CN104901606B - 电动机控制装置以及空气调节器 - Google Patents

电动机控制装置以及空气调节器 Download PDF

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Abstract

电动机控制装置中，电流检测部基于电流检测元件产生的信号和PWM信号模式，检测电动机的相电流；转子位置决定部基于相电流决定转子位置；PWM信号生成部以追踪转子位置的方式生成3相的PWM信号模式；PWM信号生成部对于3相的PWM信号模式中的第1相，以载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧这两方使占空比增减，对于第2相及第3相分别以上述相位为基准向滞后侧、超前侧的一个方向及与该方向相反的方向使占空比增减；电流检测部在载波周期内在固定的定时检测2相的电流，当在固定的定时无法检测出2相的电流时，定时调整部对于至少1相调整检测定时，以能够在与针对逆变器电路的输出电压的大小对应的可变的定时检测电流。

Description

电动机控制装置以及空气调节器
技术领域
本发明的实施方式涉及对3相桥接的多个开关元件进行PWM控制，从而经由逆变器电路对电动机进行控制的控制装置、以及具备该控制装置的空气调节器。
背景技术
有如下技术，即，在为了控制电动机而检测U、V、W各相的电流的情况下，使用插入到逆变器电路的直流部的一个分流电阻进行电流检测的技术。为了在该方式下检测3相的全部的电流，在PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)载波的1个周期内，需要产生3相的PWM信号模式，以能够检测出2相以上的电流。为此，提出了通过使1个周期内的PWM信号的相位偏移，从而不增大噪音就能够始终检测出2相以上的电流的电动机控制装置(日本国：日本专利第5178799号公报)。
然而，上述的公报所公开的电流检测方式有如下问题，即，在调制度变高的区域中，在二次的电流检测定时，仅能够检测出1相的电流的问题。
发明内容
因此，提供有关于基于一个电流检测元件的电流检测方式的、能够更可靠地检测出2相的电流的电动机控制装置、以及具备该控制装置的空气调节器。
根据实施方式的电动机控制装置，电流检测单元基于与逆变器电路的直流侧连接的电流检测元件对应于电流值而产生的信号和PWM信号模式，检测电动机的相电流，转子位置决定单元基于所述相电流而决定转子位置，PWM信号生成单元以追踪转子位置的方式生成3相的PWM信号模式。
PWM信号生成单元，对于所述3相的PWM信号模式中的第1相，以载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧这两方使占空比增减，对于第2相，以载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧的一个方向使占空比增减，对于第3相，向与所述方向相反的方向使占空比增减。并且，在电流检测单元在载波周期内在被固定的定时检测2相的电流并在所述被固定的定时无法检测出2相的电流时，定时调整单元对于至少1相调整检测定时，以便能够在与针对逆变器电路的输出电压的大小对应的可变的定时检测出电流。
附图说明
图1是第1实施方式，是表示电动机控制装置的构成的功能框图。
图2是表示热泵系统的构成的图。
图3是表示每隔载波的半周期而执行的中断处理的流程图。
图4是将图3所示的处理的执行时间示意图(image)与PWM载波波形一起表示的图。
图5是表示3相PWM占空比脉冲的输出相位的图。
图6是表示步骤S11的处理内容的流程图(其一)。
图7是表示步骤S11的处理内容的流程图(其二)。
图8是表示与通过图6以及图7的处理来分类的模式(1～9)对应的、2相PWM脉冲的波形例以及电流检测定时的图(其一)。
图9是表示与通过图6以及图7的处理来分类的模式(1～9)对应的、2相PWM脉冲的波形例以及电流检测定时的图(其二)。
图10是表示3相PWM信号波形和模式(0～9)的变化的图。
图11是表示步骤S12的处理内容的流程图(其一)。
图12是表示步骤S12的处理内容的流程图(其二)。
图13是表示U0、V0、W0与V0_bai、W0_bai的定义的图。
图14是表示步骤S3的处理内容的流程图(其一)。
图15是表示步骤S3的处理内容的流程图(其二)。
图16是说明现有技术的问题的图。
图17是说明本实施方式的作用效果的图。
图18是对于现有技术与本实施方式表示与电动机的转速的变化相应的电流波形的变化的图。
图19是第2实施方式，是表示在模式(1、3、5)的情况下将3相调制的PWM信号变更为2相调制的PWM调制的状态的图。
图20是模式(7、9)的情况下的图19相当图。
图21是表示每隔载波的半周期而执行的中断处理的流程图。
图22是表示步骤S15的处理内容的流程图(其一)。
图23是表示步骤S15的处理内容的流程图(其二)。
图24是表示步骤S12的处理内容的流程图(其一)。
图25是表示步骤S12的处理内容的流程图(其二)。
图26是表示步骤S12的处理内容的流程图(其三)。
图27是表示步骤S3的处理内容的流程图。
图28是表示步骤S16的处理内容的流程图。
图29是表示将通过图22以及图23的处理来分类的模式(7～9)分类为通道模式(channel pattern)7～9、0的情况下的PWM脉冲的波形例以及电流检测定时的图(其一)。
图30是图29相当图(其二)。
图31是表示将3相调制与2相调制混合而进行的情况下的各种PWM信号波形的图。
图32是对于现有技术与本实施方式表示与电动机的转速的变化相应的电流波形的变化的图。
图33是说明第3实施方式的作用的图(其一)。
图34是说明第3实施方式的作用的图(其二)。
图35是说明第3实施方式的作用的图(其三)。
图36是图22相当图。
图37是图24相当图。
图38是图25相当图。
图39是图28相当图(其一)。
图40是图28相当图(其二)。
图41是表示步骤S9的详细处理的流程图。
图42是表示步骤S10的详细处理的流程图。
图43是表示将第3实施方式的处理实际地应用的情况下的3相PWM模式的图
具体实施方式
(第1实施方式)
以下，作为热泵系统的一例，参照图1至图18说明对空气调节器的压缩机电动机进行驱动的第1实施方式。在图2中，构成热泵系统1的压缩机(负载)2构成为，将压缩部3和电动机4收容在同一铁制密闭容器5内。电动机4的转子轴与压缩部3连结。并且，压缩机2、四通阀6、室内侧热交换器7、减压装置8、室外侧热交换器9通过作为热传递介质流路的管而连接以构成闭环。另外，压缩机2是例如回转式压缩机。电动机4是例如3相IPM(InteriorPermanent Magnet：内置式永磁)电动机(无刷DC电动机)。空气调节器E构成为具有上述的热泵系统1。
