示例；

图7图示了将分布常数电路用作阻抗匹配电路和共振单元的高频耦合器的结构的示例；

图8图示了其中在截线上产生驻波的状态；

图9A图示了通过片金属加工制造高频耦合器的耦合电极的一部分的方法的示例(在压印之后)；

图9B图示了通过片金属加工制造高频耦合器的耦合电极的一部分的方法的示例(在弯折之后)；

图9C图示了通过片金属加工制造的耦合电极的示例(侧视图和立体图)；

图10A图示了通过片金属加工制造高频耦合器的耦合电极的一部分的方法的示例(在压印之后)；

图10B图示了通过片金属加工制造高频耦合器的耦合电极的一部分的方法的示例(在弯折之后)；

图10C图示了通过片金属加工制造的耦合电极的示例(侧视图和立体图)；

图11图示了高频耦合器的截面结构，其中耦合电极由电介质制成的间隔体支撑，耦合电极利用穿过间隔体的通孔的一个金属线连接到共振截线；

图12图示了高频耦合器的截面结构，其中耦合电极由两个端子支撑在共振截线上；

图13图示了高频耦合器的截面结构，其中共振截线被切开并且支撑耦合电极的前后端子以隔着切开部分的状态连接到共振截线；

图14图示了当第一共振截线是开路端时电压驻波和电流驻波的幅值；

图15图示了其末端为短路连接端的截线的工作特性；

图16A图示了其末端为开路端的截线的工作特性；

图16B图示了其末端为开路端的截线的工作特性；

图17A图示了高频耦合器(的俯视图)，该高频耦合器被构造为使得在印刷电路板上实现通过片金属加工制造的耦合电极；

图17B图示了高频耦合器(的立体图)，该高频耦合器被构造为使得在印刷电路板上实现通过片金属加工制造的耦合电极；

图17C图示了高频耦合器(的截面图)，该高频耦合器被构造为使得在印刷电路板上实现通过片金属加工制造的耦合电极；

图18图示了其中在如图17A至17C所示的高频耦合器的第一共振单元中产生驻波的状态；并且

图19图示了当相位长度分配使得第一和第二截线的相位长度为1/8波长且耦合电极的从一个端子到另一个端子的相位长度为1/4波长时在如图17A至17C所示的高频耦合器的第二共振单元中产生驻波的状态。

具体实施方式

现在将参照附图对本发明的实施例进行说明。

首先，将描述使用弱UWB通信技术的近距离高速无线通信的工作原理。

图1示意性地图示了使用电场耦合作用的弱UWB通信技术的近距离高速无线通信系统的结构。在图1中，发送器10和接收器20分别具有耦合电极14和耦合电极24，以用于发送和接收。这些耦合电极14和24被布置为彼此面对并且彼此分离例如3cm，从而允许电场耦合。在从更高级的应用请求发送时，发送器10上的发送电路单元11基于发送数据产生诸如UWB信号之类的高频发送信号，并将所产生的信号作为电场信号从耦合电极14传播到耦合电极24。然后，接收器20上的接收电路单元芯体层21对接收到的高频电场信号进行解调和解码，并将所产生的数据传送到更高级的应用。

根据诸如UWB通信之类的使用高频宽波带的通信技术，可以在近距离执行约100Mbps的超高速数据传输。此外，如下文进一步描述的，当利用代替辐射场的电场或感应场的耦合作用来执行UWB通信时，电场强度与距离的立方或平方成反比。因此，通过使在距无线设备三米远的距离处的电场强度抑制为等于或低于预定水平，可以实现无需对于无线基站的许可的弱无线，从而以低成本构造通信系统。此外，利用电场耦合技术在近距离执行数据通信。因此，作为一个优势，因为来自存在于附近的反射物的反射波较小，所以干扰的影响较小。此外，作为另一个优势，不需要考虑对传输路径的破解的防止或隐秘性的保证。

另一方面，当传播距离相对于波长增大时，传播损耗提高。因此，为了通过电场耦合传播高频信号，期望将传播损耗抑制得充分低。在传输高频宽波带信号(例如UWB信号)的通信技术中，通过电场耦合，即使在约3cm的近距离通信中，对于4GHz的利用频率波带，该距离仍等于约1/2波长，因此该距离是不可忽略的。此外，在高频电路中，与低频电路相比，特征阻抗的问题较严重，并且由不匹配的阻抗引起的效应在发送器和接收器的电极之间的耦合点处变得显著。

