JP7145881B2 - 三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するための方法 - Google Patents

三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するための方法 Download PDF

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Description

本発明は、絶縁型ＡＣ－ＤＣ（交流電流対直流電流）変換器を備える、三相入力充電デバイスに対する三相整流器を制御するための方法に関する。そのような充電デバイスは、特に、電気またはハイブリッドモータ車両に車載のデバイスとしての使用に適したものである。
これらの車両は、高電圧電気バッテリを取り付けられ、一般的には、車載充電器、すなわち、車両上に直接的に装着される電気バッテリ充電デバイスを備える。これらの充電デバイスの主な機能は、配電網から利用可能な電気からバッテリを再充電することである。それらの充電デバイスは、それゆえに、交流電流を直流電流へと変換する。充電デバイスに対する、および、より具体的には、車載充電器に対する、所望の基準は、高い効率、コンパクト性、ガルバニック絶縁、良好な信頼性、動作安全性、電磁干渉の低い放射、および、入力電流上の低い高調波含有量である。
このことは、単相入力充電デバイスと比較して、より高い充電電力を有する、三相入力充電デバイスの部類に関係する。図１は、三相電力供給ネットワーク３０から車両の高電圧バッテリを再充電するための、電気またはハイブリッド車両に車載の絶縁型充電デバイス１０の知られている配置設計を示し、その三相電力供給ネットワーク３０に、車載充電デバイス１０が、ネットワークの線路インピーダンス４０により接続される。
ガルバニック絶縁を伴うＡＣ－ＤＣ変換機能を実施するために、入力電流高調波を制限するために力率改善（ＰＦＣ）回路２０を備える第１のＡＣ－ＤＣ変換器と、充電を制御するための、およびさらには、動作安全性のために絶縁機能を提供するための、第２のＤＣ－ＤＣ（直流電流対直流電流）変換器１２とを備える、充電デバイス１０の使用が知られている。入力フィルタ１３が、従前から、三相電力供給ネットワーク３０に相対的に、ＰＦＣ回路２０の上流で、車載充電デバイス１０の入力において組み込まれる。
ＰＦＣ回路２０は、統合されたコントローラ（図示せず）により制御され、そのコントローラは、電圧に相対的な電流のレートを分析し、そのレートのリアルタイム改善を実行する。そのＰＦＣ回路２０は、電圧の整流されるサイン波との比較により、そのレートからフォーム誤差を導き出し、そのＰＦＣ回路２０は、インダクタにおいての高周波数スプリッティングおよび電力貯蔵によって、電力の量を制御することにより、それらの誤差を改善する。より具体的には、そのＰＦＣ回路２０の目的は、充電器の電力供給の入力において、位相外れでない、および、可能な限り正弦波状である、電流を得ることである。
ＰＦＣ回路２０に対して、従来技術文献ＥＰ９４１２０２４５において、および、図２において説明されるものなどの、一般に三相Ｖｉｅｎｎａ整流器と呼ばれる、３つのスイッチを伴う３レベル三相整流器を実施することは、特に従来技術文献ＣＮ１０４８１１０６１からの、知られている実践である。
この配置設計の選択は、実際に特に、力率改善に対する性能レベルに関して有利である。
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０において、三相交流入力電圧３０の各々の相が、それぞれ電力スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃのセルを設けられる、整流器２０のスイッチングアーム１、２、３に、それぞれのインダクタＬａ、Ｌｂ、Ｌｃにより接続される。
電力スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃのセルは、各々が、それぞれのインダクタＬａ、Ｌｂ、Ｌｃと、整流器２０の２つの出力電圧ＶｄｃｈとＶｄｃｌとの間の中点Ｏとの間に配置構成され、それらの出力電圧は、それぞれ、中点Ｏと正電力供給線路Ｈとの間に接続される第１の出力コンデンサＣ１上の電圧に、および、中点Ｏと負電力供給線路Ｌとの間に接続される第２の出力コンデンサＣ２上の電圧に対応する。
一般的に、そのようなＶｉｅｎｎａ整流器２０を制御するために、各々のスイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃの入力においての、および、整流器の出力においての、電圧および電流が測定され、スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃのアベレージ伝導時間を制御するために要されるデューティサイクルが生成されることを可能とする、制御ループが使用される。
