CN1046067C - 电动机驱动单元及电动机驱动单元的控制方法 - Google Patents

Abstract

电动机驱动单元包括：一个过零电压检测电路，用于检测交流电源1的电压是否处于过零状态；一个切换电路，用于进行通-断控制，以在马达2的通电和断电间切换，并通过改变通电和断电时间的比值，来控制电动机速度。通电开始的定时与电源的过零的定时一致，而通电结束的定时与通电电流的过零一致，且通电时间被固定在等于或两倍于所述电源周期的值，而断电时间以该交流电源的周期的一半的整数倍为单位，得到改变。

Description

电动机驱动单元及电动机驱动单元的控制方法

本发明涉及一种电动机单元，该电动机单元使一个开关接通和关断，以执行电动机的循环通电和断电，以使单相或多相电动机以同有关的通电率对应的转数而得到驱动。本发明还涉及一种有关的电动机驱动单元、其控制方法、和一个风扇单元。

图59是电路图，显示了现有技术的电动机驱动单元，如在Japanese Patent Application No.62-239895中所描述的。参见图59，标号1表示一个100V的商业交流电源，2表示一个风扇电动机，3表示一个电源变压器，4表示一个二极管桥，5表示电解电容器，且6表示三端调压器。二极管桥4、电解电容器5和三端调压器6相结合，以形成一个恒压电源电路。

标号7和8表示二极管，9、10和12表示电阻，且11是晶体管。二极管7和8，电阻9、10和12，以及晶体管11相结合，以形成一个过零检测电路。

当100V交流电源1是过零时，电源变压器3的次级绕组上的电位差几乎等于零，因而在次级绕组的两端的电位都低于二极管桥4的输出端(即电解电容器5的负端)处的GND电平。该GND电平通常高于电源变压器3的次级绕组的两端之一处的电位中的较低者，且其差等于二极管桥4中的二极管的正向电压。因此，二极管7和8都将被反向偏置，且没有基极电流能够流过晶体管11。因此，晶体管11被关断且拉起电阻12使晶体管11的集电极电位与微计算机13的电源电压相等，从而产生“H”(高)电平。

当100V交流电源1不处于过零点时，在电源变压器3的次级绕组的两端之一的电位变得高于另一端的电位，且基极电流将流过二极管7或8和电阻9，使晶体管11导通；其结果，该晶体管的集电极电位被导通(处于GND电平)，从而产生“L”(低)电平。

因此，晶体管11的集电极电位能够被周来检测100V交流电源1是否处于过零状态。

图59中的标号13表示的是用于控制风扇电动机2的通电率的微计算机。该微计算机包括电源端P1，它从一个恒压电源电路给出一个输出(Vcc)，该恒压电源电路包括二极管桥4、电解电容器5和三端调压器6。微计算机13还包括与GND(0V)相连的接地端P2、与晶体管11的集电极相连的输入端P3(即由二极管7和8、电阻9、10和12、以及晶体管11组成的过零检测电路的输出端)、以及经过电阻18与电阻19和晶体管20的基极相连的输出端P4。22a表示的是光三端双向可控硅开关耦合器的光发射侧，并与该耦合器的光接收侧22b相光耦合，而该耦合器是22a和22b的整体结合。微计算机13有一个外输入端P5，指令在该输入端被输入，以通知由微计算机13构成的电子控制电路的激励率。在所考虑的情况下，端P5由另一计算机进行控制。

如果微计算机13的输出端P4变成“H”，晶体管20将导通且一个触发电流将流向光三端双向可控硅开关耦合器的光发射侧22a，使光接收侧22b导通。其结果，三端双向可控硅开关27的门

触发电路-它由电阻23和24组成-被关闭，且由一个开关电路和该门触发电路组成的三端双向可控硅开关27被导通，以向风扇电动机2通电。

当微计算机13的输出端P4处于“L”时，晶体管20被关断，且没有触发电流流向光三端双向可控硅开关耦合器的光发射侧22a；因此，光三端双向可控硅开关耦合器的光接收侧22b将被关断，且门触发电路将打开，从而使三端双向可控硅开关27被关断。因此，风扇电动机2不受到通电。25和26表示的，分别是电阻和电容器，它们结合在一起以组成三端双向可控硅开关27的缓冲器电路。

现在描述用于控制风扇电动机的具体装置。如现有技术公开物“HANDBOOK OF ELECTRIC ENGINEERING”,1988年版16章724-725页相位控制被广泛地用作实现电容电动机的可变速度控制的装置。在图60中显示了与相位控制有关的通电波形和其他波形的定时图，作为现有技术的情况1。参见图60，标号28表示来自100V交流电源1的波形；标号29表示至微计算机13的输入端P3的过零信号的波形；标号30表示至微计算机13的输出端P4的波形；且标号31表示用于通给风扇电动机2的电流的波形(它可被称为“通电波形”)。

