CN105009460A - Δ-σ调制器和通信设备 - Google Patents

Abstract

提供了一种能够输出包括不同频率的多个输出信号的输出信号的ΔΣ调制器。ΔΣ调制器配备有：多个输入端口，不同频率的多个输入信号被分别输入到多个输入端口；多个回路滤波器，被设置为分别对应于多个输入端口；加法器，用于将多个回路滤波器的输出相加；以及量化器，用于量化加法器的输出。输入到对应输入端口的输入信号和从量化器输出的反馈信号被输入到多个回路滤波器中的每一个。多个回路滤波器分别用于阻止输入到对应输入端口的输入信号的频率附近的噪声的属性。

Description

Δ-Σ调制器和通信设备

技术领域

本发明涉及Δ-Σ调制器和通信设备。

背景技术

Δ-Σ调制器被配置为包括回路滤波器和量化器(参见非专利文献1)。回路滤波器是双输入系统，并且对Δ-Σ调制器的输入信号被输入到回路滤波器的两个输入中的一个，而量化器的输出被反馈到另一输入。

回路滤波器的输出被提供到量化器。量化器对回路滤波器的输出进行量化以生成输出信号(量化信号)，并且输出该信号。

引用列表

[非专利文献]

非专利文献1：Takao Waho和Akira Yasuda(译者)(原作者：Richard Schreier,Gabor C.Temes),“Understanding Delta-Sigma DataConverters”,Maruzen Co.,Ltd.,2007

发明内容

[技术问题]

Δ-Σ调制器用作为一种用于仅通过数字电路输出无线电信号的技术。

本发明的发明人构思了一个想法：当诸如同时双频带通信的同时使用多个频带来执行通信时，使用Δ-Σ调制器方案。在此情况下，期望将不同频率的多个信号包括在从单个Δ-Σ调制器输出的单个输出信号中。

然而，常规Δ-Σ调制器仅仅是单输入单输出系统，其中单输入信号经历Δ-Σ调制以输出单输出信号，并且因此，无法处理多个输入信号。

本发明的目标在于提供一种能够输出包括不同频率的多个信号的输出信号的Δ-Σ调制器。

[对问题的解决方案]

(1)从一种观点来看，本发明是一种Δ-Σ调制器，包括：多个输入端口，具有不同频率的多个输入信号分别被输入到多个输入端口；多个回路滤波器，分别与多个输入端口相对应地被设置；加法器，被配置为将多个回路滤波器的输出相加；以及量化器，被配置为量化加法器的输出。多个回路滤波器中的每一个被设置为接收输入到所对应的输入端口的输入信号和量化器的输出的反馈信号。多个回路滤波器中的每一个具有停止输入到所对应的输入端口的输入信号的频率附近的噪声的特性。

[本发明的有益效果]

根据本发明，能够输出包括具有不同频率的多个信号的输出信号。

附图说明

图1是示出双频带Δ-Σ调制器的框图。

图2是示出CRFB结构的Δ-Σ调制器的框图。

图3是示出图2的等效电路的框图。

图4(a)示出了NTF₁的零点和极点的位置，并且图4(b)示出了NTF₂的零点和极点的位置。

图5是示出NTF的频率响应的图。

图6是示出STF₁和STF₂的频率响应的图。

图7示出了通过对双频带Δ-Σ调制器的输出进行仿真所得到的功率谱。

图8示出了双频带Δ-Σ调制器的输出在800MHz的功率谱。

图9示出了双频带Δ-Σ调制器的输出在1.5GHz的功率谱。

图10示出了表示双频带Δ-Σ调制器的输出的测量结果的功率谱。

图11是一般双频带Δ-Σ调制器的框图。

图12是示出多频带Δ-Σ调制器的框图。

图13示出了多频带Δ-Σ调制器的输出的功率谱。

图14是示出根据第一示例的通信单元的框图。

图15是示出根据第二示例的通信单元的框图。

图16是示出根据第三示例的通信单元的框图。

图17是示出根据第四示例的通信单元的框图。

图18是示出根据第五示例的通信单元的框图。

图19示出了根据第五示例的Δ-Σ调制器的输出的功率谱。

图20是示出运行长度的幅度的图。

具体实施方式

下面将参考附图来描述优选实施例。

[1.实施例的概述]

