CN104838581A - 电动机控制装置以及电动机控制方法 - Google Patents

Abstract

一种电动机控制装置，基于交流感应电动机的目标电动机扭矩而计算从逆变器输出的交流电压的指令值，基于交流电压的指令值而控制逆变器，在该电动机控制装置中，交流感应电动机的目标电动机扭矩包含：第1目标电动机扭矩，其至少为了抑制扭转振动而要求高速响应；以及第2目标电动机扭矩，其与第1目标电动机扭矩相比为低速响应，被实施了延迟处理。在交流电压指令值的计算中，基于目标电动机扭矩而计算电流响应性相对于输入较慢的磁通电流指令值，并且基于目标电动机扭矩以及磁通电流指令值而计算与磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值。

Description

电动机控制装置以及电动机控制方法

技术领域

本发明涉及电动机控制装置以及电动机控制方法。

背景技术

在内藤治夫编著的《实用电动机驱动控制系统设计及其实际》的191-230页公开有如下感应电动机用矢量控制，即，对将在感应电动机的定子中流动的三相交流电流变换为与电源角频率(＝电动机电角频率+转差角频率)同步的正交二轴坐标系而得到的磁通电流和扭矩电流进行调整，由此对电动机扭矩进行控制。在以与扭矩电流和转子磁通的比率成正比的方式控制转差角频率的情况下，感应电动机扭矩与伴随着磁通电流延迟而产生的转子磁通和正交的扭矩电流的积成正比。另外，由于各轴彼此干涉，因此设置使干涉项抵消的非干涉控制器，以使得能够分别独立地进行控制。

在将《实用电动机驱动控制系统设计及其实际》中所记载的感应电动机应用于电动汽车的情况下，从电动机的输出轴经由驱动轴而到达驱动轮的扭矩的传递系统，构成将驱动轴作为弹簧要素的扭转共振系统。因此，如果如急起步时、急加速时等这样急剧地踩踏加速器踏板，则有时扭转共振系统因该急剧的输出扭矩的增加而发生共振，产生车体振动。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种用于抑制扭转振动的电动机控制装置以及电动机控制方法。

一个实施方式的电动机控制装置具备：逆变器，其对交流感应电动机供给电压而进行驱动；指令值计算单元，其基于交流感应电动机的目标电动机扭矩而计算从逆变器输出的交流电压的指令值；以及逆变器控制单元，其基于交流电压的指令值而控制逆变器。交流感应电动机的目标电动机扭矩包含：第1目标电动机扭矩，其至少为了抑制扭转振动而要求高速响应；以及第2目标电动机扭矩，其与第1目标电动机扭矩相比为低速响应，被实施了延迟处理。指令值计算单元基于目标电动机扭矩而计算电流响应性相对于输入较慢的磁通电流指令值，并且基于目标电动机扭矩以及磁通电流指令值而计算与磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值。

