CN102405588A - 电源方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示三相升压型转换的功率因数校正。本发明揭示包括多铁心柱自耦变压器的实施例，例如在转换器的输入与输出中点之间包括三相低通滤波阻抗(例如电容器)。

Description

电源方法及装置
本国际申请案是于2010年5月24日在瑞典提出申请的国际申请案PCT/SE2010/000140的接续申请案。
技术领域
功率转换技术领域是本发明的相关技术领域。用于功率因数校正的多相升压(Boost)型转换器技术领域也是本发明的相关技术领域。
背景技术
电信设备的电源被要求为任何类型的应用传送DC电压。这些电源由AC电源线供电，其中通过桥式整流器(或其他类型)等来调整电压。
功率因数校正(power factor correction；PFC)电路通常用于与AC电源线相连的开关式电源及整流器。PFC电路可减少从电源线引取的电流中的谐波量，并将功率因数控制至接近一致。为实现这一目的，通常使用升压转换器；尤其是在较高的功率水平下。
Y.Zhao、Y.Li及T.A.Lipo，“强迫换向三级升压型整流器(Forcecommutated three level boost type rectifier)”(IEEE Industry ApplicationsSociety Annual Meeting，第771-777页，第2卷，199年)；以及J.W.Kolare H.Ertl，“对电源线影响低的三相整流系统的技术的状态(Status of thetechniques of three-phase rectifier systems with low effects on the mains)”(IEEE International Telecommunications Energy Conference，第16页，1999年)，描述了一种三级升压转换器公用电网接口，该接口构成大多数目前市面上所见三相升压转换器的基础。该公用电网接口以接近一致的功率因数从三相公用电网中引取接近正弦的电流。
美国专利第4268899号揭示一种整流电路的单相实施例及三相实施例，该整流电路视线路负荷条件而可用作全波电桥或用作相位控制倍压器。该电路在高负荷线路条件下具有最大的功率因数。
当处理高功率时，业内各应用的有源开关选择使用IGBT、MOSFET、二极管、GTO、MCT及其他等半导体。然而，使用上述装置与许多限制效率及/或功率密度的问题相关，如：
-并联装置之间分享电流
-换向损耗增加而导致切换频率降低，这使得设备的重量及尺寸增大。
现有解决方案的另一缺点是EMI水平过高并且要求在输入滤波器中有几个级，以便降低共模(CM)噪声及差模(DM)噪声。这降低了器件性能并增大器件的体积/费用。
以引用方式并入本文中的G.V.T.Bascopée Ivo Barbi的“使用三状态切换单元的非隔离DC-DC PWM转换器家族的产生(Generation of a family ofnon-isolated DC-DC PWM converters using a three-state switching cell)”(IEEE31th Annual Power Electronics Specialists Conference，第2卷，第858至863页，2000年6月18日至23日)描述三状态切换单元3SSC的概念。
G.V.Torrico-Bascopée I.Barbi的“使用三状态切换单元的单相PFC 3kW转换器(A single phase PFC 3kW converter using a three-state switchingcell)”(IEEE 35th Annual Power Electronics Specialists Conference，第5卷，第4037至4042页，2004年6月20日至25日)描述3SSC在单相PFC电路中的应用。
发明内容
前端三相转换器的发展趋势是高效率及高功率密度。然而，实现高效率通常会导致较低的功率密度。
虽然一直是通过将转换器并联这一方法来满足增加DC功率的需求，但由于在背景技术部分所述的问题，这并不是实现高效率及高密度的最佳解决方案。
增加半导体、磁性元器件的数目以及铜量；这将有可能使用目前市售的电路所基于的现有技术电路拓扑结构来实现高效率。然而，这将降低功率密度。如果针对高密度对现有技术转换器进行优化，则效率无疑将会降低。
结果，目前现有技术的现有解决方案中的优化选择或者是高效率或者是高密度，但无法同时实现二者。
因此，根据本发明的具体的实例的目的是提供既能够实现高效率又能够实现高密度的电路。
具体的多级电路配置的另一目的是为了便于降低半导体上的电压应力及电流应力。
并且，具体的多级电路配置的目的是为了便于减小转换设备的转换器、散热器、输入滤波器及/或无功元器件的大小、重量及/或体积。
最后，本发明实施例的目的是为了便于在给定功率转换器技术规格的条件下使用与现有技术电路拓扑结构相比要求放宽的半导体。
本发明提出一种新的拓扑电路，该新的拓扑电路的实施例能够克服现有技术三相转换器的该固有特性。该新的转换器的示例性实施例展现出较高的效率及高功率密度，如实施方式中所进一步解释。
附图说明
图1显示根据本发明构造的三相升压转换器的实施例的示意图。
图2显示根据本发明的图1中所示双向开关的例示性基本形式。
图3显示用于例示性地分析/阐述本发明实施例的操作模式的一个三相电压循环及所指示的时间点。
图4显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第一设置的第一操作模式。