(1)根据一个实施例的Δ-Σ调制器包括：多个输入端口，具有不同频率的多个输入信号分别被输入到多个输入端口；多个回路滤波器，分别与多个输入端口相对应地被设置；加法器，被配置为将多个回路滤波器的输出相加；以及量化器，被配置为量化加法器的输出。多个回路滤波器中的每一个被设置为接收输入到所对应的输入端口的输入信号和量化器的输出的反馈信号。多个回路滤波器中的每一个具有停止输入到所对应的输入端口的输入信号的频率附近的噪声的特性。

根据上面的实施例，量化器可以输出包括具有不同频率的多个信号的输出信号。

(2)优选地，多个回路滤波器中的每一个都包括：差分器，被配置为计算在输入到所对应的输入端口的输入信号与量化器的输出的反馈信号之间的差；以及内部滤波器，将差分器的输出输入到内部滤波器。

(3)优选地，多个回路滤波器中的每一个设置有前馈路径，该前馈路径被配置为将输入到所对应的输入端口的输入信号与内部滤波器的输出相加。在该情况下，输入信号可以在不通过每个回路滤波器的情况下被提供到量化器侧，这使得回路滤波器的设计简单。

(4)根据实施例的通信设备包括：根据上述(1)到(3)之一的Δ-Σ调制器；以及一个或多个带通滤波器，从Δ-Σ调制器的量化器输出的输出信号通过一个或多个带通滤波器。一个或多个带通滤波器具有允许Δ-Σ调制器的多个输入信号通过带通滤波器的通带。

(5)优选地，通信设备进一步包括混频器，已经通过一个或多个带通滤波器的多个输入信号被输入到混频器。优选地，Δ-Σ调制器的多个输入信号包括用于由混频器进行频率转换的本地信号。在该情况下，混频器可以使用在Δ-Σ调制器的输出信号中包括的本地信号来执行频率转换。

[2.第一实施例：双频带Δ-Σ调制器]

图1示出了根据第一实施例的Δ-Σ调制器1。具有不同频率的两个输入信号U1,U2可以被输入到Δ-Σ调制器1。Δ-Σ调制器1包括两个输入端口(第一输入端口10a和第二输入端口10b)以及信号输出端口10d，两个输入信号U1,U2分别被输入到两个输入端口。

Δ-Σ调制器1的输出端口10d输出包括两个输入信号的单个输出信号(量化信号；Δ-Σ调制信号)。

图1中所示的Δ-Σ调制器1包括多个回路滤波器(第一回路滤波器11和第二回路滤波器12)、加法器15和量化器16。

回路滤波器11、12的数目(在本实施例中是两个)对应于输入端口10a、10b的数目。

多个回路滤波器11、12包括连接到对应输入端口10a、10b的第一输入部11a、12a以及分别经由反馈路径18a、18b连接到量化器16的输出侧的第二输入部11b、12b。

第一输入部11a、12a接收输入到对应输入端口10a、10b的输入信号U₁,U₂。第二输入部11b、12b接收量化器1的输出V的反馈信号V。

多个回路滤波器11、12分别包括差分器110a、120a。连接到第一输入部11a、12a的第一路径110d、120d和连接到第二输入部11b、12b的第二路径110e、120e分别被连接到差分器110a、120a。差分器110a、120a分别计算在输入信号U₁,U₂和来自量化器16的反馈信号V之间的差U₁-V,U₂-V。

差分器110a、120a所计算的差U₁-V,U₂-V分别被输入到设置在回路滤波器11、12中的内部滤波器110b、120b。注意，第一回路滤波器11的内部滤波器110b的传递函数被表示为L₁(z)，并且第二回路滤波器11的内部滤波器120b的传递函数被表示为L₂(z)。

来自内部滤波器110b、120b的输出L₁(z)(U₁(z)-V(z)),L₂(z)(U₂(z)-V(z))分别被提供给回路滤波器11、12中所包括的加法器110c、120c。

允许输入到第一输入部11a、12a的输入信号U1,U2被输入到加法器110c、120c的前馈路径110f、120f分别连接到加法器110c、120c。因此，加法器110c、120c将输入信号U1,U2分别与内部滤波器110b、120b的输出L₁(z)(U₁(z)-V(z)),L₂(z)(U₂(z)-V(z))相加。

加法器110c、120c的输出Y₁,Y₂(回路滤波器11、12的输出)由加法器15彼此相加。尽管在本实施例中使用三个双输入加法器15、110c和120c，但是还可以使用一个四输入加法器来替代三个双输入加法器15、110c和120c。

加法器15的输出Y被提供给量化器16。本实施例的量化器16是两级量化器，并且输出1比特脉冲序列作为量化信号(Δ-Σ调制信号)V。量化信号V是Δ-Σ调制器1的输出信号。注意，输出信号V分别经由反馈路径18a、18b被提供到回路滤波器11、12。