对于本发明的实施方式，以下与附图一起进行详细说明。

附图说明

图1是表示第1实施方式的电动机控制装置的结构的框图。

图2是用于对利用扭矩响应改善运算器所进行的处理内容进行说明的图。

图3是表示扭矩响应改善运算器的其他结构例的图。

图4是表示电流指令值运算器以及扭矩响应改善运算器的另外其他结构例的图。

图5是表示图1所示的第1实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。

图6是表示在图1所示的结构中，未将目标电动机扭矩分为T₁﹡以及T₂﹡这两者，未设置扭矩响应改善运算器以及滤波器的现有电动机控制装置的控制结果的图。

图7是表示将电动机控制装置应用于绕组励磁同步电动机的情况下的结构的框图，在该绕组励磁同步电动机中用于使励磁电流流动的绕组卷绕在转子上。

图8是用于说明利用图7所示的结构的扭矩响应改善运算器所进行的处理内容的图。

图9是表示图7所示的结构的扭矩响应改善运算器的其他结构例的图。

图10是表示图7所示的结构的电动机控制装置的控制结果的图。

图11是表示在图7所示的结构中，未将目标电动机扭矩分为T₁﹡以及T₂﹡这两者，未设置扭矩响应改善运算器以及滤波器的现有电动机控制装置的控制结果的图。

图12是表示第2实施方式的电动机控制装置的主要结构的框图，对应于第1实施方式的图2。

图13是表示第2实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。

图14是表示利用限幅器将从扭矩响应改善运算器输出的γ轴电流指令值i_γs﹡限制为上限值i_{γs_lim}的情况下的结构的框图。

图15是表示针对图4所示的结构而设置有限幅器的情况下的结构的框图。

图16是表示第3实施方式的电动机控制装置的主要结构的框图。

图17是表示第3实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。

图18是表示针对图4所示的结构而设置有下限限幅器的情况下的结构的框图。

图19是表示针对图9所示的绕组励磁同步电动机的结构而设置有下限限幅器的情况下的结构的框图。

图20是表示针对绕组励磁同步电动机的其他结构而设置有下限限幅器的情况下的结构的框图。

图21是表示在绕组励磁电动机中，即使扭矩指令值T₁﹡为零或者处于零附近，也输出规定量的响应延迟的励磁电流i_f﹡的情况下的控制结果的图。

具体实施方式

＜第1实施方式＞

图1是表示第1实施方式的电动机控制装置的结构的框图。该电动机控制装置例如应用于电动汽车。此外，除了电动汽车以外，例如还能够应用于混合动力汽车或除了汽车以外的系统。

电动机1为三相交流感应电动机。在电动机控制装置应用于电动汽车的情况下，电动机1成为车辆的驱动源。

PWM变换器6基于三相电压指令值V_u﹡、V_v﹡、V_w﹡，生成三相电压式逆变器3的开关元件(IGBT等)的PWM_Duty驱动信号D_uu﹡、D_ul﹡、D_vu﹡、D_vl﹡、D_wu﹡、D_wl﹡。

逆变器3基于由PWM变换器6生成的驱动信号，将直流电源2的直流电压变换为交流电压V_u、V_v、V_w并供给至电动机1。直流电源2例如为层叠式锂离子电池。

电流传感器4对从逆变器3供给至电动机1的三相交流电流中的至少2相的电流(例如，U相电流i_u、V相电流i_v)进行检测。利用A/D转换器7将检测出的2相的电流i_u、i_v变换为数字信号i_us、i_vs，并输入至3相/γ-δ交流坐标变换器11。此外，在将电流传感器4仅安装在2相的情况下，能够通过下式(1)求出剩余的1相的电流i_ws。

[式1]

i_ws＝-i_us-i_vs…(1)

磁极位置检测器5输出与电动机1的转子位置(角度)相对应的A相B相Z相的脉冲，通过脉冲计数器8获得转子机械角度θ_rm。角速度运算器9输入转子机械角度θ_rm，根据其时间变化率求出转子机械角速度ω_rm、以及将转子机械角速度ω_rm与电动机磁极对数p相乘所得的转子电角速度ω_re。

γ-δ/3相交流坐标变换器12进行从以后述的电源角速度ω进行旋转的正交2轴直流坐标系(γ-δ轴)向3相交流坐标系(UVW轴)的变换。具体而言，输入γ轴电压指令值(磁通电压指令值)V_γs﹡、δ轴电压指令值(扭矩电压指令值)V_δs﹡、以及对电源角速度ω进行积分所得的电源角θ，利用下式(2)进行坐标变换处理，由此计算并输出UVW各相的电压指令值V_u﹡、V_v﹡、V_w﹡。其中，式(2)中的θ’与θ相同。

[式2]

$\left[\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}^{\′}& {-\sin \mathrm{\θ}}^{\′}\\ {\sin \mathrm{\θ}}^{\′}& {\cos \mathrm{\θ}}^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\γ}}^{*}\\ v_{\mathrm{\δ}}^{*}\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

3相/γ-δ交流坐标变换器11进行从3相交流坐标系(UVW轴)向正交2轴直流坐标系(γ-δ轴)的变换。具体而言，输入U相电流i_us、V相电流i_vs、W相电流i_ws、以及对电源角速度ω进行积分所得的电源角θ，通过下式(3)计算γ轴电流(磁通电流)i_γs、δ轴电流(扭矩电流)i_δs。γ轴电流相对于指令值的响应较慢，与γ轴电流相比，δ轴电流相对于指令值的响应较快。

[式3]

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{us}}\\ i_{\mathrm{vs}}\\ i_{\mathrm{ws}}\end{array}\right]\·\·\·\left(3\right)$