在供暖时四通阀6处于以实线表示的状态，通过压缩机2的压缩部3压缩后的高温冷媒从四通阀6向室内侧热交换器7供给并凝结。然后，冷媒通过减压装置8被减压，成为低温后流到室外侧热交换器9，在此蒸发并返回到压缩机2。另一方面，在制冷时四通阀6被切换为以虚线表示的状态。为此，通过压缩机2的压缩部3压缩后的高温冷媒从四通阀6向室外侧热交换器9供给并凝结。然后，冷媒通过减压装置8被减压，成为低温后流到室内侧热交换器7，在此蒸发并返回到压缩机2。在室内侧、室外侧的各热交换器7、9中，分别通过风扇10、11进行送风。通过该送风，效率良好地进行各热交换器7、9与室内空气、室外空气的热交换。
图1是表示电动机控制装置的构成的功能框图。直流电源部21以直流电源的符号(symbol)表示。但是，直流电源部21在从工业交流电源生成直流电源的情况下，包括整流电路及平滑电容器等。直流电源部21上经由正侧母线22a、负侧母线22b而连接有逆变器电路(直流交流变换器)23。作为电流检测元件的分流电阻24被插入到负侧母线22b侧。逆变器电路23构成为将作为开关元件的例如N沟道型的功率MOSFET25(U+，V+，W+，U－，V－，W－)3相桥接。逆变器电路23的各相输出端子分别与电动机4的各相绕组连接。
分流电阻24的端子电压(与电流值对应的信号)通过电流检测部(电流检测单元)27来检测。电流检测部27将所述端子电压进行A/D变换后读入并基于对逆变器电路3输出的2相或3相的PWM信号模式，检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。电流检测部27检测出的各相电流被输入至向量运算部(转子位置决定单元、PWM信号生成单元)30。
从设定控制条件的微计算机等的功能部分对向量控制部30赋予电动机4的旋转速度指令ωref。然后，向量控制部30基于旋转速度指令ωref与所推定的电动机4的实际的旋转速度的差分，生成转矩电流指令Iqref。电动机4的转子位置θ根据电动机4的各相电流Iu、Iv、Iw来决定。转矩电流Iq、励磁电流Id通过使用转子位置θ的向量控制运算来计算。电压指令Vq是对于转矩电流指令Iqref与转矩电流Iq的差分进行例如PI控制运算而生成的。电压指令Vd是对励磁电流Id侧进行同样地处理而生成的。并且，使用上述转子位置θ将电压指令Vq、Vd变换为三相电压Vu、Vv、Vw。三相电压Vu、Vv、Vw被输入至DUTY生成部(PWM信号生成单元)31，决定用于生成各相的PWM信号的占空比(duty)U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。
各相占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY被赋予至PWM信号生成部(PWM信号生成单元)32，与载波的电平进行比较而生成3相PWM信号。另外，也生成使3相PWM信号反转的下臂侧的信号，根据需要附加了空载时间(deadtime)后，它们都被输出至驱动电路33。驱动电路33根据被赋予的PWM信号，对构成逆变器电路23的六个功率MOSFET25(U+，V+，W+，U－，V－，W－)的各栅极输出栅极信号。另外，关于上臂侧，以升压了必要的电平后的电位进行输出。关于PWM信号生成部31生成3相PWM信号的方式，使用例如日本国：专利第5178799号公报中公开的第4实施方式的方式。
电流检测定时调整部34配置在PWM信号生成部32与电流检测部27之间。电流检测定时调整部34，基于从PWM信号生成部32输入的载波及从向量运算部30输入的信息，决定由电流检测部27在载波周期内检测2相的电流的定时，并输出至电流检测部27。电流检测部27在从电流检测定时调整部34输入的定时对分流电阻24的端子电压进行A/D变换。另外，在以上，结构27～32、34的功能是通过包括CPU的微计算机的硬件以及软件实现的功能。
接下来，参照图3至图25对本实施方式的作用进行说明。图3是表示每隔载波的半周期而执行的中断处理的流程图。即，PWM中断在作为载波的三角波振幅的峰值和底部发生。首先，判断标志M_Int_flg是否是“0”(重置)(S1)，如果是“0”，则提取在电流检测部27中进行A/D变换后的数据(S2)。然后，电流检测部27基于提取到的数据，检测3相电流(S3)。另外，在步骤S3中，执行后述的“StartC”的处理。
在此，电流检测部27中的分流电阻24的端子电压的A/D变换处理与图3所示的处理分开地在1个载波周期内执行两次(关于执行定时，后述)。并且，A/D变换后的数据被储存在例如寄存器等中。因此，步骤S2的处理是读出储存在上述寄存器中的数据。
接下来，根据3相电流，通过向量控制运算，推定电动机4的转子位置(θ)(S4)，执行频率控制(速度控制、S5)以及电流控制(PI控制等)(S6)。然后，将标志M_Int_flg设为“1”(S7)。接下来的步骤S8～S11的处理在DUTY生成部31中进行。DUTY生成部31参照从PWM信号生成部32赋予的载波计数器的值，判断是在正数计数(up count)中还是在倒数计数(downcount)中(S8)。如果是在正数计数中，则DUTY生成部31设定D_Pwm_set2()(S9)，如果是在倒数计数中，则DUTY生成部31设定D_Pwm_set1()(S10)。关于这些，用图4以及图5进行说明。然后，执行StartA、StartB(S11、S12)。
另外，如果在步骤S1中标志M_Int_flg是“1(设定)”(否)，则输出3相的PWM信号(S13)，将标志M_Int_flg设为“0”(S14)。然后，向步骤S8转移。
图4将中断处理的执行时间示意图与PWM载波波形一起示出。在空调器中，通过一个控制电路(微型计算机)，与压缩机2并行地还控制对与室外机对应的热交换器9的风扇11进行驱动的电动机。对与室内机对应的热交换器7的风扇10进行驱动的电动机由其他的控制电路、驱动器IC等控制。
在图4中，(a)中示出了与图3所示的压缩机2的电动机控制有关的处理时间(1)～(4)，(b)中示出了与上述风扇11的电动机(风扇电动机)控制有关的处理时间(5)。即，在三角波振幅的底部发生PWM中断时，在执行了图3所示的处理后，对于风扇电动机也检测电动机电流并进行向量控制。关于图中以圆圈数字表示的处理(1)～(4)，处理(1)以及(3)与步骤S2～S8对应，处理(2)、(4)分别与步骤S9、S10对应。在此情况下，风扇电动机的控制(5)在执行了处理(4)后进行。