为了便利理解图1中所示的Δ-Σ调制器1(多输入单输出系统)，将描述常规Δ-Σ调制器(单输入单输出系统)。

常规Δ-Σ调制器包括低通Δ-Σ调制器和带通Δ-Σ调制器。低通Δ-Σ调制器指量化噪声阻带的中心频率处在零频率的Δ-Σ调制器，而带通Δ-Σ调制器指的是量化噪声阻带的中心频率处于零频率的Δ-Σ调制器，并且带通Δ-Σ调制器指量化噪声阻带的中心频率处于除零频率以外的期望频率带的Δ-Σ调制器。带通Δ-Σ调制器的噪声传递函数NTF具有如下特性：通过使用带阻滤波器，抑制期望频率带中的量化噪声。

在低通Δ-Σ调制器中，噪声传递函数NTF(z)的零点位于单位圆上的零频率(z＝1)附近。在带通Δ-Σ调制器中，噪声传递函数NTF的零点在单位圆上的零频率(z＝1)以外的位置。

因此，为了获得操作用于期望频率带中的输入信号的带通Δ-Σ调制器，低通Δ-Σ调制器的噪声传递函数NTF的零点和极点可以在单位圆上被旋转到与期望频率带相对应的位置。

下文，将首先描述低通Δ-Σ调制器。图2示出了具有二阶CRFB(具有分布式反馈的谐振器的级联)结构(参见非专利文件1)的低通Δ-Σ调制器。

具有CRFB结构的低通Δ-Σ调制器具有低失真模式。在低失真模式，在图2中a1＝b1、a2＝b2且b3＝1，并且Δ-Σ调制器的信号传递函数STF(z)等于1(STF(z)＝1)。因此，图2中所示的Δ-Σ调制器的输出V(z)被简化表示为下面的等式(1)。注意，U(z)表示Δ-Σ调制器的输入，并且E(z)表示Δ-Σ调制器的量化噪声。

[数学式1]

V(z)＝STF(z)U(z)+NTF(z)E(z)＝U(z)+NTF(z)E(z)……(1)

其中

[数学式2]

$NTF\left(z\right)=\frac{z^2-(2-g1)z+1}{z^2-(2-a1-a2-g1)z+1-a2}......\left(2\right)$

图3示出了图2中所示的Δ-Σ调制器的等效电路。因此，图3中所示的Δ-Σ调制器的输出V(z)也可以由上面的等式(1)和(2)来表达。

与图2中所示的电路相比，图3中所示的Δ-Σ调制器被简化。在图3中所示的Δ-Σ调制器中，差分器101计算在输入信号U(z)和输出信号V(z)之间的差U(z)-V(z)，并且将该差U(z)-V(z)提供给由传递函数L(z)表示的滤波器102。滤波器102的输出L(z)(U(z)-V(z))被提供给加法器103。输入信号U(z)被直接输入到加法器103。

图3中所示的滤波器102的传递函数L(z)通过使用如下面的等式(3)所示的Δ-Σ调制器的噪声传递函数NTF(z)来表达。噪声传递函数NTF(z)具有如下特性(带阻特型或高通特性)：抑制Δ-Σ调制器的输入信号的频率带中的量化噪声。

[数学式3]

$L\left(z\right)=\frac{1}{NTF\left(z\right)}-1......\left(3\right)$

图1中所示的回路滤波器11、12中的每一个的配置对应于在图3中由虚线围绕并且由附图标记100指示的区域中的配置(作为回路滤波器的配置)。

换句话说，图1中所示的Δ-Σ调制器是通过组合多个常规Δ-Σ调制器以共享量化器来获得的。注意，多个常规Δ-Σ调制器的组合可以是具有不同噪声阻带的多个带通Δ-Σ调制器的组合、或者带通Δ-Σ调制器和低通Δ-Σ调制器的组合。

与图3中所示的滤波器102(传递函数L(z))相对应的第一回路滤波器11的滤波器(内部滤波器)110b具有通过使用第一噪声传递函数NTF₁(z)表示的传递函数L₁(z)。第一噪声传递函数NTF₁(z)具有如下特性(带阻特性)：抑制输入到第一回路滤波器11的第一输入信号U₁(z)的载波频率(第一频率)f1中的量化噪声。