向电流指令值运算器13输入目标电动机扭矩、电动机转速(机械角速度ω_rm)、直流电源2的DC电压V_dc，对γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡﹡、δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)i_δs﹡﹡进行计算。将对目标电动机扭矩、电动机转速(机械角速度ω_rm)、DC电压V_dc、和γ轴电流指令值i_γs﹡﹡、δ轴电流指令值i_δs﹡﹡之间的关系进行规定的对应数据预先存储于存储器中，通过参照该对应数据能够分别求出γ轴电流指令值i_γs﹡﹡以及δ轴电流指令值i_δs﹡﹡。

这里，输入至电流指令值运算器13中的目标电动机扭矩，是将利用滤波器19实施了时间延迟处理的目标电动机扭矩T₁﹡、和目标电动机扭矩T₂﹡相加所得的扭矩。目标电动机扭矩T₁﹡是根据加速器开度求出的扭矩指令值，无需高速响应。目标电动机扭矩T₂﹡是为了对从电动机1到达驱动轮的驱动力传递系统(驱动轴)的扭转振动进行抑制而需要高速响应的扭矩指令值。

滤波器19使目标电动机扭矩T₁﹡延迟至少比根据加速器开度而规定的目标电动机扭矩T₁﹡的响应时间长的时间，并将其输出。

向非干涉控制器17输入γ轴电流(磁通电流)i_γs、δ轴电流(扭矩电流)i_δs、电源角频率ω，通过下式(4)对为了抵消γ-δ正交坐标轴间的干涉电压而所需的非干涉电压V﹡_{γs_dcpl}、V﹡_{δs_dcpl}进行计算。

[式4]

ω：电源角频率

M：互感

L_s：定子侧自感、L_r：转子侧自感

泄漏系数： $\mathrm{\σ}=1-\frac{M^2}{L_s\·L_r}$

其中，式(4)中的τ为转子磁通的时间常数，与电流响应的时间常数相比，是非常大的值。另外，s为拉普拉斯算子。

磁通电流控制器15使测量出的γ轴电流(磁通电流)i_γs无稳定偏差地以希望的响应性追随γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡。另外，扭矩电流控制器16使测量出的δ轴电流(扭矩电流)i_δs无稳定偏差地以希望的响应性追随δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)i_δs﹡。通常，如果利用非干涉控制器17使γ-δ正交坐标轴间的干涉电压抵消的控制理想地起作用，则成为1输入1输出的单纯的控制对象特性，因此，利用简单的PI反馈补偿器能够实现。将磁通电流控制器15、扭矩电流控制器16的输出即各电压指令值利用非干涉控制器17的输出即非干涉电压V_{γs_dcpl}、V_{δs_dcpl}进行校正(相加)而得到的值，作为γ轴电压指令值(磁通电压指令值)V_γs﹡、δ轴电压指令值(扭矩电压指令值)V_δs﹡。

向转差角频率控制器14输入γ轴电流(磁通电流)i_γs、δ轴电流(扭矩电流)i_δs，根据下式(5)计算转差角速度ω_se。其中，R_r、L_r为感应电动机的参数，分别表示转子电阻、转子自感。

[式5]

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{se}}=\frac{M\·R_r}{L_r}\·\frac{{i_{\mathrm{\δs}}}^{*}}{{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\γr}}}\·\·\·\left(5\right)$

将转子电角速度ω_re与转差角速度ω_se相加所得的值设为电源角速度ω。通过实施该转差角频率控制，使得感应电动机扭矩与γ轴电流(磁通电流)i_γs、δ轴电流(扭矩电流)i_δs的积成正比。

以下，对扭矩响应改善运算器18所进行的控制内容进行说明。

通常的感应电动机的扭矩公式由下式(6)表示。其中，式(6)的K_T是由感应电动机的参数决定的系数。

[式6]

$T^{*}=K_T\·({i_{\mathrm{\δs}}}^{*}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}-{i_{\mathrm{\γs}}}^{*}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\δr}})\·\·\·\left(6\right)$

这里，通过如式(5)所示对转差角频率进行控制，能够使得 因此，扭矩公式通过转差角频率控制而能够表示为式(7)。

[式7]

$T^{*}=K_T\·{i_{\mathrm{\δs}}}^{*}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}$

                            …(7)

其中， ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}=\frac{M}{\mathrm{\τ}\·s+1}\·{i_{\mathrm{\γs}}}^{*}$

同样地，通过进行矢量控制，还能够将扭矩公式处理为式(8)。

[式8]