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各々のスイッチングアームへのデューティサイクルの付与に関する従来技術は、電流がアームをわたって流れている方向に依存して、２つのスイッチの一方または他方を使用することに本質がある。
しかしながら、Ｖｉｅｎｎａ整流器２０のデューティサイクルを生成するための、従来技術から知られている方法は、出力コンデンサＣ１、Ｃ２の端子の両端間の揺動する電圧を引き起こし、それらの電圧は、ＤＣ－ＤＣ変換器１２を調節することを、相対的に複雑に、および、信頼性の低いものにする。
それゆえに、ＤＣ－ＤＣ変換器１２の調節を、その調節をより単純に、および、よりロバストにすることにより向上させるために、解決策が探究されている。
提案されるものは、各々が１つの電気相と関連付けられる、複数の制御される電力スイッチを備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するための方法であって、
－ ３つの供給されるセットポイント相間電圧（ｐｈａｓｅ－ｐｈａｓｅ ｖｏｌｔａｇｅ）を、３つの相－中性点電圧（ｐｈａｓｅ－ｎｅｕｔｒａｌ ｖｏｌｔａｇｅ）へと変圧するステップと、
－ 三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の、相－中性点電圧の値および符号、ならびに、相電流のアベレージ値に基づいて、注入されることになる同極成分（ｈｏｍｏｐｏｌａｒ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）を計算するステップと、
－ 注入されることになる計算された同極成分、および、３つの相－中性点電圧に基づいて、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の各々の相に対するモジュラント（ｍｏｄｕｌａｎｔ）値を計算するステップと、
－ 三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の相電流の符号、および、計算されたモジュラント値に基づいて、制御される電力スイッチをスイッチするための６つの信号を生成するステップと
を含む、方法である。
かくして、生成された信号に基づいて、制御される電力スイッチをスイッチすることにより、２つのＤＣ－ＤＣ変換器に対する入力電流は、一定にされ、平衡を保たれ、以て、ＤＣ－ＤＣ変換器が、より単純に、および、ロバストに調節されることを可能とする。
有利なことには、非限定的に、同極成分（ｆ（３ｗｔ））を計算する動作は、次の式：
Figure 0007145881000001
を適用することを含み、
式中、次の表：
Figure 0007145881000002
からの値に基づいて、
Figure 0007145881000003
である。
かくして、注入されることになる同極成分は、相－中性点電圧の符号、相－中性点電圧の値、および、相電流のアベレージ値を使用することにより計算され得るものであり、以て、例えばプロセッサを使用して、処理時間の見地において、非常に高速および経済的である計算を可能とする。
有利なことには、非限定的に、各々のモジュラント値は、同極成分を、関連付けられる相－中性点電圧に加算することにより計算される。このことは、モジュラント値が、迅速および簡単に計算されることを可能とするものであり、とりわけ、なぜならば、三角法またはベクトル計算が関与しないからである。
有利なことには、非限定的に、制御される電力スイッチをスイッチするための６つの信号を生成する動作は、モジュラント値を、同期されていて、互いに同相である、２つの高周波数キャリアと比較することを含む。
かくして、スイッチング信号を生成する動作は、直接的に、計算されたモジュラント値を高周波数キャリアと比較することにより単純化される。
有利なことには、非限定的に、Ｖｉｅｎｎａ整流器の各々の相に対して、相電流が正であるならば、相と関連付けられるモジュラントは、０から＋１の間で変動する対称的な三角波信号と比較される。
有利なことには、非限定的に、Ｖｉｅｎｎａ整流器の各々の相に対して、相電流が負であるならば、相と関連付けられるモジュラントは、－１から０の間で変動する対称的な三角波信号と比較される。後者は、０から１の間で変動する対称的な三角波信号と同相である。
前述の２つの比較動作は、迅速に生成される三角波信号を使用する、実行するのに簡単である論理比較を提供することの、まったく同一の利点をもたらす。
本発明は、さらには、前述の請求項のいずれか一項に記載の方法を実施するための手段を備える、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するためのデバイスに関する。
本発明の他の個別性および利点が、非限定的な指示の手立てにより、および、添付される図面を参照して提供される、本発明の１つの個別の実施形態の、以降の説明を読むことで、明らかになるであろう。