图5示出了各相PWM占空比脉冲(duty pulse)的输出相位，使用如前所述的日本国：专利第5178799号公报公开的方式。即，3相中的第1相以三角波的底部为基准在滞后侧、超前侧这两方使占空比增减。另外，关于第2相，以所述底部为基准在例如超前相位侧使占空比增减。关于第3相，以所述底部为基准在滞后相位侧使占空比增减。在该例子中，第1、第2、第3相分别为U、V、W相，但当然这些对应关系是任意的。在三角波的峰值处发生中断时，载波计数器是在倒数计数中，所以根据D_Pwm_set2()，输出本次的载波周期前半部分的占空比脉冲。另外，以D_Pwm_set1()或D_Pwm_set2()输出的U、V、W各相的占空比是使通过向量控制运算出的占空比值为2倍后的值。
关于U相，占空比的1/2的脉冲在从振幅的峰值处的中断发生后的定时到振幅的底部的期间被输出。关于V相，如果占空比小于50％，则该脉冲与U相同样地在从峰值处的中断发生后的定时到振幅的底部的期间被输出。另外，关于W相，在占空比超过50％时，其超出的量的脉冲在从振幅的峰值处的中断发生的定时到达到振幅的底部的期间被输出。因此，通过D_Pwm_set2()输出的是这些脉冲。
另一方面，在三角波振幅的底部处发生中断时，载波计数器是在正数计数中，所以通过D_Pwm_set1()，输出本次的载波周期后半部分的占空比脉冲。关于U相，与前半部分同样地，占空比的1/2的脉冲在从振幅的底部处的中断发生后的定时到峰值的期间被输出。关于V相，在占空比超过50％时，其超出的量的脉冲在从振幅的底部处的中断发生的定时到达到振幅的峰值的期间被输出。另外，关于W相，如果占空比小于50％，则该脉冲与U相同样地、在从振幅的底部处的中断发生后的定时到振幅的峰值的期间被输出。因此，通过D_Pwm_set1()输出的是这些脉冲。
接下来，参照图6以及图7，对步骤S11的处理(StartA)进行说明。在该处理中，根据3相的PWM信号中的各相占空比脉冲的大小关系，分类为模式(0)～(9)。另外，这些模式在后述的处理中，以变量ptn表示。在此的模式划分基于以下的条件。
以下的最小宽度设为电流检测部27能够检测出电流的最小占空比，以下的最大宽度设为从最大占空比(100％)减去所述最小宽度后的值。例如，如果能够检测出电流的最小时间是10μS、载波频率是4kHz，则最小宽度为4％，最大宽度为96％。并且，以U、V、W相的占空比的以下组合对3相PWM信号的输出模式进行模式划分。
(1)U相小于最小宽度，并且V相比W相大或V相为最大宽度以上，并且W相比U相大的情况
(2)U相小于最小宽度，并且W相比V相大或W相为最大宽度以上，并且V相比U相大的情况
(3)V相小于最小宽度，并且U相比W相大的情况
(4)V相小于最小宽度，并且W相比U相大或W相为最大宽度以上，并且U相比V相大的情况
(5)W相小于最小宽度，并且U相比V相大的情况
(6)W相小于最小宽度，并且V相比U相大或V相为最大宽度以上，并且W相比U相小的情况
(7)U相以及V相为最大宽度以上的情况
(8)U相以及W相为最大宽度以上的情况
(9)V相以及W相为最大宽度以上的情况
(0)(1)～(9)以外的情况
在图6以及图7所示的步骤S21～S33中，按照上述的条件将模式(变量ptn)(0)～(9)分类。图8以及图9中示出了与模式(1)～(9)对应的3相PWM信号模式。另外，图10中示出了模式(0)～(9)根据实际的3相PWM信号模式的变化而变化的状态。
图11以及图12是步骤S12的处理(StartB)。在该处理中，相应于模式(0)～(9)，决定电流检测部27在载波周期内对分流电阻24的端子电压进行A/D变换的定时。对于从载波周期的开头(峰值)一直到1/2期间(底部)的倒数计数期间和从所述1/2期间一直到载波周期的结束的正数计数期间，分别决定进行A/D变换的定时。前者成为第1检测定时，后者成为第2检测定时。
图中的U0、V0、W0是如图13(a)所示那样，以载波周期的中间点(底部)为基点而最初决定的U、V、W相占空比的1/2相当的时间。并且，V0_bai、W0_bai如图13(b)所示那样，与为了在图5所示的模式下输出3相PWM信号而使V、W相的占空比脉冲偏移了时、以载波周期的中间点为基点延伸的脉冲的长度相当。
另外，图14以及图15是步骤S3的处理(StartC)。示出了，在该处理中，相应于模式(0)～(9)、电流检测部27对3相中的任2相进行A/D变换后检测并通过运算求出剩余的1相。并且，图8以及图9中，按照各模式(0)～(9)示出了进行A/D变换的定时和由此检测出的电流相。
<模式(1)>→S42、S62
第1检测定时：设定为对U0增加了最小宽度(可变)，检测出V相电流。
第2检测定时：设定为从W0_bai减去最小宽度(可变)，检测出U相电流(负)。
在步骤S62中，对U相的A/D变换值(AD值)附以符号“－”并代入到变量R_Iu中，将V相的A/D变换值原封不动代入到变量R_Iv中。然后，根据
R_Iw＝－R_Iu－R_Iv
求出W相电流R_Iw。
在此，参照图16以及图17，对以上的作用带来的效果进行说明。如果如图16(a)所示的日本国：专利第5178799号那样，各相PWM脉冲分别是中间的宽度，则能够在被固定的2点的定时检测出2相的电流(W、V相，都为负)。在该定时的状态下成为模式(1)时，如图16(b)所示，在第1检测定时检测出V相电流，在第2检测定时检测出U相电流(负)。因此，检测相与图16(a)所示的情况不同。
因此，关于模式(1)，如图17(a)所示，使第1、第2检测定时都可变。另外，仅在该图中，检测相与检测定时固定的情况没有变化。然而，图8所示的模式(1)的另一例也同时，使检测定时可变，以使检测相与V相、U相(负)对齐。
<模式(2)>→S44、S64
第1检测定时：设定为从V0_bai减去最小宽度(可变)，检测出U相电流(负)。
第2检测定时：设定为对U0增加了最小宽度(可变)，检测出W相电流。
在步骤S64中，对U相的A/D变换值附以符号“－“并代入到变量R_Iu，将W相的A/D变换值原封不动地代入到W相电流R_Iw。并且，通过
R_Iv＝－R_Iw－R_Iu
求出V相电流R_Iv。
<模式(3)>→S46、S66
第1检测定时：设定为对V0_bai增加了最小宽度(可变)，检测出U相电流。
第2检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出V相电流(负)。
在步骤S66中，对V相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iv，将U相的A/D变换值原封不动地代入到U相电流R_Iu。并且，通过