$T^{*}=K_T\·{i_{\mathrm{\γs}}}^{*}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\δr}}\·\·\·\left(8\right)$

为了简洁，以下基于式(7)进行说明，但对于式(8)，也能够以同样的结构获得同样的效果。

图2是用于说明利用扭矩响应改善运算器18所进行的处理内容的图。向扭矩响应改善运算器18输入目标电动机扭矩T₂﹡、响应较慢的γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡﹡，利用对式(7)进行变形所得的式(9)而计算δ轴电流校正值i_{δs_T2}，通过将计算出的δ轴电流校正值i_{δs_T2}与响应较快的δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)i_δs﹡﹡相加，而对校正后的δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)i_δs﹡进行计算。此外，从扭矩响应改善运算器18输出的γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡，与输入至扭矩响应改善运算器18的γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡﹡相同。

[式9]

$i_{\mathrm{\δs}\_T_2}=\frac{{T_2}^{*}}{K_{\mathrm{Te}}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}}\·\·\·\left(9\right)$

其中， ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}=\frac{M}{\mathrm{\τ}\·s+1}\·{i_{\mathrm{\γs}}}^{*}$

此外，在图2中，Gp(s)表示感应电动机1，Gc(s)表示如下控制模型，即，该控制模型示出处于扭矩响应改善运算器18和感应电动机1之间的控制模块。

图3是表示扭矩响应改善运算器18的其他结构例的图。在图3所示的结构中，扭矩响应改善运算器18具备目标磁通运算器181、磁通推定运算器182、扭矩电流校正部183。

目标磁通运算器181利用下式(10)求出目标转子磁通另外，磁通推定运算器182利用下式(11)求出转子磁通推定值

[式10]

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\γr}}^{*}=M_c\·i_{\mathrm{\γr}}^{*}\·\·\·\left(10\right)$

[式11]

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{\γr}}^{^}=\frac{M_c}{\mathrm{\τ}\·s+1}\·i_{\mathrm{\γs}}^{*}\·\·\·\left(11\right)$

扭矩电流校正部183基于由目标磁通运算器181求出的目标转子磁通和由磁通推定运算器182求出的转子磁通推定值而求出校正后的δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)i_δs﹡。例如，将δ轴电流指令值i_δs﹡﹡与目标转子磁通和转子磁通推定值的比率相乘，由此求出校正后的δ轴电流指令值i_δs﹡。

此外，γ轴电流指令值i_γs﹡由上限限制器184限制其上限，δ轴电流指令值i_δs﹡由上限限制器185限制其上限。

图4是表示电流指令值运算器13以及扭矩响应改善运算器18的另外其他结构例的图。在图4中，向电流指令值运算器13输入目标电动机扭矩，计算γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡。向扭矩响应改善运算器18输入目标电动机扭矩以及γ轴电流指令值i_γs，并通过下式(12)求出δ轴电流指令值i_δs﹡，其中，该目标电动机扭矩通过将利用滤波器19实施了延迟处理的目标电动机扭矩T₁﹡和目标电动机扭矩T₂﹡相加而得到。其中，式(12)的K_Te是由感应电动机1的参数决定的系数。

[式12]

$i_{\mathrm{\δs}}=\frac{{T_1}^{*}+{T_2}^{*}}{K_{\mathrm{Te}}\·{\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}}\·\·\·\left(12\right)$

其中， ${\widehat{\mathrm{\φ}}}_{\mathrm{\γr}}=\frac{M}{\mathrm{\τ}\·s+1}\·{i_{\mathrm{\γs}}}^{*}$

图5是表示图1所示的第1实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。图5(a)～(j)分别表示γ轴电流i_γs、δ轴电流i_δs、电流矢量Is、γ轴电压V_γs、δ轴电压V_δs、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。

在本实施方式中，针对需要高速响应的扭矩T₂﹡以无延迟要素的方式实施高响应化处理(参照图5(h)、(i))，因此，能够实现希望的扭矩。另外，使无需高速响应的扭矩T₁﹡延迟，从而相对于需要高速响应的扭矩T₂﹡，难以以电流限制值(上限值)限制电流指令值。其中，电流限制值设为，以电流的容许最大值I_{s_max}为基础，使得δ轴、γ轴的电流限制值为相同的值。

