CN117477900A - 电源电路及扩展电源电路及其实现pfc/升压/降压的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电源电路及其第一、第二、第三扩展电源电路及基于该电源电路的实现PFC及升压/降压的方法，该电源电路包括信息采集模块、电感、开关及用于控制开关工作状态的控制器、电容、变压器、输出半波整流模块；本申请的电源电路通过对开关的占空比、频率的控制从而控制电感的充放电时间，可以实现功率因数跟踪的同时，还根据输入电压大小及电源电路输出电压要求的大小实现升压及降压的动态调整，满足负载需求；与现有技术相比，本申请的电源电路单元及其第一、第二、第三扩展电源电路可同时实现升压、降压及功率因数跟踪等功能，使用的元器件少，可有效节约成本，具有很好的稳定性，且能量损耗低，电能转化率高。

Description

电源电路及扩展电源电路及其实现PFC/升压/降压的方法

技术领域

本发明涉及电源电路技术领域，尤其涉及一种较大功率场景下的电源电路技术。

背景技术

现有技术中应用在较大功率(非200瓦以下)或大功率场景下的电源模块一般包括前后两级电路，前级一般采用基于Boost整流器或者等效于Boost电路的各种拓扑电路实现功率因数跟踪(也称为PFC)，主流的PFC拓扑方案为三相三线制三电平VIENNA(例如还包括：两路交错并联三相三线制三电平VIENNA、单相交错式三相三线制三电平VIENNA、图腾柱拓补电路、Boost电路)；后级DC-DC的方案一般通过基于全桥或者半桥的电路拓扑方式实现降压/稳压。

参附图1所示现有技术中电源模块的前级实现PFC的拓扑电路，具体为三相三线制三电平VIENNA电路的连接示意图，参图2所示为现有技术中的电源模块的后级DC-DC拓扑电路，实现电源模块的稳压/隔离，具体为两组交错式串联二电平全桥LLC的连接示意图，仅从图1及图2便可看出现有技术的电源电路包括的元器件多、电路结构非常复杂，必然导致电源电路稳定性差等问题。

现有技术使用两级电路实现PFC(Power Factor Correction，译文：功率因数跟踪)及通过DC/DC实现降压/稳压的电源模块产品能耗较高：作为举例，满载效率维持在95％～95.5％之间的电源模块，目前在市场上常见的有：华为编号为R100030G1的充电模块产品公开资料记载其满载效率为95.35％，英飞源产品编号为REG1K0100A2的充电模块产品，公开资料记载其满载效率95.5％等，若以满载效率为95.5％、功率为30kW的充电模块产品为例，每小时产生的能耗为(1-95.5％)*30kW*1h＝1.35kWh，即每小时约有1.35kWh的能量被浪费。

由此可见，现有技术的电源模块一般需要前后两级电路实现电源的转换和传输，元器件多且电路连接复杂，存在转化率低，同样的转化率成本高、能量损耗大、稳定性较差等问题。

发明内容

本申请的一个目的是提供一种电源电路及基于该电源电路的第一、第二、第三扩展电源电路，可以解决现有技术中电源电路转化率低、同样的电能转化率成本高、稳定性差等问题。

本申请提供一种电源电路，所述电源电路包括信息采集模块、电源电路单元及控制器，其中所述电源电路单元包括电感、开关、电容、变压器、输出半波整流模块；

为电源电路提供电能的输入电源的一端与所述电感的一端相连接，所述电感的另一端与所述电容的一端及所述开关的一端相连接；所述电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端相连接；所述开关的另一端及所述变压器原边绕组的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的其中一个输出端与所述输出半波整流模块相连接，所述半波整流模块的输出端及所述变压器副边绕组的另一个输出端为所述电源电路单元向负载提供电能的输出端；

所述信息采集模块用于采集所述电源电路单元电能输入和/或输出端的信息；

所述控制器与所述信息采集模块及所述开关相连接，用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息，并控制所述开关执行所述指令信息。

优选地，所述电源电路输入电压最大值V_入与输出电压最大值V_出的比例为V_入∶V_出＝0.2-8.0，输出功率大于200W时，所述电容的参数范围为30nF-3μF，所述变压器原边绕组电感量范围为10μH-1000μH；所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶5-5∶1。

优选地，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝0.2-1.0，输出功率200W-1000W时，所述变压器原边绕组的电感量范围为10μH-1000μH，所述电容的参数范围为100nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶5-1∶1。

优选地，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝0.5-1.5，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为30μH-1000μH，所述电容参数范围为50nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶2-2∶1。

优选地，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝5-8，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝2∶1-5∶1。

优选地，所述电源电路的输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝2-5，输出功率2000W-10000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数值范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶1-2∶1。

优选地，在所述电源电路的输入电源为交流电时，所述电源电路还包括为所述电感提供直流电输入的输入整流模块。

优选地，所述电源电路的输入整流模块为全波整流电路或半波整流电路。

优选地，所述电源电路的输出半波整流模块通过二极管实现半波整流。

优选地，所述电源电路的输出半波整流模块通过第五开关及控制所述第五开关的第五控制器实现半波整流。

优选地，所述第五控制器根据电源电路的控制器控制开关为变压器的副边绕组感应电能的模式控制第五开关的开关模式。

优选地，所述电源电路的开关通过双向开关、开关组件或可控制开关器件实现。

优选地，所述电源电路中变压器漏感值范围为小于1.5％。

优选地，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。

优选地，所述电源电路的电感配合所述控制器对开关工作状态的控制，使所述电源电路同时实现功率因数跟踪及根据输出需要的升/降压的动态调整。

本申请还提供一种第一扩展电源电路，在输入电源为交流电时，包括上述的两个电源电路单元，所述第一扩展电源电路包括第一电源电路单元、第二电源电路单元，及用于采集所述第一扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第一信息采集模块，及分别与所述第一、第二电源电路单元相连接的第一二极管、第二二极管，及与所述第一信息采集模块相连接用于控制所述第一/第二电源电路单元中的开关工作状态的第一控制中心。

优选地，当输入电源通过所述第一二极管向所述第一电源电路单元输入电流时，所述第一控制中心控制第二电源电路单元的开关处于断开状态，所述第一电源电路单元正常工作；

当输入电源通过所述第二二极管向所述第二电源电路单元输入电流时，所述第一控制中心控制第一电源电路单元的开关处于断开状态，所述第二电源电路单元正常工作。

优选地，所述第一电源电路的提供电能的输出端与所述第二电源电路的提供电能的输出端串联或并联连接。

本申请还提供一种第二扩展电源电路，在输入电源为交流电时，所述第二扩展电源电路包括上述的两个电源电路单元，分别为第三电源电路单元及第四电源电路单元，及用于采集所述第二扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第二信息采集模块，及与所述第二信息采集模块相连接用于控制所述第三/第四电源电路单元中的开关工作状态的第二控制中心。

优选地，所述第三电源电路单元提供电能的输出端与所述第四电源电路单元提供电能的输出端串联或并联连接。

优选地，当输入电源向所述第三电源电路单元输入电流时，所述第二控制中心控制第四电源电路单元的开关处于闭合状态，所述第三电源电路单元正常工作；

当输入电源向所述第四电源电路单元输入电流时，所述第二控制中心控制第三电源电路单元的开关处于闭合状态，所述第四电源电路单元正常工作。

本申请还提供一种第三扩展电源电路，在输入电源为交流电时，所述第三扩展电源电路包括上述的省掉第三或第四电源电路单元中电感的第二扩展电源电路。

本申请还提供一种电源电路同时实现功率因数跟踪及升压/降压的方法，所述电源电路为上述的电源电路，或为上述的第一扩展电源电路，或为上述的第二扩展电源电路，或为上述的第三扩展电源电路，所述方法包括：

步骤S1，动态获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较；

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，动态确定目标输入电流值；

步骤S4，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果动态确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S5，电源电路的开关执行所述指令信息，动态控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值。

与现有技术相比，本申请的电源电路通过包括电感、开关、电容、变压器、输出半波整流模块组成的电源电路单元、用于采集电源电路输入及输出端电流/电压信息的信息采集模块及用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息，并控制所述开关执行所述指令信息的控制器；在所述开关处于闭合状态时，开关与输入电源、电感形成回路，并为所述电感充电，此时所述电容与所述开关及所述变压器原边绕组电感等效形成LC震荡回路；当所述开关处于断开状态时，所述输入电源、电感、电容及变压器原边绕组等效形成LLC震荡回路，所述输入电源及充电后的电感为所述电容充电，并通过变压器原边绕组的电流变化将电能感应至副边绕组中，副边绕组输出端作为电源电路提供电能的输出端，从而实现了电能的传递，本申请所述的第一扩展电源电路、第二扩展电源电路及第三扩展电源电路，为在电源电路的基础上的扩展和优化，更加降低了能耗，更加提高了电能的转化率，同时在大功率场景下，两个电源电路包括了两个变压器及两个开关，使变压器及开关散热更均匀，有效解决了变压器及开关热量过于集中的问题。本申请所述的电源电路的同时实现功率因数跟踪及根据输出需要的升压/降压的方法，可以通过高频调整输入电流峰值大小，进一步调整开关的频率及占空比，控制电感充放电时间，实现了功率因数跟踪的同时，还根据输入电压大小及电源电路输出电压要求的大小实现升压及降压的动态调整，以及高频隔离，以满足负载需求；与现有技术相比，本申请的电源电路可同时实现升压、降压及功率因数跟踪、高频隔离等功能，使用的元器件少，可有效节约成本，具有很好的稳定性，且能量损耗低，电能转化率高。

附图说明

图1为现有技术电源模块电路的前级PFC拓扑电路之三相三线制三电平VIENNA电路连接示意图；

图2为现有技术电源模块电路的后级DC-DC拓扑电路之两组交错式串联二电平全桥电路连接示意图；

图3为本申请中的一种实施例的电源电路单元的连接示意图；

图4为本申请中的另一实施例中电源电路单元的连接示意图；

图5为本申请中的一种实施例的第一扩展电源电路的连接示意图；

图6为本申请中的一种实施例的第二扩展电源电路的连接示意图；

图7为本申请中的一种实施例的第三扩展电源电路的连接示意图；

图8为本申请中的另一实施例中电源电路单元的连接示意图；

图9为本申请中的另一实施例中电源电路单元的连接示意图；

图10为本申请中的一种实施例中电源电路同时实现PFC及升压/降压的方法流程图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请的技术方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