类似地，与图3中所示的滤波器102(传递函数L(z))相对应的第二回路滤波器12的滤波器(内部滤波器)120b具有使用第二噪声传递函数NTF₂(z)表示的传递函数L₂(z)。第二噪声传递函数NTF₂(z)具有如下特性(带阻特性)：抑制输入到第二回路滤波器12的第二输入信号U₂(z)的载波频率(第一频率)f2中的量化噪声。

图1中所示的Δ-Σ调制器1的输出信号V(z)由下面的等式(4)来表达。在等式(4)中，STF₁(z)表示关于第一输入信号U₁(z)的第一信号传递函数，STF₂(z)表示关于第二输入信号U₂(z)的第二信号传递函数，并且NTF(z)表示关于Δ-Σ调制器整体的噪声传递函数。

[数学式4]

V(z)＝STF1(z)U1(z)+STF2(z)U2(z)+NTF(z)E(z)……(4)

其中

[数学式5]

$STF1\left(z\right)=\frac{1+L1\left(z\right)}{1+L1\left(z\right)+L2\left(z\right)}......\left(5\right)$

[数学式6]

$STF2\left(z\right)=\frac{1+L2\left(z\right)}{1+L1\left(z\right)+L2\left(z\right)}......\left(6\right)$

[数学式7]

$NTF\left(z\right)=\frac{1}{1+L1\left(z\right)+L2\left(z\right)}......\left(7\right)$

[数学式8]

$L1\left(z\right)=\frac{1}{NTF1\left(z\right)}-1......\left(8\right)$

[数学式9]

$L2\left(Z\right)=\frac{1}{NTF2\left(z\right)}-1......\left(9\right)$

[数学式10]

$NTFx\left(z\right)={\Π}_{i=1}^M\frac{z-z_{xi}}{z-p_{xi}},x=1,2......\left(10\right)$

其中，M是Δ-Σ调制器的阶数，z_xi为零点，并且p_xi为极点。

下文中，将描述第一输入信号U₁(z)的第一频率f1是800MHz并且第二输入信号U₂(z)的第二频率f2是1.5GHz的示例。回路滤波器11、12中的每一个具有六阶(M＝6)CRFB结构。Δ-Σ调制器1的采样频率f_s是3.9GHz。

因为第一输入信号U₁(z)的频率f1是800MHz，所以第一输入信号U₁(z)被输入到的第一回路滤波器11的第一噪声传递函数NTF₁(z)被设置为使得噪声阻带的中心频率为大约800MHz。具体地，如图4(a)中所示，噪声阻带的中心频率被设置为使得零点z_xi和极点p_xi存在于单位圆上800MHz附近(稍微超前f_s/4＝约1GHz)。

此外，因为第二输入信号U₂(z)的频率f2是1.5GHz，所以第二输入信号U₂(z)被输入到的第二回路滤波器12的第二噪声传递函数NTF₂(z)被设置为使得噪声阻带的中心频率为大约1.5GHz。具体地，如图4(b)中所示，噪声阻带的中心频率被设置为使得零点z_xi和极点p_xi存在于单位圆上的1.5GHz附近(在fs/4＝约1GHz和fs/2＝约2GHz之间)。

注意，如等式(10)中所示，用于确定NTF₁(z),NTF₂(z)的所有变量都是根据零点z_xi和极点p_xi来确定的(参见用于零点和极点的优化的非专利文献1)。

当已经如上所述设置第一噪声传递函数NTF₁(z)和第二噪声传递函数NTF₂(z)时，Δ-Σ调制器1的噪声传递函数NTF(z)成为图5中所示。

如从图5中显而易见的，噪声传递函数NTF(z)响应于两个频率(双频带)800MHz和1.5GHz而在800MHz附近和1.5GHz附近的两个位置处具有阻带(凹陷)。

因此，量化噪声漂移到两个阻带外，并且因此在两个阻带中抑制量化噪声(噪声整形)。

图6示出了在第一噪声传递函数NTF₁(z)和第二噪声传递函数NTF₂(z)如上所述被设置的情况下的第一信号传递函数STF₁(z)和第二信号传递函数STF₂(z)。

如从图6中显而易见的，关于第一输入信号U₁(z)＝800MHz的第一信号传递函数STF₁(z)很难在800MHz附近的频带(通带)中使信号衰减，而其在作为第二输入信号U₂(z)的频率的1.5GHz附近具有阻带(凹陷)。

此外，关于第二输入信号U₂(z)＝1.5GHz的第二信号传递函数STF₂(z)很难在1.5GHz附近的频带(通带)中使信号衰减，而其在作为第一输入信号U₁(z)的频率的800MHz附近具有阻带(凹陷)。