R_Iw＝－R_Iv－R_Iu
求出W相电流R_Iw。
<模式(4)>→S48、S68
第1检测定时：设定为对U0增加了最小宽度(可变)，检测出W相电流。
第2检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出V相电流(负)。
在步骤S68中，对V相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iv，将W相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iw。并且，通过
R_Iu＝－R_Iv－R_Iw
求出U相电流R_Iu。
如图17(b)所示，模式(4)的情况下，若双方的检测定时固定，则双方都检测出V相电流(负)。因此，通过使第1检测定时可变，来检测出W相电流。
<模式(5)>→S50、S70
第1检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出W相电流(负)。
第2检测定时：设定为对W0_bai增加了最小宽度(可变)，检测出U相电流。
在步骤S70中，将U相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iu，对W相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iw。并且，通过
R_Iv＝－R_Iu－R_Iw
求出V相电流R_Iv。
<模式(6)>→S52、S72
第1检测定时：设定为从U0减去最小宽度(可变)，检测出W相电流(负)。
第2检测定时：设定为对U0增加了最小宽度(可变)，检测出V相电流。
在步骤S72中，将V相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iv，对W相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iw。并且，通过
R_Iu＝－R_Iv－R_Iw
求出U相电流R_Iu。
如图17(c)所示那样，在模式(6)的情况下，若双方的检测定时固定，则双方都检测出W相电流(负)。因此，通过使第1、第2检测定时都为可变，从而在第2侧检测出V相电流。
关于以后的模式(7)～(9)，都检测出仅1相的电流。
<模式(7)>→S54、S74
第1检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出W相电流(负)。
第2检测定时：在此无法进行第2相的电流检测，因此不设定。
因此，在步骤S74中，将“0”代入到变量R_Iu、R_Iv，对W相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iw。
<模式(8)>→S56、S76
第1检测定时：在此无法进行第1相的电流检测，因此不设定。
第2检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出V相电流(负)。
因此，在步骤S76中，将“0”代入到变量R_Iu、R_Iw，对V相的A/D变换值附以符号“一”并代入到变量R_Iv。
<模式(9)>→S58、S78
第1检测定时：在此无法进行第1相的电流检测，因此不设定。
第2检测定时：设定为最小宽度的2倍(固定)，检测出U相电流(负)。
因此，在步骤S78中，将“0”代入到变量R_Iv、R_Iw，对U相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iu。
另外，在此设定为“最小宽度的2倍”，与其他的设定为最小宽度的“固定”的定时不同。然而，在专利请求的范围中定义为“与针对逆变器电路的输出电压的大小对应的可变的定时”，根据该定义，未进入到“可变”的概念，所以设为“固定”。
<模式(0)>→S59、S79
第1检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出V相电流(负)。
第2检测定时：设定为最小宽度(固定)，检测出W相电流(负)。
参照图16(a)。并且，在步骤S79中，对V相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iv，对W相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iw。并且，通过
R_Iu＝－R_Iv－R_Iw
求出U相电流R_Iu。
图18示出了在调制度为大致1.0的情况下，(a)以现有技术(日本国：专利第5178799号)的方式检测出的电动机电流的波形和(b)以本实施方式的方式检测出的电动机电流的波形。根据该图可知，在现有技术中施加电压上升而电动机的转速上升，相应于此电流检测率降低，电流波形的变形变大。与此相对在本实施方式中，无论施加电压高低都维持电流检测率较高的状态，电流波形的变形少并接近正弦波。
根据如以上的本实施方式，电流检测部27基于由与逆变器电路23的直流侧连接的分流电阻24与电流值对应地产生的信号和PWM信号模式，检测出电动机4的相电流Iu、Iv、Iw。向量控制部30基于相电流，决定转子位置θ，并与PWM信号生成部32一起以追踪转子位置θ的方式生成3相的PWM信号模式。此时，PWM信号生成部32，对于3相PWM信号模式的U相，以载波周期的底部为基准向滞后侧、超前侧这两方使占空比增减。对于V相，以所述底部为基准向滞后侧、超前侧的一个方向使占空比增减，对于W相，向与所述方向相反的方向使占空比增减。
并且，电流检测定时调整部34在载波周期内在被固定的定时检测2相的电流。另外，在所述被固定的定时无法检测出2相的电流时，至少对于1相，调整检测定时，以能够在与针对逆变器电路23的输出电压的大小对应的可变的定时检测出电流。因此，在输出电压变高并成为过调制状态的区域也能够使电流检测率提高，能够抑制开关损失并且能够谋求控制精度的提高。
另外，电流检测定时调整部34根据3相的PWM信号模式来决定将电流检测设为预先确定的固定定时还是从固定定时变化了的定时。具体而言，将最小宽度设为电流检测部27能够检测出电流的最小占空比，基于所述最小宽度来决定最大宽度。并且，将2相PWM信号的输出模式，以与所述各宽度的某一宽度相应的3相占空比的组合来情况分类为模式(0～9)，并相应于这些模式(0～9)，决定将电流检测设为固定定时还是设为变化了的定时。