图6是表示在图1所示的结构中，未将目标电动机扭矩分为T₁﹡以及T₂﹡这两者，未设置扭矩响应改善运算器18以及滤波器19的现有电动机控制装置的控制结果的图。图6(a)～(j)分别表示γ轴电流i_γs、δ轴电流i_δs、电流矢量Is、γ轴电压V_γs、δ轴电压V_δs、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。

考虑γ轴磁通响应延迟而计算δ轴电流，因此，在γ轴电流较小的情况下、或者扭矩指令值较大的情况下，容易以电流限制值(上限值)限制δ轴电流(参照图6(b))。通过以电流限制值限制δ轴电流，反馈扭矩T₂无法追随指令值T₂﹡(参照图6(i))，扭矩响应相对于目标值变为缓慢的动作(参照图6(j))。因此，当前，γ轴磁通延迟对车辆的扭转振动等需要快速响应的扭矩T₂产生影响，无法抑制振动(参照图6(i))。此外，由驾驶者的加速操作决定的扭矩T₁也可以响应较慢，相对于目标值成为缓慢的响应也不存在问题(参照图6(g))。

此外，在计算δ轴电流指令值或者其校正值时所使用的电动机参数根据动作条件而变动，因此，可以设置用于补偿该变动的参数变动补偿器。

＜参考结构例＞

图7是表示将电动机控制装置应用于绕组励磁同步电动机1A的情况下的结构的框图，在该绕组励磁同步电动机1A中用于使励磁电流流动的绕组卷绕于转子上。对于和图1所示的结构相同的结构要素，标注相同的标号并省略其详细说明。

图7所示的结构和图1所示的结构的不同之处在于，追加有励磁电流控制器20，以及省略了转差角频率控制器14。图7所示的扭矩响应改善运算器18A与图1所示的扭矩响应改善运算器18相对应，d轴电流控制器15A以及q轴电流控制器16A分别与图1所示的磁通电流控制器15以及扭矩电流控制器16相对应。另外，3相/d-q交流坐标变换器11A以及d-q/3相交流坐标变换器12A分别与图1所示的3相/γ-δ交流坐标变换器11以及γ-δ/3相交流坐标变换器12相对应。

3相/d-q交流坐标变换器11A进行从3相交流坐标系(UVW轴)向正交2轴直流坐标系(d-q轴)的变换。d-q/3相交流坐标变换器12A进行从正交2轴直流坐标系(d-q轴)向3相交流坐标系(UVW轴)的变换。

d轴电流控制器15A使测量出的d轴电流i_d无稳定偏差地以希望的响应性追随d轴电流指令值i_d﹡。另外，q轴电流控制器16A使测量出的q轴电流i_q无稳定偏差地以希望的响应性追随q轴电流指令值i_q﹡。励磁电流控制器20使测量出的励磁电流i_f无稳定偏差地以希望的响应性追随励磁电流指令值i_f﹡。

以下，对扭矩响应改善运算器18A所进行的控制内容进行说明。

通常的凸极式的绕组励磁电动机的扭矩公式由下式(13)表示。其中，M为互感，L_d为d轴自感、L_q为q轴自感，p为磁极对数。

[式13]

T＝p{M·i_f+(L_d-L_q)·i_d}·i_q…(13)

另外，在非凸极式的绕组励磁电动机的情况下，成为Ld＝L_q，因此，扭矩公式由下式(14)表示。

[式14]

T＝p·M·i_f·i_q…(14)

图8是用于说明由扭矩响应改善运算器18A所进行的处理内容的图。图8所示的扭矩响应改善运算器18A进行与图2所示的扭矩响应改善运算器18同样的处理。在该情况下，图2的γ轴电流指令值i_γs﹡﹡与图8的励磁电流指令值i_f﹡相对应，图2的δ轴电流指令值i_δs﹡﹡与图8的q轴电流指令值i_q﹡﹡相对应。

图9是表示扭矩响应改善运算器18A的其他结构例的图。在图9中，向扭矩响应改善运算器18A输入目标电动机扭矩以及励磁电流指令值i_f﹡，并通过下式(15)求出δ轴电流指令值i_q﹡，其中，该目标电动机扭矩通过将由滤波器19实施了延迟处理的目标电动机扭矩T₁﹡、和目标电动机扭矩T₂﹡相加而得到。

[式15]