如果从过零点至三端双向可控硅开关27导通的时刻为β，则通过调节β的值，不仅能够控制将要提供给电动机的功率，而且还能够控制其转数。例如，如果β为零，将实现全通电，但如果β等于电源周期的一半，则没有通电。图60表示的是β为电源周期的四分之一的情况，且将要加到马达的功率被调节到约为来自电源1的值的一半。

图61显示了各种波形，用于显示现有技术的情况2，该情况在Japanese Patent Application No.62-239895中描述，且图62是一个存储变换图，显示了风扇电动机2的通电模式。

为了实现最适当的通电率，以获得由诸如时间和加热器的热交换器的温度的控制因素所确定的风扇电动机2的转数，微计算机13将根据由图62的存储变换图所描述的模式来向风扇电动机2通电。对于每一个来自100V交流电源1的激励值，该模式由总共24个周期组成，且从一个通-断模式至下一个的每一次变动，都是在6个周期(24个周期除以4)之后进行的。

例如，考虑83.3％通电的情况。风扇电动机2按照存储变换图中的以下模式受到通电：

5个周期ON和一个周期OFF

5个周期ON和一个周期OFF

5个周期ON和一个周期OFF

5个周期ON和一个周期OFF由于通电周期的总数是24个周期中的20个(=5+5+5+5)，通电率是20/24=0.833。

如果需要20.8％的通电，风扇电动机2按照存储变换图中的以下的模式受到通电：

2个周期ON和4个周期OFF

1个周期ON和5个周期OFF

1个周期ON和5个周期OFF

1个周期ON和5个周期OFF由于通电周期的总数是24个周期中的5个(=2+1+1+1)，所以通电率是5/24=0.208。

如从图62可见，通电或断电是以一为最小单位进行的。本发明所要解决的问题：

现有技术的电动机单元和电动机驱动单元是以上述模式构成的，它们的问题是在驱动电动机期间会有噪音。本发明人对噪音的产生进行了深入的研究，并发现了以下的可能原因。

第一，在现有技术情况1中，以频率2f进行的切换，造成了电容电动机中2f和2f的倍数的力矩脉动，从而产生了2f和2f的倍数的磁声。另外，电容电动机一般在偏离电源电压的过零点时接通，因而在电动机接通时，电流的突变很大，因而产生了很大的振动力和很大的磁声。

第二，在现有技术情况2中，如图62所示，在“高通电率”的范围中采用了5或更多的ON周期，且在采用5或更多ON周期的这些期间里，电容电动机将经历2f的力矩脉动并产生2f的磁声。另外，从一个通-断模式移至下一个的基本周期数是6个，因而如果电源频率(f)是60Hz，则ON和OFF周期将每10Hz重复一次。对于这样低的重复频率，ON和OFF循环有时会被感觉到，并将产生间断的刺耳噪声。

另外，如果在单相或多相电动机中发生机械共振，或者当单相电动机中的主和辅助绕组同时受到通电和断电控制时，磁中心的偏离和其他缺陷将使风扇电动机的轴沿着轴向发生大的振动，产生异常的振动，就象出现了“敲打声”。

用于控制电动机的转数的传统方法的问题，是在驱动电动机期间产生了噪声和振动。产生噪声和振动的一个原因，是由于电动机通电受到根据存储变换图中的预定模式的周期性的通-断控制，这些重复有时会作为“敲打”声而被人的听觉器官所感觉到，且基频由于ON和OFF循环的重复而造成了噪声和振动。

另外，由电动机驱动的风扇产生连续的“嚓嚓”声，而这也是刺耳的。

本发明就是在这样的情况下获得的，且本发明的一个目的，是降低电动机驱动期间出现所产生的噪声或消除所有刺耳的声音。

本发明的另一个目的，是降低电动机驱动期间出现的振动和其他异常现象。解决这些问题的方案

本发明的第一个方面，是通过提供一种电动机驱动单元而实现的，该电动机驱动单元包括：一个过零电压检测电路，用于检测来自交流电源的电压是否处于过零点；以及，一个切换电路，用于执行通一断控制，以在交流电源对电动机的通电和断电之间进行切换，且它通过改变交流电源对所述电动机的通电时间与断电时间之间的比值，来控制所述电动机的速度。这种改进在于，借助所述切换电路，能够使通电开始的定时与所述交流电源电压的过零的定时相一致，并使通电的结束的定时与一个通电电流的过零相一致，且在于所述通电时间被固定在等于或两倍于电源周期的值，而所述断电时间以所述电源周期的一半的整数倍为单位进行改变。