图5显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第二设置的第二操作模式。
图6显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第三设置的第三操作模式。
图7显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第四设置的第四操作模式。
图8显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第五设置的第五操作模式。
图9显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第六设置的第六操作模式。
图10显示根据本发明实施例的双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2的第七设置的第七操作模式。
具体实施例：
多级转换器通过电压等级数目来降低有源开关上的最大电压。
所揭示的多级拓扑结构并不限于特定数目的等级。然而，三级升压转换器提供用于高功率、高输入电压前端PFC电路中的实用的拓扑结构并且有助于满足高效率的要求。基于三级升压转换器的现有技术拓扑结构的主要缺点是电磁干扰(Electromagnetic Interference；EMI)水平过高。本发明的实施例可消除该缺点。
本发明中揭示的具体的例示性电路既能够实现高效率也能够实现高密度。
最适合于高功率的方法是改为使用具有多级电压及电流特征的转换器。
本发明的具体多级电路配置的优点是通过增加转换器中等级的数目来降低半导体上的电压及电流应力。这将减少所需要的冷却并且由此减小装置的尺寸及体积。
并且，与现有技术相比，示例性的实施例中的无功元器件的尺寸、重量及体积实质上减少，这是由于无功元器件在更高的感知频率下操作。
目前在业内使用的前端转换器中存在的上述限制已被具有本发明电路拓扑结构的具体的多级转换器解决。
同时，与现有技术拓扑结构所实现的EMI性能相比，该具体的多级转换器可改善EMI性能。这有助于(例如)减小输入滤波器以及由此减小转换器的重量、尺寸及体积。
本发明实施例的一个目的是为在需要高效率及高密度的各种不同应用中使用的三相升压转换器提供一种新的拓扑电路。该新的拓扑电路包括多状态(例如五状态)切换单元。
该新颖的拓扑电路基于3SSC(三状态切换单元)。如上所述，该电路的主要特点是能够实现高效率及高功率密度，这是因为无功元器件以两倍的切换频率工作这一事实。
由于3SSC的固有特点，通过半导体的峰值电流与现有技术电路拓扑结构相比较低并且因此导通损耗及切换损耗降低。这允许我们使用经济有效的半导体及更小的散热器，这也将减小设备的总尺寸。
首先参照图1，图1显示根据本发明构造的三相升压转换器实施例的示意图。该升压转换器从三相电压源(1)(通过EMI滤波器(2))接收输入功率。示例性电容器Cc1至Cc3(3)以星形或Y型配置在该EMI滤波器与升压电感器La、Lb、Lc之间，并连接至该转换器的中点M(8)。应注意，电容器呈Y型配置为首选模式。这并不排除更一般的阻抗或低通滤波器，并且也不一定需要特定的Y型配置，只要可通过提供电压的低通滤波特性的电路将该中点固定至相应的基准点(reference)。在示例性实现形式中，在大约300nF或以下(例如220nF)的范围中的小电容器对于其他相关参数方面可提供较佳的性能。该低通滤波将降低正弦输入电压的样值因切换而产生的“噪声”。其实质不同于电磁兼容(Electromagnetic Compatibility；EMC)滤波，电磁兼容滤波提供通常在有源装置与散热器之间存在的寄生电容的滤波。输入功率经过第一、第二及第三升压电感器La、Lb及Lc(4)及自耦变压器Ta、Tb及Tc(5)，而自耦变压器Ta、Tb及Tc(5)耦合至整流器(6)，该整流器(6)包括多个以全电桥配置设置的二极管Da1至Da4、Db1至Db4及Dc1至Dc4。在该示例性图解中，这些自耦变压器包括两个变压器绕组或铁心柱，每一铁心柱分别通过双向开关(7)连接至该中点。整流器(6)将三相输入电压调整成DC电压以施加到与中点M(8)相连的双向可控开关(7)Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2。
(可选的)升压电感器(如La)(4)、自耦变压器(如Ta)(5)、整流二极管(如Da1至Da4)(6)及双向开关(如Sa1、Sa2)(7)构成如图1中所示并在虚线内“突出显示”的多状态切换单元。
对于每一个铁心柱，图1所示的示例性配置提供两个二极管。本发明涵盖包括三个或更多铁心柱的拓扑结构，尽管为简便起见仅显示包括两个铁心柱的自耦变压器。如果有(例如)三个铁心柱，“突出显示”区域将包括六个二极管(6)及六个双向开关(7)。如果有(例如)四个或五个铁心柱，该图将转变为分别有八个或十个二极管(6)，并分别有四个或五个双向开关(7)，等等。铁心柱的数目越多，切换后电压样便越接近正弦样。并且，铁心柱越多，例如升压电感器(4)等元器件的有效频率就越高。由于电感器的阻抗以与电感相同的比例取决于频率，阻抗可根据铁心柱的数目而关联性地降低。当然，每增加一个铁心柱时的相对降低量将随着所包含的铁心柱的数目而减少。
称为三级输出电压的该DC输出电压对分别在P与M之间以及N与M之间的两个电容器组C1及C2(8)进行充电。这些电容器较佳地根据负荷设置以满足所要求的保持时间，并且对于示例性实现形式可被设置成小于300μF，例如270μF.