図３において示される本発明の１つの実施形態による方法を実施する電圧変換器を示す図である。 従来技術から知られている三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を示す図である。 本発明の１つの実施形態の概略的表現の図である。 図３の実施形態によるＶｉｅｎｎａ整流器の制御される電力スイッチをスイッチするための信号を生成する１つのステップの概略的表現の図である。 図３の実施形態によるＶｉｅｎｎａ整流器の制御される電力スイッチをスイッチするための信号を生成する別のステップの概略的表現の図である。
図２は、本発明において使用されるような、従来技術から知られている三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の構造を示す。
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０は、３つの並列入力接続を備え、それらの接続は、直列インダクタコイルＬａ、Ｌｂ、Ｌｃにより三相電力供給ネットワーク３０の相に各々が結合され、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器の第１、第２、および第３のスイッチングアームを形成するスイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃの対に各々が接続される。
スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃの各々の対は、対応する入力電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃが正であるときに制御される第１の対応するスイッチＳａｈ、Ｓｂｈ、Ｓｃｈにより、および、対応する入力電流が負であるときに制御される第２の対応するスイッチＳａｌ、Ｓｂｌ、Ｓｃｌにより形成されるヘッドツーテール直列アセンブリを備える。換言すれば、スイッチングブランチ上で制御される単一のスイッチが、電流のチョッピングのために使用される。スイッチは、例えば、ダイオードと逆並列に接続されるＳｉＣ－ＭＯＳ（炭化ケイ素金属酸化物半導体）トランジスタなどの、閉成および開放を基に制御される半導体構成要素により形成される。このタイプの半導体は、非常に高いチョッピング周波数に適している。スイッチＳａｈ、Ｓｂｈ、Ｓｃｈは、さらには、ハイスイッチと呼ばれ、スイッチＳａｌ、Ｓｂｌ、Ｓｃｌは、ロースイッチと呼ばれる。
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０は、さらには、２つのダイオードＤａｈおよびＤａｌ、ＤｂｈおよびＤｂｌ、ならびに、ＤｃｈおよびＤｃｌを各々が備える、３つの並列ブランチ１、２、および３を備え、それらのブランチは、三相電力供給ネットワーク３０からとられる、電力の一方向性伝達、ならびに、電流および電圧の整流を可能とする、６ダイオード三相ブリッジを形成する。
三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の各々の入力は、それぞれの並列入力接続により、まったく同一のブランチ１、２、および３の２つのダイオードの間に配置される接続点に接続される。
ブランチ１、２、および３の２つの共通端部が、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の２つの、それぞれ、正Ｈおよび負Ｌの、出力端子ＨおよびＬを形成し、それらの端子は、ＤＣ－ＤＣデバイス１２に結合されることが意図される。
各々の相のスイッチングアームＳａ、Ｓｂ、Ｓｃは、さらには、各々が、それぞれ、第１の１、第２の２、および、第３の３のブランチの２つのダイオードの間に配置される接続点ａ、ｂ、ｃと、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力電圧ＶＤＣＨおよびＶＤＣＬの中点Ｏとの間に接続され、それらの出力電圧は、それぞれ、三相整流器の正出力端子Ｈと、中点Ｏとの間の出力コンデンサＣ１上の電圧に、および、中点Ｏと、三相整流器２０の負出力端子Ｌとの間の出力コンデンサＣ２上の電圧に対応する。
出力コンデンサＣ１、Ｃ２上の電圧は、図１において例解される総体的な配置設計によれば、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力において接続される充電デバイスのＤＣ－ＤＣ変換器により、独立的にフィードバック制御される。換言すれば、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力電圧は、ＤＣ－ＤＣ変換器１２により制御される。
充電器電力供給１０の入力において挿入される三相Ｖｉｅｎｎａ整流器２０は、充電器の力率を改善するように働く。そのような役割は、充電器により生み出される干渉電流（高調波）が、Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の上流に配置されるネットワークのインピーダンスを通って流れることを防止されることを可能とする。