${i_q}^{*}=\frac{{T_1}^{*}+{T_2}^{*}}{p\·M\·i_f}\·\·\·\left(15\right)$

图10是表示图7所示的结构的电动机控制装置的控制结果的图。图10(a)～(j)分别表示d轴电流i_d、q轴电流i_q、电流矢量Ia、励磁电流I_f、励磁电压V_f、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。

如上所述，针对需要高速响应的扭矩T₂﹡以无延迟要素的方式实施高响应化处理(参照图10(h)、(i))，因此，能够实现希望的扭矩。另外，通过使无需高速响应的扭矩T₁﹡延迟，从而相对于需要高速响应的扭矩T₂﹡，难以以电流限制值(上限值)限制电流指令值。

图11是表示在图7所示的结构中，未将目标电动机扭矩分为T₁﹡以及T₂﹡这两者，未设置扭矩响应改善运算器18A以及滤波器19的现有电动机控制装置的控制结果的图。图11(a)～(j)分别表示d轴电流i_d、q轴电流i_q、电流矢量Ia、励磁电流I_f、励磁电压V_f、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。在未设置扭矩响应改善运算器18A以及滤波器19的结构中，为了使扭矩响应实现高响应化，需要使励磁电流的响应高响应化，但是，由此使得励磁电压V_f的电压峰值增大而受到上限值限制(参照图11(e))。在励磁电压V_f受到上限值限制的期间，希望实现高响应化的扭矩T₂的响应无法追随目标值。

如上所述，根据第1实施方式的电动机控制装置，具备：逆变器3，其对交流感应电动机1供给电压而进行驱动；电流指令值运算器13及扭矩响应改善运算器18，它们作为基于交流电动机1的目标电动机扭矩而对从逆变器3输出的交流电压的指令值进行计算的指令值计算单元起作用；以及磁通电流控制器15、扭矩电流控制器16、γ-δ/3相交流坐标变换器12及PWM变换器6，它们作为基于交流电压指令值而对逆变器进行控制的逆变器控制单元起作用。交流感应电动机的目标电动机扭矩包含：第1目标电动机扭矩T₂﹡，其至少为了抑制扭转振动而要求高速响应；以及第2目标电动机扭矩T₁﹡，其与第1目标电动机扭矩相比为低速响应，且被实施了延迟处理。电流指令值运算器13以及扭矩响应改善运算器18基于目标电动机扭矩而计算电流响应性相对于输入较慢的磁通电流指令值i_γs﹡﹡，并且基于目标电动机扭矩以及磁通电流指令值i_γs﹡﹡而计算与磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值i_δs﹡。目标电动机扭矩包含第1目标电动机扭矩T₂﹡以及实施了延迟处理的第2目标电动机扭矩T₁﹡，能够利用第1目标电动机扭矩T₂﹡抑制车体振动，因此，能够提高乘员的乘坐舒适性能。另外，针对低速响应的第2目标电动机扭矩T₁﹡实施延迟处理，因此，能够将电流用于第1目标电动机扭矩T₂﹡，对于需要高速响应的第1目标电动机扭矩T₂﹡，电流指令值不易被电流限制值(上限值)限制，能够实现希望的扭矩。

＜第2实施方式＞

图12是表示第2实施方式的电动机控制装置的主要结构的框图，与第1实施方式的图2相对应。与图2所示的结构相同，将电动机1设为感应电动机，对于与图2所示的结构相同的结构，标注相同的标号并省略其详细说明。

在第2实施方式的电动机控制装置中，在扭矩响应改善运算器18的后面设置有限幅器30。限幅器30进行如下处理，即，利用上限值i_{δs_lim}限制从扭矩响应改善运算器18输出的δ轴电流指令值i_δs﹡。上限值i_{δs_lim}基于电动机1的电流的最大值I_{s_max}和γ轴电流指令值i_γs﹡而由下式(16)表示。

[式16]

$i_{\mathrm{\γs}\_\lim :}=\sqrt{{I_{s\_\max }}^2-{i_{\mathrm{\γs}}}^{*2}}\·\·\·\left(16\right)$

图13是表示第2实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。其中，在图13中，为了进行比较，还示出第1实施方式的电动机控制装置的控制结果。图13(a)～(j)分别表示γ轴电流i_γs、δ轴电流i_δs、电流矢量Is、γ轴电压V_γs、δ轴电压V_δs、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。