由此，能够根据3相调制中的PWM信号的各组合来将是否使电流检测定时的另一方可变判定为妥当。另外，在输出电压极高的过调制状态，对于实质上仅能检测出1相的电流的状态也能够可靠地确定并进行电流检测，能够尽可能地利用于电动机控制。
进而，关于具备具有压缩机2、室外侧热交换器9、减压装置8及室内侧热交换器7的热泵系统1的空气调节器E，本实施方式的电动机控制装置将构成压缩机2的电动机4作为控制对象。因此，能够使热泵系统1以及空气调节器E的运转效率提高。
(第2实施方式)
图19至图33是第2实施方式，对与第1实施方式相同的部分标注同一符号并省略说明，以下对不同的部分进行说明。例如在模式(1)，在第1检测定时检测出V相的电流，在第2检测定时检测出U相(负)的电流。然而，如图19(a)所示，U相脉冲接近最小并且W相脉冲接近最大时，在第1检测定时也检测出U相(负)的电流。因此，在第2实施方式中，在这种情况下，从V、W相脉冲宽度减去U相脉冲宽度，并且使U相脉冲宽度为“0”而进行2相调制化。然后，将第2检测定时变更为从W0_bai减去最小宽度后的可变定时，从而检测出V相、U相(负)电流。
另外，在模式(3)，在第1检测定时检测出U相，在第2检测定时检测出V相(负)的电流。然而，如图19(b)所示，U相、W相脉冲双方都接近最大时，在第1检测定时也检测出V相(负)的电流。在这种情况下，从U、W相脉冲宽度减去V相脉冲宽度，并且使V相脉冲宽度为“0”而进行2相调制化。并且，使第1、第2检测定时都固定，并像从前那样检测出U相、V相(负)电流。
在模式(5)，在第1检测定时检测出W相(负)，在第2检测定时检测出U相的电流。然而，如图19(c)所示，U相、V相脉冲双方都接近最大时，在第2检测定时也检测出W相(负)的电流。在这种情况下，从U、V相脉冲宽度减去W相脉冲宽度，并且使W相脉冲宽度为“0”而进行2相调制化。并且，使第1、第2检测定时都固定，并像从前那样检测出U相、V相(负)电流。
另外，如图20(a)所示，在模式(7)，在第1检测定时仅能够检测出W相(负)的电流。对于此，也与模式(5)同样地，从U、V相脉冲宽度减去W相脉冲宽度，并且使W相脉冲宽度为“0”而进行2相调制化。由此，在第2检测定时(固定)能够检测出U相电流。如图20(b，c)所示，关于模式(9)，也从V、W相脉冲宽度减去U相脉冲宽度，并且使U相脉冲宽度为“0”而进行2相调制化。于是，在V相>W相的情况下，在第1检测定时(固定)能够检测出V相电流，在V相<W相的情况下，在第2检测定时(可变)能够检测出W相电流。
以下，对于用于实现这些的处理步骤进行说明。在图21所示的图3相当图中，追加处理步骤，以在步骤S11、S12间执行StartD(S15)，并在步骤S13、S14间执行Sta∫tE(S16)。在StartD，如图22以及图23所示，将各模式(0～9)分类为通道模式(子模式，CH_Ptn)(0～10)。另外，以下，“MAX”是占空比50％。另外，不符合通道模式(1～10)的全部为通道模式(0)。
<模式(1)>→S81、S82
U0+最小宽度>MAX×2－W0_bai →通道模式(1)
<模式(2)>→S83、S84
U0+最小宽度>MAX×2－V0_bai →通道模式(2)
<模式(3)>→S85、S86
V0_bai+最小宽度>MAX×2－W0_bai →通道模式(3)
<模式(4)>→S87、S88
最小宽度>MAX－U0→通道模式(4)
<模式(5)>→S89、S90
W0_bai+最小宽度>MAX×2－V0_bai →通道模式(5)
<模式(6)>→S91、S92
最小宽度>MAX－U0→通道模式(6)
<模式(7)>→S93、S94
最小宽度<MAX×2－V0_bai+W0_bai →通道模式(7)
<模式(8)>→S95、S96
最小宽度<MAX×2－W0_bal+V0_bai →通道模式(8)
<模式(9)>→S97～S100
V0_bai>W0_bai，并且，最小宽度>MAX×2－W0_bai+U0
→通道模式(9)
V0_bai≤W0_bai，并且，最小宽度>MAX×2－V0_bai+U0
→通道模式(10)
图24～图26是表示StartB的处理的图11以及图12相当图。在图24中，关于模式(1～3)，分别判断是否是通道模式(1～3)(S101、S103、S105)。然后，如果是通道模式(1)(S101：是)，则将第1检测定时设定为最小值(固定)(S102)。如果是通道模式(2)(S103：是)，则将第2检测定时设定为最小值(固定)(S104)。另外，如果是通道模式(3)(S105：是)，则将第1、第2检测定时分别设定为最小值(固定)(S106)。
在图25中，关于模式(5)判断是否是通道模式(5)(S107)，如果是通道模式(5)(是)，还将第1、第2检测定时分别设定为最小值(固定)(S108)。模式(4、6)的检测定时与通道模式(4、6)相同，所以为与第1实施方式同样的处理。
在图26中，模式(7、8)直接成为通道模式(7、8)，所以将第1、第2检测定时分别设定为最小值(固定)(S109、S110)。关于模式(9)，被分为通道模式(9、10)。如果是通道模式(9)，则将各检测定时如以下那样设定(S112)。
第1检测定时：设定为最小宽度(固定)。
第2检测定时：从V0_bai减去3相占空比的最大值，并加上最小宽度(可变)。
另外，如果是通道模式(10)，则如以下那样设定各检测定时(S114)。
第1检测定时：从W0_bai减去3相占空比的最大值，并加上最小宽度(可变)。
第2检测定时：设定为最小宽度(固定)。
图27是表示StartC的处理的图15的一部分相当图。关于图27所示的模式(7～9)，分别判断是否是通道模式(7～9或10)(S117、S119、S121、S123)。如果是通道模式(7)，则在步骤S118中，将在第2检测定时取得的U相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iu。另外，对在第1检测定时取得的W相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iw。并且，通过
R_Iv＝－R_Iu－R_Iw
求出V相电流R_Iv。
如果是通道模式(8)，则在步骤S120中，对在第2检测定时取得的V相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iv。另外，对在第1检测定时取得的U相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iu。并且，通过
R_Iw＝－R_Iu－R_Iv
求出W相电疏R_Iw。