参图1及图2所示，现有技术中的电源电路通过设置前/后两级电路，由图1中的前级电路完成功率因数跟踪(PFC)/升压/整流等，图2中的后级电路完成降压/稳压以及输入和输出的隔离，整个电源电路包括前后两级电路，且前/后级电路的元器件数量多，电路连接复杂；在大于200瓦的大功率电源领域，常用的前级PFC是Vienna、图腾柱，常用的后级是LLC、移相全桥等。传统的电源电路技术，用前级PFC电路实现将输入的交流电整流并且升压成固定电压的直流电，在升压过程中完成功率因数跟踪。通过后级的DC-DC电路实现将前级生成的固定电压的直流电动态的升压、降压成为产品使用者指定的电压。由于电源电路中的电流需要流经PFC/DC-DC两级电路，在元器件上产生了大量的能量损耗，本申请公开的电源电路，单个电路可以实现原来前级PFC及后级DC-DC的能力，使用非常少的元器件实现了功率因数跟踪，并且动态的升压/降压成负载需要的电压，且同时实现了输入/输出的隔离。

本申请所述的电源电路实现了电能的转换，也即实现不同电流、电压、功率下的电能的转换，具体可包括但不限于逆变器、转换器、变流器、变频器及电源充电模块等。

参图3所示，本申请提供一种电源电路，所述电源电路包括信息采集模块、电源电路单元及控制器，其中所述电源电路单元包括电感、开关、电容、变压器、输出半波整流模块。

为电源电路提供电能的输入电源的一端与所述电感的一端相连接，所述电感的另一端与所述电容的一端及所述开关的一端相连接；所述电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端相连接；所述开关的另一端及所述变压器原边绕组的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的其中一个输出端与所述输出半波整流模块相连接，所述半波整流模块的输出端及所述变压器副边绕组的另一个输出端为所述电源电路单元的输出电能的输出端。

所述信息采集模块用于采集所述电源电路单元输入端及输出端的电压、电流信息；

所述控制器与所述信息采集模块及所述开关相连接，用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息。

具体地，所述电源电路的工作过程如下：

当所述开关处于闭合状态时，所述开关与输入电源、电感形成回路，并为所述电感充电；所述电容与所述开关及所述变压器原边绕组电感形成LC震荡回路；当所述开关处于断开状态时，所述输入电源、电感、电容及变压器原边绕组形成LLC震荡回路，所述输入电源及充电后的电感为所述电容充电，同时通过变压器原边绕组将能量感应至变压器副边；其中，所述电源电路单元的电感配合所述控制器对开关工作状态的控制，使所述电源电路同时实现功率因数跟踪及根据输出需要的升/降压的动态调整。

参图3所示，展示了本申请电源电路单元连接示意图，该电源电路单元包括：电感L、开关K、电容C、变压器T及输出半波整流模块；输入电源的一端与所述电感L的一端相连接，所述电感L的另一端与所述电容C的一端及所述开关K的一端相连接；所述电容C的另一端与所述变压器T的原边绕组的一端相连接；所述开关K的另一端及所述变压器原边绕组的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的两个输出端为所述电源电路单元的提供电能的输出端，其中一端与所述半波整流模块相连接；控制器用于根据所述电源电路输出的电能需求，控制开关K在周期时间内处于闭合状态的时间比例，进一步地，此处的周期时间可以改变，也即周期时间可以是变化的，控制器根据信息采集模块采集的输入端及输出端的电压、电流信息以及负载对电源电路单元输出的要求生成开关控制信息，控制开关K断开和闭合的频率及占空比。

所述电源电路的工作原理为：

具体地，根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息；当所述开关K处于闭合状态时，开关K与输入电源、电感L形成回路，此时输入电源通过该回路为电感L充电；所述电容C与所述开关K及所述变压器T原边绕组电感形成LC震荡回路；当所述开关K处于断开状态时，所述输入电源、电感L、电容C及变压器T原边绕组电感形成LLC震荡回路，所述输入电源及充电后的电感L为所述电容C充电，并通过变压器原边的电流变化，将电能感应至变压器副边。

本实施例公开的电源电路通过对开关K工作状态的控制，使得电感L充电后再向电容C及变压器T原边绕组进行放电，从而使得变压器T原边绕组获得能量并感应至变压器T副边绕组，并进一步将电能输出。通过控制开关K的频率及占空比，以控制电感L的充/放电时间及变压器原边绕组电感的充/放电时间，并进一步控制变压器副边绕组输出的电能大小，本实施例通过与现有技术相比包括很少的元器件的电源电路即可实现电能的传递，成本低、稳定性强、且转化率高。

具体地，本实施例公开的电源电路在工作过程中形成的回路包括：回路①【输入电源+电感L+电容C+变压器T】，回路②【输入电源+电感L+开关K】，回路③【电容C+变压器T+开关K】。

进一步，本实施例公开的电源电路的详细工作过程如下：开关K闭合时，输入电源为电感L充电，电感L储能，开关K断开瞬间，电感L为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过开关K断开后形成的新的回路①，将电能传递出去，电感L和电源为电容C充电，在输入电源电压规律变化时，电容C充电后的电压跟随当前输入电压变化。特别是，交流电输入电压接近0伏时，电容C两端电压也接近0伏。电感L和变压器T原边存储的能量通过变压器原边感应至变压器副边，此时输入电源的电压加上电感L的电压等于电容C加上变压器T原边绕组的电压，即：变压器T将电能感应至其副边绕组，副边绕组通过半波整流模块输出至电源电路单元的电能提供输出端，将电能提供给负载；开关K由断开状态转为闭合时，电源电路先后形成的回路及具体工作过程为：电源电路通过回路②为电感L充电，通过回路③电容C为变压器T原边绕组充电，电容C的电压跟随输入电源当前电压，并且为变压器T原边绕组充电，此时，等效于变压器T原边绕组与电容C形成LC谐振回路，保持回路的电能；同时开关K处于闭合状态后，通过第②回路输入电源为电感L充电，电感L进行下一次储能。

当所述输入电源向电源电路单元提供的电能为周期性波动的电压时，例如为周期性的正弦波、方波、三角波、梯形波等，所述电源电路能够同时实现功率因数跟踪及满足对应输出需要的升压和/或降压的动态调整。

具体地，在所述输入电源向电源电路单元提供的电能为周期性波动的电压时，所述电源电路的电感配合开关的工作状态，使所述电源电路实现功率因数跟踪的工作过程为：

在输入电源为周期性交流电输入时，将输入电源被整流后输入电感的电压周期T’设置为第一时间区间【若输入电源为直流，则不需要整流直接将输入电源的电压周期T’设置为第一时间区间】，在此第一时间区间T’内，输入电压不断变化。由于电感根据其参数特性具备的不允许电流突变的特性，将控制器控制开关K的开关频率对应的时间周期区间设置为第二时间区间T”；在第二时间区间T”小于输入电感的电压周期T’多个量级的情况下，在T’电压周期范围内，开关K已经完成关断和闭合的次数上百、千次，也就是说输入电源提供电压周期T’本身存在波谷至波峰的变化的过程中，因开关K的开/关切换频率较高，对于通过开关K的工作状态控制电源电路单元工作过程来说，局部地看输入电源的电压并非变化很大，基本可以认为不变，也即开关K开关一次前后对应的输入电源电压视为不变，同时，在第一时间区间T’包括非常多个第二时间区间T”的情况下，也即输入电压产生明显变化时，电感L已经通过开关K的控制进行过多次的充放电过程，也即此时电感L已经完成上述工作过程中回路①【输入电源+电感L+电容C+变压器T】、回路②【输入电源+电感L+开关K】及回路③【电容C+变压器T+开关K】的多次轮回，电感L可以通过当前输入电源对应的即便较低的电压获得电能，并通过上述回路顺利将电流传输至变压器T，并进一步提供至电能输出端，从而不会仅仅使用了输入电源周期性波动里的峰值部分电压，而是可以有效地将输入电源的即便很低的电压也进行顺利传输，实现了功率因数跟踪。

该实施例中电感可以在电源电路中实现功率因数跟踪，意味着电感可以将输入电源输入的电压很低的部分电能也进行充分利用，通过上述方法合理设置T’及T”的值，输出额定功率或半载以上功率情况下，可使电源电路的功率因数超过99％。

具体地，本申请电源电路在实现上述功率因数跟踪的同时，还可以实现根据输入电压及电源电路负载所需输出电压的具体情况，配合开关K的工作状态，进行升压及降压的动态调整，其具体动态调整升压/降压过程为：

当电源电路提供的电压不足无法满足负载要求，需要升压时，控制器生成调高开关K的占空比，或降低开关K的工作频率的控制信息，也即增加电感L和变压器原边绕组的充电时间，电感L和变压器原边绕组在开关断开时，将更多电能感应至变压器T的副边绕组，以实现升压。进一步，若电源电路单元提供的电压较高，需要降压时，控制器生成降低开关K的占空比和/或提高开关K的工作频率的控制信息，降低电感L、变压器原边绕组的充电时间，从而减少其向变压器副边绕组传输的电能，以实现降压。

此处，在开关K的工作频率对应的周期区间T”高于输入电源提供电压周期T’多个数量级的情况下，也即T”>>T’，调整开关K的频率及占空比，进一步调整电感的充放电时间，以实现升压/降压，具体地，输入电源提供电压周期T’的大小可以根据输入电源的具体情况进行设置，进一步地，若输入电源为电压进行周期性变化的交流电，例如，工频正弦波交流电，其频率即为50HZ，对应的周期为20ms，经过整流桥之后，形成的脉动直流，其对应的T’＝10ms；若输入电源为电压变化不具有明显的周期性，则可进行比拟于正弦波交流电的变化周期设置T’的值，具体设置方式只需要满足上述描述的要求，能够实现本申请的方案即可。

