CN104811061A - 新型三相pfc整流器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种新型三相PFC整流器，三相交流输入端的输入电压分别经过各自的升压电感后，采用全桥的方式由全波整流电路分别对三相输入进行整流，升压电感与输出端的输出电压中点M间分别连接开关电路，开关电路分别采用对应相要求的PWM实现输出端的输出电容C1、C2的升压及稳压，从而在设计范围内输出端的负载R的变动都能使输出电压Vo恒定；输出端的输出电压中点M与三相交流输入端的输入电压结点之间分别由电容构成激磁去磁回路，实现升压电感在工作条件下的解耦，让升压电感实现临界电流模式工作；该种新型三相PFC整流器，可实现CRM工作，亦能按照需求工作在CCM或DCM状态，能够满足高功率密度和高效率的需求。

Description

新型三相PFC整流器

技术领域

本发明涉及一种新型三相PFC整流器。

背景技术

传统的VIENNA整流器由于激磁和去磁的问题，使其能有效工作在连续电流模式(CCM Continuous Current Mode)，此类工作模式的特性致使整流二极管反向恢复而增加了损耗，整流二极管可以更改为最新技术的碳化硅(SiC)以解决反向恢复的问题，但是经济成本会大大升高，而且Sic的正向电压(VfForward Voltage)相对普通二极管较大，效率不会有明显改善。如果采用断续电流模式(DCM Discontinuous Current Mode)，能解决二极管反向恢复的问题，但是会导致峰值电流极大使功率器件的应力标准变得苛刻，而且磁性器件的利用率不够高。对于临界电流模式(CRM Critical Current Mode)，由于电路本身的电气特性，基本无法实现。

图1为传统VIENNA整流器的电路连接图，传统的VIENNA整流器采用三相四线制的方式输入，电路一般工作在CCM，其开关器件的工作频率固定，在以下的应用或原理介绍中，其电路中涉及到的所有器件皆看作理想器件。

图2为图1的开关周期平均等效模型，基本电路只需要三个电感(L1、L2、L3)，六个二极管(D1、D2、D3、D4、D5、D6)，三个可控型晶体管(S1、S2、S3)，两个整流母线电容(C1、C2)，其模型可以扩展为器件的串并联或者整个拓扑的并联以运用在不同场合。

三相输入电压存在相位差，初始相位采用0对应Va,2π/3对应Vb,和4π/3对应Vc来区分，传统VIENNA整流器工作在对称的三相电压环境中。

根据其等效模型，可以得出电路中的电压关系

$\mathrm{Va}:=\mathrm{La}\·\frac{\mathrm{dIa}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{Vom}+\mathrm{Vam}$    式(1)

$\mathrm{Vb}:=\mathrm{Lb}\·\frac{\mathrm{dIb}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{Vom}+\mathrm{Vbm}$    式(2)

$\mathrm{Vc}:=\mathrm{Lc}\·\frac{\mathrm{dIc}}{\mathrm{dt}}+\mathrm{Vom}+\mathrm{Vcm}$    式(3)

式(1)、(2)、(3)中，Va、Vb、Vc分别为A、B、C相的瞬时电压，La、Lb、Lc分别为电感L1、L2、L3的电感量，Ia、Ib、Ic分别为电感L1、L2、L3的瞬时电流，Vom为结点O与M之间的瞬时电压，Vam、Vbm、Vcm分别为结点A、B、C与M之间的瞬时电压。

结点计算可以得出：

Va+Vb+Vc＝0   式(4)

Ia+Ib+Ic＝0   式(5)

然而可以推导出：

$\mathrm{Vom}:=\frac{-1}{3}(\mathrm{Vam}+\mathrm{Vbm}+\mathrm{Vcm})$    式(6)

根据其电路的工作特性，可以得出Vam，Vbm，Vcm：

$\mathrm{Vam}:=\left|\begin{array}{ccc}0& \mathrm{if}& S1\mathrm{is\; turned\; on}\\ \mathrm{Vh}& \mathrm{if}& S1\mathrm{is\; turned\; off\; and\; la}>0\\ -V1& \mathrm{if}& S1\mathrm{is\; turned\; off\; and\; la}<0\end{array}\right.$    式(7)

$\mathrm{Vbm}:=\left|\begin{array}{ccc}0& \mathrm{if}& S2\mathrm{is\; turned\; on}\\ \mathrm{Vh}& \mathrm{if}& S2\mathrm{is\; turned\; off\; and\; lb}>0\\ -V1& \mathrm{if}& S2\mathrm{is\; turned\; off\; and\; lb}<0\end{array}\right.$    式(8)