在利用kHz或MHz频率的波带的通信中，空间中的传播损耗较低。因此，发送器和接收器每一者均包括仅由电极形成的耦合器。即使当耦合部分简单带作为平行平板式电容器来进行工作时，也可以执行期望的数据传输。相反，在通过使用GHz的高频的波带在相对于波长而言不可忽略的距离中进行传输信号的通信时，空间中的传播损耗较高。因此，期望抑制传输信号的反射以提高传输效率。即使将传输路径调节为在发送器和接收器的每一者处具有预定的特征阻抗，也难以如平行平板式电容器那样在耦合部分处实现阻抗匹配。例如，在如图1所示的通信系统中，即使当将发送电路单元11和耦合电极14耦合的高频电场信号的传输路径是具有与例如50Ω匹配的阻抗的同轴线时，如果在耦合电极14与耦合电极24之间的耦合部分处的阻抗不匹配，则电场信号被反射以引起传播损耗，从而降低通信效率。

为了对此进行应对，如图2所示，布置在发送器10和接收器20的每一者中的高频耦合器被构造为使得共振单元(其包括平板电极14、24，串联电感器12、22，以及并联电感器13、23)连接至高频信号传输路径。这里，高频信号传输路径可以由同轴电缆、微带线(microstrip line)或共面线等构成。当这样的高频耦合器被布置为彼此面对时，耦合部分作为其中准静电场占支配的极近距离的带通滤波器来工作，从而允许高频信号的传输。此外，即使在其中感应场占支配并且其相对于波长不可忽略的距离的情况下，高频信号也可以经由感应场在两个高频耦合器之间传输，所述感应场由存储在耦合电极和地线中的电荷和镜像电荷形成的微偶极子产生。

这里，如果仅期望确保简单的阻抗匹配并抑制发送器10和接收器20的电极之间(即在耦合部分处)的反射波，则可以甚至用每个耦合器的其中平板电极14、24和串联电感器在高频信号传输路径上串联连接的简单结构来设计耦合部分处的连续阻抗。但是，特征阻抗在耦合部分前后不发生变化，因此电流的大小不变。相反，在设置了并联电感器13、23的情况下，较大的电荷被馈送到耦合电极14，由此产生了耦合电极14与24之间较强的电场耦合作用。此外，当在耦合电极14的表面附近感生较大的电场时，所产生的电场从耦合电极14的表面传播，作为在行进方向(微偶极子的方向，其将在下文说明)上振动的纵波的电场信号。利用此电场波，即使耦合电极14与24之间的距离(相位距离)相对较长，也可以传播电场信号。

因此，在弱UWB通信技术的近距离无线通信系统中，作为高频耦合器的条件如下。

(1)在面对地线并且分开了相对于高频信号的波长可忽略的高度的位置处，存在用于在电场中耦合的耦合电极。

(2)存在用于在更强的电场中耦合的共振单元(并联电感器或截线(stub))。

(3)串联电感器和并联电感器、以及由耦合电极或截线的长度形成的电容器的常数被设定为使得当耦合电极被布置为彼此面对时在通信所用的频率波带中确保阻抗匹配。

在如图1所示的通信系统中，当发送器10和接收器20的耦合电极14和24在彼此分开了合适距离的情况下彼此面对时，两个高频耦合器作为使期望的高频波带的电场信号通过的带通滤波器进行工作，并且，作为单个高频耦合器，其每一者还作为使电流放大的阻抗变换器电路进行工作，从而使较大幅值的电流流入耦合电极。另一方面，当高频耦合器被单独地置于自由空间内时，高频耦合器的输入阻抗与高频信号传输路径的特征阻抗不匹配。因此，进入高频信号传输路径的信号在高频耦合器中被反射而未被向外部发射，因此不会影响附近的其他通信系统。即，当不存在用于通信的配对物时，发送器10不会如天线那样浪费地发射无线电波，而是仅在用于通信的配对物进入附近时确保阻抗匹配，从而传输高频电场信号。