本发明的第二个方面，是通过根据本发明的第一个方面的电动机驱动单元而实现的，其中用于通电率的多个模式被结合起来，以获得所希望的通电率；其中所述多个模式，是通过以所述电源周期的一半的整数倍为单位，来改变去通电时间而获得的；而通电时间被固定在等于或两倍于所述电源周期的值。

本发明的第三个方面，是通过提供一种电动机驱动单元而获得的，该电动机驱动单元包括：一个过零电压检测电路，用于检测来自交流电源的电压是否处于过零点；以及一个切换电路，用于执行通-断控制，以在交流电源对所述电动机的通电和断电之间进行切换，且它通过改变交流电源对所述电动机的通电时间与断电时间的比值，来控制电动机的速度。这种改进在于能够借助所述切换电路，使通电开始的定时与所述交流电源电压的过零的定时相一致，并使通电结束的定时与一个通电电流的过零相一致，并在于多个与所述通电和断电时间之间的比值相等的模式，能够被结合使用。

本发明的第四个方面，是通过提供根据本发明的第一、第二和第三个方面的电动机驱动单元而实现的，其中该电动机是单相电容电动机，它具有一个主绕组和一个通过一个电容而得到通电的辅助绕组，且其中交流电源对所述主绕组的通电时间与断电时间之间的比值是变化的。

本发明的第五个方面，是通过提供一种电动机单元实现的，该电动机单元包括一个电动机、一个为所述电动机提供通电电流的交流电源、一个切换电路-借助它对来自所述交流电源的通电导通和关断以使电动机受到通电或断电、以及一个驱动单元-它控制所述切换电路的导通和关断以改变通电和断电周期之间的比值；所述驱动单元，通过以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变所述断电或通电周期，来改变电动机的速度，而所述通电或断电励周期被固定在一个预定值-该预定值是所述交流电源的周期的一半的整数倍。

本发明的第六个方面，是通过提供根据本发明的第五个方面的电动机单元而实现的，其中所述驱动单元，通过以所述交流电源的循环周期的一半的整数倍为单位来改变所述断电或通电周期，而所述通电或断电周期被固定在一个预定值一该预定值是所述交流电源的周期的一半的整数倍，所述预定值是以这样的方式选定的，即在所述电动机的激励率高的范围里，切换电路被导通或关断的基本频率至少为15Hz。

本发明的第七个方面，是通过提供根据本发明的第六个方面的电动机单元而实现的，其中根据至少两种预定值的多个通电率模式被结合起来，以获得所希望的通电率。

本发明的第八个方面，是通过提供根据本发明的第五个方面的电动机单元而实现的，其中所述驱动单元，通过以所述交流电源的循环周期的一半的整数倍为单位改变所述断电或通电周期，来控制电动机的速度，而所述通电或断电周期被固定在一个预定值-该预定值是所述交流电源的周期的一半的整数倍，且其中根据至少两种预定值，设定与所述通电和断电周期之间的比值相等的多个模式，所述相应模式依次有选择地使用。

本发明的第九个方面，是通过提供一种方法而实现的，该方法控制一个电动机驱动单元，而该电动机驱动单元将通电电流从一个交流电源送到一个电动机，并借助一个切换电路来导通和关断来自所述交流电源的通电，从而使所述电动机受到通电和断电，而所述电动机的速度，通过改变所述通电和断电周期之间的比值，而受到控制。该改进在于，该方法包括：提供多个模式的步骤，这些模式实现相同的通电率，而该通电率等于所述通电和断电周期之间的比值；以及从所述多个模式中选出一个特定的模式并设定如此选出的模式以控制所述电动机的速度的步骤。

本发明的第十个方面，是通过提供根据本发明的第九个方面的控制方法而实现的，它包括一个选择步骤，该选择步骤用于选择在电动机运行期间产生小的噪声或振动的模式，以将其作为所述特定方式。

本发明的第十一个方面，是通过提供一个风扇单元而实现的，该风扇单元包括：一个风扇；用于驱动该风扇的电动机；向所述电动机提供通电电流的一个交流电源；一个切换电路，它导通和关断来自所述交流电源的通电，以对电动机进行通电和断电；以及，一个驱动单元，用于控制所述切换电路的导通和关断，以改变通电和断电周期之间的比值；所述驱动单元，通过以所述交流电源的循环周期的一半的整数倍为单位来改变所述激励周期或所述去激励周期或这两种周期，来改变电动机的速度；所述通电和断电周期之间的比值是这样设定的，即在所述驱动单元控制的速度的高速范围中，使所述切换电路被导通或关断的基频处于预定范围中。