$\mathrm{Vcm}:=\left|\begin{array}{ccc}0& \mathrm{if}& S3\mathrm{is\; turned\; on}\\ \mathrm{Vh}& \mathrm{if}& S3\mathrm{is\; turned\; off\; and\; lc}>0\\ -V1& \mathrm{if}& S3\mathrm{is\; turned\; off\; and\; lc}<0\end{array}\right.$    式(9)

式(7)、(8)、(9)中，Vh为图1中电容C1两端电压，Vl为图1中电容C2两端电压，Vh＝Vl，亦满足

Vo＝Vh+Vl   式(10)

根据此计算关系，可以明显看出电路中所需的可控型晶体管的电压应力只需满足Vo/2的设计要求即可。

定义S1、S2、S3的状态量分别为Sa、Sb、Sc

$\mathrm{Sn}:=\left|\begin{array}{ccc}0& \mathrm{if}& S1/S2/S3\mathrm{is\; turned\; off}\\ 1& \mathrm{if}& S1/S2/S3\mathrm{is\; turned\; on}\end{array}\right.$    式(1)

自设定一个分别与Ia、Ib、Ic的状态相关的量sgn(Ia)、sgn(Ib)、sgn(Ic)

$\mathrm{sgn}\left(\mathrm{In}\right):=\left|\begin{array}{ccc}1& \mathrm{if}& \ln >0\\ -1& \mathrm{if}& \ln <0\end{array}\right.$    式(12)

根据以上算式可以推导出O和M两个结点的电压计算式：

$\mathrm{Vom}:=\frac{-1}{6}[\left(\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Ia}\right)\right)\&CenterDot;(1-\mathrm{Sa})+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Ib}\right)\&CenterDot;(1-\mathrm{Sb})+\mathrm{sgn}\left(\mathrm{Ic}\right)\&CenterDot;(1-\mathrm{Sc})]$    式(13)

由式(13)可以得出一个Vom电压与三相电流和开关状态的一个对应关系表：

可以看出在任一瞬间，电路中的开关器件并不是完全雷同的开关状态，会根据各自的电压电流相位不同而分配出不同的占空比，所以会有八种状态的开关组合。在任一周期，电感要完成本身的激磁和去磁，三相电的输入出现了电流状态的六种组合。上表可以清晰看出任一状态下主要结点O和M之间的电压，便于分析电流回路。

传统的VIENNA整流器工作在CCM状态，一般采用平均电流的控制方式来控制电路的稳定工作。图3示意一个周期内电流波形的形成及晶体管的开关，以A相为例，其他相位的状态可以照此类推。另外，示意图仅显示了正半周的工作状态，负半周根据矢量关系类推。

图3为传统的VIENNA整流器的单周期工作示意图，图3中Ia_rms为A相的稳态电流，d1为A相某个工作状态时的占空比，Ts为A相晶体管的开关周期， fs为A相晶体管的开关频率。

根据实际的工作需求，设定整流器的输出电压Vo。传统的VIENNA整流器由于其本身的解耦方式，导致其只能工作在DCM或者CCM状态下，即其工作频率必须固定。根据实际的应用场合，体积或者散热等需求来设定整流器的工作频率，由于工作频率影响到磁性器件的大小以及散热方式或者散热器的大小。

根据以上计算，采用图示的办法示意Ia＞0，Ib＜0，Ic＞0时，几种典型的的电流回路，如图4-图7。图4是开关状态111时电流回路，图5是开关状态000时电流回路，图6是开关状态100时电流回路，图7是开关状态110时电流回路。

传统的VIENNA整流器欲提高效率，可以通过器件的升级来实现，由于新型器件SiC相对于普通的二极管，经济方面多出数倍的代价，直接导致了成本过高。SiC的Vf相对普通二极管会大很多，器件升级，对效率方面的贡献不明显。

传统的VIENNA整流器欲提高效率，可以通过改变工作模式来实现，由CCM变换成DCM。但是在DCM状态时，峰值电流会明显变大，以至于二极管和开关器件的应力标准变得苛刻。而且DCM状态时，电路的开关利用率相对较低，磁性器件的体积增大，不能满足高功率密度的需求。

传统的VIENNA整流器可工作在CCM或DCM状态，其工作频率固定，在任何状态下，一个周期内能完成磁性器件功率电感的激磁和去磁。假设一种实际存在的工作状态，其中Va相开通时Vb和Vc相关断，由于CRM在零状态时开通，在峰值状态时关断，对于传统的VIENNA整流器，会出现Ia+Ib+Ic≠0的状况，与理论计算相违背。