在该实施例中，“升压”、“降压”，指的是根据负载的需求，电源电路向负载提供所需的电压、电流、功率。同时，电源电路为确保提供满足负载所需的功率，负载对于电路的输出电压是有要求的，电池负载、电阻负载、电网负载等，部分负载，输出电压变化很小、电流变化很大。部分负载输出电压变化很大，电流跟电压线性变化，部分负载对于输出的电压波形有要求。

根据负载的要求，电源电路提供的电压可能会高于输入端电压最大值，也可能会低于输入端电压最大值。并且，随着工作时间变化，电源电路的输出电压可能会发生变化。本申请所述的“动态升压”，指的是输出的电压高于输入电压最大值，并且根据负载要求进行动态调整变化。“动态降压”，指的是输出电压低于输入电压最大值，并且根据负载要求进行动态调整变化。

为确保本申请的电源电路稳定性好，成本低等优点的基础上，电能转换率也比较高，还需要对电源电路中元器件进行参数选择和确定。

电源电路中元器件参数的确定原则：具体元器件参数的确定与电源电路的输入电压、输出电压及输出功率相关。首先要确定输入电压最大值、输出电压最大值，以及电源电路的输出功率，此处，在交流电的情况下，电压最大值指其有效值，在直流电的情况下，电压最大值指输入/输出电压范围的最大值。根据输入电压最大值、输出电压最大值的比例以及电源电路单元的输出功率，确定电源电路中电容参数、电感参数、变压器原边/副边绕组的电感量及原/副边绕组比例、开关工作频率范围等。

具体地，实践中电源电路的电感及变压器原边/副边电感参数确定时需考虑：

在开关工作频率/占空比、变压器原边电感量及电感的电感量等参数不发生变化时，输入电压增加时，在开关导通期间，所述变压器原边绕组电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边绕组电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；输入电压减少时，可以降低电源电路单元的输出功率。

在输入电压最大值、电感的电感量、开关工作频率/占空比等参数不发生变化时，变压器原边电感量减小时，在开关导通期间，所述变压器原边电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述变压器原边电感存储的能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；相应地，变压器原边绕组电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率；变压器原边绕组电感量确定过程中还需要考虑，变压器原边绕组存储的能量太多时，可能导致变压器饱和，进而降低电能转化效率。

实践中，改变变压器原边/副边绕组的圈数比例，会影响电路的转化效率；具体地，输入电压、开关工作频率/占空比、负载电阻值、变压器原边绕组电感量、电感的电感量等确定时，增加副边绕组圈数或减少原边绕组圈数，即减小原/副边绕组比例，可以增加输出电压；相应地，减少副边绕组圈数或增加原边绕组圈数，即增加变压器原/副边绕组比例，可以降低输出电压；通过具体场景及前述方式确定变压器的参数，从而可有效提升电源电路单元的转化效率。

实践中，在输入电压、开关工作频率/占空比、变压器原边绕组电感量等确定时，电感的电感量减少时，在开关导通期间，所述电感可以存储更多的能量，在开关断开期间，所述电感存储的能量，为变压器原边充电，变压器原边绕组再将能量感应到变压器副边绕组，可以增加电源电路单元的输出功率；电感的电感量增加时，可以降低电源电路单元的输出功率。

确定开关的频率范围时需考虑：在电源电路中其他元器件参数不变的情况下，开关频率调低时，单周期内开关闭合的储能时间t变长，频率f减小；在所述开关闭合期间，电感、变压器原边存储的能量增加，电源电路单元的输出功率会增加。相应地，开关频率调高时，电源电路的输出功率会减少。另外，随着开关频率的增加，开关在导通和关断瞬间，会产生开关损耗，增加开关的频率，亦增加开关损耗。此处，还需要考虑变压器的转化效率，不同的磁芯在不同的频率下，对应的电感量不同，转化效率不同。过低的频率，例如，低于30K时，可能导致变压器饱和，引起转化效率下降；过高的频率，例如，高于500K时，可能使得变压器的感量发生巨大变化，降低转化效率。

确定电容的参数的过程，如前所述，电容在开关断开期间储能，在开关导通期间，电容与变压器原边绕组进行谐振，将存储的能量转移到变压器原边绕组。电容的容值过小，导致在工作期间，电容上存储的能量不足，降低电源电路单元的输出功率，进而降低了转化效率；电容的容值过大，在输入电压为交流电时，电容的电压不能紧跟交流电的输入电压的变化，导致功率因数跟踪过程中计算困难，电能转化效率下降。

由上述分析可知，电源电路包括的元器件及其连接关系属于一个整体，元器件间彼此参数设置具有关联性，所有元器件的参数设置又具有整体性。实践中根据电源电路接入的输入电压情况、接入的负载对输出电压/输出功率的要求，及上述详细的参数选择原则，同时还要考虑前述的变压器/电感的材质/成本、输出功率导致的变压器/电感饱和情况来设计电感的电感量，从而方能达成整个电源电路中各个元器件参数的平衡。即需要对电源电路中电感、变压器原边绕组感量、开关频率、电容等参数进行单独设置范围的选择，又需要根据上述元器件间参数设置的逻辑关系，整体考虑所有元器件参数的协调性，以确保电源电路具有很好性能的基础上，具有更好的电能转化率。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路输入电压最大值V_入与输出电压最大值V_出的比例为V_入∶V_出＝0.2-8.0，输出功率大于200W时，所述电容的参数范围为30nF-3μF，所述变压器原边绕组电感量范围为10μH-1000μH；所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶5-5∶1。

具体地，在所述电源电路输出功率大于200W，输入电压最大值与输出电压最大值的比例为0.2-8.0时，根据上述参数选择规则，在所述电容的参数小于30nF时，在开关的关断周期内电容两端的电压升高过快，使开关两端的电压上升过快，可能损坏开关，或者必须使用耐压更高的开关，增加了开关的成本；同时，在大功率场景下，电容参数小于30nF时，在开关关断周期内，电源电路的电容内存储的能量，不足以支撑在开关导通周期内向变压器原边电感释放的能量，导致电能转化效率下降。所述电容参数大于3μF时，开关导通期间，变压器原边绕组电感的电流上升太快，在开关断开瞬间，由于变压器漏感带来的电压尖峰太高，对开关的耐压要求较高，从而增加开关的成本；在交流电输入的场景下，电源电路的电容参数大于3μF时，电容内存储了过多的能量，在输入电压接近正弦波零点时，电容两端的电压明显高于输入电压。可能出现在为电源电路的电感充电电压接近0V时，为变压器原边电感充电的电压大于0V，造成功率因数跟踪效率降低。变压器原边绕组电感量小于10μH时，变压器参数较难平衡，例如，圈数太少容易饱和，承载足够多功率的效果不佳；或者圈数足够多，但是磁芯气隙太大导致漏磁严重，会导致效率下降；变压器原边电感量大于1000μH时，开关导通的储能周期，变压器原边电感存储的能量下降，通过降低开关工作频率才能承载足够的功率，但是开关工作频率太低的情况下，变压器电能转换率较低，且变压器容易饱和。变压器原边/副边绕组比例小于1∶5时，因变压器制作工艺问题，较易造成变压器副边绕组漏感太大，在开关导通时，副边绕组漏感导致在开关的电流产生较大震荡，明显降低效率；变压器原边/副边绕组比例大于5∶1时，同样因变压器制作工艺问题，容易造成变压器原边绕组漏感太大，在开关断开瞬间，原边绕组漏感导致在开关的两端产生较大的电压震荡，对开关的耐压要求较高，导致开关成本的增加。

具体地，在该实施例中，根据上述参数选择原则，进一步确定电源电路中电感的参数，因电源电路工作过程中电能根据电感感量值及变压器原边绕组感量值大小关系在电感和变压器原边绕组之间进行动态分配，故电感参数需要具有比较宽的范围，具体为1μH-10mH。当电感储能较多参与较多传能时，其参数值可设置的较小些，参数范围可设置为1μH-100μH；不参与传能或参与传能较少时，其参数值可以设置的较大些，参数范围可设置为2mH-10mH。

进一步地，确定电感参数具体值时还需考虑如下情况：

如果电感的电感量选择在变压器原边绕组电感量附近，举例而非限定：电感的电感量及变压器原边绕组的电感量均设置在10μH-30μH，则在开关导通的储能周期，变压器原边绕组和电感存储的能量一致，这样做的好处是让电感分担传能任务，电感和变压器原边绕组平衡发热点；同时，对于电感的磁芯材质提出了要求，需要认真测试选择的磁芯在储能、传能过程中的损耗，避免电感饱和，可能会导致提高电感成本。

如果电感的电感量比变压器原边绕组电感量大很多，举例而非限定：电感的电感量设置在800μH-1000μH，变压器电感量设计在10μH，则在储能周期，变压器原边电感储能占主导，这样做的好处是，降低电感的传能，节省电感磁芯成本。

将电感的电感量设置得远低于变压器原边绕组电感量，举例而非限定：电感的电感量设置在10μH，变压器电感量设置在1000μH，这会导致储能期间，电感的储能远超变压器原边储能。将电感的电感量和变压器原边绕组电感量均设置较大，举例而非限定：电感的电感量设置在100μ-1000μH，变压器电感量设置在100μ-1000μH，这会导致必须将开关频率设置在非常低的区间，才能输出200W以上的功率，且容易造成变压器、电感的饱和，对于变压器、电感参数的设置提出了非常高的要求。实践中该方案电源电路单元的电能转化效率较低。

具体地，在该实施例中，开关的工作频率与多种参数相关。在变压器原边绕组电感量、电感的电感量、开关占空比、输入电压、负载等参数不变的情况下。降低开关的工作频率，会提高电源电路单元的输出功率；提高开关的工作频率，会降低电源电路单元的输出频率。需要注意的是，过低的开关频率，易造成电感和变压器的饱和，过高的开关频率，会导致开关损耗增加。具体地，开关频率需根据输入电压的波动情况、输出电压的动态要求实时动态调整。

