CN104702289B - 逐次逼近型模数转换器及其比较器输入管的电容补偿电路 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种逐次逼近型模数转换器及其比较器输入管的电容补偿电路，其中，所述电容补偿电路，主要由第一PMOS管、第二PMOS管PM及NMOS管和控制开关构成，通过设计第一PMOS管、第二PMOS管PM及NMOS管NM和于比较器输入端的NMOS管的尺寸，使得在比较器输入电压小于阈值电压VTHN和比较器输入电压大于阈值电压VTHN两种情况下，补偿后总的寄生的电容相等且恒定，通过实现输入电压在0到电源电压VDD整个范围内，寄生电容相等，并保持一个相对恒定的值这一目的，从而消除传统结构下由于寄生电容不相等且不恒定所带来的非线性误差，从而达到提高逐次逼近型模数转换器性能的目的。
Description
技术领域
本发明涉及模数转换技术领域，更加具体地来说，尤其是涉及一种逐次逼近型模数转换器及其比较器输入管的电容补偿电路。
背景技术
在电子技术领域，随着模数转换器性能指标的进一步提高，特别是随着集成电路工艺技术的不断发展，对逐次逼近型模数转换器的研究也越来越深入。
例如，见图1，示出了现有逐次逼近型模数转换器中上极板采样的原理图，如图所示，电容阵列11由C1到CN个电容组成，其中，所述电容阵列11的上极板一端通过采样开关SW接输入信号VINP和VINN，同时，电容阵列11的上极板另一端直接和比较器COMP的输入端相连。图1中的所述上极板采样的工作原理为：当电路进行采样阶段时，采样开关SW导通，C1到CN构成的电容阵列11对输入信号VINP和VINN进行采样，比较器COMP处于复位状态；当电路处于逐次逼近阶段时，采样开关SW断开，比较器COMP处于工作状态。
另外，对于高速中等精度的逐次逼近型模数转换器，其通常采用动态比较器，具体地，请参见图2，示出一种动态比较器的结构原理图，应当理解，本发明中所涉及的比较器COMP为现有技术中常用的比较器，为便于说明本发明的技术方案，故以图2中的一般动态比较器21作为例子来予以说明(下文如无特殊说明，亦是如此)。由动态比较器的一般知识可知，在比较器的输入端一般设有两个CMOS管作为输入管，这是因为NMOS管相对于PMOS管而言，导通电阻更小，跨导更大，所以很多设计中，动态比较器21都采用NMOS管作为比较器的输入管，动态比较器原理图可以参见图2。另外，由动态比较器21的一般工作原理可知，由于输入电压的不同，动态比较器21的两个输入管N0和N1的衬底会处于耗尽或者反型状态。
进一步地，由于NMOS管属于MIS结构器件，对于耗尽和反型状态下MIS结构的电容，具体地，见图3，示出了一种MIS结构电容的剖面图，MIS结构电容通常用到的工艺是金属-二氧化硅-硅结构，其中，二氧化硅部分的电容是固定的C0，而硅部分的电容CS会随着衬底的状态变化而变化，总的电容是C0和CS两个电容串联而成。通过半导体物理的知识，可以知道，在低频状态下这种MIS结构的C-V曲线如图4所示。对于NMOS管，当栅电压VG小于阈值电压VTHN时，栅极所对应的硅处于耗尽状态，CS较小，所以总电容C很小；当栅电压VG大于阈值电压时，栅极所对应的硅处于反型状态，CS较大且处于一个恒定值，所以总电容C较大且恒定。对于PMOS管，当栅电压VG大于0时，栅极所对应的硅处于积累状态，CS较大且处于一个恒定值，所以总电容C较大且恒定。
更进一步地，下面来讨论由于上述MIS结构造成的电容变化对模数转换器性能的影响，结合图1至图4来看，图1中比较器COMP输入端的寄生电容CCP和CCN即是比较器COMP两个输入管N0和N1的MIS电容，电压VP和VN通常视为差模电压，共模电压VCM通常取VDD/2，这里的栅电压VG为比较器的输入电压。