图3图示了如图2所示的高频耦合器的实施示例。发送器10和接收器20任一者上的高频耦合器可以相似地构造。在图3中，耦合电极14布置在由柱体形状的电介质形成的间隔体15的外表面上，并经由穿透间隔体15的通孔16连接到印刷电路板17上的高频信号传输路径。

例如，在具有期望高度的柱体形状电介质中形成通孔16之后，用导体填充通孔16，并且通过例如镀覆技术将用作耦合电极14的导体图案气相沉积在此柱体的上端面上。在印刷电路板17上，形成了用作高频信号传输路径的布线图案。然后，使用通过回流焊接等在印刷电路板17上实现的此间隔体15，可以制造高频耦合器。通过根据利用波长合适地调节从印刷电路板17的电路实现表面到耦合电极14的高度，即，通孔16的长度(相位长度)，通孔16表现出电感，并且能够代替如图2所示的串联电感器12来利用。此外，高频信号传输路径经由芯片状并联电感器13连接到地线18。

这里，以下对在发送器10上的耦合电极14中发生的电磁场进行研究。

如图1和2所示，耦合电极14连接到高频信号传输路径的一端，并且从发送电路单元11输出的高频信号流入耦合电极14中，在耦合电极14处电荷被蓄积。这里，利用串联电感器12和并联电感器13形成的共振单元的共振作用，将经由传输路径流入耦合电极14的电流放大，并存储更大量的电荷。

此外，地线18被布置为面对耦合电极14并分开相对于高频信号的波长可忽略的高度(相位长度)。当如上所述电荷被存储在耦合电极14中时，镜像电荷被存储在地线18中。当点电荷Q被置于平板导体的外部时，镜像电荷-Q(其是根据置换表面电荷分布假想的)被布置在平板导体中，例如Tadashi Mizoguchi的“Electromagnetism”(Shokabo PublishingCo.，Ltd.，第54-57页)中对此进行了揭示。

结果，微偶极子由将存储在耦合电极14中的电荷的中心和存储在地线18中的镜像电荷的中心连接的线段形成。精确而言，电荷Q和镜像电荷-Q每一者均具有体积，并且微偶极子被形成为将电荷的中心和镜像电荷的中心连接。此处的微偶极子表示具有电荷之间的极短距离的电偶极子，并还在例如Yasuto Mushiake的“Antenna and radiowave prooagation”(Corona Publishing Co.，Ltd.，第16-18页)中得到描述。利用此微偶极子，产生电场的横波分量E_θ、电场的纵波分量E_R、以及绕微偶极子的磁场H_φ。图4示出了微偶极子产生的电磁场。图5示出了映射在耦合电极上的示出的该电磁场。如图4和5所示，电场的横波分量E_θ在与传播方向垂直的方向上振动，并且电场的纵波分量E_R在与传播方向平行的方向上振动。围绕微偶极子，产生磁场H_φ。以下等式(1)至(3)表示由微偶极子产生的电磁场，其中与距离R的立方成反比的分量是静电场，与距离R的平方成反比的分量是感应场，并且与距离R成反比的分量是辐射场。

$E_{\mathrm{\θ}}=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\π\ϵ}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2}-\frac{k^2}{R})\sin \mathrm{\θ}\·\·\·\left(1\right)$

$E_R=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{2\mathrm{\π\ϵ}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2})\cos \mathrm{\θ}\·\·\·\left(2\right)$

$H_{\mathrm{\φ}}=\frac{{\mathrm{j\ωpe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\π}}(\frac{1}{R^2}+\frac{\mathrm{jk}}{R})\sin \mathrm{\θ}\·\·\·\left(3\right)$

在如图1所示的近距离无线通信系统中，为了抑制向其他周边系统的分配波，优选地使用不包含辐射场的分量的纵波分量E_R，同时抑制包含辐射场的分量的横波分量E_θ。这是因为，从以上等式(1)和(2)可见，电场的横波分量E_θ包含与距离成反比的辐射场(即，具有较小距离衰减的辐射场)，但纵波分量E_R不包含辐射场。