如果是通道模式(9)，则在步骤S122中，对在第2检测定时取得的U相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iu。另外，将在第1检测定时取得的V相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iv。并且，通过
R_Iw＝－R_Iu－R_Iv
求出W相电流R_Iw。
如果是通道模式(10)，则在步骤S124，将在第2检测定时取得的W相的A/D变换值原封不动地代入到变量R_Iw。另外，对在第1检测定时取得的U相的A/D变换值附以符号“－”并代入到变量R_Iu。并且，通过
R_Iv＝－R_Iu－R_Iw
求出V相电流R_Iv。
另外，在StartC的流程中虽未示出，但在正数计数时的第2检测定时超过(MAX－最小值)的情况下置换为(MAX－最小值)。另外，在第2检测定时小于“0”的情况下置换为“0”，而避免误动作。关于倒数计数时的(第1)检测定时，也是同样的。
图28表示StartE(S16)的处理。在此，判断是否是通道模式(0)(S131)。如果是通道模式(0)(是)，则与第1实施方式同样地进行3相调制，所以使U、V、W的各相占空比保持原样。另一方面，如果不是通道模式(0)(否)则进行2相调制，所以从U、V、W的各相占空比减去它们中的最小值(S133)。
图29以及图30关于模式(7～9)以一览示出了分为通道模式(7～10)的条件和电流检测定时如何变化。另外，图31表示将3相调制与2相调制混合而进行的情况下的各相PWM信号波形。图32是图18相当图，可知与现有技术向比较还是提高电流检测率从而波形变形减少。
根据以上的第2实施方式，变更为，PWM信号生成部32通过将3相的PWM信号中的成为占空比最小的相的占空比从其他的2相的占空比中减去从而生成2相的PWM信号。电流检测定时调整部34设为，与变更为2相的PWM信号的模式有关的电流检测在预先确定的固定定时进行至少一方。
具体而言，关于模式(1～9)，进一步分类为通道模式(0～10)，并根据其分类的结果进行2相调制，变更电流检测定时和检测的电流相。因此，与以往相比，能够提高电流检测率，并使对电动机通电的电流的波形变形进一步减少。
(第3实施方式)
图33至图43是第3实施方式。在第3实施方式中，应对如下情况，即，3相中仅1相的占空比示出了接近最大的值(极大相)，另一方面其他的2相的占空比示出了接近最小的值(极小相)，从而占空比差大的非常大的情况。例如图33(a)所示的模式(1)的情况下(V相大，U、W相小)，在第1、第2检测定时这双方检测出V相。
因此在该情况下，将从100％减去V相占空比后得到的值与各相占空比相加(V相为100％)。另外，将U相占空比的增减方向变更从三角波的底部与W相占空比为相反方向。并且，通过将第2检测定时从“可变”变更为“固定”，从而像从前那样在第2检测定时检测出U相(负)。
在图33(b)所示的模式(2)的情况下(W相大，U、V相小)在第1、第2检测定时这双方检测出W相。因此，同样地将从100％减去W相占空比后的值与各相占空比相加。然后，将U相占空比的增减方向变更(偏移)为从三角波振幅的底部与V相占空比为相反方向。并且，通过将第1检测定时从“可变”变更为“固定”，从而像从前那样在第1检测定时检测出U相(负)。
在图34(a)所示的模式(3)的情况下(U相大，V、W相小)，在第1、第2检测定时这双方检测出U相。因此，通过将从100％减去U相占空比后的值与各相占空比相加，从而在第2检测定时检测出V相(负)。在此情况下，不进行U相占空比的偏移。
在图34(b)所示的模式(4)的情况下(W相大，V、W相小)，在第1、第2检测定时这双方检测W相。因此，将从100％减去W相占空比后的值与各相占空比相加。另外，将U相占空比的增减方向变更为从三角波的底部与V相占空比为相反方向，并在第2检测定时检测出V相(负)。
在图35(a)所示的模式(5)的情况下(U相大，V、W相小)，在第1、第2检测定时这双方检测出U相。因此，将从100％减去U相占空比后的值与各相占空比相加，在第1检测定时检测出W相(负)。在此情况下，也不进行U相占空比的偏移。
在图35(b)所示的模式(6)的情况下(V相大，U、W相小)，在第1、第2检测定时这双方检测出V相。因此，将从100％减去V相占空比后的值与各相占空比相加。另外，将U相占空比的增减方向变更为从三角波的底部与W相占空比相反方向，在第1检测定时检测出W相(负)。另外，关于模式(7～9)，无需进行这种处理。
接下来，参照图36至图42对于完成上述的作用的处理进行说明。在StartD中，如图36所示，将各模式(0～6)分类为与第2实施方式不同的通道模式(子模式，CH_Ptn2)(0～6)。另外，不属于通道模式(1～6)的，全部成为通道模式(0)。
<模式(1)>→S81、S141、S142
W0_bai－最小宽度<U0并且V0_bai<MAX×2(100％)
→通道模式(1)
<模式(2)>→S83、S143、S144
V0_bai－最小宽度<U0并且V0_bai<MAX×2
→通道模式(2)
<模式(3)>→S85、S145、S146
最小宽度>W0_bai并且U0_bai<MAX×2
→通道模式(3)
<模式(4)>→S87、S147、S148
最小宽度>U0_bai并且W0_bai<MAX×2
→通道模式(4)
<模式(5)>→S89、S149、S150
最小宽度>V0_bai并且U0_bai<MAX×2
→通道模式(5)
<模式(6)>→S89、S149、S150
最小宽度>U0并且V0_bai<MAX×2
→通道模式(6)
图37以及图38是表示StartB的处理的图24以及图25相当图。关于模式(1、2、6)，分别判断是否是通道模式(1、2、6)(S101'、S103'、S155)。然后，如果是通道模式(1)(S101'：是)，则将第1检测定时设定为(U0+最小值)，将第2检测定时设定为最小值(S153)。另外，如果是通道模式(2)(S103'：是)，则将第1检测定时设定为最小值，将第2检测定时设定为(U0+最小值)(S154)。如果是通道模式(6)(S155：是)，则将第1检测定时设定为最小值，将第2检测定时设定为(U0+最小值)(S156)。关于其他模式，与第2实施方式是同样的。
图39以及图40所示的StartE是根据通道模式(1－6)进行占空比的加法的处理。
<通道模式(1)>→S161、S162
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去V0_bai后的值。
<通道模式(2)>→S163、S164