图7示出了图1中所示的Δ-Σ调制器1的输出V(z)的功率谱(仿真功率谱)。如图7中所示，输出800MHz的信号和1.5GHz的信号，并且在800MHz附近和1.5GHz附近形成阻带。在这些阻带中，充分地抑制量化噪声。

因此，在图1中所示的Δ-Σ调制器1中，即使同时向其输入具有不同频率的多个输入信号U₁(z),U₂(z)，输入信号U₁(z),U₂(z)也不会彼此干扰。因此，多个输入信号U₁(z),U₂(z)可以被包括在要被同时输出的单个输出信号V(z)中。

图8到图10示出了在每一个都具有5MHz带宽的800MHz和1.5GHz的LTE(长期演进)信号被用作对Δ-Σ调制器1的两个输入信号U₁(z),U₂(z)的情况下的测量结果

图8示出了作为Δ-Σ调制器1的输出V的1比特数字数据流(3.9Gbps)中800MHz附近的功率谱，并且发现ACLR约为50dBm。

图9示出了作为Δ-Σ调制器1的输出V的1比特数字数据流(3.9Gbps)中1.5GHz附近的功率谱，并且发现ACLR约为48dBm。

图10示出了Δ-Σ调制器1的输出V的功率谱的整个图像。

如从图7到10显而易见的，如图1中所示的Δ-Σ调制器1的输出V的谱与RF信号的谱一样好。

因此，图1中所示的Δ-Σ调制器1适合于输出多个RF信号作为1比特数字数据谱。

[3.第二实施例：一般Δ-Σ调制器的结构]

Δ-Σ调制器1的回路滤波器11、12的结构是一个示例，并且回路滤波器11、12不限于图1中所示的结构。常规单输入单输出Δ-Σ调制器中的回路滤波器可以采用的各种结构可以被适配为Δ-Σ调制器1的回路滤波器11、12的结构。

图11示出了具有一般回路滤波器11、12的Δ-Σ调制器1。

图11中所示的第一回路滤波器的特性通过使用LA₁(z),LB₁(z)代替图1中所示的L₁(z)来表示。图11中所示的第二回路滤波器的特性通过使用LA₂(z),LB₂(z)代替图1中所示的L₂(z)来表示。稍后将描述这些传递函数LA₁(z),LB₁(z),LA₂(z),LB₂(z)。

在其他方面，图11中所示的Δ-Σ调制器1与图1中所示的相同。

[4.第三实施例：多频带兼容Δ-Σ调制器]

图12示出了具有不同频率的输入信号U₁,U₂,U₃可以被输入到的多频带兼容Δ-Σ调制器1。

除了类似于图1中所示的Δ-Σ调制器1的第一回路滤波器11和第二回路滤波器12之外，图12中所示的Δ-Σ调制器1包括对应于第三输入信号U₃的第三回路滤波器13。第三回路滤波器与向其输入第三输入信号U₃的第三输入端口10c相对应地被设置，并且基本上具有与第一回路滤波器11和第二回路滤波器12相同的结构。

也就是，第三回路滤波器13包括连接到第三输入端口10c的第一输入部13a、以及经由第三反馈路径18c连接到量化器16的输出侧的第二输入部13b。

此外，第三回路滤波器13包括差分器130a、内部滤波器130b、加法器130c、前馈路径130f等。

图12中所示的加法器15将三个回路滤波器11、12、13的输出Y₁,Y₂,Y₃相加，并且将和提供给量化器16。

量化器16的输出V被反馈到三个回路滤波器11、12、13的第二输入部11b、12b、13b。

图12中所示的Δ-Σ调制器1的输出V由下面的等式(11)来表达(当等式(11)中N＝3时)。在等式(11)中，STF_i(z)表示关于第i个输入信号U_i(z)的第i个信号传递函数。注意，可以输入到Δ-Σ调制器1的输入信号的数目N不限于两个或三个，并且可以是四个或更多个。

[数学式11]

$V\left(z\right)={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N}STFi\left(z\right)Ui\left(z\right)+NTF\left(z\right)E\left(z\right)......\left(11\right)$

N＝输入信号的数目

其中

[数学式12]

$STFi\left(z\right)=\{1+Li\left(z\right)\}/\{1+{\mathrm{\Σ}}_{x=1}^{N}Lx\left(z\right)\}......\left(12\right)$

[数学式13]

$NTF\left(z\right)=1/\{1+{\mathrm{\Σ}}_{x=1}^{N}Lx\left(z\right)\}......\left(13\right)$