首先，为了防止电场的横波分量E_θ的发生，高频耦合器被设定为不作为天线工作。如图2所示的高频耦合器在结构上表现为与如下容量装载型天线相似：其在天线元件的末端处具有金属以提供静电容量，来缩短天线的高度。因此，高频耦合器被设定为不作为容量装载型天线来工作。图6图示了容量装载型天线的结构的示例。在图6中，电场的纵波分量E_R主要在由箭头A所表示的方向上产生，电场的横波分量E_θ在由箭头B₁和B₂所表示的方向上产生。

在图3中的耦合电极的结构的示例中，电介质15和通孔16起避免耦合电极14与地线18之间的耦合的作用，并还起形成串联电感器12的作用。利用形成有从印刷电路板17的电路实现表面到耦合电极14的足够高度的串联电感器12，避免了地线18与耦合电极14之间的电场耦合，从而确保了与接收器上的高频耦合器的电场耦合作用。但是，当电介质15的高度较大时，即，当从印刷电路板17的电路实现表面到耦合电极14的距离相对于使用波长不可忽略时，高频耦合器用作容量装载天线，引起图6中在由箭头B₁和B₂所表示的方向上的横波分量E_θ。因此，电介质15的高度被设定为具有足够的长度，以避免耦合电极14与地线18之间的耦合，以获得作为高频耦合器的特性，并形成串联电感器12以作为阻抗匹配电路，并且电介质15的高度被设定为较短使得由于流经串联电感器12的电流引起不需要的横波分量E_θ的辐射。

另一方面，可以从等式(2)发现，纵波分量E_R在相对于微偶极子的方向形成的角度θ为0的情况下最大。因此，对于有效地使用电场的纵波分量E_R的非接触式通信，优选地，通过将高频耦合器布置在接收器上以在相对于微偶极子的方向形成的角度θ为0的情况下进行面对，来传输高频电场信号。

此外，利用由串联电感器12和并联电感器13形成的共振单元，通过共振单元流入耦合电极14的高频信号的电流可以得到进一步提高。结果，由存储在耦合电极14中的电荷和地线侧的镜像电荷形成的微偶极子的矩可以增大。由此，由纵波分量E_R形成的高频电场信号能够在相对于微偶极子的方向形成的角度θ为0的情况下有效地朝向传播方向发射。

在如图2所示的高频耦合器中，阻抗匹配单元具有由并联电感器和串联电感器的常数L₁和L₂确定的工作频率f₀。但是，在现有技术中，在高频电路中，集中常数电路具有比分布常数电路的波带更窄的波带。此外，因为在频率较高的情况下电感器的常数较小，所以由于常数的波动导致共振频率不利地偏移。为了对此进行应对，通过用分布常数电路来替换阻抗匹配单元和共振单元中的集中常数电路，来形成高频耦合器，从而允许较宽的波带。

图7图示了将分布常数电路用作阻抗匹配单元和共振单元的高频耦合器的结构的示例。在图7的示例中，地线导体72形成在下表面上。此外，高频耦合器布置在其上表面上形成印刷图案的印刷电路板71。作为高频耦合器的阻抗匹配单元和共振单元，微带线或共面波导(即，截线(stud)73)被形成为用作替换并联电感器和串联电感器的分布常数电路，并且经由信号线74的图案连接到收发电路模组75。截线73的末端经由穿透印刷电路板71的通孔76连接到下表面上的地线导体72，以实现短路。此外，在截线73的中心附近的部分经由以薄金属线制成的一个端子77连接到耦合电极78。

这里，在电子技术领域中的截线是对于一端连接而另一端不连接或接地的导线的通用名称，并被设置在电路中的某个点位处用于调节、测量、阻抗匹配、滤波或其他目的。

这里，经由信号线从收发电路输入的信号在截线73的末端处反射，从而在截线73中引起驻波。截线73的相位长度被设定为高频信号的波长的约1/2(180度的相位)，并且信号线74和截线73由印刷电路板71上的微带线、共面线等形成。如图8所示，当截线73的末端与1/2波长的相位长度短路连接时，在截线73中产生的驻波的电压幅值在截线73的末端处为0，并在截线73的中心处(即，在距截线73的末端1/4波长(90度)的位置处)最大。利用经由一个端子77与驻波的电压幅值最大处的截线73的中心连接的耦合电极78，可以实现具有良好传播效率的高频耦合器。