进一步地，在满足电源电路根据输出需要进行动态升压、降压调整过程中，需要实时计算并调整开关占空比及频率的值，在电源电路实现功率因数跟踪的过程即为调整开关占空比及频率使得实际输入电流实时逼近与输入电压同步的、呈现为输入电压规律变化的目标输入电流，故开关的工作频率范围需要满足功率因数跟踪的同时进行动态调整，具体地，其范围为30K-500K左右。

综上，在所述电源电路输出功率大于200W，输入电压最大值与输出电压最大值的比例为0.2-8时，设置所述电容的参数为30nF-3μF，变压器原边电感量10μH-1000μH，电感参数范围为1μH-10mH，变压器原边/副边绕组比例1∶5-5∶1时，可使电源电路的电能转化率达到96％以上，某些具体场景下电能转化率可高达98％以上，具体实验数据详见表1的实施例1至29。与现有技术相比，电能转化率更高，同时电源电路仅使用了很少的元器件，在成本较低的情况下实现了超高电能转换率，并且可以根据负载的需要实现动态的升压和降压，与现有技术相同电能转化率的电路相比，本申请的电源电路稳定性强，成本低，电能损耗低更加节约能源。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝0.2-1.0，输出功率200W-1000W时，所述变压器原边绕组的电感量范围为10μH-1000μH，所述电容的参数范围为100nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶5-1∶1。

具体地，该实施例提供了电源电路单元输出功率200W-1000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为0.2-1.0时，电源电路单元元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达98％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例1至8，与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，在电源电路的输入电压最大值为50V，输出电压最大值为250V左右，输出功率为200W的情况下，根据上述参数设计原则，将电感感量参数设计在10μ-1mH左右，变压器原边绕组感量参数设置在10μ-1mH左右，电容参数设置在500nF-3000nF左右，变压器原边/副边绕组比例设置在1∶5-1∶2左右，此时对应的电能转化率在97％以上。

具体地，在该实施例中将变压器原边绕组感量设置为10μH的感量，或者将电感的电感量设置在10μH左右，是因为在50V输入电压的情况下，每次储能周期，电感的储能以及变压器原边储能的量很低，大幅减小变压器原边绕组感量，或者大幅减少电感的电感量，才能使得变压器的原边绕组和电感在储能周期存储足够多的能量，让电源电路单元向输出端或接入的负载提供足够的功率。但是，如果继续降低变压器原边绕组感量，或者继续降低电感的电感量，会明显增加变压器的励磁电流导致转化效率明显下降。

在该实施例中，采用的变压器原边/副边绕组感量比值范围为1∶5-1∶2左右。由于输入电压最大值只有50V，如果采用1∶1的变压器，需要提高开关工作的占空比，才能提高输出电压。需要的输出电压是300V，需将占空比提高到大概70％以上，才能得到300V左右的输出电压，此时开关导通工作状态下损耗下降太多，导致电源电路转化效率低。采用原边/副边绕组感量比值范围为1∶5-1∶2的升压变压器，可以有效降低开关的占空比，提高电能转化效率。

由于输入电压比较低，电容需要相对比较大的容值，才能保证在储能周期，有足够多的能量存储在变压器原边绕组。如果将电容参数设置在500nF以下，输出电压动态变化时，在部分功率点出现电容中存储的能量不足，效率下降的情况。如果将电容设置在3000nF以上，观察到在开关断开的过程中，产生了一个很大的电压尖冲，此时需要耐压性能更好的开关，这便增加了成本。

作为举例而非限定，输入电压最大值为300V，输出电压最大值为300V左右，输出功率为1000W的情况下，根据前述参数设计原则，变压器原边绕组设置在60μH-1mH左右，电容参数设置在100nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在1∶1左右，此时对应的电能转化率在98％以上。

在该实施例的应用场景下，选择小于100nF的电容，可能会出现在开关闭合的储能周期电容无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路单元转化效率下降；选择大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期给变压器原边绕组电感充电时，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关，增加成本。

举例而非限定，该实施例可应用在太阳能光伏领域，输入为300V的直流电，输出为峰值300V左右的交流电，电源电路单元输出功率为1000W，输入电压最大值与输出电压最大值为1∶1左右，电感和变压器原边绕组的感量选择要相对较大一些。更小的感量，将造成电能转换效率下降。实践中将变压器原边绕组感量设置为60μH，电感感量设置为1mH，可使电源电路的电能转化效率高达97.5％及以上。

同时，可以选择将储能周期的能量存储在变压器和电感之间分配。提高电感感量、降低变压器感量，变压器原边在开光闭合的储能周期存储的能量占比更多，电感占比更少。降低电感感量、提高变压器感量，变压器原边在开光管闭合的储能周期存储的能量占比更少，电感占比更多。

在该实施例的应用场景下，电容参数在100nF-500nF左右；实践中，小于100nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容中的能量太少，无法提供足够多的能量给变压器原边绕组，导致电源电路电能转化效率下降；大于500nF的电容，在开关闭合的储能周期，电容储能太多，其给变压器原边绕组电感充电，容易导致充电电流大，在开关断开瞬间，由于变压器原边漏感产生一个电压尖冲，导致需要选择更高耐压的开关。增加成本。

在该实施例中，由于输入电压最大值与输出电压最大值的比例为1，所以采用的变压器原边/副边感量为1∶1左右。变压器原边/副边比例接近的情况下，变压器加工工艺可节省成本，并且漏感容易控制。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝0.5-1.5，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为30μH-1000μH，所述电容参数范围为50nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶2-2∶1。

具体地，该实施例提供了电源电路单元输出功率1000W-2000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为0.5-1.5时，电源电路单元元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达97％以上，甚至达到98％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例14至20。与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，输入电压为220V正弦波，即输入电压最大值为311V左右，输出电压最大值为200V左右，输出功率为2000W的情况下，根据上述参数设计原则，将变压器原边绕组电感量范围设置在30μH-1mH左右，电容参数范围设置在500nF-3000nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在2∶1左右，电源电路的电能转化率可高达97％以上，与现有技术同样的电能转化率，本申请电源电路元器件少，能量损耗小，稳定性更强，也更节约能源。

作为举例而非限定，输入电压为380V正弦波，即输入电压最大值为540V左右，输出电压最大值为1000V左右，输入电压最大值与输出电压最大值比例为0.5左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在150μH-1mH左右，电容参数设置在50nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在1∶2左右，此时对应的电能转化率在98％以上。

具体地，在该实施例中，输出电压1000V时，输出电压较高，如果使用1∶1的变压器，输出电压会被感应到变压器原边，叠加电容电压，导致开关耐压太高，损坏开关。使用1∶2的变压器，开关断开期间，输出电压1000V感应到原边后，原边电压只有500V，叠加电容电压后，大幅减少了开关关断期间的耐压，增加了开关的选择空间，大幅降低了成本。故，需要将变压器原/副边绕组比例为1∶2，这样设置可以大幅降低开关工作占空比，提高电源电路单元的电能转换效率。同时，输出电压1000V，经过原副边1∶2的变压器折算到原边，可以大幅减少开关在关断期间的耐压，增加开关管的选择空间，大幅降低成本。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝5.0-8.0，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝2∶1-5∶1。

在该实施例中，提供了电源电路单元输出功率1000W-2000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为5.0-8.0时，电源电路单元元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达97％以上，甚至达到98％以上，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例9至13。与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，输入电压为220V正弦波，即输入电压最大值为311V左右，输出电压最大值为40V左右，输出功率为1000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在150μH-250μH左右，电容参数设置在200nF-500nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在5∶1左右，此时对应的电能转化率在96％以上。具体地，在该实施例中，输出电压仅为40V，输出半波整流模块可以使用开关器件代替二极管。低电压情况下，输出电流很大，需要选择内阻比较低的开关元器件，如图9中的第五开关K5。选择替代二极管的开关元器件时，需要注意的是：

第一、电源电路开关导通的储能周期，输入电压经过5∶1的变压器折算到变压器副边加上输出电压40V，替代开二极管进行半波整流的开关器件需要选择的开关元器件耐压约等于311V/5+40V，约为102.2V，选择的开关元器件耐压要超过该取值。

第二、低电压情况下，输出电流很大，需要选择内阻比较低的开关元器件。

可以采用内阻固定的开关器件，用多个开关器件并联工作的方式降低总的内阻，可有效提升输出半波整流的转换效率。进而提升整个电路单元的转换效率。

作为举例而非限定，输入电压为380V正弦波，即输入电压最大值为540V左右，输出电压最大值为100V左右，输入电压最大值与输出电压最大值比例为5∶1左右，输出功率为2000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组感量设置在50μH-150μH左右，电容参数设置在400nF-800nF左右，变压器原/副边绕组比例设置在2∶1左右，此时对应的电能转化率在97％以上。

该实施例为电源电路的输入电压较高，输出电压较低，输出电流较大的情况。实践中，如果使用1∶1的变压器，可能使得开关占空比太小，频率太低，导致变压器转换效率低，进而使得电源电路整体电能转换效率下降。使用2∶1-3∶1左右的变压器，可以很好的解决该问题，提升电路转换效率。此时，需要注意，2∶1-3∶1的变压器原边漏感会增加，如果原边漏感太大，会在开关关断瞬间产生一个电压尖冲，导致损坏开关，或者需要使用耐压更高的开关，增加了成本。此处建议使用铜箔作为原副边线圈，将原边、副边并绕的的工艺制作变压器，降低变压器原边、副边漏感。

该实施例中输出电压仅为100V，建议选用开关元器件代替二极管进行输出半波整流，如图9中的第五开关K5，并且可以考虑采用将电源电路的开关设置为多个开关器件并联形成的开关组件，以降低导通损耗。

在其中一个优选的实施例中，所述电源电路的输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入∶V_出＝2.0-5.0，输出功率2000W-10000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数值范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原∶R_副＝1∶1-2∶1。