[数学式14]

Lx(z)＝(1/NTFx(z))-1……(14)

[数学式15]

$NTFx\left(z\right)={\Π}_{i=1}^M\frac{z-z_{xi}}{z-p_{xi}},x=1~N......\left(15\right)$

其中N是Δ-Σ调制器的阶数，z_xi是零点，并且p_xi是极点。

图13示出了在使用每一个都具有5MHz的带宽的800MHz、1.5GHz和500MHz的LTE(长期演进)信号作为对Δ-Σ调制器1的三个输入信号的情况下的Δ-Σ调制器1的输出V(z)的功率谱(仿真功率谱)。

注意，响应于第一输入信号U₁的频率(800MHz)，第一回路滤波器11的第一噪声传递函数NTF₁(z)被设置为使得噪声阻带的中心频率在大约800MHz。

此外，响应于第二输入信号U₂的频率(1.5GHz)，第二回路滤波器12的第二噪声传递函数NTF₂(z)被设置为使得噪声阻带的中心频率在大约1.5GHz。

此外，响应于第三输入信号U₃的频率(500MHz)，第三回路滤波器13的第三噪声传递函数NTF₃(z)被设置为使得噪声阻带的中心频率在大约500MHz。

如图13中所示，500MHz的信号、800MHz的信号和1.5GHz的信号被输出，并且且在500MHz附近、800MHz附近和1.5GHz附近形成阻带。在这些阻带中，充分抑制量化噪声。

因此，即使输入信号的数目为3，也实现有利的效果。

[5.一般Δ-Σ调制器的输出]

如上所述，Δ-Σ调制器1中的回路滤波器的数目没有具体限制。

因此，当图11中所示的一般Δ-Σ调制器1被配置为具有任意数目的回路滤波器时，这样的Δ-Σ调制器1的输出通过使用各个回路滤波器的传递函数LA_i,LB_i来表达如下。注意，LA_i,LB_i表示第i个回路滤波器11、12的传递函数，并且N表示输入信号(回路滤波器)的数目。

[数学式16]

$V\left(z\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}\left({\mathrm{LA}}_i\right(z\left)U_i\right(z)+{\mathrm{LB}}_i(z\left)V\right(z\left)\right)+E\left(z\right)......\left(16\right)$

${\mathrm{LA}}_i=\frac{{\mathrm{STF}}_i\left(z\right)}{{\mathrm{NTF}}_i\left(z\right)}......\left(17\right)$

${\mathrm{LB}}_i=1-\frac{1}{{\mathrm{NTF}}_i\left(z\right)}......\left(18\right)$

根据上面的等式，如果确定了针对对应的第i个输入信号中的每一个期望的信号传递函数STF_i和噪声传递函数NTF_i，则第i个回路滤波器11、12的传递函数LA_i,LB_i可以通过计算来获得。因为该计算类似于常规单输入单输出Δ-Σ调制器的回路滤波器中的计算，所以可以容易地计算出传递函数LA_i,LB_i。

如图1中所示，在回路滤波器11、12被配置为使得仅在输入信号U(z)和反馈信号V(z)之间的差U(z)-V(z)被输入到内部滤波器110b、120b，并且分别具有前馈路径110f、120f的情况下，针对传递函数LA_i,LB_i建立下面的等式：

LA_i(z)＝L_i(z)+1

LB_i(z)＝-L_i(z)

另一方面，当图1中所示的回路滤波器11、12不包括前馈路径110f、120f时，建立下面的等式：

LA_i(z)＝L_i(z)

LB_i(z)＝-L_i(z)

当回路滤波器11、12具有如上所述仅对其输入在输入信号U(z)和反馈信号V(z)之间的差U(z)-V(z)的内部滤波器110b、120b时，仅需要确定用于回路滤波器11、12的一个传递函数L_i(z)，并且因此便于设计。

此外，当回路滤波器11、12具有如图1中所示的前馈路径110f、120f时，要输出的输入信号U_i(z)可以在通过内部滤波器110b、120b的情况下被直接提供给量化器侧，并且因此便于设计。

[6.通信设备]

[6.1通信设备的第一示例]

图14示出了使用根据上述实施例的Δ-Σ调制器1的通信单元(无线电通信单元)200的第一示例。

通信单元200包括多个正交调制部(一次调制器)21、22；Δ-Σ调制器(二次调制器)1和带通滤波器25。

多个正交调制部21、22分别对基带信号I₁,Q₁,I₂,Q₂执行正交调制作为一次调制。因为用于多个正交调制部21、22的本地振荡器21a、22a具有不同频率w₁,w₂，所以正交调制部21、22分别输出不同频率的无线电信号(RF信号)U₁,U₂。