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去W0_bai后的值。
<通道模式(3)>→S165、S166
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去U0_bai后的值。
<通道模式(4)>→S167、S168
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去W0_bai后的值。
<通道模式(5)>→S169、S170
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去V0_bai后的值。
<通道模式(6)>→S171、S172
对U、V、W的各相占空比分别加上从100％减去V0_bai后的值。
图41表示在步骤S9内(载波周期前半)使U相的占空比脉冲的增减方向偏移的处理。
<通道模式(1)>→S181、S182
U0×2与U相占空比相当。步骤S192中的SET_DUTY_U_PHASEO(U0_bai)意味着，在载波周期前半输出U0_bai，从而以三角波振幅的底部为基准在与W相占空比相反方向上输出U相占空比。
<通道模式(2)>→S183、S184
步骤S194中的SET_DUTY_U_PHASE0(0)意味着，在载波周期前半不输出U相占空比(在周期后半输出U0_bai)。
<通道模式(4)>→S195、S196
步骤S196是与步骤S194相同的处理。
<通道模式(6)>→S187、S188
步骤S198是与步骤S192相同的处理。
并且，通道模式(1、2、4、6)以外，成为步骤S189中的SET_DUTY_U_PHASEO(U0)，这意味着，像通常那样使U相占空比从三角波振幅的底部向两方增减。
图42表示在步骤S10内(载波周期后半)使U相的占空比脉冲的增减方向偏移的处理。
<通道模式(1)>→S191、S192
在载波周期后半不输出U相占空比(在载波周期前半输出U0_bai)。
<通道模式(2)>→S193、S194
在载波周期后半输出U0_bai(在周期前半不输出U相占空比)
<通道模式(4)>→S195、S196
步骤S196是与步骤S194相同的处理。
<通道模式(6)>→S197、S198
步骤S198是与步骤S192相同的处理。
并且，通道模式(1、2、4、6)以外，在步骤S199中为与步骤S189相同的处理。
图43表示将第3实施方式的处理实际地应用的情况下的3相PWM模式。(b)将(a)的一部分放大表示，但W相占空比为100％。U相占空比脉冲被偏移，以在底部基准向与V相占空比脉冲相反的方向(右侧)输出。
如以上那样，根据第3实施方式，3相的PWM信号中的1相的占空比变得比其他的2相大，从而将前者称为极大相，将后者称为极小相。在第1、第2检测定时检测出的2相的电流为相同的相时，将从最大占空比(100％)减去极大相的占空比后的差值与各相占空比相加。另外，如果极大相是V相或W相，则将U相变更为使占空比脉冲从基准向与其他的极小相相反的方向增减。并且，关于相加后的3相PWM信号模式，以预先确定的固定定时进行电流检测的至少一方。具体而言，在StartD的处理中，将各模式(0～6)分类为通道模式(0～6)，根据该分类结果进行上述的处理。因此，基于该方式的情况下也能够使电流检测率提高。
(其他的实施方式)
第1～第3相与U、V、W相的对应关系是任意的。
关于决定各相占空比脉冲的配置的方式，可以应用日本国：专利第5178799号公报的第1～第3实施方式。
可以以三角波载波的峰值为周期的中心。
关于载波周期、PWM占空比的最小宽度，只要根据个别的设计适当变更即可。
不限定于空气调节器，如果是以3相调制方式对电动机进行驱动控制的装置，就能够应用。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子提示的，无意限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨，并包含于在专利请求的范围中记载的发明及其等同的范围内。

Claims (6)

1.一种电动机控制装置，具备以下的构成：
电流检测元件，与按照规定的PWM信号模式对3相桥接的多个开关元件进行接通/断开控制从而将直流变换为3相交流的逆变器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号；
转子位置决定单元，基于由所述逆变器电路来驱动的电动机的相电流，决定转子位置；
PWM信号生成单元，以追踪所述转子位置的方式生成3相的PWM信号模式；
电流检测单元，基于所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号模式，检测所述电动机的相电流；
对于所述3相的PWM信号模式中的第1相，所述PWM信号生成单元以载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧这两个方向使占空比增减，
对于第2相，所述PWM信号生成单元以所述载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧的一个方向使占空比增减，
对于第3相，所述PWM信号生成单元以所述载波周期的任意的相位为基准向与所述一个方向相反的方向使占空比增减，
所述电动机控制装置具有定时调整单元，所述电流检测单元在所述PWM信号的载波周期内在被固定的定时检测2相的电流，在所述被固定的定时无法检测出2相的电流时，所述定时调整单元对于至少1相调整检测定时，以便能够在与针对所述逆变器电路的输出电压的大小相应的可变的定时检测出电流，
将所述电流检测单元能够检测出电流的最小占空比设为最小宽度，并将从最大占空比即100％减去所述最小宽度后的占空比设为最大宽度时，所述定时调整单元按第1～第3相的占空比的以下组合，将3相PWM信号的输出模式分为模式(0)～(9)，
(1)第1相小于最小宽度，并且第2相比第3相大或第2相为最大宽度以上，并且第3相比第1相大的情况；
(2)第1相小于最小宽度，并且第3相比第2相大或第3相为最大宽度以上，并且第2相比第1相大的情况；
(3)第2相小于最小宽度，并且第1相比第3相大的情况；
(4)第2相小于最小宽度，并且第3相比第1相大或第3相为最大宽度以上，并且第1相比第2相大的情况；
(5)第3相小于最小宽度，并且第1相比第2相大的情况；
(6)第3相小于最小宽度，并且第2相比第1相大或第2相为最大宽度以上，并且第3相比第1相小的情况；