具体地，该实施例提供了电源电路单元输出功率2000W-10000W，输入电压计算值与输出电压计算值的比例为2.0-5.0时，电源电路单元元器件中对应的电容、变压器原边绕组、变压器原副边绕组比例的参数范围。按照上述参数确定原则及过程，在确定了具体输入电压最大值、输出电压最大值及输出功率的情况下，在本实施例提供的对应元器件的参数范围内进行对应元器件具体参数的选择和确定，以满足功率因数跟踪，及根据输出端需要的升压、降压的动态调整，且可以使电能转化率高达96％以上，甚至达到98％，具体参数实验数据及测试结果详见表1中实施例21至26。与现有技术相同功能、相同电能转化率的情况下，本申请的电源电路元器件明显比现有技术电路的元器件更少、能源损耗更少，本申请成本更低、电路稳定性更强。

作为举例而非限定，输入电压为600V-1000V，输出电压220V-380V，输出功率为2000W-10000W的情况下，根据上述参数设计原则，变压器原边绕组电感量设置在50μH-250μH左右，电容参数设置在100nF-800nF左右，变压器原副边绕组比例设置在1∶1-2∶1左右，此时对应的电能转化率在96％以上。变压器原边绕组电感量低于50μH，可能导致开关管频率太高，无法使用IGBT等开关管，进而增加了成本；高于250μH，可能导致整个电路无法输出足够的功率，或者需要将开关工作在极低的频率，降低了变压器转换效率。与现有技术相比同等功率，同等效率情况下，本申请电源电路元器件数量远远小于现有技术的电路产品，成本远低于现有技术产品。

在其中一个优选的实施例中，在所述电源电路单元的输入电源为交流电时，所述电源电路还包括为所述电感提供直流电输入的输入整流模块。

具体地，输入电源为交流电时，输入电源的交流电需要进行整流，整流后的直流电流入电源电路单元的电感。实践中交流电电压有的为220伏，也有的为其他值，根据单相或三相接法的不同，也可以改变提供的交流电压的值，例如三相电为380伏，为满足实践的交流电使用环境，本申请的电源电路需要通过输入整流模块进行整流，具体整流模块实现的方式不做限制；任何现在或者将来的现有技术中可以实现整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的电源电路单元，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的电源电路单元的，那么这些可以实现整流的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，所述电源电路的输入整流模块为全波整流电路。

具体地，输入整流模块为全波整流时，正弦波交流电被整流为馒头波，整流后的馒头波的频率增加一倍，具体实现全波整流的电路不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现全波整流的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的输入电源的整流模块对输入电源为交流电时进行全波整流，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现全波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，参图4所示，所述全波整流电路为全桥整流电路。

具体地，图4中在输入电源提供的交流电输入电感L之前通过全桥整流电路进行整流，整流后正弦波输出为馒头波，进入电源电路单元。

优选地，所述电源电路的输入整流模块为半波整流电路。

具体地，输入整流模块也可以为半波整流电路，正弦波交流电被整流为间歇馒头波，整流后的馒头波的频率不变，具体实现半波整流的电路不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现半波整流的电路的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的输入电源的整流模块对输入电源为交流电时进行半波整流，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现半波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内，例如具有单向导通功能的二极管/MOS管、及被控制为单向导通的开关管等。

优选地，所述电源电路单元的输出半波整流模块通过二极管实现半波整流。

具体地，参图8所示，本实施例中设置的输出半波整流模块与变压器中副边绕组的一端相连接，其具体作用原理如下：在电源电路的开关由闭合转为断开后，电感及变压器原边绕组开始放电，通过变压器原边绕组的电流变化感应至变压器复边绕组，变压器副边绕组被原边绕组的电流感应获得电能，此时变压器副边绕组电流通过该输出半波整流模块输出至电解电容或者负载进行电能提供或储能；当电源电路的开关由断开转为闭合后，电容与变压器原边绕组及开关形成等效的LC谐振回路，因电容不允许电压突变，此时电容与变压器原边绕组形成谐振，正因为在变压器副边绕组设置了半波整流模块无法形成回路，在变压器原边绕组与电容形成谐振回路时，变压器副边绕组无感应电流产生。

由此可见，输出半波整流模块只要能够实现变压器副边绕组电流的单向导通即可，具体实现输出半波整流的电路或元器件不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现半波整流的电路的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的变压器副边绕组电流的单向导通，那么这些可以实现半波整流的电路方案均在本申请的保护范围之内，例如具有单向导通功能的二极管/MOS管、及被控制为单向导通的开关管等。

进一步，参图8所示，本实施例通过在变压器T副边绕组的对应输出端接入第三二极管D3实现变压器T的副边绕组的单向输出。二极管本身具备单向导通的属性，通过二极管实现半波整流，控制电路简单，性能稳定。

优选地，参图9所示，所述电源电路单元的输出半波整流模块通过第五开关K5及控制所述第五开关K5的第五控制器实现输出半波整流；所述第五控制器根据电源电路单元的控制器控制开关为变压器的副边绕组感应电能的模式控制第五开关的开关模式。

具体地，该实施例为通过第五开关K5实现变压器副边绕组输出的半波整流，此时第五开关K5通过第五控制器控制。进一步地，因第五开关K5的工作状态决定了变压器副边绕组是否能够形成回路，也即第五开关K5断开，其无法形成回路，第五开关K5闭合，其可以形成回路；同时，在电源电路开关闭合电容为变压器原边绕组充电二者形成谐振时，变压器副边绕组不能形成回路，也即此时第五开关K5需要断开。第五控制器需要根据电源电路中开关的工作状态对第五开关K5的工作状态进行控制，根据前述分析，在电源电路的开关处于闭合状态时，第五控制器需控制第五开关K5处于断开状态。

该实施例通过设置第五控制器及对应的第五开关实现变压器副边绕组输出半波整流的功能，在某些场景下，使用开关相对二极管其能量消耗更低，电能转化率更高。例如，举例而非限制：在输出电压低于100V的场景下，使用二极管做半波整流，二极管压降占比太高，导致转化效率下降，此时可应用开关元器件实现变压器副边的输出半波整流功能。此处可采用内阻固定的开关元器件，还可采用多开关并联的方式，以减少半波整流的功率损耗，提升电能转化率。

优选地，所述电源电路的开关通过双向开关、开关组件或可控制开关器件实现。

实践中，开关元器件选型，也与开关的工作频率设置相关，普通的硅基MOS管，最高频率建议限制在150K；碳化硅MOS管，最高频率建议限制在500K；IGBT开关管，最高频率建议限制在40K；氮化镓MOS管，最高频率建议限制在800K。本实施例开关为市面上的一般耐压150V的高频开关，例如型号为NCEP15T14的高频开关，对应的开关工作频率范围为：50K-200K。

具体地，电源电路中的开关根据对应控制器的控制信息承载着电路的接通与断开的功能，此处，控制器控制开关的具体控制方式不做限制，也即控制器向开关提供控制信号的方式或途径等不做限制，可以是无线的也可以是有线的，任何现在或者将来的现有技术中可以实现控制器控制开关信号传输的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例中的控制器向其控制的开关进行控制信号传输，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现控制器向其控制的开关进行控制信号传输方案均在本申请的保护范围之内。

进一步地，实现电源电路中电路断开和接通的开关或开关及其控制器的具体形式也不做任何限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现电路断开和接通的开关或开关及其控制器的方案，只要该方案可以直接适用于本实施例电源电路中电路断开和接通的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现电路断开和接通的开关或开关及其控制器的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，所述电源电路中变压器漏感值范围为小于1.5％。

具体地，在电源电路工作过程中，开关闭合时，输入电源为电感充电，开关断开瞬间，变压器原边绕组电流变化较大，此时变压器存在的漏感，会导致开关两端产生一个很大的电压峰值，开关有被该高电压击穿损坏的可能，为确保电源电路的高电能转化率，且稳定性更好，此处变压器的漏感值范围最佳为小于1.5％。

进一步，此处符合本申请电源电路的变压器的具体结构并不做限制，任何现在或者将来的现有技术中可以实现漏感小于1.5％的变压器的结构方案，只要该方案可以直接适用于本实施例电源电路中变压器的功能，或者不需要本领域内的技术人员付出创造性劳动对该方案进行变通后适用于本实施例中的，那么这些可以实现漏感低于1.5％的变压器结构的方案均在本申请的保护范围之内。

优选地，所述电源电路中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。从而可以有效减少变压器T漏感在开关关断器件的带来的电压尖冲，使得开关得到保护。进而，让本申请的电源电路可以工作在更大功率的工况下。

具体地，该实施例公开了电源电路中变压器的结构及绕组方式，变压器的磁芯结构选择为薄片型的金属片，也可以是u型的金属片，变压器原边及副边的绕组方式为并行缠绕的方式，如此可以降低变压器的漏感，满足电源电路的运行需要。

参图5所示，本申请还提供一种第一扩展电源电路，在输入电源为交流电时，第一扩展电源电路包括上述的两个电源电路单元，所述第一扩展电源电路包括第一电源电路单元、第二电源电路单元，及用于采集所述第一扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第一信息采集模块，及分别与所述第一、第二电源电路单元相连接的第一二极管D1、第二二极管D2，及与所述第一信息采集模块相连接用于控制所述第一/第二电源电路单元中的开关工作状态的第一控制中心。

其中，所述第一电源电路单元X1包括第一电感L1、第一开关K1、第一变压器T1及第一输出半波整流模块；第二电源电路单元X2包括第二电感L2、第二开关K2、第二变压器T2及第二输出半波整流模块。

具体地，在该实施例中，通过第一信息采集模块采集第一扩展电源电路的输入电源的电压/电流及第一扩展电源电路的输出端电流/电压信息，第一信息采集模块将采集到的输入及输出的电压/电流信息传输至第一控制中心，第一控制中心根据接收到的所述信息生成控制第一开关及第二开关的控制信息，并传输至所述第一/第二开关，控制所述第一/第二开关执行所述控制信息中的占空比/频率/开关状态等指令信息。