多个无线电信号U₁,U₂是对Δ-Σ调制器1的输入信号。

Δ-Σ调制器1对多个无线电信号U₁,U₂执行Δ-Σ调制作为二次调制，以输出包括多个无线电信号U₁,U₂的脉冲信号。Δ-Σ调制器1的输出信号经由传输路径24被提供到带通滤波器25。带通滤波器25具有允许多个无线电信号U₁,U₂通过的通带。带通滤波器25去除多个无线电信号U₁,U₂的频率带外的噪声。

在多个无线电信号U₁,U₂的频率彼此接近的情况下，即使从Δ-Σ调制器1输出多个无线电信号U₁,U₂，也足以提供一个带通滤波器25，如图14中所示。

从带通滤波器25输出的多个无线电信号U₁,U₂由功率放大器31放大，并且从天线32输出。

通信单元200能够以双频带模式(多频带模式)进行操作，其中同时输出多个不同频率的多个无线电信号。

此外，因为Δ-Σ调制器1的输出是数字信号，所以无线电信号可以通过诸如光纤的高速传输路径24作为数字信号被发射。

此外，因为多个无线电信号可以被包括在一个数字数据流中，所以多个无线电信号可以通过单个传输路径24被发射。

[6.2通信设备的第二示例]

图15示出了使用根据上述实施例的Δ-Σ调制器1的通信单元(无线电通信单元)200的第二示例。

在根据第二示例的通信单元200中，多个(两个)带通滤波器25、26与无线电信号U₁,U₂的数目相对应地被设置。Δ-Σ调制器1的输出通过传输路径24被提供给多个带通滤波器25、26中的每一个。

当多个无线电信号U₁,U₂的频率彼此分离时，无线电信号U₁,U₂的频率带外的噪声可以通过使用具有与各个无线电信号U₁,U₂的频率相对应的通带的多个带通滤波器25、26来被适当地去除。

在其他方面，图15中所示的通信单元200与图14中所示的相同。在图15中，省略了带通滤波器25、26之后的电路。

[6.3通信设备的第三示例]

图16示出了使用根据上述实施例的Δ-Σ调制器1的通信单元(无线电通信单元)200的第三示例。

根据第三示例的通信单元200通过在根据第二示例的通信单元200的带通滤波器26的输出侧设置混频器(频率转换器)28来获得。在其他方面，第三示例的通信单元200与第二示例的相同。

在第三示例中，从第一正交调制部21输出的信号(频率w1)是射频信号(RF信号)，并且从第二正交调制部22输出的信号(频率w2)是具有相对低频率的中频信号(IF信号)。

在第三示例中，从带通滤波器26输出的IF信号经历混频器28的频率转换而被转换为w2+w3的RF信号(w3：本地振荡器29的频率)。

通过在对Δ-Σ调制器1的输入信号的频率被减小的情况下在Δ-Σ调制器1的输出侧执行频率转换，Δ-Σ调制器1的操作频率(采样频率)可以被减小。

尽管在图16中多个输入信号中只有一个是IF信号，两个输入信号二者都可以是IF信号。

[6.4通信设备的第四示例]

图17示出了使用根据上述实施例的Δ-Σ调制器1的通信单元(无线电通信单元)200的第四示例。

在第四示例中，正交调制部21的输出信号(IF信号；频率w1)被输入到Δ-Σ调制器1的输入端口中的一个，而用于频率转换的本地信号(本地振荡信号；频率w2)被输入到另一输入端口。

根据第四示例的Δ-Σ调制器1输出包括频率w1的IF信号和频率w2的本地信号的数字信号。

这些信号经历带通滤波器25、26的噪声去除，并且此后被输入到混频器(频率转换器)28。混频器28将频率w1的IF信号转换为频率w1+w2的RF信号。

在根据第四示例的通信单元200中，因为不是RF信号而是IF信号被输入到Δ-Σ调制器1，所以Δ-Σ调制器1的操作频率(采样频率)可以被减小。

而且，因为用于频率转换的本地信号也被包括在作为数字信号的Δ-Σ调制器1的输出中，所以BPF 25、26之后的模拟电路不需要包括本地振荡器，并且因此可以简化配置。

[6.5通信设备的第五示例]