本发明的第十二个方面，是通过提供根据本发明的第十一个方面，而实现的，其中所述预定范围是这样的，即使得所述基本频率处于15和30Hz之间。

本发明的第十三个方面，是通过提供一种风扇单元而实现的，该风扇单元包括：一个风扇；用于驱动所述风扇的电动机；用于向所述电动机提供通电电流的交流电源；一个切换电路，它导通和关断来自所述交流电源的通电，以对所述马达进行通电和断电；以及一个驱动单元，用于控制所述切换电路的导通和关断，从而改变通电和断电周期之间的比值；所述驱动单元，通过以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变所述通电周期或断电周期或两者，来改变对电动机的通电率；所述通电和断电周期之间的比值是这样设定的，即使得在所述驱动单元控制的通电率的高范围中，所述切换电路被导通和关断的模式处于4至2个周期的范围内。

本发明的第十四个方面，是通过提供根据本发明的第十一、十二或十三个方面的风扇单元，而实现的，其中用于支持电动机的装置具有不大于100Hz的固有频率。

本发明的第十五个方面，是通过提供根据本发明的第十一、十二或十三个方面，而实现的，它具有适当的结构，从而使一个轴向力被加在电动机的轴上。

本发明的第十六个方面，是通过提供一种电动机驱动控制方法来实现的，该方法将通电电流从一个交流电源提供给一个电动机，并通过一个切换电路来导通和关断来自所述交流电源的通电，从而使所述电动机通电和断电，而所述电动机的速度是通过改变所述通电和断电周期之间的比值而受到控制的。其改进在于所述通电周期或所述断电周期或这两者，以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位，受到了多次的随机改变，且所述多次的平均被用来获得所希望的通电率，从而控制了所述电动机的速度。

本发明的第十七个方面，是通过提供控制一种电动机驱动单元的方法而实现的，该电动机驱动单元包括：过零电压检测电路，用于检测来自交流电源的电压是否处于过零；以及，一个切换电路，用于进行通-断控制，以在交流电源对一个电动机的通电和断电之间进行切换，且它通过改变交流电源对所述电动机的通电和断电时间之间的比值，来控制电动机的速度。该改进在于，借助所述切换电路，能够使通电开始的定时与所述交流电源电压的过零点的定时相一致，并能够使通电结束的定时与通电电流的过零点相一致，且通过以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位随机改变所述通电时间或所述断电时间或这两个时间，获得了所希望的通电率。

本发明的第十八个方面，是通过提供根据本发明的第十六或第十七个方面而实现的，其中通电周期或断电周期或这两个周期，或者通电时间或断电时间或者这两个时间，以所述交流电源的循环周期的一半的整数倍为单位，受到了随机改变，且其中随机获得的数值和通过将随机获得的所述数值加到预定值上或从所述预定值减去所述随机获得的数值而获得数值，被结合起来，以获得所希望的通电率。

本发明的第十九个方面，是通过提供根据本发明的第十六或第十七个方面的控制方法而实现的，其中通电周期或断电周期或者两种周期，或者通电时间或断电时间或者两种时间，以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位，而受到随机改变，且其中该随机获得的数值是从预定范围内的数值中选出的。

本发明的第二十个方面，是通过提供根据本发明的第十六或第十七个方面的控制方法而实现的，其中通电周期或断电周期或者两种周期，或者通电时间或断电时间或者两种时间，以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位，而受到随机改变，且其中该随机获得的数值是从处于预定范围中的数值中选出的，并随后受到处理以进行一定的变化。

本发明的第二十一个方面，是通过提供根据本发明的第十六至第二十个方面中的任何一个方面而实现的，其中通电和断电周期或通电和断电时间都与一个整数相乘，以增大随机数出现的模式的数目。

本发明的第二十二个方面，是通过提供根据本发明的第十六至第二十一个方面中的任何一个方面而实现的，其中通电和断电周期或通电和断电时间，都受到了随机控制。

本发明的第二十三个方面，是通过提供根据一种电动机单元来实现的，该电动机单元包括：一个电动机；一个向所述电动机提供通电电流的交流电源；一个切换电路，借助它导通和关断来自所述交流电源的通电，以使电动机受到通电和断电；以及，一个驱动单元，它控制所述切换电路的导通和关断，从而改变通电和断电周期之间的比值；所述驱动单元，以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位对所述通电周期或所述断电周期或这两种周期进行多次的随机改变；且所述多次的平均被用来获得所希望的通电率，以控制所述电动机的速度，而该电动机是一个单相电动机，它具有主绕组和将要经过一个电容而受到通电的辅助绕组。