在本实施方式中，通过以上限值i_{δs_lim}限制δ轴电流指令值，能够防止过电流(参照图13(b)、(c))，与以等量的上限值对γ轴电流、δ轴电流这双方施加限制的第1实施方式的情况相比，能够以最大限度的电流实现扭矩响应。

也可以并不是限制δ轴电流指令值，而是限制γ轴电流指令值。在该情况下，用于限制γ轴电流指令值的上限值i_{γs_lim}由下式(17)表示。

[式17]

$i_{\mathrm{\γs}\_\lim }=\sqrt{{I_{s\_\max }}^2-{i_{\mathrm{\δs}}}^{*2}}\·\·\·\left(17\right)$

这里， ${i_{\mathrm{\δs}}}^{*}={i_{\mathrm{\δs}}}^{**}+i_{{\mathrm{\δs}\_T}_2}$

T₁的δ轴电流指令值

T₂的δ轴电流指令值

图14是表示利用限幅器40以上限值i_{γs_lim}限制从扭矩响应改善运算器18输出的γ轴电流指令值i_γs﹡的情况下的结构的框图。

图15是表示针对图4所示的结构而设置有限幅器50的情况下的结构的框图。限幅器50以上限值i_{γs_lim}限制从电流指令值运算器13输出的γ轴电流指令值i_γs﹡。此外，如图12所示，可以形成为以上限值i_{δs_lim}限制δ轴电流指令值。

如上所述，根据第2实施方式的电动机控制装置，基于δ轴电流指令值i_δs﹡以及γ轴电流指令值i_γs﹡中的至少一方和最大指令值I_{s_max}而计算限幅值，基于计算出的限幅值而限制δ轴电流指令值i_δs﹡或者γ轴电流指令值i_γs﹡，因此，能够防止过电流，并且，与以等量的限制值限制两个轴的指令值的情况相比，能够以最大限度的电流实现扭矩响应。

＜第3实施方式＞

在第3实施方式的电动机控制装置中，即使在将由滤波器19进行了延迟处理的目标电动机扭矩T₁﹡、和目标值电动机扭矩T₂﹡相加而得到的目标电动机扭矩为零或者处于零附近(小于或等于规定扭矩)的情况下，也以比0大的规定量输出用于生成转子侧的磁通的电流。

图16是表示第3实施方式的电动机控制装置的主要结构的框图。对于和图2所示的结构相同的结构要素，标注相同的标号并省略其详细说明。

在第3实施方式的电动机控制装置中，在电流指令值运算器13的后面设置有下限限幅器60。下限限幅器60进行如下限幅处理，即，使得从电流指令值运算器13输出的γ轴电流指令值i_γs﹡﹡大于或等于比0大的规定的下限值。即，即使将进行了延迟处理的目标电动机扭矩T₁﹡、和目标值电动机扭矩T₂﹡相加而得到的目标电动机扭矩为零或者处于零附近，也使得响应较慢的γ轴电流指令值(磁通电流指令值)i_γs﹡﹡大于或等于比0大的规定的下限值。

图17是表示第3实施方式的电动机控制装置的控制结果的图。其中，在图17中，为了进行比较，还示出了第1实施方式的电动机控制装置的控制结果。图17(a)～(j)分别表示γ轴电流i_γs、δ轴电流i_δs、电流矢量Is、γ轴电压V_γs、δ轴电压V_δs、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。如上所述，即使目标电动机扭矩为零或者处于零附近，响应较慢的磁通电流指令值i_γs﹡也大于或等于比0大的规定的下限值(参照图17(a))，因此，能够防止磁通处于零附近时的扭矩轴电流指令值的过大，并且能够使磁通延迟缓和，能够实现希望的扭矩响应(参照图17(i))。

图18是针对图4所示的结构而设置有下限限幅器70的情况下的结构的框图，其中，即使将目标电动机扭矩T₁﹡和T₂﹡相加而得到的目标电动机扭矩为零或者处于零附近，响应较慢的磁通电流指令值i_γs﹡也大于或等于比0大的规定的下限值。限幅器70进行如下限幅处理，即，使得从电流指令值运算器13输出的γ轴电流指令值i_γs﹡﹡大于或等于规定的下限值。