在图7中，截线73是印刷电路板71上的微带线或共面波导，并具有较小的直流电阻。因此，即使对于高频信号而言损耗也较小，并且可以减小高频耦合器之间的传播损耗。此外，形成分布常数电路的截线73的尺寸大到高频信号的波长的约1/2的程度。因此，由于制造公差导致的尺寸误差与整个相位长度相比较轻微，从而难以产生特性方面的波动。

如图7所示的高频耦合器被构造为具有在大约中心处由金属线制成的一个端子支撑的耦合电极，并因此具有足够的机械强度。例如，如图3所示，在一种设计方法中，用作耦合电极的图案可以气相沉积在由电介质制成的间隔体的上端面上，并且对穿透间隔体的通孔进行填充的导体可以替换串联电感器来使用。但是，通过布置间隔体，会不利地增加装置的部件成本和重量。

在另一种方法中，可以通过片金属加工来制造耦合电极。利用将耦合电极支撑在共振截线上的多个端子，可以在无需间隔体的情况下确保足够的机械强度。此外，能够以低成本并以简单方式来制造高频耦合器。这适用于批量生产。

图9A至9C和10A至10C图示了通过使用片金属加工来制造由多个端子支撑的耦合电极的方法。这里，对于片金属加工，可以使用例如表面镀覆的磷青铜板。

首先将由铜等制成的片金属进行压印以形成上表面平坦部分和端子。上表面平坦部分具有相对较宽的表面区域，并用作用于存储电荷的耦合电极14。此外，端子用作将上表面平坦部分支撑在电路板上的支撑部分，并用作电荷传播到耦合电极14的传播路径，并还用作电感器12。

接着，将端子弯折成与上表面平坦部分基本垂直，并且将端子的下端进一步弯折以形成脚平坦部分并设定了端子的期望高度，脚平坦部分还用作与高频信号线的连接部分。这里的期望高度对应于如下尺寸：该尺寸允许在不作为容量装载型天线工作的情况下避免耦合电极14约地线18之间的耦合的作用，并还允许利用此端子形成电感器12的作用。

利用通过夹具(未示出)等而被固定到印刷电路板上的相关位置的这样完成的耦合电极，可以通过回流焊接将作为连接部分的脚平坦部分安装在电路板上的布线图案上。

这里，以下研究使用用于将耦合电极连接到共振截线的一个端子的情况与使用用于支撑耦合电极的两个端子的情况之间在电特性方面的差异。图11图示了如下所述的高频耦合器的截面结构，其具有由间隔体支撑的耦合电极，间隔体由电介质制成，耦合电极利用由穿过间隔体的通孔的一个金属线支撑的端子连接到共振截线。图12图示了如下所述的高频耦合器的截面结构，其具有由两个端子支撑在共振截线上的耦合电极。

经由信号线从收发电路单元输入的电流经由共振截线和位于其末端处的通孔朝向地线流动。这里，当更多电流经由端子流入耦合电极一侧时，可以增大高频耦合器的传输信号强度。如图8所示，当具有1/2波长的相位长度的截线的末端短路连接到地线时，在截线中产生的驻波的电压幅值在截线的中心处(即，在距末端1/4波长(90度)处)最大。因此，耦合电极优选地利用端子连接到截线的中心(如前所述)。

但是，作为实验结果，发现在图12中经由两个端子从共振截线流入耦合电极中的电流(由箭头4和5表示)小于在图11中经由一个端子从共振截线流入耦合电极中的电流(由箭头1和2表示)。这是因为，利用用于将耦合电极连接到共振截线的两个端子，不流入耦合电极而经过共振截线的电流(在图12中由箭头6表示)增大得多于在一个端子的情况下经过共振截线的电流(在图11中由箭头3表示)。结果，电流难以流向耦合电极一侧，从而引起高频耦合器的效率的劣化。

因此，为了抑制不流入耦合电极而经过共振截线的电流，如图13所示，已经被转让给索尼公司的日本未经审查的专利申请公开No.2008-312074揭示了如下所述的高频耦合器：其中将共振截线切开，并且支撑耦合电极的前后两个端子以隔着切开部分的状态连接到共振截线。以下将切开的共振截线的末端成为第一共振截线，而以下将信号线的另一个输入端称为第二共振截线。