三相ネットワーク３０の各々の相のスイッチングアームＳａ、Ｓｂ、およびＳｃは、１４０ｋＨｚに等しい固定されたチョッピング周波数においての可変デューティサイクルによる、６つのＰＷＭ（パルス幅変調）制御信号により制御され、それらの信号は、高サンプリング周波数に対する、例えばＦＰＧＡ（図示せず）などの処理手段により個々に制御される。
かくして、処理手段は、整流器の入力において正弦波状電流をフィードバック制御するために要される、整流器のスイッチングアームのスイッチのスイッチングを制御するための信号のデューティサイクルを決定するのに適したものである。
本発明は、可能な限り、２つのコンデンサＣ１およびＣ２の入力においての電流のリップルを減少すること、ならびに、Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の出力において２つのＤＣバスにわたって等しい電力を給送するように、これらの電流の平衡を保つことの両方に適したものであるデューティサイクルを付与し、以て、ＤＣ－ＤＣ変換器１２の調節が、ＤＣ－ＤＣ変換器の入力においての電流のリップルの最小化の後に続いて、よりロバストにされることを可能とするための、処理手段を制御するための方法に関係する。具体的には、Ｖｉｅｎｎａ整流器２０の下流の電力流が一定であるとき、ＤＣ－ＤＣ変換器１２の電圧フィードバック制御は、より単純である。
アベレージ値の見地において、それぞれ、上部Ｃ１および下部Ｃ２コンデンサの上流の、入力電流
Figure 0007145881000004
および
Figure 0007145881000005
の平衡を保つことが、ここでは探究される。
Figure 0007145881000006
および
Figure 0007145881000007
により示される電流は、それぞれ、以下のように、各々の相においての電流の関数として、瞬時値の見地において表される。
Figure 0007145881000008
ここで、
Figure 0007145881000009
は、各々の相のハイおよびロー半導体をスイッチするための信号を表すような、
Figure 0007145881000010
である。
この開始点から、式（１）および（２）は、次のように表される。
Figure 0007145881000011
１つのスイッチング期間において、式（３）および（４）のアベレージ値を計算することにより、次式が得られる。
Figure 0007145881000012
ここで、相電流のアベレージ値（〈ｉａ〉、〈ｉｂ〉、および〈ｉｃ〉により示される）は、チョッピングに起因する高周波数成分を伴わない電流の基本成分に他ならない。
この基本成分は、Ｖｉｅｎｎａブリッジ整流器２０が力率改善ＰＦＣにより調節されている事例において、ユーザによりセットされる電力セットポイントから得られる電流セットポイントである。しかしながら、
Figure 0007145881000013
により示されるスイッチング信号の平均値は、スイッチング期間にわたる半導体の閉成の持続時間に他ならない。後者は、デューティサイクルとして知られており、
Figure 0007145881000014
により示される。その結果、式（５）および（６）は、次式になる。
Figure 0007145881000015
目標は、
Figure 0007145881000016
を得ることであるので、各々の相に対して付与されることになる、様々なデューティサイクルの値を決定することが探究される。今から、デューティサイクルが、「モジュラント」と呼称される、および、ｍｏｄｘにより示される、低周波数信号を使用して、
αｘ＝１－ｍｏｄｘ （９）
であるように決定され得る。
その結果、式（７）および（８）は、次式と等しくなる。
Figure 0007145881000017
同極信号を注入することによるスカラ手法が、電力エレクトロニクスを制御するための理法を定式化するために使用される変調方策において、「モジュラント」は、以下のように、注入される高調波成分、および、閉ループ制御により生成される参照電圧の関数として表される。
Figure 0007145881000018
ここで、
Figure 0007145881000019
、
Figure 0007145881000020
および、
Figure 0007145881000021
は、Ｖｄｃにより示される、ＤＣバスの電圧に関して正規化されたセットポイント電圧であり、区間
Figure 0007145881000022
に属する。それらの電圧は、相間電圧を相－中性点電圧へと変圧することにより得られる。
Figure 0007145881000023
ここで、
Figure 0007145881000024
は、注入されることになる同極電圧である。
かくして、本発明による方法において、同極電圧
Figure 0007145881000025
を決定することが探究される。