＜参考实施例＞

图19是表示针对图9所示的绕组励磁同步电动机的结构而设置有下限限幅器80的情况下的结构的框图，其中，该下限限幅器80使得即使将目标电动机扭矩T₁﹡和T₂﹡相加而得到的目标电动机扭矩为零或者处于零附近，响应较慢的励磁电流i_f﹡也大于或等于比0大的规定的下限值。

图20是针对绕组励磁同步电动机的其他结构而设置有下限限幅器90的情况下的结构的框图，其中，该下限限幅器90使得即使将目标电动机扭矩T₁﹡和T₂﹡相加而得到的目标电动机扭矩为零或者处于零附近，响应较慢的励磁电流i_f﹡也大于或等于比0大的规定的下限值。

图21是表示图19所示的结构的控制结果的图。在图21中，为了进行比较，还示出了图9所示的结构的控制结果。图21(a)～(j)分别表示d轴电流i_d、q轴电流i_q、电流矢量Ia、励磁电流I_f、励磁电压V_f、前馈扭矩指令值T₁﹡、前馈扭矩实际值T₁、反馈扭矩指令值T₂﹡、反馈扭矩T₂、总体扭矩。如上所述，即使扭矩指令值T₁﹡为零或者处于零附近，也以比0大的规定量输出响应较慢的励磁电流i_f﹡(参照图21(d))，因此，能够防止磁通处于零附近时的扭矩轴电流指令值的过大，并能够使磁通延迟缓和，能够实现希望的扭矩响应(参照图21(i))。

如上所述，根据第3实施方式的电动机控制装置，即使在目标电动机扭矩小于或等于规定扭矩的情况下，也将磁通电流指令值i_γs﹡设为大于或等于比0大的规定值，因此，能够防止磁通处于零附近时的扭矩轴电流指令值的过大，并且能够使磁通延迟缓和，能够实现希望的扭矩响应。

本发明并不限定于上述的实施方式，例如，能够设为将各实施方式的特征适当地组合的结构。

本申请主张基于2012年12月28日向日本特许厅申请的特愿2012-287752的优先权，通过参照的方式将该申请的全部内容引入本说明书。

Claims (5)

1.一种电动机控制装置，其具备：

逆变器，其对交流感应电动机供给电压而进行驱动；

指令值计算单元，其基于所述交流感应电动机的目标电动机扭矩而计算从所述逆变器输出的交流电压的指令值；以及

逆变器控制单元，其基于所述交流电压的指令值而控制所述逆变器，

所述交流感应电动机的目标电动机扭矩包含：第1目标电动机扭矩，其至少为了抑制扭转振动而要求高速响应；以及第2目标电动机扭矩，其与所述第1目标电动机扭矩相比为低速响应，被实施了延迟处理，

所述指令值计算单元基于所述目标电动机扭矩而计算电流响应性相对于输入较慢的磁通电流指令值，并且基于所述目标电动机扭矩以及磁通电流指令值而计算与所述磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，

所述指令值计算单元基于所述目标电动机扭矩而计算与所述磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值，基于所述磁通电流指令值而对计算出的扭矩电流指令值进行校正，由此对校正后的扭矩电流指令值进行计算。

3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，还具备：

限幅值计算单元，其基于所述磁通电流指令值以及所述扭矩电流指令值中的至少一方的指令值、和电流指令值的最大值，计算限幅值；以及

电流指令值限制单元，其基于所述限幅值而限制所述磁通电流指令值或者所述扭矩电流指令值。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，

在所述目标电动机扭矩小于或等于规定扭矩的情况下，所述指令值计算单元也将所述磁通电流指令值设为大于或等于比0大的规定值。

5.一种电动机控制方法，其基于交流感应电动机的目标电动机扭矩而计算从逆变器输出的交流电压的指令值，基于所述交流电压的指令值而控制所述逆变器，由此控制所述交流感应电动机，

在该电动机控制方法中，

所述交流感应电动机的目标电动机扭矩包含：第1目标电动机扭矩，其至少为了抑制扭转振动而要求高速响应；以及第2目标电动机扭矩，其与所述第1目标电动机扭矩相比为低速响应，被实施了延迟处理，

在基于所述目标电动机扭矩而计算所述交流电压的指令值时，基于所述目标电动机扭矩而计算电流响应性相对于输入较慢的磁通电流指令值，并且基于所述目标电动机扭矩以及所述磁通电流指令值而计算与所述磁通电流指令值相比电流响应性较快的扭矩电流指令值。