请参见图5，示出了NMOS结构的栅电压区域划分示意图，如图5所示，将比较器COMP的输入电压(即VG)划分为两个区域，当比较器COMP输入差模电压绝对值小于2VCM-2VTHN时，两个输入NMOS管的衬底均处于强反型状态，由前面的分析可知，此时两个输入NMOS的寄生电容较大且恒定，所以CCP和CCN相等且恒定，这两个恒定的寄生电容对于逐次逼近型模数转换器而言，会产生一个增益误差，这个误差不会影响模数转换器的线性度；当比较器COMP输入差模电压绝对值大于2VCM-2VTHN时，比较器的两个输入电压中，设VP小于VTHN，此时其栅极对应的硅处于耗尽状态，由前面的分析可知，CCP较小且随VP的变化而变化，设VN大于2VCM-VTHN，此时其栅极对应的硅处于反型状态，由前面的分析可知，CCN较大且不随VN的变化而变化，这会造成CCP和CCN不相等，且它们之差随VP和VN的变化而变化，这个变化的寄生电容之差对于逐次逼近型模数转换器而言，会产生一个非线性的误差。特别是随着工艺水平的不断提高，电容阵列的单位电容容值不断减小，寄生电容CCP和CCN之差随输入信号变化而变化的现象，对模数转换器性能的影响会更加明显。
综上来看，由于现有逐次逼近型模数转换器中比较器输入端寄生电容的容值随比较器输入端电压的变化而变化，会影响电容阵列实际的匹配精度，从而影响模数转换器的整体性能，故现有现有逐次逼近型模数转换器中的上极板采样结构不能胜任更高精度下的工作需求。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种逐次逼近型模数转换器及其比较器输入管的电容补偿电路，用于解决现有技术中，由于现有逐次逼近型模数转换器中比较器输入端寄生电容的容值随比较器输入端电压的变化而变化，会影响电容阵列实际的匹配精度，从而影响模数转换器的整体性能的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供以下技术方案：
一种比较器输入管的电容补偿电路，包括至少一个反相器、MOS管及控制开关，其中，所述控制开关包括第一接线端、第二接线端及供触发所述第一接线端和第二接线端连接或断开的控制端，所述MOS管的栅极连接所述控制开关的第一接线端，所述MOS管的源级和漏极同时接电源端，所述反相器的输出端连接所述控制开关的控制端，所述反相器的输入端和所述开关的第二接线端共同连接比较器输入管连接输入电压所在端。
优选地，在上述比较器输入管的电容补偿电路中，所述MOS管为PMOS管。
更优地，在上述比较器输入管的电容补偿电路或优选方案中，所述反相器为CMOS反相器。更加具体地，所述MOS管为PMOS管，且将所述PMOS管作为第一PMOS管，所述反相器由第二PMOS管和一NMOS管构成，所述第二PMOS管的栅极和所述NMOS管的栅极共同连接并作为所述反相器的输入端，所述第二PMOS管的漏极和所述NMOS管的漏极共同连接并作为所述反相器的输出端，所述第二PMOS管的源极连接电源端，所述NMOS管的源极连接公共接地端。
通过上述方案，可以通过设计第一PMOS管、第二PMOS管PM及NMOS管NM和于比较器输入端的NMOS管的尺寸，使得在比较器输入电压小于阈值电压VTHN和比较器输入电压大于阈值电压VTHN两种情况下，补偿后总的寄生的电容相等且恒定，通过实现输入电压在0到电源电压VDD整个范围内，寄生电容相等，并保持一个相对恒定的值这一目的，从而消除传统结构下由于寄生电容不相等且不恒定所带来的非线性误差，从而达到提高逐次逼近型模数转换器性能的目的。
另外，在上述比较器输入管的电容补偿电路的基础上，本发明还提供了一种逐次逼近型模数转换器，其中，所述逐次逼近型模数转换器中的比较器输入端的正、负接线上各设有一个上述比较器输入管的电容补偿电路，以在所述比较器输入端的输入电压变化时补偿于所述比较器输入端产生的第一寄生电容和第二寄生电容，且所述第一寄生电容和第二寄生电容相等并保持为一个恒定值。优选地，还可以将上述逐次逼近型模数转换器制作为一集成电路芯片。
如上所述，本发明具有以下有益效果：本发明提出一种电容补偿电路，使得比较器COMP的输入端的寄生电容CCP和CCN不随比较器输入电压的变化而变化，这样，对于逐次逼近型模数转换器的整体性能而言，只会产生一个增益误差，而不会产生非线性误差，可以大大提高模数转换器的性能。
附图说明
图1显示为现有逐次逼近型模数转换器中上极板采样的原理图。