参图5所示，输入电源的两端分别接入所述第一二极管D1及第二二极管D2的正极并接地，所述第一二极管D1的负极与所述第一电源电路单元X1的第一电感L1的一端相连接，所述第一电感L1的另一端与所述第一开关K1及第一电容C1的一端相连接，所述第一电容C1的另一端与第一变压器T1的原边绕组的一端相连接，所述变压器原边绕组的另一端及第一开关K1的另一端均接地；所述第二二极管D2的负极与所述第二电源电路单元X2的第二电感L2的一端相连接，第二电感L2的另一端与第二电容C2的一端及第二开关K2的一端相连接，第二电容C2的另一端与第二变压器T2的原边绕组的一端相连接，变压器T2原边绕组的另一端及第二开关K2的另一端均接地。

具体地，该实施例为电源电路通过将两个二极管D1及D2分别接入两个电源电路单元实现每个电源电路单元的输入半波整流的情况，参图5所示，为本实施例中电源电路包括的第一电源电路单元与第二电源电路单元中包括的元器件及其连接方式。

该实施例的电源电路工作过程中形成的回路为：回路①【输入电源+第一电感L1+第一电容C1+第一变压器T1】，回路②【输入电源+第一电感L1+第一开关K1】，回路③【第一电容C1+第一变压器T1+第一开关K1】。

该实施例的电源电路的具体工作过程如下：

当输入电源向所述第一二极管D1的正极输入电流时，所述第一控制中心控制第二电源电路单元X2的开关K2处于断开状态，所述第一电源电路单元X1正常工作。

此时，第一电源电路单元X1的工作过程如下：第一控制中心控制第一开关K1闭合时，输入电源为第一电感L1充电，第一电感L1储能，第一开关K1断开瞬间，第一电感L1为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过第一开关K1断开后形成的新的回路①将电能传递出去，第一电感L1为第一电容C1充电，并通过第一变压器T1将电能感应至变压器副边，此时输入电源的电压加上第一电感L1的电压等于第一电容C1加上第一变压器T1原边绕组的电压，即：第一变压器T1将电能感应至其副边绕组，副边绕组通过半波整流模块输出至电源电路单元的电能提供输出端，将电能提供给负载；第一开关K1由断开状态转为闭合时，电源电路单元先后形成的回路及具体工作过程为：电源电路通过回路②为第一电感L1充电，第一电容C1通过回路③为变压器T原边绕组充电，因第一变压器T1副边绕组的回路中设置半波整流模块，此时第一变压器T1并不能将电能传递至其副边绕组中，此时，等效于第一变压器T1原边绕组与第一电容C1形成LC谐振回路，保持回路的电能；同时第一开关K1处于闭合状态后，通过第②回路输入电源为第一电感L1充电，第一电感L1进行下一次储能。

直至输入电源提供的半个正弦波的时间用完，第一控制中心关断第一开关K1，输入电源将正弦波的反向电流输入至第二电感L2，第二电源电路单元X2开始正常工作，此处第二电源电路单元X2的工作原理与过程与上述第一电源电路单元X1的工作原理与过程完全一致，并相应地引用于此，此处不再赘述。

该实施例通过使用两个二极管分别同时接入两个电源电路，通过第一控制中心的控制，使得输入电源在正向输入电流时，一个(例如第一)电源电路单元正常工作，在反向输入电流时，另一个(例如第二)电源电路正常工作，即同时两套电源电路均可正常工作，与前述(具体参图4)输入电源通过全桥整流后提供给电源电路的方案相比，减少了二极管使用的个数，更加降低了能耗，更加提高了电能的转化率，同时在大功率场景下，两个电源电路包括了两个变压器及两个开关，使变压器及开关散热更均匀，有效解决了变压器寄开关热量过于集中的问题。

优选地，所述第一电源电路单元的提供电能的输出端与所述第二电源电路单元的提供电能的输出端串联或并联连接。

具体地，参图5所示，第一电源电路单元X1提供电能的输出端为变压器T1副边绕组通过半波整流模块后的输出端，第二电源电路单元X2提供电能的输出端为变压器T2副边绕组通过半波整流模块后的输出端，在该实施例中，第一电源电路单元X1与第二电源电路单元X2之间根据输入电源正弦波交流电的波形情况间歇性工作，二者并非同时输出电能，可以将二者的输出端单独作为提供电能的输出端使用，也可将二者的输出端进行并联或串联；将二者输出端进行并联，可以提高电源电路的输出电流及输出功率，确保在输入电源提供正弦交流电的整个过程均可以提供电能输出；将二者输出端进行串联，可以扩宽电源电路的输出电压及输出功率的范围，亦可确保在输入电源提供正弦交流电的整个过程均可以提供电能输出。

本申请还提供一种第二扩展电源电路，在输入电源为交流电时，所述第二扩展电源电路包括上述的两个电源电路单元，分别为第三电源电路单元及第四电源电路单元，及用于采集所述第二扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第二信息采集模块，及与所述第二信息采集模块相连接用于控制所述第三/第四电源电路单元中的开关工作状态的第二控制中心。参图6所示，第三电源电路单元X3包括第三电感L3、第三电容C3、第三开关K3、第三变压器T3；第四电源电路单元X4包括第四电感L4、第四开关K4、第四电容C4、第四变压器T4。

继续参图6所示，输入电源的两端分别与第三电感L3及第四电感L4的一端相连接，第四电感L4的另一端与第四电容C4及第四开关K4的一端相连接；第三电感L3的另一端与第三电容C3的一端及第三开关K3的一端相连接；所述第三电容C3的另一端与第三变压器T3的原边绕组的输入端相连接；所述第三变压器T3的原边绕组输出端与所述第三开关K3的另一端、第四开关K4的另一端、第四变压器T4原边绕组的输出端相连接并接地；所述第四变压器T4原边绕组的输入端与第四电容C4的另一端相连接。

具体地，该实施例为第二扩展电源电路的输入电源为交流电情况下，不设置整流模块的实现方案，具体参图6所示，为本实施例中电源电路包括的第三电源电路单元X3与第四电源电路单元X4中包括的元器件及其连接方式。

该实施例的电源电路工作过程中形成的回路为：回路①【输入电源+第三电感L3+第三电容C3+第三变压器T3+第四开关K4+第四电感L4】，回路②【输入电源+第三电感L3+第三开关K3+第四开关K4+第四电感L4】，回路③【第三电容C3+第三变压器T3+第三开关K3】，该实施例的电源电路的具体工作过程如下：

当输入电源向第三电源电路单元X3输入电流时，所述第二控制中心控制第四电源电路单元X4的第四开关K4处于闭合状态，所述第三电源电路单元X3正常工作，作为电源电路工作过程的第一阶段。

此时，电源电路第一阶段的工作过程如下：第二控制中心控制第三电源电路单元X3的第三开关K3闭合时，输入电源为第三电感L3及第四电感L4充电，第三电感L3及第四电感L4储能，第三开关K3断开瞬间第三电感L3与第四电感L4要进行放电，第三电感L3及第四电感L4为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过第三开关K3断开后形成的新的回路①将电能传递出去，第三电感L3及第四电感L4均为第三电容C3充电，并通过第三变压器T3的原边电流变化，将电能感应至第三变压器T3的副边，此时输入电源的电压加上第三电感L3再加上第四电感L4的电压等于第三电容C3加上第三变压器T3原边绕组的电压，即：第三变压器T3将电能感应至其副边绕组，副边绕组通过输出半波整流模块输出至第二扩展电源电路的电能提供输出端，将电能提供给负载。

第三开关K3由断开状态转为闭合时，第二扩展电源电路先后形成的回路及具体工作过程为：电源电路通过回路②为第三电感L3及第四电感L4充电，第三电容C3通过回路③为第三变压器T3原边绕组充电，因第三变压器T3副边绕组的回路中设置半波整流模块，此时第三变压器T3并不能将电能传递至其副边绕组中，故此时，第三变压器T3原边绕组与第三电容C3形成谐振，保持回路中的电能；同时第三开关K3处于闭合状态后，通过第②回路输入电源为第三电感L3及第四电感L4充电，第三电感L3及第四电感L4进行下一次储能。

直至输入电源提供的半个正弦波的时间用完，第二控制中心控制第三电源电路单元X3的第三开关K3处于闭合状态，输入电源将正弦波的反向电流输入至第四电源电路单元X4的第四电感L4，第四电源电路单元X4开始正常工作，此处作为电源电路工作的第二阶段。

电源电路在第二阶段【第四电源电路单元X4正常工作】的具体工作原理和过程与其第一阶段中第三电源电路单元X3正常工作的原理与过程完全一致，并相应地引用于此，此处不再赘述。

该实施例的电源电路在输入电源为交流电时，未使用整流模块，通过设置两套“镜像”连接的电源电路，使得输入电源无论正向输入电流还是反向输入电流，第三电感L3及第四电感L4均同时充电同时放电，即，两个电感L3和L4相当于串联连接，该方案与设置整流模块的电源电路相比省掉了整流模块电路，也即省掉了该部分的能量损耗，更加提高了电能的转化率，整个电路的性能也更好，同时在大功率场景下，两个电源电路包括了两个变压器及两个开关，使变压器及开关散热更均匀，有效解决了变压器寄开关热量过于集中的问题。

本申请还提供一种第三扩展电源电路，在输入电源为交流电时，所述第三扩展电源电路包括上述的省掉第三或第四电源电路单元中电感的第二扩展电源电路，参图7所示，以省掉第四电源电路单元的电感为例，所述第三扩展电源电路包括第三电源电路单元及省掉电感的第四电源电路单元，此时第三扩展电源电路包括第三电源电路单元、省掉第四电感的第四电源电路单元及及用于采集所述第三扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第三信息采集模块，及与所述第三信息采集模块相连接用于控制所述第三/第四电源电路单元中的开关工作状态的第三控制中心。