图18示出了使用根据上述实施例的Δ-Σ调制器1的通信单元(无线电通信单元)200的第五示例。

在第五示例中，当正交调制部21的输出信号(频率w1)被输入到Δ-Σ调制器1的输入端口中的一个时，什么都不被输入到另一输入端口。

在Δ-Σ调制器1的两个回路滤波器11、12中，与正交调制部21的输出信号被输入到的输入端口相对应的回路滤波器被设置为使得噪声阻带的中心频率是输出信号的频率w1。

另一方面，与不具有输入的输入端口相对应的回路滤波器被设置为使得噪声阻带的中心频率在零频率附近(高通滤波器)。

图19示出了在图18中正交调制部21的输出信号的频率w1为1.5GHz的情况下的Δ-Σ调制器1的输出的功率谱。

如从图19中显而易见的，在Δ-Σ调制器1的输出中包括1.5GHz的信号的同时，在零频率处不存在信号。然而，噪声在1.5GHz和0Hz附近的频率处被抑制。

如上所述，根据第五示例，Δ-Σ调制器1可以输出包括特定频率的信号并且具有更少DC分量(零频率的信号)的输出信号。

通过减小Δ-Σ调制器1的输出信号中的DC分量，运行长度(runlength)可以被减小。

换句话说，如图20中所示，脉冲信号中连续的0(参见图20(a))或1(参看图20(b))的数目被减小为约2到4，这意味着运行长度被减小。

当运行长度被减小时，脉冲信号的应变(strain)可以被抑制。因此，在第五示例中，Δ-Σ调制器1的输出信号(脉冲信号)的应变可以被抑制。

当在第五示例中，在零频率附近获得具有更少信号和更少噪声的信号时，通过将没有输入的回路滤波器的噪声阻带的中心频率设置为期望频率，可以在期望频率附近获得具有更少信号和更少噪声的信号。

[7.附加注释]

所公开的实施例在所有方面被认为是说明性而非限制性的。发明的范围由所附权利要求而不是前面的含义来指示，在权利要求的等价物的含义和范围内的所有修改因此都希望被包涵在其中。

附图标记列表

1 Δ-Σ调制器

10a,10b,10c 输入端口

10d 输出端口

11 第一回路滤波器

110a 差分器(加法器)

110b 内部滤波器(滤波器)

110c 加法器

110f 前馈路径

12 第二回路滤波器

120a 差分器(加法器)

120b 内部滤波器(滤波器)

120c 加法器

120f 前馈路径

13 第三滤波器

130b 内部滤波器(滤波器)

130c 加法器

130f 前馈路径

15 加法器

16 量化器

18a,18b,18c 反馈路径

Claims (5)

1.一种Δ-Σ调制器，包括：

多个输入端口，具有不同频率的多个输入信号分别被输入到所述多个输入端口；

多个回路滤波器，所述多个回路滤波器分别与所述多个输入端口相对应地被设置；

加法器，所述加法器被配置为将所述多个回路滤波器的输出相加；以及

量化器，所述量化器被配置为量化所述加法器的输出，其中，

所述多个回路滤波器中的每一个被设置为接收输入到所对应的输入端口的输入信号和所述量化器的输出的反馈信号，并且

所述多个回路滤波器中的每一个具有停止输入到所对应的输入端口的输入信号的频率附近的噪声的特性。

2.根据权利要求1所述的Δ-Σ调制器，其中，

所述多个回路滤波器中的每一个包括：

差分器，所述差分器被配置为计算在输入到所对应的输入端口的输入信号与所述量化器的输出的所述反馈信号之间的差；以及

内部滤波器，将所述差分器的输出输入到所述内部滤波器。

3.根据权利要求2所述的Δ-Σ调制器，其中，

所述多个回路滤波器中的每一个进一步设置有前馈路径，所述前馈路径被配置为将输入到所对应的输入端口的输入信号与所述内部滤波器的输出相加。

4.一种通信设备，包括：

根据权利要求1至3中的任何一项所述的Δ-Σ调制器；以及

一个或多个带通滤波器，从所述Δ-Σ调制器的所述量化器输出的输出信号通过所述一个或多个带通滤波器，其中，

所述一个或多个带通滤波器具有允许所述Δ-Σ调制器的所述多个输入信号通过所述带通滤波器的通带。

5.根据权利要求4所述的通信设备，进一步包括：

混频器，已经通过所述一个或多个带通滤波器的所述多个输入信号被输入到所述混频器，其中，

所述Δ-Σ调制器的所述多个输入信号包括用于由所述混频器进行频率转换的本地信号。