本发明的第二十四个方面，是通过提供一种电动机单元而实现的该电动机单元包括：一个电动机；一个向所述电动机提供通电电流的交流电源；一个切换电路，借助它导通和关断来自所述交流电源的通电，以合该电动机受到通电和断电；以及，一个驱动单元，它控制所述切换电路的导通和关断，以改变通电和断电周期之间的比值；所述驱动单元，以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位，多次随机改变所述激励周期或所述去激励周期或这两种周期；且所述多次的平均，被用来获得所希望的通电率，从而控制所述电动机的速度，该电动机具有与一个绕组相连的多触点抽头引线，从而使它能够根据所希望的通电率的值而有选择地使用。操作：

在本发明的第一个方面，借助一个可控硅，能够使通电开始的定时与交流电源的过零点的定时相一致，并能够使通电结束的定时与一个通电电流的过零点相一致；另外，通电时间被固定在等于或两倍于电源周期的值，而断电时间以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位而受到改变。由于ON周期能够被固定在一个较小的周期数，ON周期数目能够被减小，从而使ON-OFF周期的基本频率能够被设定在一个足够高的值，以抑制在ON-OFF操作时产生的振动力引起的振动的幅度。

在本发明的第二个方面，通电率的多个模式被结合起来，以获得所希望的通电率，其中这多个模式是通过以所述交流电源的循环周期的一半的整数倍为单位来改变断电时间，同时将通电时间固定在等于或两倍于所述电源周期的值，而获得的。这种技术对于以微调的方式控制电动机速度，是有效的。

在本发明的第三个方面，借助一个可控硅，能够使通电开始的定时与一个交流电源电压的过零点的定时相一致，并使通电结束的定时与一个通电电流的过零点相一致；另外，等于通电和断电时间之间的比值的多个模式，被结合起来。由于这对于分散ON-OFF周期的基本频率是有效的，因而能够降低由于在10Hz附近的频率的重复ON-OFF操作而引起的连续声音。分散ON-OFF周期的基本频率，对于分散力矩脉动中的起主导作用的特定频率也是有效的，从而降低了不希望的磁声的产生。

在本发明的第四个方面，交流电源对电动机的主绕组(而不是辅助绕组)的通电时间与断电时间之间的比值是变化的；因此，在马达轴在通电的导通或关断期间产生显著振动时出现的异常“敲打”声，得到了抑制。

在本发明的第五个方面，通过以一个交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变断电或通电周期，且同时该通电或断电周期被固定在一个预定值-该预定值是该交流电源的该交流电源的周期的一半的整数倍。这对于降低电动机可能产生的2f力矩脉动，是有效的。

根据本发明的第六个方面，当通过以一个交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变断电或通电周期，并同时将通电或断电周期固定在一个预定值-该预定值是所述交流电源的周期的一半的整数倍，而控制电动机速度时，该预定值以这样的方式受到选择，即在对电动机的通电率高的范围内，切换电路被导通或关断的基本频率处于至少15Hz。其结果，防止了在转速增大时产生连续的声音。

在本发明的第七个方面，根据至少两种预定值的通电率的多个模式，被结合起来，以获得所希望的通电率。这使得能够以微调控制的方式来进行操作。

在本发明的第八个方面，通过以一个交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变断电或通电周期，并同时将该通电或断电周期固定在一个预定值-该预定值是该交流电源的周期的一半的整数倍，而使电动机速度得到了控制，但在此情况下，多个模式，按照至少两种预定值而受到设定，且这多个模式等于通电和断电周期之间的比值，且相应的模式依次得到选择。

在本发明的第九个方面，提供了多个模式，用于获得相同的通电率，该通电率等于通电和断电周期之间的比值，且从所述多个模式中选择出一个特定的模式。这种方法，在结合各种电动机和驱动单元方面，提供了自由度。

在本发明的第十个方面，能够作为预定的模式，来选择一个模式，以在电动机运行期间产生小的噪声或振动，从而使运行能够在最佳的条件下进行。

在本发明的第十一个方面，通过以一个交流电源的周期的一半的整数倍为单位，来改变通电周期或断电周期或者两种周期，来改变电动机速度，另外，通电和断电周期之间的比值，是以这样的方式设定的，即在受到控制的速度的高速范围里，切换电路导通或关断的基本频率处于预定范围中。

在本发明的第十二个方面，切换电路被导通或关断的基本频率在15和30Hz之间。

在本发明的第十三个方面，通电和断电周期之间的比值以这样的方式得到设定，即使得其中切换电路受到导通和关断的模式，在受到控制的高通电率范围内，处于从4至2个周期的范围内。