根据如图13所示的结构，为了使电流经由信号线从收发电路单元输入以朝向共振截线的末端流动，电流首先如图13中的箭头7所示经由端子流向耦合电极，然后如图13中的箭头8所示经由另一个端子流入切开部分之后的共振截线。即，极小量的电流分量像图12中的箭头6那样绕过耦合电极而流经共振截线。因此，如果图13中由箭头7和8表示的电流量增大，则可以改善高频耦合器的特性。

接着，以下研究耦合电极的安装位置，即共振截线的切开位置。

即使在被构造为使得如图13所示的共振截线被切开并且支撑耦合电极的前后两个端子以隔着切开部分的状态连接到共振截线的高频耦合器中，如图7所示的结构的示例那样，耦合电极优选地布置在具有较大的电压驻波幅值的位置处。

图14图示了当第一共振截线是开路端时共振截线内的电压驻波和电流驻波的幅值。在此情况下，如图14所示，产生在第一共振截线上的开路端处以及在第二共振截线上的输入端处最大的电压驻波，并且电流驻波相对于电压驻波具有π/4的相位差。因此，当如图14所示共振截线、端子和耦合电极的整体长度(相位长度)被设定为近似等于360度的共振频率的相位长度(即，约为一个波长)时，电压驻波的幅值在其近似中心处最大。因此，优选地将共振截线在近似中心处切开为第一和第二截线，并安装耦合电极，使得用两个端子来连接此切开部分。

当由一个端子支撑耦合电极时，由于流经此端子的电流而会不利地发生不期望的无线电波(参照图6)。相反，当耦合电极由两个端子支撑时，耦合电极被置于其中电流沿着相反方向流经各个端子的位置。由此，这些电流彼此抵消而减少了不期望的无线电波的辐射。

接着，以下将研究降低高频耦合器的高度。

在如图7所示耦合电极由一个端子支撑的结构中，作为共振单元的截线的末端短路连接到地线。由此，在印刷电路板上的截线与地线之间的电场可以保持得较强(参照图15)。结果，即使从地线到耦合电极的高度降低，仍可以抑制耦合电极与截线之间的电耦合，从而减小高频耦合器的高度。根据由发明人进行的实验，验证了与过去3mm的情况相比，高度可以降低到1.5mm。但是，仅由一个端子支撑耦合电极的结构不具有足够的机械强度。此外，如果如图11所示结构改变为经由间隔体支撑耦合电极，则部件成本提高，这不适用于批量生产。

相反，当如上所述通过利用片金属加工由两个端子支撑耦合电极来制造结构时，可以确保足够的机械强度，这还适用于批量生产。此外，如图14所示，当共振截线的末端是开路端时，如上所述，共振截线和耦合电极整体的相位长度可以设定为约一个波长，并且信号可以有效地馈送到安装在高频耦合器的大致中心的耦合电极。例如，具有1/4波长的相位长度的耦合电极的一个端子连接到具有3/8波长的相位长度的第二截线，并且耦合电极的另一个端子连接到具有3/8波长的相位长度的第一截线。

但是，由发明人根据实验发现，当共振截线的末端是开路端并且从地线到耦合电极的高度降低时，发生电特性方面的劣化，例如变窄的波带。认为其原因可以是，由于高度的降低而在耦合电极与截线之间发生电耦合作用，因而影响了原来的工作。

截线原本由印刷电路板上的微带线形成，并且其属性由印刷电路板上的图案和背面的地线而建立。如图16A所示，当耦合电极的高度较高时，截线的电场集中于电路板上的图案与地线之间以表现原本的性能。但是，如图16B所示，当耦合电极的高度降低到截线附近时，耦合电极和截线电耦合在一起，从而削弱了作为原本截线的共振工作。

即，当截线的末端是短路连接端时，电势可能被强制地固定为0V。但是，当截线的末端是开路端时，电势趋于不定。具体而言，当附近存在另一个耦合电极时，可能会发生与该耦合电极的耦合而引起电气不稳定状态。