(7)第1相以及第2相为最大宽度以上的情况；
(8)第1相以及第3相为最大宽度以上的情况；
(9)第2相以及第3相为最大宽度以上的情况；
(0)模式(1)～(9)以外的情况，
所述定时调整单元根据所述模式(0)～(9)，决定将所述电流检测设为预先确定的固定定时还是从所述固定定时变化了的定时。
2.如权利要求1所述的电动机控制装置，
所述PWM信号生成单元变更为，将所述3相的PWM信号中占空比最小的相的占空比从其他的2相的占空比减去，从而生成2相的PWM信号，
所述定时调整单元以预先确定的固定定时进行与变更为所述2相的PWM信号的模式有关的电流检测的至少一方。
3.如权利要求2所述的电动机控制装置，
所述PWM信号生成单元对于所述模式(1)～(9)，如以下那样分为子模式(0～10)，
(1)在模式(1)，对第1相的1/2加上最小宽度后的值比从最大占空比即100％减去第3相后的值大的情况；
(2)在模式(2)，对第1相的1/2加上最小宽度后的值比从最大占空比减去第2相后的值大的情况；
(3)在模式(3)，对第2相加上最小宽度后的值比从最大占空比减去第3相后的值大的情况；
(4)在模式(4)，最小宽度比从最大占空比的1/2减去第1相的1/2后的值大的情况；
(5)在模式(5)，对第3相加上最小宽度后的值比从最大占空比减去第2相后的值大的情况；
(6)在模式(6)，最小宽度比从最大占空比的1/2减去第1相的1/2后的值大的情况；
(7)在模式(7)，最小宽度比从最大占空比减去第2相并且加上第3相后的值小的情况；
(8)在模式(8)，最小宽度比从最大占空比减去第3相并且加上第2相后的值小的情况；
(9)在模式(9)，第2相比第3相大，并且最小宽度比从最大占空比减去第3相并且加上第1相的1/2后的值大的情况；
(10)在模式(9)，第2相为第3相以下，并且最小宽度比从最大占空比减去第2相并且加上第1相的1/2后的值大的情况；
(0)子模式(1)～(10)以外的情况，
所述定时调整单元根据所述子模式(0)～(10)，决定将所述电流检测设为预先确定的固定定时还是从所述固定定时变化了的定时。
4.如权利要求1所述的电动机控制装置，
当所述3相的PWM信号中1相的占空比比其他的2相大，其中将前者称为极大相，将后者称为极小相，从而在由所述定时调整单元调整后的定时检测出的2相的电流成为相同的相时，所述PWM信号生成单元将从最大占空比即100％减去所述极大相的占空比后的差值与各相占空比相加，并且如果所述极大相是第2相或第3相，则将第1相变更为，从基准向与其他的极小相相反的方向使占空比增减，
所述定时调整单元以预先确定的固定定时进行与所述相加后的3相PWM信号模式有关的电流检测的至少一方。
5.如权利要求4所述的电动机控制装置，
所述PWM信号生成单元对于所述模式(1)～(6)，如以下那样分为子模式(0)～(6)，
(1)在模式(1)，从第3相减去最小宽度后的值比第1相的1/2小，并且第2相小于最大占空比的情况；
(2)在模式(2)，从第2相减去最小宽度后的值比第1相的1/2小，并且第2相小于最大占空比的情况；
(3)在模式(3)，第3相小于最小宽度，并且第1相小于最大占空比的情况；
(4)在模式(4)，第1相小于最小宽度，并且第3相小于最大占空比的情况；
(5)在模式(5)，第2相小于最小宽度，并且第1相小于最大占空比的情况；
(6)在模式(6)，第1相的1/2小于最小宽度，并且第2相小于最大占空比的情况；
(0)子模式(1)～(6)以外的情况，
根据所述子模式(0)～(6)，决定是否使从最大占空比即100％减去所述极大相的占空比后的差值与各相占空比相加、以及是否使第1相的占空比增减方向变更，
所述定时调整单元根据所述子模式(0)～(6)，决定将所述电流检测设为预先确定的固定定时还是从所述固定定时变化了的定时。
6.一种空气调节器，具有以下的构成：
热泵系统，由压缩机、室外侧热交换器、减压装置、室内侧热交换器构成；
逆变器电路，按照规定的PWM信号模式对3相桥接的多个开关元件进行接通/断开控制，从而将直流变换为3相交流；
电流检测元件，与逆变器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号；
转子位置决定单元，基于由所述逆变器电路来驱动的构成所述压缩机的电动机的相电流，决定转子位置；
PWM信号生成单元，以追踪所述转子位置的方式生成3相的PWM信号模式；
电流检测单元，基于所述电流检测元件中产生的信号和所述PWM信号模式，检测所述电动机的相电流；
对于所述3相的PWM信号模式中的第1相，所述PWM信号生成单元以载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧这两个方向使占空比增减，
对于第2相，所述PWM信号生成单元以所述载波周期的任意的相位为基准向滞后侧、超前侧的一个方向使占空比增减，
对于第3相，所述PWM信号生成单元以所述载波周期的任意的相位为基准向与所述一个方向相反的方向使占空比增减，
所述空气调节器具有定时调整单元，所述电流检测单元在所述PWM信号的载波周期内在被固定的定时检测2相的电流，在所述被固定的定时无法检测出2相的电流时，所述定时调整单元对于至少1相调整检测定时，以便能够在与针对所述逆变器电路的输出电压的大小相应的可变的定时检测电流，
将所述电流检测单元能够检测出电流的最小占空比设为最小宽度，并将从最大占空比即100％减去所述最小宽度后的占空比设为最大宽度时，所述定时调整单元按第1～第3相的占空比的以下组合，将3相PWM信号的输出模式分为模式(0)～(9)，
(1)第1相小于最小宽度，并且第2相比第3相大或第2相为最大宽度以上，并且第3相比第1相大的情况；
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(3)第2相小于最小宽度，并且第1相比第3相大的情况；
(4)第2相小于最小宽度，并且第3相比第1相大或第3相为最大宽度以上，并且第1相比第2相大的情况；
(5)第3相小于最小宽度，并且第1相比第2相大的情况；
(6)第3相小于最小宽度，并且第2相比第1相大或第2相为最大宽度以上，并且第3相比第1相小的情况；
(7)第1相以及第2相为最大宽度以上的情况；
(8)第1相以及第3相为最大宽度以上的情况；
(9)第2相以及第3相为最大宽度以上的情况；
(0)模式(1)～(9)以外的情况，
所述定时调整单元根据所述模式(0)～(9)，决定将所述电流检测设为预先确定的固定定时还是从所述固定定时变化了的定时。
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