在本发明的第十四个方面，用于支持电动机负载的系统具有不大于100Hz的自然频率。

在本发明的第十五个方面，一个风扇单元具有这样的构造，即将一个轴向力加到电动机的轴上。

在本发明的第十六个方面，通过以该交流电源的周期的一半的整数倍为单位，来随机改变通电周期或断电周期或者两种周期，而改变通电和断电周期之间的比值；这对于分散ON-OFF周期的频率是有效的。

在本发明的第十七个方面，借助一个切换电路，能够使通电开始的定时与一个交流电源电压的过零点的定时相一致，而且使通电结束的定时与一个通电电流的过零点相一致；另外，通电的模式，通过以交流电源的周期的一半的整数倍为单位，来随机改变所述通电时间或所述断电时间或这两个时间，而受到改变。这对于分散基频是有效的。

根据本发明的第十八个方面，通电周期或断电周期或者两种周期，或者通电时间或断电时间或者两种时间，以交流电源的周期的一半的整数倍为单位，而得到随机改变，且通过把随机获得的数值，与通过将所述随机获得的数值加到一个预定值上或通过从所述预定值中减去所述随机获得的数值而获得的数值相结合，能够方便地获得一个所希望的通电率。

在本发明的第十九个方面，通电周期或断电周期或者两种周期，或者通电时间或断电时间或者两种时间，以交流电源的周期的一半的整数倍为单位，而得到随机改变，且该随机获得的数值是从能够提供所希望的通电率的预定范围中的数值中选出的。

在本发明的第二十个方面，通电周期或断电周期或者两种周期，或者通电时间或断电时间或者两种时间，以交流电源的周期的一半的整数倍为单位，而得到随机改变，且随机获得的数值是从一个预定范围中的数值中选出的，并与一个系数相乘，以提供一定的改变，从而给出随机数变量的效果。

在本发明的第二十一个方面，通电和断电周期，或者通电和断电时间，被乘以一个整数，以增大用于产生随机数的模式的数目，从而保证它们将不会变成单调的。

在本发明的第二十二个方面，通电和断电周期，或者通电和断电时间，受到了随机控制，以获得所希望的通电率。

在本发明的第二十三个方面，在通电周期或断电周期或者两种周期中的多个随机改变的平均，被用来获得所希望的通电率，以控制单相电动机的速度。

在本发明的第二十四个方面，采用了一个电动机，它具有与绕组相连的一个多触点抽头引线，以使它能够根据所希望的通电率的值，而有选择地得到采用，从而保证了在从低至高值的整个运行频率范围内对振动的有效衰减。

图1是电路图，显示了根据本发明的例1的电动机驱动单元；

图2显示了各种波形，以显示本发明的例1的电动机驱动单元；

图3A和3B显示了存储在本发明的例1的电动机驱动单元中的电子控制电路中的存储变换图的内容；

图4显示了一个电流的波形，该电流是当一个电动机借助例1的驱动单元并根据一个模式受到驱动时实际流过该电动机的主绕组的电流，且该模式由2个ON周期和4个OFF周期组成；

图5显示了噪声的一个功率谱，该功率谱是当模型A的电动机根据一个模式而受到例1的驱动单元的驱动时实际发生的功率谱，且该模式由2个ON周期和4个OFF周期组成；

图6显示了一个电流的波形，该电流是当一个电动机根据一个模式而受到例1的驱动单元的驱动时实际流过该电动机的主绕组的电流，且该模式由2个ON周期和2个OFF周期组成；

图7显示了显示了噪声的一个功率谱，该功率谱是当模型A的电动机根据一个模式而受到例1的驱动单元的驱动时实际发生的功率谱，且该模式由1个ON周期和2个OFF周期组成；

图8显示了噪声的一个功率谱，该功率谱是当模型B的电动机根据一个模式而受到本发明的例1的驱动单元的驱动时实际发生的功率谱，且该模式由2个ON周期和4个OFF周期组成；

图9显示了噪声的一个功率谱，该功率谱是当模型B的电动机根据一个模式而受到本发明的例1的驱动单元的驱动时实际发生的功率谱，且该模式由1个ON周期和2个OFF周期组成；

图10显示了当模型A的电动机在比较例中受到现有技术的相位控制方法的驱动时所实际发生的噪声的功率谱；

图11显示了一个电动机电流波形，它是比较例中的电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图12显示了一个电动机电流波形，它是比较例中的电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图13显示了一个主绕组电流波形，它是比较例中的电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图14显示了一个辅助绕组电流波形，它是比较例中的电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图15显示了一个转子速度波形，它是电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图16显示了一个电动机力矩波形，它是对比较例中的电动机的驱动的模拟结果，其中主绕组受到了现有技术的相位控制；