具体地，所述第三电源电路单元X3包括第三电感L3、第三电容C3、第三开关K3、第三变压器T3、输出半波整流模块；所述省掉电感的第四电源电路单元X4包括第四电容C4、第四开关K4、第四变压器T4、输出半波整流模块。

其中，该实施例中第三扩展电源电路中第三电源电路单元及省掉电感的第四电源电路单元的元器件连接方式，与上述实施例中第二扩展电源电路包括第三电源电路及第四电源电路中元器件的连接方式一致，仅第四电源电路省掉第四电感L4，此处直接去掉第四电感L4，通过导线连接原来第四电感L4的两端即可。

该实施例为第三扩展电源电路的输入电源为交流电情况下，不设置整流模块的实现方案，且在上述第三扩展电源电路包括第三电源电路单元与第四电源电路单元的方案的基础上省掉其中的第三电感L3或第四电感L4的方案。

该实施例的电源电路工作过程中形成的回路为：回路①【输入电源+第三电感L3+第三电容C3+第三变压器T3+第四开关K4】，回路②【输入电源+第三电感L3+第三开关K3+第四开关K4】，回路③【第三电容C3+第三变压器T3+第三开关K3】，回路④【输入电源+第三电感L3+第四电容C4+第四变压器T4+第三开关K3】，回路⑤【输入电源+第三电感L3+第三开关K3+第四开关K4】，回路⑥【第四电容C4+第四变压器T4+第四开关K4】。

该实施例的电源电路的具体工作过程如下：

当输入电源向第三电源电路单元X3输入电流时，所述第三控制中心控制第四电源电路单元X4的第四开关K4处于闭合状态，所述第三电源电路单元X3正常工作，此处作为电源电路工作的第一阶段。

此处，第三扩展电源电路第一阶段的工作过程如下：该阶段电源电路的具体工作过程如下：第三控制中心控制第三电源电路单元X3的第三开关K3闭合时，输入电源为第三电感L3充电，第三电感L3储能，第三开关K3断开瞬间第三电感L3要进行放电，第三电感L3为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过第三开关K3断开后形成的新的回路①将电能传递出去，第三电感L3为第三电容C3充电，并通过第三变压器T3的原边绕组将电能感应至T3的副边绕组，此时输入电源的电压加上第三电感L3的电压等于第三电容C3加上第三变压器T3原边绕组的电压，即：第三变压器T3将电能感应至其副边绕组，副边绕组通过半波整流模块输出至电源电路单元的电能提供输出端，将电能提供给负载。

第三开关K3由断开状态转为闭合时，第三扩展电源电路先后形成的回路及具体工作过程为：电源电路通过回路②为第三电感L3充电，并通过回路③第三电容C3为第三变压器T3原边绕组充电，因第三变压器T3副边绕组的回路中设置半波整流模块，此时第三变压器T3并不能将电能传递至其副边绕组中，此时，等效于第三变压器T3原边绕组与第三电容C3形成LC谐振回路，保持回路中的电能；同时第三开关K3处于闭合状态后，通过第②回路输入电源为第三电感L3充电，第三电感L3进行下一次储能。

直至输入电源提供的半个正弦波的时间用完，第三控制中心控制第三电源电路单元X3的第三开关K3处于闭合状态，输入电源将正弦波的反向电流输入至省掉电感的第四电源电路单元X4，省掉电感的第四电源电路单元X4正常工作，此处，作为电源电路工作过程的第二阶段。

此时，电源电路第二阶段的工作过程如下：第三控制中心控制省掉电感的第四电源电路单元的第四开关K4闭合时，输入电源为第三电感L3充电，第三电感L3储能，第四开关K4断开瞬间第三电感L3要进行放电，第三电感L3为保持其两端的电流不得突变，便将产生一个高电压，通过第四开关K4断开后形成的新的回路④将电能传递出去，第三电感L3为第四电容C4及第四变压器T4原边绕组充电，此时输入电源的电压加上第三电感L3的电压等于第四电容C4加上第四变压器T4原边绕组的电压，即： 第四变压器T4将电能感应至其副边绕组，副边绕组通过输出半波整流模块输出至提供电能的输出端，将电能提供给负载。

第四开关K4由断开状态转为闭合时，电源电路单元先后形成的回路及具体工作过程为：电源电路通过回路⑤为第三电感L3充电，并通过回路⑥，第四电容C4为第四变压器T4原边绕组充电，因第四变压器T4副边绕组的回路中设置半波整流模块，此时第四变压器T4并不能将电能传递至其副边绕组中，此时，等效于第四变压器T4原边绕组与第四电容C4形成LC谐振回路，保持回路中的电能；同时第四开关K4再次处于闭合状态后，通过第②回路输入电源为第三电感L3充电，第三电感L3进行下一次储能。

直至输入电源提供的半个正弦波的时间用完，电源电路进入下一个第一阶段的工作过程。

该实施例的第二扩展电源电路为前述包括第三、第四两个电源电路的进一步优化/变换，即省掉其中第三或第四电源电路单元其一中的电感，使得输入电源无论正向输入电流还是反向输入电流，一个电感充电后可根据交流电输出电流方向的不同为第三电容C3+第三变压器T3原边绕组或第四电容C4+第四变压器T4原边绕组放电，即，该方案省掉了整流模块电路的同时，可以实现一个电感为两个回路提供电能，减低了能量损耗，降低了电路成本，显著提高了电能的转化率，整个电路的性能也更好。

优选地，所述第三电源电路单元的提供电能的输出端与所述第四电源电路单元的提供电能的输出端串联或并联连接。

具体地，参图6及图7所示，第三电源电路单元X3提供电能的输出端为变压器T3副边绕组通过半波整流模块后的输出端，第四电源电路单元X4【含省掉电感的第四电源电路单元X4】提供电能的输出端为变压器T4副边绕组通过半波整流模块后的输出端，在上述实施例中，第三电源电路单元X3与第四电源电路单元X4之间根据输入电源正弦波交流电的波形情况间歇轮换性工作，二者并非同时输出电能，可以将二者的输出端单独作为提供电能的输出端使用，也可将二者的输出端进行并联或串联；将二者输出端进行并联，可以提高电源电路的输出电流，确保在输入电源提供正弦交流电的整个过程均可以提供电能输出；将二者输出端进行串联，可以提高电源电路的输出电压，亦可确保在输入电源提供正弦交流电的整个过程均可以提供电能输出。

参图10所示，本申请还提供一种电源电路同时实现功率因数跟踪及升压/降压的方法，所述电源电路为上述的电源电路及第一扩展电源电路、第二扩展电源电路、第三扩展电源电路，所述方法包括：

步骤S1，动态获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值。

具体地，在上述步骤S1中，需要动态采集获取电源电路单元当前实际输入及实际输出情况，其中具体获取或采集的方式不做限制，可以通过控制器的采集单元获取，也可以通过其他方式获取，将获取后的信息传输至控制器，动态获取的频率大小可参考电源电路单元中开关的频率，例如，可以与开关频率相等，也可以小于开关频率，此处的动态获取的频率可根据实际情况进行变化调整，具体不做限制；此处也根据实际使用场景获取接入电源电路单元负载所需要的电压/电流/功率值。

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较。

具体地，在上述步骤S2中，将获取的当前实际输出功率【输出电流*输出电压】与接入负载所需要的目标输出功率进行比较，当接入负载或者电源电路使用的场景确定时，其对应的需要的目标输出功率、目标输出电压/电流是相对确定的；当前实际输出的功率与目标输出功率进行大小比较，在当前实际输出功率大于目标输出功率时，说明实际输出功率高于目标输出功率，需要降低实际输出的功率，在实际输出的功率小于目标输出功率时，说明实际输出未满足目标输出功率的需要，需要提高实际输出功率。

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，动态确定目标输入电流值。

优选地，所述步骤S3包括：

S31，根据所述步骤S2的比较结果，动态调整输入电流峰值；

S32，根据所述S31中调整后的输入电流峰值及当前输入的相位信息，动态确定目标输入电流值。

在上述步骤S31中，根据所述实际输出功率与所述目标输出功率比较结果，动态确定输入电流峰值【I_in_peak】，若实际输出的功率小于目标输出功率，则增加输入电流峰值，以提高当前的实际输出电压或电流，进一步提高实际输出功率满足负载的需要；若实际输出的功率大于目标输出功率，则减小输入电流峰值，以减小当前的实际输出电压或电流，进一步降低输出功率满足负载的需要，其中，输入电流峰值的增加或减小的幅度需要考虑实际输出的功率与目标输出功率的差距大小，例如，若二者差距超过预设值，则提高输入电流峰值的增加幅度，以快速满足负载需要等，输入电流峰值的确定是一个动态确定、动态调整的过程，其增加/减少的幅度确定方式不做限制，只要是为满足负载端目标输出的要求即可。

具体地，在上述步骤S32中，根据所述输入电流峰值【I_in_peak】及当前输入的相位信息【当前输入电压/输入电压峰值】，动态确定目标输入电流值【I目标输入电流值＝I输入电流峰值*相位信息】，其中，当前输入的相位信息为当前输入电源向电源电路单元提供的当前实际输入电压与输入电源向电源电路单元提供的周期性波动的电压峰值的比值，目标输入电流值为上述步骤S31中确定的输入电流峰值与相位信息的乘积，也即：

I_{目标输入电流值}＝I_in_peak*V_{当前实际输入电压值}/V_{输入电压峰值}

步骤S4，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果动态确定开关的占空比、频率调整指令信息；

优选地，所述步骤S4包括：

当所述当前实际输入电流值小于所述目标输入电流值时，增加开关的占空比或降低开关的频率；当所述当前实际输入电流值大于所述目标输入电流值时，降低开关的占空比或增加开关的频率。