第１のステップ６０において、相間電圧Ｕ＊ ａｂ、Ｕ＊ ａｃ、Ｕ＊ ｂｃ（それぞれ、点ａとｂとの、ａとｃとの、および、ｂとｃとの間の電圧に対応する、相の間のセットポイント電圧）が、さらにはセットポイント電圧ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃと呼称される、相－中性点電圧ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃへと変圧される（６０）。
当業者には知られている、そのような変圧６０を遂行するための、いくつかの解決策が存する。
この実施形態において、問題が、単純性のために、３つのセットポイント相－中性点電圧により形成される実空間において考察される。
具体的には、所与の変調方策に対して、回転参照電圧ベクトルが、
Figure 0007145881000026
、
Figure 0007145881000027
および、
Figure 0007145881000028
により示される（三相事例に対する）３つの相－中性点電圧の関数として、アベレージで表される。
式（１）が、２つの相間電圧から３つの相－中性点電圧（ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃ）を得るために適用される。
Figure 0007145881000029
第２の計算ステップ６１において、注入されることになる同極成分が計算される。
例示的な実施形態として、次の相－中性点電圧値が考察される。
Figure 0007145881000030
電圧および電流は力率改善ＰＦＣにより調節されるので、電流および電圧は同相であり、それらの電流および電圧の符号は一緒であるということが想定される。
かくして、ｉａ≧０、ｉｂ＜０、およびｉｃ＜０であるので、次のダイオードＤ１ｈ、Ｄ２ｌ、およびＤ３ｌのみがターンオンされる。その結果、式（１）および（２）は、
Figure 0007145881000031
となり、そこから、次式となる。
Figure 0007145881000032
式（１６）および（１７）を式（１２）の関数として表すことにより、次式が得られる。
Figure 0007145881000033
２つの式（１８）および（１９）の平衡を保つことにより、この特定のシナリオ
Figure 0007145881000034
に対する、注入されることになる
Figure 0007145881000035
に対する式が、それらの式（１８）および（１９）から、
Figure 0007145881000036
であるように導き出される。
このことを、１つの完全な電気的期間にわたって一般化することにより、注入されることになる同極成分に対する汎用的な式（２１）が、そのことから導き出され、
Figure 0007145881000037
式中、
Figure 0007145881000038
であるような、
Figure 0007145881000039
である。
次に、３つの相の「モジュラント」ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃが、
Figure 0007145881000040
であるように、式（１２）から計算される。
次に、制御される電力スイッチＳａ、Ｓｂ、Ｓｃを制御するための６つのＰＷＭ制御信号が、相電流の符号に基づいて、および、「モジュラント」ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃを、半導体のチョッピング周波数を１４０ｋＨｚにセットする２つの同期キャリアと比較することにより生成される（６２）。
ハイスイッチＳａｈ、Ｓｂｈ、Ｓｃｈに対して、および、各々のアームｘ＝ａ、ｂ、ｃに対して、図４を参照すると、
ｓｉｇｎ（ｉｘ）≧０であるならば、「モジュラント」
Figure 0007145881000041
は、
Figure 0007145881000042
および
Figure 0007145881000043
を生成するように、０から１の間で変動する対称的な三角波信号と比較される。
Figure 0007145881000044
の生成に関しては、
ｍｏｄｘが、０から１の間で変動する三角波信号より低いならば、
Figure 0007145881000045
であり、
ｍｏｄｘが、０から１の間で変動する三角波信号より高い、または、その三角波信号と等しいならば、
Figure 0007145881000046
である。
ロースイッチＳａｌ、Ｓｂｌ、Ｓｃｌに対して、および、各々のアームｘ＝ａ、ｂ、ｃに対して、図５を参照すると、
ｓｉｇｎ（ｉｘ）＜０であるならば、「モジュラント」
Figure 0007145881000047
は、
Figure 0007145881000048
および
Figure 0007145881000049
を生成するように、－１から０の間で変動する対称的な三角波信号と比較される。
Figure 0007145881000050