因此，发明人建议了在继承了能够通过片金属加工来批量生产耦合电极的同时具有新的共振单元的结构并即使具有较低高度也允许获得期望的电特性的高频耦合器。

图17A、17B和17C分别是高频耦合器的俯视图、立体图和截面图，该高频耦合器被构造为使得将通过片金属加工制造的耦合电极安装在印刷电路板上的被形成为微带线或共面波导的共振截线上。这里，在如图17A至17C所示的示例中，使用如图9A至9C所示的耦合电极。或者，当然也可以相似地使用如图10A至10C所示的耦合电极以及其中耦合电极由通过片金属加工制造的两个端子支撑的其他结构。

在图17A至17C中，高频耦合器被布置在印刷电路板171上，印刷电路板171具有形成在下表面上的地线导体172和形成在上表面上的印刷图案。作为高频耦合器的阻抗匹配单元和共振单元，形成用作分布常数电路的微带线或共面波导(即，截线)，其经由信号线图案连接到收发电路模组(未示出)。

如图17A至17C所示的高频耦合器中的共振单元由截线形成，并具有两段，即，位于前段的第一共振单元173-1和位于后段的第二共振单元173-2。第一共振单元173-1在其末端处经由用于短路连接的穿透印刷电路板171的通孔176-1连接到位于下表面上的地线172，并且是短路连接端。此外，第一共振单元173-1的未短路连接到地线172的一侧经由微带线等连接到收发电路模组(未示出)。第二共振单元173-2连接到第一共振单元173-1的大致中心。

形成第二共振单元173-2的截线被切开为两个部分，即，第一截线173-2A和第二截线173-2B。支撑耦合电极178的前后两个端子以隔着此切开部分的状态连接到第一截线173-2A和第二截线173-2B。第一截线173-2A、耦合电极178的一部分、以及第二截线173-2B作为一个共振单元进行工作。第二截线173-2B在其末端处经由用于短路连接的穿透印刷电路板171的通孔176-2连接到位于下表面的地线172，并且是第二共振单元173-2的短路连接端。

这里，虽然在图17A至17C任一者中均未示出收发电路单元，但是收发电路单元可以设置在同一电路板上，或者可以经由高频连接器或同轴电缆被构造在另一电路板上以分立地布置在无线装置的优化位置处。

与上述相似的是，优选地将耦合电极178布置在电压驻波的幅值较大的位置附近。以下描述在考虑电压驻波的情况下构造高频耦合器的方法。

位于前段的第一共振单元173-1是具有1/2波长的相位长度的截线，并且其末端是短路连接末端。因此，如图18所示，在第一共振单元173-1中产生的电压驻波的幅值在其末端处为0，并在中心(即1/4波长(90度))附近最大。因而，利用连接在电压驻波大约最大处的中心附近的第二共振单元173-2，高频信号可以有效地从第一共振单元173-1馈送到第二共振单元173-2。

位于后段的第二共振单元173-2包括：通过分为两部分而获得的第一截线173-2A和第二截线173-2B，以及连接在这两个截线之间的耦合电极178。第二共振单元173-2整体的相位长度被设定为约1/2波长，并且其末端经由通孔176-2短路连接到地线172。

这里，耦合电极178被连接为位于第二共振单元173-2的正好中心处，第二截线173-2B的末端在电压幅值成为0节点的情况下连接到地线172，但是电压幅值在耦合电极178的位置处最大。

第二共振单元173-2在其末端短路连接的情况下具有1/2波长的相位长度并且，并且连接到第一共振单元173-1的中心。第一共振单元的未短路连接到地线的一侧经由微带线等连接到收发电路。

利用如图17A至17C所示的结构，可以知道在期望频率处共振的高频耦合器。当第一截线173-2A的相位长度和第二截线173-2B的相位长度被设定为彼此相等时，驻波的电压幅值在耦合电极的位置处最大。因此，可以获得能够进行更强耦合的高频耦合器。此外，为了进一步提高高频耦合器的灵敏度，可以分配1/2波长的相位长度，使得第一截线173-2A的相位长度和第二截线173-2B的相位长度每个均被设定为1/8波长，并且从耦合电极178的一个端子到另一个端子的相位长度被设定为1/4波长。