具体地，在当前实际输入电流值小于所述目标输入电流值时，控制器生成降低开关频率、提高开关占空比的指令信息，进一步控制电感的充/放电时间，从而提高输入电流，满足功率因数跟踪需要的同时，通过当前实际输入电流向目标输入电流值的逼近，实现对于输出的控制；否则，在当前实际输入电流值大于所述目标输入电流调整值时，在控制器中生成增加开关频率、降低开关占空比的指令信息，通过控制开关工作状态进一步控制电感的充/放电时间，从而降低输入电流，满足功率因数跟踪的需要同时，通过当前实际输入电流向目标输入电流值的逼近，实现对电源电路单元输出的控制。

具体地，降低/提高开关占空比的大小及提高/降低开关的频率的幅度需要根据当前实际输入电流值与目标输入电流值的差距情况而定，具体的实现方式及过程均不做限制，本领域内的普通技术人员可以根据实际场景进行尝试设置。

步骤S5，通过电源电路单元的开关执行所述指令信息，控制电感的充放电时间进行动态调整，并控制电源电路单元的当前实际输入电流值逼近目标输入电流值大小，使电源电路单元同时实现功率因数跟踪及根据输出要求的升/降压动态调整。

优选地，所述步骤S5包括：

开关执行将占空比增加或频率降低的指令信息，使电感充电时间时长增加，电源电路当前输出功率增加，进一步引起电源电路当前输入功率增加，当前实际输入电流值增加，并靠近目标输入电流值；

开关执行将占空比降低或频率增加的指令信息，使电感充电时间时长减少，电源电路当前输出功率减少，进一步引起电源电路当前输入功率减少，当前实际输入电流减小，并靠近目标输入电流值。

在上述步骤S5中，电源电路单元的开关动态执行所述指令信息，控制电源电路单元中电感的充放电时间，使得电源电路单元的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值；具体地，电源电路单元的开关动态执行控制器发送的调整当前占空比或频率的指令，控制电源电路单元中电感的充放电时间及频率，使得电源电路单元的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值，同时，因此处的目标输入电流值里涵盖了当前输入电压的相位信息，也即根据目标输入电流值调整当前实际输入电流值时考虑了当前输入电源的相位信息，确保当前实际输入电流值一直向目标输入电流值逼近，并围绕目标输入电流值波动，使得电源电路单元具备PFC(功率因数跟踪)的能力，从而在实现功率因数跟踪的同时实现了对输出功率的控制，也即根据输出需要的升/降压的动态调整。

在该实施例中，在开关频率对应的周期高于周期性波动输入电源的频率的多个量级的情况下，通过上述控制方式，电源电路单元中的电感配合开关的频率动态调整，很好的实现了功率因数跟踪，及根据负载对输出电压/电流的需要的升压和降压的动态调整，使得本申请的电源电路可以在交流电及较大功率(大于200瓦)/大功率的场景下，同时实现功率因数跟踪，及根据负载的需要进行动态升压/降压，本申请的电源电路应用场景非常广泛、因其连接的元器件很少，能量损耗较现有技术降低很多，节约了能源。如前所述，若以满载效率为95.5％、功率为30kW的充电模块产品为例，现有技术的产品每小时产生的能耗为(1-95.5％)*30kW*1h＝1.35kWh；而本申请的电源电路，可有效提升电能转化效率，将30kW以上产品转化率提升到97％及以上，以本申请的电源电路满载效率为97％为例，同等功率每小时功耗约为3％*30kW*1h＝0.9kWh，与现有技术相比，相对于本申请的电源电路单元每小时可节省0.45kWh，按照每年工作3000小时计算，则个电源电路产品每年可节约电能1350kWh，由此可见，本申请与现有技术相比，可以大大节约能源。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

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Claims (22)

1.一种电源电路，其特征在于，所述电源电路包括：信息采集模块、电源电路单元及控制器，其中所述电源电路单元包括电感、开关、电容、变压器、输出半波整流模块；

为电源电路单元提供电能的输入电源的一端与所述电感的一端相连接，所述电感的另一端与所述电容的一端及所述开关的一端相连接；所述电容的另一端与所述变压器的原边绕组的一端相连接；所述开关的另一端及所述变压器原边绕组的另一端与输入电源的另一端相连接并接地；所述变压器副边绕组的其中一个输出端与所述输出半波整流模块相连接，所述半波整流模块的输出端及所述变压器副边绕组的另一个输出端为所述电源电路单元的向负载提供电能的输出端；

所述信息采集模块用于采集所述电源电路单元输入和/或输出端的信息；

所述控制器与所述信息采集模块及所述开关相连接，用于根据所述信息采集模块采集的信息及负载对电源电路的输出需求，生成控制所述开关占空比及频率的指令信息，并控制所述开关执行所述指令信息。

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路输入电压最大值V_入与输出电压最大值V_出的比例为V_入:V_出＝0.2-8.0，输出功率大于200W时，所述电容的参数范围为30nF-3μF，所述变压器原边绕组电感量范围为10μH-1000μH；所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原:R_副＝1:5-5:1。

3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入:V_出＝0.2-1.0，输出功率200W-1000W时，所述变压器原边绕组的电感量范围为10μH-1000μH，所述电容的参数范围为100nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原:R_副＝1:5-1:1。

4.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入:V_出＝5.0-8.0，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原:R_副＝2:1-5:1。

5.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，在所述电源电路输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入:V_出＝0.5-1.5，输出功率1000W-2000W时，所述变压器原边电感量范围为30μH-1000μH，所述电容参数范围为50nF-3μF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原:R_副＝1:2-2:1。

6.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路的输入电压最大值与输出电压最大值的比例为V_入:V_出＝2.0-5.0，输出功率2000W-10000W时，所述变压器原边电感量范围为50μH-250μH，所述电容参数值范围为200nF-800nF，所述变压器原边/副边绕组比例范围为R_原:R_副＝1:1-2:1。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的电源电路，其特征在于，在所述电源电路单元的输入电源为交流电时，所述电源电路还包括为所述电感提供直流电输入的输入整流模块。

8.根据权利要求1至6中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路单元的输出半波整流模块通过二极管实现半波整流。

9.根据权利要求1至6中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路单元的输出半波整流模块通过第五开关及控制所述第五开关的第五控制器实现半波整流。

10.根据权利要求9所述的电源电路，其特征在于，所述第五控制器根据电源电路的控制器控制开关为变压器的副边绕组感应电能的模式控制第五开关的开关模式。

11.根据权利要求1至6及10中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路单元的开关通过双向开关、开关组件或可控制开关器件实现。

12.根据权利要求1至6及10中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路单元中变压器漏感值范围为小于1.5％。

13.根据权利要求1至6及10中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路单元中变压器结构为铜箔或U型金属片，且绕组方式为并绕。

14.根据权利要求1至6及10中任一项所述的电源电路，其特征在于，所述电源电路的电感配合所述控制器对开关工作状态的控制，使所述电源电路同时实现功率因数跟踪及根据输出需要的升/降压的动态调整。

15.一种第一扩展电源电路，其特征在于，在输入电源为交流电时，包括如权利要求1至14中任一项所述的两个电源电路单元，所述第一扩展电源电路包括第一电源电路单元、第二电源电路单元，及用于采集所述第一扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第一信息采集模块，及分别与所述第一、第二电源电路单元相连接的第一二极管、第二二极管，及与所述第一信息采集模块相连接用于控制所述第一/第二电源电路单元中的开关工作状态的第一控制中心。

16.根据权利要求15所述的第一扩展电源电路，其特征在于，当输入电源通过所述第一二极管向所述第一电源电路单元输入电流时，所述第一控制中心控制第二电源电路单元的开关处于断开状态，所述第一电源电路单元正常工作；

当输入电源通过所述第二二极管向所述第二电源电路单元输入电流时，所述第一控制中心控制第一电源电路单元的开关处于断开状态，所述第二电源电路单元正常工作。

17.根据权利要求15或16所述的第一扩展电源电路，其特征在于，所述第一电源电路的提供电能的输出端与所述第二电源电路的提供电能的输出端串联或并联连接。

18.一种第二扩展电源电路，其特征在于，在输入电源为交流电时，所述第二扩展电源电路包括如权利要求1至14中任一项所述的两个电源电路单元，分别为第三电源电路单元及第四电源电路单元，及用于采集所述第二扩展电源电路的输入及输出端的电压/电流信息的第二信息采集模块，及与所述第二信息采集模块相连接用于控制所述第三/第四电源电路单元中的开关工作状态的第二控制中心。

19.根据权利要求18所述的第二扩展电源电路，其特征在于，所述第三电源电路单元提供电能的输出端与所述第四电源电路单元提供电能的输出端串联或并联连接。

20.根据权利要求18或19中任一项所述的第二扩展电源电路，其特征在于，当输入电源向所述第三电源电路单元输入电流时，所述第二控制中心控制第四电源电路单元的开关处于闭合状态，所述第三电源电路单元正常工作；

当输入电源向所述第四电源电路单元输入电流时，所述第二控制中心控制第三电源电路单元的开关处于闭合状态，所述第四电源电路单元正常工作。

21.一种第三扩展电源电路，其特征在于，在输入电源为交流电时，所述第三扩展电源电路包括权利要求18至20中任一项所述的省掉第三或第四电源电路单元中电感的第二扩展电源电路。

22.一种电源电路同时实现功率因数跟踪及升压/降压的方法，其特征在于，所述电源电路为上述权利要求1至14中任一项所述的电源电路，或为权利要求15至17中任一项所述的第一扩展电源电路，或为权利要求18至20中任一项所述的第二扩展电源电路，或为权利要求21所述的第三扩展电源电路，所述方法包括：

步骤S1，动态获取当前实际输入电流、输入电压、输出电压、输出电流值；

步骤S2，将获取的当前实际输出功率大小与接入负载所需要的目标输出功率大小进行比较；

步骤S3，根据所述当前实际输出功率与所述目标输出功率大小的比较结果，动态确定目标输入电流值；

步骤S4，将所述当前实际输入电流值与所述目标输入电流值大小进行比较，根据所述比较结果动态确定开关的占空比、频率调整指令信息；

步骤S5，电源电路的开关执行所述指令信息，动态控制电源电路中电感的充放电时间，使得电源电路的当前实际输入电流值尽量逼近所述目标输入电流值。