图2显示为一种动态比较器的结构原理图。
图3显示为MIS结构电容的剖面图。
图4显示为图3中MIS结构在低频状态下的C-V曲线如图。
图5显示为NMOS结构的栅电压区域划分示意图。
图6显示为MIS结构下的C-V曲线补偿分析示意图。
图7显示为一种电容补偿电路的原理图。
图8显示为加入图7电容补偿电路后的C-V曲线示意图；
图9显示为加入图7电容补偿电路后的后的转换器中比较器端上极板采样原理图。
元件标号说明
11 电容阵列
21 比较器
71 MOS管
72 反相器
721 PMOS管
722 NMOS管
73 控制开关
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
见图1，示出了现有逐次逼近型模数转换器中上极板采样的原理图，如图所示，电容阵列11由C1到CN个电容组成，其中，所述电容阵列11的上极板一端通过采样开关SW接输入信号VINP和VINN，同时，电容阵列11的上极板另一端直接和比较器COMP的输入端相连。图1中的所述上极板采样的工作原理为：当电路进行采样阶段时，采样开关SW导通，C1到CN构成的电容阵列11对输入信号VINP和VINN进行采样，比较器COMP处于复位状态；当电路处于逐次逼近阶段时，采样开关SW断开，比较器COMP处于工作状态。
另外，对于高速中等精度的逐次逼近型模数转换器，其通常采用动态比较器，具体地，请参见图2，示出一种动态比较器的结构原理图，应当理解，本发明中所涉及的比较器COMP为现有技术中常用的比较器，为便于说明本发明的技术方案，故以图2中的一般动态比较器21作为例子来予以说明(下文如无特殊说明，亦是如此)。由动态比较器的一般知识可知，在比较器的输入端一般设有两个CMOS管作为输入管，这是因为NMOS管相对于PMOS管而言，导通电阻更小，跨导更大，所以很多设计中，动态比较器21都采用NMOS管作为比较器的输入管，动态比较器原理图可以参见图2。另外，由动态比较器21的一般工作原理可知，由于输入电压的不同，动态比较器21的两个输入管N0和N1的衬底会处于耗尽或者反型状态。
进一步地，由于NMOS管属于MIS结构器件，对于耗尽和反型状态下MIS结构的电容，具体地，见图3，示出了一种MIS结构电容的剖面图，MIS结构电容通常用到的工艺是金属-二氧化硅-硅结构，其中，二氧化硅部分的电容是固定的C0，而硅部分的电容CS会随着衬底的状态变化而变化，总的电容是C0和CS两个电容串联而成。通过半导体物理的知识，可以知道，在低频状态下这种MIS结构的C-V曲线如图4所示。对于NMOS管，当栅电压VG小于阈值电压VTHN时，栅极所对应的硅处于耗尽状态，CS较小，所以总电容C很小；当栅电压VG大于阈值电压时，栅极所对应的硅处于反型状态，CS较大且处于一个恒定值，所以总电容C较大且恒定。对于PMOS管，当栅电压VG大于0时，栅极所对应的硅处于积累状态，CS较大且处于一个恒定值，所以总电容C较大且恒定。
更进一步地，下面来讨论由于上述MIS结构造成的电容变化对模数转换器性能的影响，结合图1至图4来看，图1中比较器COMP输入端的寄生电容CCP和CCN即是比较器COMP两个输入管N0和N1的MIS电容，电压VP和VN通常视为差模电压，共模电压VCM通常取VDD/2，这里的栅电压VG为比较器的输入电压。
请参见图5，示出了NMOS结构的栅电压区域划分示意图，如图5所示，将比较器COMP的输入电压(即VG)划分为两个区域，如图所示，当比较器COMP输入差模电压绝对值小于2VCM-2VTHN时，两个输入NMOS管的衬底均处于强反型状态，由前面的分析可知，此时两个输入NMOS的寄生电容较大且恒定，所以CCP和CCN相等且恒定，这两个恒定的寄生电容对于逐次逼近型模数转换器而言，会产生一个增益误差，这个误差不会影响模数转换器的线性度；当比较器COMP输入差模电压绝对值大于2VCM-2VTHN时，比较器的两个输入电压中，设VP小于VTHN，此时其栅极对应的硅处于耗尽状态，由前面的分析可知，CCP较小且随VP的变化而变化，设VN大于2VCM-VTHN，此时其栅极对应的硅处于反型状态，由前面的分析可知，CCN较大且不随VN的变化而变化，这会造成CCP和CCN不相等，且它们之差随VP和VN的变化而变化，这个变化的寄生电容之差对于逐次逼近型模数转换器而言，会产生一个非线性的误差。特别是随着工艺水平的不断提高，电容阵列的单位电容容值不断减小，寄生电容CCP和CCN之差随输入信号变化而变化的现象，对模数转换器性能的影响会更加明显。