随着电力电子技术的发展和产品的更新换代，电子设备对电源的要求越来越高，需要实现高效率、大功率、小体积等要求。当前常用的传统VIENNA整流器已经能满足部分场合的运用，但在高效率方面，原本的电路结构已使其无法得到继续的突破。

在现有的高效模型中，台达专利号为CN103227575A的三相软切换PFC整流器专利只采用了两个开关管，实现了低成本，但其效率并不一定有提高，电路中的开关管的电压应力至少需要800V,目前只能选用IGBT，最新技术的碳化硅MOSFET成本会大幅度增加，这样增大了开关损耗，亦增加了开关管的通用替换难度。

发明内容

本发明提供新型三相PFC整流器，解决现有技术中存在的传统的VIENNA整流器由于其本身的解耦方式，导致其只能工作在DCM或者CCM状态下，即其工作频率必须固定的问题。

本发明的技术解决方案是：

一种新型三相PFC整流器，包括三相交流输入端、升压电感、全波整流电路、开关电路、激磁去磁回路、输出端和控制单元，

三相交流输入端的输入电压分别经过各自的升压电感后，采用全桥的方式由全波整流电路分别对三相输入进行整流，升压电感与输出端的输出电压中点M间分别连接开关电路，开关电路分别采用对应相要求的PWM实现输出端的输出电容C1、C2的升压及稳压，从而在设定范围内输出端的负载R的变动都能使输出电压Vo恒定；

输出端的输出电压中点M与三相交流输入端的输入电压结点之间分别由电容构成激磁去磁回路，实现升压电感在工作条件下的解耦，让升压电感实现在临界电流模式CRM工作。

进一步地，实现在临界电流模式CRM工作，具体为：

开关电路开通时间为D*Ts后，D为工作状态时的占空比，Ts为开关电路的开关周期，对应的电感达到峰值后根据控制单元的控制信号关闭，电感继续保持原来的电流方向直至减小到0时，根据控制单元的控制信号再次开通开关电路，如此往复实现临界电流模式CRM工作状态。

进一步地，开关电路采用金氧半场效晶体管MOSFET或绝缘栅双极型晶体管IGBT。

进一步地，全波整流电路的二极管采用金氧半场效晶体管MOSFET或绝缘栅双极型晶体管IGBT替换。

本发明的有益效果是：该种新型三相PFC整流器，可实现CRM工作，亦能按照需求工作在CCM或DCM状态，能够满足高功率密度的需求。通过内部构造了一个激磁去磁回路，使电路工作在CRM状态时，实现三相电流的相量和为0符合理论计算。与传统的VIENNA整流器相比，可以实现采用普通的二极管即达到提高效率的目的，大大降低了成本。

附图说明

图1是传统VIENNA整流器的电路连接图。

图2是传统VIENNA整流器的开关周期平均等效模型图。

图3是传统VIENNA整流器单周期工作示意图。

图4是传统VIENNA整流器的开关状态111时电流回路图。

图5是传统VIENNA整流器的开关状态000时电流回路图。

图6是传统VIENNA整流器的开关状态100时电流回路图。

图7是传统VIENNA整流器的开关状态110时电流回路图。

图8是本发明的新型的三相PFC整流器的电路连接图。

图9是本发明的新型的三相PFC整流器CRM工作示意图。

图10是实施例新型的三相PFC整流器开关状态111时电流回路图。

图11是实施例新型的三相PFC整流器开关状态000时电流回路图。

图12是实施例新型的三相PFC整流器开关状态100时电流回路图。

图13是实施例新型的三相PFC整流器开关状态110时电流回路图。

图14是本发明的新型三相PFC整流器的电路连接图。

图15是实施例采用IGBT替换MOSFET的三相PFC整流器的电路连接图。

图16是实施例采用MOSFET替换整流二极管的三相PFC整流器的电路连接图。

图17是实施例新型PFC整流器的交错模型图。

图18是实施例新型PFC整流器的并联模型图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。

实施例通过在电路中构造一个回路来解决传统VIENNA整流器的激磁和去磁难点，实施例新型的三相PFC整流器，功率因数校正能实现CRM，解决了二极管反向恢复的问题，而且保证了磁性器件的充分利用，以达到低成本提高效率的目的。

实施例

该种新型三相PFC整流器，包括三相交流输入端、升压电感、全波整流电路、开关电路、输出端，如图8，三相四线制输入电压Va、Vb、Vc，分别经过 各自的升压电感L1、L2、L3之后，采用全桥的方式D1、D2、D3、D4、D5、D6分别对三相输入进行整流，晶体管S1、S2、S3分别采用对应相要求的PWM实现输出电容C1、C2的升压及稳压以保证设计范围内负载R的变动都能使输出电压Vo恒定。Vo的实际范围为720Vdc～840Vdc，根据实际的需求设定对应的电压。