の生成に関しては、
ｍｏｄｘが、－１から０の間で変動する三角波信号より低い、または、その三角波信号と等しいならば、
Figure 0007145881000051
であり、
ｍｏｄｘが、－１から０の間で変動する三角波信号より高いならば、
Figure 0007145881000052
である。

Claims (7)

  1. 各々が１つの電気相と関連付けられる、複数の制御される電力スイッチ（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）を備える三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）を制御するための方法（６）であって、
    － ３つの供給されるセットポイント相間電圧（Ｕ＊ ａｂ、Ｕ＊ ｂｃ、Ｕ＊ ａｃ）を、３つの相－中性点電圧（ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃ）へと変圧するステップ（６０）と、
    － 前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）の、前記相－中性点電圧（ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃ）の値および符号、ならびに、相電流（ｉａ、ｉｂ、ｉｃ）のアベレージ値に基づいて、注入されることになる同極成分（ｆ（３ｗｔ））を計算するステップ（６１）と、
    － 注入されることになる前記計算された同極成分（ｆ（３ｗｔ））、および、前記３つの相－中性点電圧（ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃ）に基づいて、前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）の各々の相に対するモジュラント値（ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃ）を計算するステップと、
    － 前記三相Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）の前記相電流（ｉａ、ｉｂ、ｉｃ）の符号、および、前記計算された「モジュラント」値（ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃ）に基づいて、前記制御される電力スイッチ（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）をスイッチするための６つの信号を生成するステップ（６２）と
    を含む、方法（６）。
  2. 前記同極成分（ｆ（３ｗｔ））を計算する動作は、次の式：
    Figure 0007145881000053
    を適用することを含み、
    式中、次の表：
    Figure 0007145881000054
    からの値に基づいて、
    Figure 0007145881000055
    であることを特徴とする、請求項１に記載の方法（６）。
  3. 各々のモジュラント値（ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃ）は、前記同極成分（ｆ（３ｗｔ））を、関連付けられる相－中性点電圧（ｖ＊ ａ、ｖ＊ ｂ、ｖ＊ ｃ）に加算することにより計算されることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法（６）。
  4. 前記制御される電力スイッチ（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ）をスイッチするための前記６つの信号を生成する前記ステップ（６２）は、前記モジュラント値（ｍｏｄ＊ ａ、ｍｏｄ＊ ｂ、ｍｏｄ＊ ｃ）を、同期されていて、互いに同相である、２つの高周波数キャリアと比較することを含むことを特徴とする、請求項１から３のいずれか一項に記載の方法（６）。
  5. 前記Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）の各々の相に対して、前記相電流が正であるならば、前記相と関連付けられる前記モジュラントは、０から＋１の間で変動する対称的な三角波信号と比較されることを特徴とする、請求項４に記載の方法（６）。
  6. 前記Ｖｉｅｎｎａ整流器（２０）の各々の相に対して、前記相電流が負であるならば、前記相と関連付けられる前記モジュラントは、－１から０の間で変動する対称的な三角波信号と比較されることを特徴とする、請求項４または５に記載の方法（６）。
  7. 請求項１から６のいずれか一項に記載の方法（６）を実施するための手段を備える、三相Ｖｉｅｎｎａ整流器を制御するためのデバイス。
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