图17显示了一个电动机电流波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图18显示了一个电动机电压波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图19显示了一个主绕组电流波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图20显示了一个辅助绕组电流波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图21显示了一个转子速度波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图22显示了一个电动机力矩波形，它是本发明的例1的电动机的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照2个ON周期和4个OFF周期的模式进行的；

图23显示了图16所示的电动机力矩波形的功率谱的计算结果；

图24显示了图22所示的电动机力矩波形的功率谱的计算结果；

图25显示了一个主绕组电流波形，它是采用本发明的方法对电动机进行的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照1个ON周期和2个OFF周期的模式进行的；

图26显示了一个电动机力矩波形，它是采用本发明的方法对电动机进行的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照1个ON周期和2个OFF周期的模式进行的；

图27显示了一个主绕组电流波形，它是采用本发明的方法对电动机进行的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照4个ON周期和8个OFF周期的模式进行的；

图28显示了一个电动机力矩波形，它是采用本发明的方法对电动机进行的驱动的模拟结果，其中该驱动是按照4个ON周期和8个OFF周期的模式进行的；

图29显示了图26所示的电动机力矩波形的功率谱的模拟结果；

图30显示了图28所示的电动机力矩波形的功率谱的模拟结果；

图31显示了振动力最终产生噪声的机制，且它提供了本发明的运行原理的基础；

图32显示了一个电动机力矩波形的功率谱的模拟结果，其中该电动机力矩波形是在采用本发明的方法的电动机驱动期间发生的，其中该驱动是按照2个ON周期和1个OFF周期的模式进行的；

图33显示了一个电动机力矩波形的功率谱的模拟结果，其中该电动机力矩波形是在采用本发明的方法的电动机驱动期间发生的，其中该驱动是按照4个ON周期和2个OFF周期的模式进行的；

图34显示了一个电动机力矩波形的功率谱的模拟结果，其中该电动机力矩波形是在采用本发明的方法的电动机驱动期间发生的，其中该驱动是按照2个ON周期和2个OFF周期的模式进行的；

图35显示了一个电动机力矩波形的功率谱的模拟结果，其中该电动机力矩波形是在采用本发明的方法的电动机驱动期间发生的，其中该驱动是按照3个ON周期和3个OFF周期的模式进行的；