另外，输出中点至输入起点间的电容Ca、Cb、Cc构建的回路，可以解决三相不平衡甚至电压缺相造成的电流位移偏差问题。其电路结构可以扩展为器件的串并联或者整个拓扑的并联以运用在不同场合。

在新型的三相PFC整流器中，其基本的电路结构相对传统VIENNA整流器多出了三个电容Ca、Cb、Cc，这三个电容构造了输出电压中点M与输入电压结点之间的回路，以此可以实现三个电感L1、L2、L3任何工作条件下的解耦，让其电路实现CRM工作。电路中的开关管开通时间D*Ts后，其对应的电感达到峰值之后关闭，电感继续保持原来的电流方向开始减小，减小到0时，根据控制信号再次开通，如此往复实现CRM工作状态，如图9。

对应传统的VIENNA整流器，实施例新型的三相PFC整流器亦采用图示的方式示意电路工作时的电流回路，如图10-图13。Ia’＞0，Ib’＜0，Ic’＞0时，几种典型的的电流回路。其中Ia’,Ib’,Ic’分别是新型三相PFC整流器的L1，L2，L3的电流。图10是实施例新型的三相PFC整流器开关状态111时电流回路图，图11是实施例新型的三相PFC整流器开关状态000时电流回路图，图12是实施例新型的三相PFC整流器开关状态100时电流回路图，图13是实施例新型的三相PFC整流器开关状态110时电流回路图。回路中存在Ca、Cb和Cc三个电容，CRM的工作去磁，需要这三个电容构成的回路；而传统的VIENNA整流器无法实现CRM的工作只是由于CRM状态时会导致激磁和去磁不平衡，而传统的VIENNA整流器没有回路来解决这个问题。

实施例新型的三相PFC整流器，在三相不平衡甚至缺相的状况时，仍能实现解耦保持正常工作，电路模型中所选用的开关管，其电压应力理论上只需在400V以上即可。

实施例新型的三相PFC工作在CRM状态，CCM和DCM与CRM的不同之处就在于参数设计时，就能得出占空比D或开关周期Ts的具体数值，而CRM 需要实时检测。这样优化了磁性器件的利用，对产品的体积优化更有利。

实施例还可以进一步改进，开关器件MOSFET和IGBT之间可以互换使用，如图14、图15，图14是本发明的新型三相PFC整流器的电路连接图，图15是实施例采用IGBT替换MOSFET的三相PFC整流器的电路连接图，实现器件的选用范围广。

整流二极管部分可以采用MOSFET或IGBT替换，如图16，图16是实施例采用MOSFET替换整流二极管的三相PFC整流器的电路连接图。图17是实施例新型PFC整流器的交错模型图。交错可以实现交流输入正负半波的分开工作，这样简化控制，对效率提高也有益处。图18是实施例新型PFC整流器的并联模型图。并联可以实现输入条件相同，而输出不同的电压，或者输出相同的电压可以提升效率。

Claims (4)

1.一种新型三相PFC整流器，其特征在于，包括三相交流输入端、升压电感、全波整流电路、开关电路、激磁去磁回路、输出端和控制单元，

三相交流输入端的输入电压分别经过各自的升压电感后，采用全桥的方式由全波整流电路分别对三相输入进行整流，升压电感与输出端的输出电压中点M间分别连接开关电路，开关电路分别采用对应相要求的PWM实现输出端的输出电容C1、C2的升压及稳压，从而在设定范围内输出端的负载R的变动都能使输出电压Vo恒定；

输出端的输出电压中点M与三相交流输入端的输入电压结点之间分别由电容构成激磁去磁回路，实现升压电感在工作条件下的解耦，让升压电感实现在临界电流模式CRM工作。

2.如权利要求1所述的新型三相PFC整流器，其特征在于：实现在临界电流模式CRM工作，具体为：

开关电路开通时间为D*Ts后，D为工作状态时的占空比，Ts为开关电路的开关周期，对应的电感达到峰值后根据控制单元的控制信号关闭，电感继续保持原来的电流方向直至减小到0时，根据控制单元的控制信号再次开通开关电路，如此往复实现临界电流模式CRM工作状态。

3.如权利要求1或2所述的新型三相PFC整流器，其特征在于，开关电路采用二极管、金氧半场效晶体管MOSFET或绝缘栅双极型晶体管IGBT。

4.如权利要求1或2所述的新型三相PFC整流器，其特征在于：全波整流电路的二极管采用金氧半场效晶体管MOSFET或绝缘栅双极型晶体管IGBT替换。