CN105897196B - 一种前馈补偿推挽式运算放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种前馈补偿推挽式运算放大器，包括差分第一增益级电路、差分第二增益级电路和推挽式结构的前馈频率补偿电路，差分第一增益级电路与差分第二增益级电路串接后与推挽式结构的前馈频率补偿电路并联。推挽式结构的前馈频率补偿电路由推挽结构的PMOS管M1a和NMOS管M1b、推挽结构的PMOS管M2a和NMOS管M2b以及提供尾电流的NMOS管M3构成。由于本发明采用推挽式结构的前馈频率补偿电路，来取代传统极点分离密勒补偿技术，保证了电路系统稳定的同时，大大提高了系统的带宽，没有使用电容，芯片的面积也大大缩小。

Description

一种前馈补偿推挽式运算放大器
技术领域
本发明涉及一种运算放大器。
背景技术
运算放大器是现代集成电路中最基本的单元电路模块之一，而两极差分放大器基于其高的电源噪声抑制能力和更大的输出电压摆幅等显得更为优越。在两极差分运放的内部电路中通常包含许多极点，导致相位发生偏移，也即是在相频曲线接近-180°之前幅频曲线并不下降至1。因此，对两极运放的稳定性和频率补偿很有意义。
随着电源电压的不断下降及各方面性能指标的提高，以往的运放频率补偿结构已无法满足电路设计的要求，同时要提高电路的信噪比、增大带宽、获得稳定的工作区域，新的补偿技术是关键之一。传统的频率补偿是单电容密勒补偿技术，使两极点分离。而在此基础上新的补偿技术不断出现，如控制零点的密勒补偿，增加零点来抵消极点；增加源跟随器来消除零点等。
传统的运算放大器的密勒电容补偿电路如图1所示，其补偿基本原理是在第一增益输出级与第二增益输出级之间并上一个密勒电容和电阻，使主次极点分离。由于密勒电容电路中包含一个右半平面的零点，右半平面的零点在波特图中将提升增益曲线，增大相位变化。因此右半平面零点消弱了系统的稳定性。通过与密勒电容串联的电阻可以使右半平面的零点移动到左半平面，来改善系统稳定性。
现有的频率补偿技术缺点在于：（1）使用密勒电容补偿，计算零极点分布情况，能够对主极点频率进行较准确的预测，但它不能有效的预测电路零点频率和次极点频率，也即很难保证在零极点完全抵消，尤其是负载电容未知或变化的情况下。（2）涉及到电阻的具体实现，电阻一般由工作在线性区的MOS晶体管等效电阻来实现，但晶体管不仅与工艺有关，而且使用它的前提条件是假定晶体管服从平方律特性，因此该方案将会有很大误差，不能准确使系统稳定。（3）由于引入电容，将大大增加了芯片面积和功耗，同时由于电容把主极点推向更低，降低了单位增益带宽积。
发明内容
为了解决现有技术存在的不足，本发明的目的是提供一种前馈补偿推挽式运算放大器。该运算放大器中的前馈频率补偿电路，能够产生一个左半平面的零点，该零点带来的正相移能够抵消差分第一增益级电路、差分第二增益级电路产生的极点频率导致的负相移，主极点没有推向更低频，因此系统会有更高的增益带宽积。
为实现上述目的，本发明所采用的技术方案是：
一种前馈补偿推挽式运算放大器，包括差分第一增益级电路、差分第二增益级电路和推挽式结构的前馈频率补偿电路，所述的差分第一增益级电路与差分第二增益级电路串接后与推挽式结构的前馈频率补偿电路并联。
进一步地，所述的推挽式结构的前馈频率补偿电路由推挽结构的PMOS管M1a和NMOS管M1b、推挽结构的PMOS管M2a和NMOS管M2b以及提供尾电流的NMOS管M3构成，PMOS管M1a的栅极和NMOS管M1b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin+电连接，PMOS管M2a的栅极和NMOS管M2b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin－电连接，NMOS管M1b的源极与NMOS管M2b的源极都与NMOS管M3的漏极电连接，PMOS管M1a的漏极和NMOS管M1b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M4和NMOS管M6的共同漏极电连接，PMOS管M2a的漏极和NMOS管M2b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M5和NMOS管M7的共同漏极电连接；NMOS管M6的源极与NMOS管M7的源极都与NMOS管M8的漏极电连接，NMOS管M8的源极和NMOS管M3的源极电连接GND。