综合上述分析可知，为了解决现有技术中在比较器输入端的寄生电容的容值不相等，进而产生非线性误差而对对模数转换器性能的造成明显影响的问题，本发明提出一种电容补偿电路，使得比较器COMP的输入端的寄生电容CCP和CCN不随比较器输入电压的变化而变化，这样，对于逐次逼近型模数转换器的整体性能而言，只会产生一个增益误差，而不会产生非线性误差，可以大大提高模数转换器的性能。
基于上述分析，参见图6，图6为为MIS结构下的C-V曲线补偿分析示意图，将补偿前的C-V曲线和用于补偿的C-V曲线相加，可以得到补偿后的C-V曲线，从图6中可知，如果选取合适的补偿曲线，补偿后的C-V曲线在0到VDD电压范围内，其对应的MIS结构电容C始终是一个恒定值，这就达到了我们的预期目标。
那么，请参考图7，示出了本发明一种电容补偿电路的原理图，据图可知，所述电容补偿电路包括至少一个反相器72、MOS管71及控制开关73，其中，所述控制开关73包括第一接线端、第二接线端及供触发所述第一接线端和第二接线端连接或断开的控制端，所述MOS管71的栅极连接所述控制开关73的第一接线端，所述MOS管71的源级和漏极同时接电源端，所述反相器72的输出端连接所述控制开关73的控制端，所述反相器72的输入端和所述开关的第二接线端共同连接比较器输入管连接输入电压所在端。
其中，上述方案中，所述MOS管71选用PMOS管，而所述反相器72也采用CMOS反相器，具体地，所述CMOS反相器由PMOS管和一NMOS管722构成，所述PMOS管721的栅极和所述NMOS管722的栅极共同连接并作为所述反相器72的输入端，所述PMOS管721的漏极和所述NMOS管722的漏极共同连接并作为所述反相器72的输出端，所述PMOS管721的源极连接电源端，所述NMOS管722的源极连接公共接地端。
具体地，上述电容补偿电路的工作方式为：当反相器72输出端电压为高电平时，开关K导通，当D点电压为低电平时，开关K关断，为了说明其工作原理，这里只加入了比较器COMP的输入管N0/N1进行和说明，由前面的分析可知，对于输入管N0/N1而言，当输入电压VP/VN大于阈值电压VTHN时，MIS结构的电容容值较大且恒定，所以这里先讨论，输入电压VP/VN小于阈值电压VTHN的情况。
进一步地，当输入电压VP/VN小于阈值电压VTHN时，由于反相器72中的NMOS管722关断，PMOS管721导通，反相器72输出端电压为高电平，开关K导通，又由图4可知，当PMOS管的栅电压大于0时，PMOS中MIS结构的衬底始终处于积累状态，说明此时的MIS电容较大且恒定，使得，在VP/VN小于VTHN时，MOS管71(这里选用PMOS管，下同)能够提供一个较大的补偿电容。此时，由于开关K导通，MOS管71的栅极和比较器COMP的输入管N0/N1的栅极相连。由于此时VP/VN小于阈值电压VTHN，所以NMOS管N0/N1的衬底处于耗尽状态，其MIS结构的电容较小，而MOS管71的衬底处于积累状态，其MIS结构的电容较大，这两个电容是并联关系，能达到一个相互补偿的效果，得到一个相对恒定的电容CC1。
另外，当VP/VN大于VTHN时，由于图7中NMOS管722导通，PMON管721关断，反相器72输出端电压为低电平，开关K关断，MOS管71的栅极和N0/N1管的栅极断开。由于此时VP/VN大于阈值电压VTHN，所以NMOS管N0/N1的衬底处于反型状态，其MIS结构的电容较大，需要的补偿电容较小，此时，NMOS管722的衬底处于反型状态，PMOS管721的衬底处于积累状态，它们共同提供的MIS结构电容较大，所以，只要合理设计NMOS管722和PMOS管721的尺寸，使得它们共同提供的MIS电容和NMOS管N0/N1的MIS电容相互补偿后也得到一个相对恒定的电容CC2。