图19图示了其中当相位长度分配如上所述时第二共振单元173-2中产生驻波的状态。从图19可以理解，耦合电极178的位置与驻波的电压幅值最大的位置一致，因此可以获得能够进行更强耦合的高频耦合器。

此外，当与截线的阻抗特性相对应的电路由集中常数芯片电感器和芯片电容器制成时，共振单元173-1和173-2的尺寸可以得到进一步的减小。

在如图17A至17C所示的高频耦合器中使用的耦合电极178可以通过对一个片金属进行压印和弯折来以低成本实现。

本发明包含与2009年3月30日递交给日本专利局的日本在先申请JP2009-080793的主题相关的主题，其全文通过引用结合于此。

本领域的技术人员应该理解的是，只要各种修改、组合、子组合和替换落在所附权利要求及其等同方案的范围内，就可以根据设计要求和其他因素来进行这些修改、组合、子组合和替换。

Claims (9)

1.一种通信装置，包括：

通信电路单元，其对高频信号进行处理，所述高频信号对数据进行传输；

用于所述高频信号的传输路径，所述传输路径连接到所述通信电路单元；

地线；

耦合电极，其由两个端子支撑以面对所述地线，并分开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；以及

共振单元，其使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大；其中

所述共振单元包括第一共振单元和第二共振单元，所述第一共振单元连接到所述传输路径，所述第二共振单元具有连接到所述第一共振单元的一端和短路连接到所述地线的另一端，所述第二共振单元与所述耦合电极的所述端子连接，并且

由将存储在所述耦合电极中的电荷的中心和存储在所述地线中的镜像电荷的中心连接的线段形成微偶极子，并且所述高频信号被传输到远端侧，所述远端侧被布置为以相对于所述偶极子的方向形成的角度θ为约0度的状态面对所述通信装置。

2.根据权利要求1所述的通信装置，其中：

所述地线是形成在电介质板的一个表面上的导体图案；并且

所述第一共振单元和所述第二共振单元分别是由形成在所述电介质板的另一个表面上的导体图案形成的截线。

3.根据权利要求1所述的通信装置，其中：

所述第二共振单元在位于预定位置的切开部分处被划分，并由第一截线和第二截线形成，所述第一截线具有连接到所述第一共振单元的一端，所述第二截线具有短路连接到所述地线的末端；并且

所述耦合电极的所述端子中的一个连接到所述第一截线，并且所述端子中的另一个连接到所述第二截线。

4.根据权利要求3所述的通信装置，其中，所述第一截线和所述第二截线具有大约相同的相位长度。

5.根据权利要求3所述的通信装置，其中，包括所述第一截线、所述耦合电极和所述第二截线的所述第二共振单元作为整体具有约1/2波长的相位长度。

6.根据权利要求5所述的通信装置，其中，所述第一截线和所述第二截线两者均具有约1/8波长的相位长度，并且利用所述两个端子连接到所述第一截线和第二截线的所述耦合电极具有约1/4波长的相位长度。

7.根据权利要求1所述的通信装置，其中：

所述第一共振单元是具有约1/2波长的相位长度的截线，并在未连接到所述传输路径的另一端处短路连接到所述地线；并且

所述第二共振单元具有与所述第一共振单元的大致中心位置连接的一端。

8.根据权利要求1所述的通信装置，其中，所述高频信号是使用超宽波带的UWB信号。

9.一种高频耦合器，包括：

用于高频信号的传输路径；

地线；

耦合电极，其由两个端子支撑以面对所述地线，并分开相对于所述高频信号的波长可忽略的高度；以及

共振单元，其使经由所述传输路径流入所述耦合电极的电流增大；其中

所述共振单元包括第一共振单元和第二共振单元，所述第一共振单元连接到所述传输路径，所述第二共振单元具有连接到所述第一共振单元的一端和短路连接到所述地线的另一端，所述第二共振单元与所述耦合电极的所述端子连接，并且

由将存储在所述耦合电极中的电荷的中心和存储在所述地线中的镜像电荷的中心连接的线段形成微偶极子，并且所述高频信号被传输到远端侧高频耦合器，所述远端侧高频耦合器被布置为以相对于所述偶极子的方向形成的角度θ为约0度的状态面对所述高频耦合器。

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