本发明的有益效果：
由于本发明采用推挽式结构的前馈频率补偿电路，来取代传统极点分离密勒补偿技术，保证了电路系统稳定的同时，大大提高了系统的带宽，没有使用电容，芯片的面积也大大缩小。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明：
图1为现有技术中采用密勒电容补偿的运算放大器的结构示意图；
图2为本发明的结构示意图；
图3为图2所示前馈频率补偿电路的电原理图。
具体实施方式
如图2所示，一种前馈补偿推挽式运算放大器，包括差分第一增益级电路A1、差分第二增益级电路A2和推挽式结构的前馈频率补偿电路A3，所述的差分第一增益级电路A1与差分第二增益级电路A2串接后与推挽式结构的前馈频率补偿电路A3并联。
如图3所示，所述的推挽式结构的前馈频率补偿电路由推挽结构的PMOS管M1a和NMOS管M1b、推挽结构的PMOS管M2a和NMOS管M2b以及提供尾电流的NMOS管M3构成，PMOS管M1a的栅极和NMOS管M1b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin+电连接，PMOS管M2a的栅极和NMOS管M2b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin－电连接，NMOS管M1b的源极与NMOS管M2b的源极都与NMOS管M3的漏极电连接，PMOS管M1a的漏极和NMOS管M1b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M4和NMOS管M6的共同漏极电连接，PMOS管M2a的漏极和NMOS管M2b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M5和NMOS管M7的共同漏极电连接；NMOS管M6的源极与NMOS管M7的源极都与NMOS管M8的漏极电连接，NMOS管M8的源极和NMOS管M3的源极电连接GND。
推挽式结构的前馈频率补偿电路，能够产生一个左半平面的零点，该零点带来的正相移能够抵消差分第一增益级电路、差分第二增益级电路产生的极点频率导致的负相移，主极点没有推向更低频，因此系统会有更高的增益带宽积。
仿真验证：在本专利的运算放大器的电路中，通过仿真验证了本发明的前馈频率补偿技术，使用 Cadence spectre仿真表明：在使用密勒电容补偿时其单位带宽积仅为28.65MHz，相位裕度为70.19°；采用本发明的前馈补偿技术其单位带宽积为1.07GHz,相位裕度为74.59°；极大地提高了电路的带宽以及没有使用电容降低了功耗和芯片面积。
以上所述是本发明的优选实施方式而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的保护范围。

Claims (1)

1.一种前馈补偿推挽式运算放大器，其特征在于：包括差分第一增益级电路、差分第二增益级电路和推挽式结构的前馈频率补偿电路，所述的差分第一增益级电路与差分第二增益级电路串接后与推挽式结构的前馈频率补偿电路并联；所述的推挽式结构的前馈频率补偿电路由推挽结构的PMOS管M1a和NMOS管M1b、推挽结构的PMOS管M2a和NMOS管M2b以及提供尾电流的NMOS管M3构成，PMOS管M1a的栅极和NMOS管M1b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin+电连接，PMOS管M2a的栅极和NMOS管M2b的栅极都与差分第一增益级电路的输入端Vin－电连接，NMOS管M1b的源极与NMOS管M2b的源极都与NMOS管M3的漏极电连接，PMOS管M1a的漏极和NMOS管M1b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M4和NMOS管M6的共同漏极电连接，PMOS管M2a的漏极和NMOS管M2b的漏极相连，并且都与所述差分第二增益级电路中的PMOS管M5和NMOS管M7的共同漏极电连接；NMOS管M6的源极与NMOS管M7的源极都与NMOS管M8的漏极电连接，NMOS管M8的源极和NMOS管M3的源极电连接GND。
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