所以，通过合理的设计为PMOS管的MOS管71、PMOS管721M、NMOS管722和比较器输入管N0/N1(NMOS管)的尺寸，使得在VP/VN小于阈值电压VTHN和VP/VN大于阈值电压VTHN两种情况下，补偿后总的寄生电容CC1和CC2相等且恒定，通过实现输入电压VP/VN在0到VDD整个范围内，寄生电容CCP和CCN相等，并保持一个相对恒定的值这一目的，从而消除传统结构下由于寄生电容CCP和CCN不相等，且不恒定所带来的非线性误差，达到提高逐次逼近型模数转换器性能的目的。另外，加入电容补偿电路后的C-V曲线示意图如图8所示。
进一步地，可以将上述电路补偿电路应用到比较器中，即在模数转换器中的比较器输入端的正、负接线上设置连接上述电容补偿电路，以在所述比较器输入端的输入电压变化时补偿于所述比较器输入端产生的第一寄生电容和第二寄生电容，且所述第一寄生电容和第二寄生电容相等并保持为一个恒定值，其具体地上极板采样原理图可以参考图9。
综上所述，本发明的有益效果在于：首先，通过在比较器COMP的两个输入端加入电容补偿电路，使得在输入电压VP/VN在0到VDD整个范围内，位于比较器输入端之间的寄生电容相等，并保持一个相对恒定的值这一目的，从而消除传统结构下由于寄生电容不相等，且不恒定所带来的非线性误差，达到提高逐次逼近型模数转换器性能的目的。其次，通过该补偿技术，使得比较器COMP两个输入端的寄生电容相等且恒定，可以到达减小比较器等效输入失调电压的目的。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。
Claims (6)
1.一种比较器输入管的电容补偿电路，其特征在于，包括至少一个反相器、MOS管及控制开关，其中，所述控制开关包括第一接线端、第二接线端及供触发所述第一接线端和第二接线端连接或断开的控制端，所述MOS管的栅极连接所述控制开关的第一接线端，所述MOS管的源级和漏极同时接电源端，所述反相器的输出端连接所述控制开关的控制端，所述反相器的输入端和所述开关的第二接线端共同连接比较器输入管连接输入电压所在端；
其中，所述MOS管的栅极和所述比较器的栅极通过控制开关相连，且所述MOS管的栅极与反相器的输入端相连。
2.根据权利要求1所述的比较器输入管的电容补偿电路，其特征在于，所述MOS管为PMOS管。
3.根据权利要求1或2所述的比较器输入管的电容补偿电路，其特征在于，所述反相器为CMOS反相器。
4.根据权利要求1所述的比较器输入管的电容补偿电路，其特征在于，所述MOS管为PMOS管，且将所述PMOS管作为第一PMOS管，所述反相器由第二PMOS管和一NMOS管构成，所述第二PMOS管的栅极和所述NMOS管的栅极共同连接并作为所述反相器的输入端，所述第二PMOS管的漏极和所述NMOS管的漏极共同连接并作为所述反相器的输出端，所述第二PMOS管的源极连接电源端，所述NMOS管的源极连接公共接地端。
5.一种逐次逼近型模数转换器，其特征在于，所述逐次逼近型模数转换器中的比较器输入端的正、负接线上各设有权利要求1-4中任意一种电容补偿电路，以在所述比较器输入端的输入电压变化时补偿于所述比较器输入端产生的第一寄生电容和第二寄生电容，且所述第一寄生电容和第二寄生电容相等并保持为一个恒定值。
6.根据权利要求5所述的逐次逼近型模数转换器，其特征在于，所述逐次逼近型模数转换器集成为一集成电路芯片。
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| 基于CMOS工艺的10位逐次逼近型模数转换器设计;张军;《中国优秀硕士学位论文全文数据库信息科技辑》;20090115;I135-183 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104702289A (zh) | 2015-06-10 |
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