双向开关Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1及Sc2(7)可具有(例如)如图2中以示意方式所示的基本形式。作为双向开关，这些开关各自包括两个晶体管。示例性实现形式a)的二极管是固有的，然而例示性实现形式b)至例示性实现形式d)的二极管不是固有的。因此，a)的实际实现形式可被看作a’)。该实现形式也是所图示实例中的首选实现形式，因为该实现形式通常会提供最小的电阻性损耗。该双向开关通过(例如方形)控制端口打开或闭合。
该具体的转换器通过连续导通操作模式(Continuous Conduction Modeof Operation，CCM)进行控制。对于该转换器的控制，可以实施空间矢量调制(Space Vector Modulation)或基于载波的控制(Carrier based Control)。
该转换器的操作在一半的总切换周期期间可划分成七种不同的操作模式。对图3中所示循环的一个例示性时间点提供七种例示性模式。由于该转换器在另一半的总切换周期中的功能是对称的，所以仅对图4至图10中所示的七种模式进行说明。在这些图中，开关较佳地根据图2的实例a’)实现并由控制电流进行切换。为了容易阅读，主要的二极管用实心符号表示并且非主要的路径用虚线表示。
在本说明书中应用了某些在技术领域内广泛采用的缩略语及概念以有助于理解。本发明并不因设备或装置被提供具体名称或标签而限于这些设备或装置。这适用于相应地操作的所有方法及装置。这也适用于可能与这些缩略语相关联的各种系统。
虽然已结合本发明的具体实施例对本发明进行了说明，但应理解本发明能够组合各实施例或各实施例的特征并且能够进行进一步的修改。本说明书打算涵盖本发明的任何变化形式、用途、修改形式或实施方式；不排除软件启用设备及装置、在非关键的情况下以不同的顺序次序进行处理、或者特征或实施例的相互非排他性组合；在遵循(一般而言)本发明所属领域内的技术人员所显而易见的本发明原则的随附权利要求书的范围内。

Claims (29)

1.一种对三相功率转换器进行功率因数校正的方法，其特征在于，每一相均通过自耦变压器连接至中点。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率转换器的三相输入通过低通滤波阻抗连接至所述功率转换器的输出的中点。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率转换器的所述三相输入的每一相均通过电容器连接至所述功率转换器的所述输出的所述中点。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述每一相均通过可控双向开关连接至所述中点。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述自耦变压器包括两个变压器绕组。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述自耦变压器包括三个变压器绕组。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述自耦变压器包括多于三个的变压器绕组。
8.如权利要求5至7中任一项所述的方法，其特征在于，每一所述变压器绕组均连接至所述中点，所述连接包括两个二极管。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，每一所述变压器绕组均通过所述可控双向开关连接至所述中点。
10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，各个所述二极管分别地连接至所述功率转换器的所述输出的正侧与负侧。
11.如权利要求8所述的方法，其特征在于，分别连接至所述自耦变压器的一个绕组的所述可控双向开关、所述自耦变压器及所述二极管形成多状态切换单元。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，所述每一相均对应一个多状态切换单元，提供七对操作模式。
13.如权利要求8所述的方法，其特征在于，分别连接至所述自耦变压器的一个绕组的所述两个可控双向开关、所述自耦变压器及所述二极管形成五状态切换单元。
14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述中点为正主电压与负主电压的中点，所述主电压大于线路电压。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，所述输出电压对应于大于所述输入的主线路电压的峰值的电压峰值。
16.一种对三相功率转换进行功率因数校正的装置，其特征在于，自耦变压器将每一相与中点互连。
17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括低通滤波阻抗，所述低通滤波阻抗将所述装置的三相输入连接至所述装置的输出的中点。
18.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括电容器，所述电容器将所述功率转换器的所述三相输入的每一相连接至所述功率转换器的所述输出的所述中点。
19.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括双向开关，所述双向开关将所述每一相均连接至所述中点。
20.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括自耦变压器，所述自耦变压器包括两个变压器绕组。
21.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括自耦变压器，所述自耦变压器包括三个变压器绕组。
22.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述装置包括自耦变压器，所述自耦变压器包括多于三个的变压器绕组。
23.如权利要求20至22中任一项所述的装置，其特征在于，所述装置包括两个分别将每个所述变压器绕组连接至所述中点的二极管。
24.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述装置包括可控双向开关，所述可控双向开关在闭合时将每个所述变压器绕组连接至所述中点。
25.如权利要求23所述的装置，其特征在于，各个所述二极管被分别地连接至所述功率转换器的所述输出的正侧与负侧。
26.如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述可控双向开关被分别连接至所述自耦变压器的绕组，所述可控双向开关、所述自耦变压器与所述二极管形成多状态切换单元。
27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，所述装置对应于每一相均包括一个多状态切换单元，提供七对操作模式。
28.如权利要求23所述的方法，其特征在于，两个可控双向开关被分别连接至所述自耦变压器的一个绕组，所述可控双向开关、所述自耦变压器及所述二极管形成五状态切换单元。
29.如权利要求16所述的装置，其特征在于，所述中点为正主电压与负主电压的中点，所述主电压大于线路电压。
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