图36显示了存储在本发明的例2的电动机驱动单元中的电子控制电路中的存储变换图的内容；

图37显示了一个主绕组电流波形，它是用本发明的例3的驱动单元对电动机进行的驱动的模拟结果，其中采用了三不同的模式的结合，而这些模式将产生相同的通电率；

图38显示了噪声的功率谱的模拟结果，该噪声是由用来产生图37所示的波形的驱动模式产生的；

图39显示了本发明的例4的电路配置；

图40显示了一个力矩波形，它是由根据1.5个ON周期和3个OFF周期的模式进行的驱动产生的；

图41显示了ON周期数目与电动机的转速之间的关系；

图42显示了用于低频脉动的电路配置，其中在电动机上提供了一个额外的绕组；

图43显示了例4的一个修正的电路配置，其中额外的绕组带有外电阻；

图44显示了根据本发明的例5的控制电路的配置；

图45显示在本发明的例5中当风扇电动机被通电时产生的波形；

图46是流程图，描述了在本发明的例5中用于控制随机改变的通电时间的装置；

图47是流程图，描述了在本发明的例5中用于控制随机改变的断电时间的装置；

图48显示了一个波形，它是当一个风扇电动机以受到图46描述的装置的控制的随机改变的通电时间而受到通电时产生的；

图49是流程图，描述了在本发明的例6中用于控制随机改变的通电时间的装置；

图50是流程图，描述了在本发明的例6中用于控制随机改变的断电时间的装置；

图51显示了一个波形，它是当一个风扇电动机以受到图49描述的装置的控制的随机改变的通电时间而受到通电时产生的；

图52是本发明的例8中的随机通电的情况的流程图；

图53是本发明的例8中的随机断电的情况的流程图；

图54显示了一个波形，它是当一个风扇电动机以随机改变通电和断电时间受到通电时产生的，而这些时间都按照图52和53所示的流程图而受到控制；

图55是流程图，描述了在本发明的例9中用于控制随机改变的通电的装置；

图56是流程图，描述了在本发明的例9中用于控制随机改变的断电的装置；

图57显示了一个波形，它是当一个风扇电动机以受到图55描述的装置的控制的随机改变的通电而受到通电时产生的；

图58显示了一个电路的配置，该电路用于通过在本发明的例10中的绕组上设置抽头而对电动机的转速进行控制；

图59是电路图，显示了现有技术的电动机驱动单元；

图60显示了各种波形，以显示现有技术情况1的电动机驱动单元；

图61显示了各种波形，以显示现有技术情况2的电动机驱动单元；且

图62显示了现有技术情况2的电动机驱动单元中的电子控制电路中存储的存储变换图的内容。

例1

现在详细描述本发明的一个例子。

图1显示了根据本发明的一个例子的电路配置，用于控制一个风扇电动机。参见图1，标号1表示一个风扇电动机，就象在图59所示的现有技术中那样，但其组成元件在图1中得到详细显示；标号40表示一个转子，42是主绕组，44是辅助绕组，且46是一个电容。图1中的其他部件与图59中的相同。

100V交流电源1向风扇电动机2上的主绕组42和辅助绕组44提供电力。由于辅助绕组44通过电容器46而受到通电，流过辅助绕组44的电流的相位超前于流过主绕组42的电流的相位，且在转子40的周围产生了一个旋转磁场。转子40是鼠笼式转子，它具有一个通过铸造而固定在铝中的铁芯，且与周围旋转磁场的相交，产生了感应电流的流动，使转子以小于磁场的转速转动。

对主绕组42的通电，可以通过导通或关断三端双向可控硅开关27，而进行控制。因此，在例1中，三端双向可控硅开关27以这样的方式作用在风扇电动机2上，即它只对主绕组的通电进行通-断控制，而不是象在图59所示的现有技术中那样对主和辅助绕组的通电一起进行控制。

检测的操作细节，例如加到主绕组42上的电压是否处于过零点，和借助三端双向可控硅开关27的导通或关断而对主绕组42的通电或断电所进行的控制的细节，与现有技术中的相同，因而不需要进行描述。

例1假定采用三端双向可控硅开关27作为用在切换电路中的可控硅，但这不是本发明的唯一情况，且可以采用能够控制交流开关的导通功能的任何开关，例如可控硅、可控硅与二极管的结合、以及固态继电器。

为了讨论的目的，由一个可控硅以这样的方式实现的的通一断控制被称为“低频脉动”，即该方式产生了一个电流波形，该波形由一或两个正弦波组成。在此方面，应该注意的是，所产生的电流波形，由于流过绕组的电流的时间常数，有时会偏离理想的正弦波形。

图2显示了通过根据本发明的例1执行这种“低频脉动”而产生的输出波形，该例1是由图1所示的电路实施的；且图3A和3B显示了存储在电子控制电路中的存储变换图的内容。参见图2，标号50表示流过主绕组42的电流的波形，标号51表示流过辅助绕组44的电流的波形，标号29表示在微计算机13的输入端P3处提供的过零信号的波形(该输入波形与现有技术中获得的波形相同)，标号30表示在微计算机13的输出端P4处产生的输出的波形。

微计算机13，借助已经描述的过零信号，计数周期的数目，且其进行输出的方式如下：它与过零信号相同步地将输出端P4从“L”切换到“H”，且当随后过去了预定时间之后，微计算机将输出端P4从“H”切换到“L”。

现在更详细地描述该过程，假定主绕组42将要经过给定数目的周期的通电。首先，输出端P4与过零信号同步地从“L”被切换到“H”。当随后过去了特定的时间一例如6ms-之后，输出端P4从“H”被切换到“L”。6ms的时间间隙由微计算机13中的一个内装定时器确定。过零信号以8.3ms(当电源频率为60Hz时)或10ms(当电源频率为50Hz时)的周期产生，因而当在输出端P4从“H”被切换到“L”之后过去了2.3ms或4ms时，过零信号重新被送进微计算机13；与这一输入同步地，输出端P4再次从“L”被切换到“H”，且在此6ms之后，P4被从“H”切换到“L”。这种脉冲输出，以等于所要求的通电周期数目的两倍的数目，被相继地提供(因为过零信号是每半个周期被输入一次的)。

“所要求的通电周期数”指的是当前的ON周期数；且如果可控硅向主绕组提供电流的话，它也应该包括通过主绕组的电流；或者如果可控硅向电动机或主和辅助绕组的公共端提供电流的话，它也应该包括提供给电动机的电流。

简要地说，如果目的是提供所希望的转数，则通-断模式被这样地设定，即使得所述的目的能够实现，且能够确定所需要的通-断周期数。如已经描述的，三端双向可控硅开关27的栅极响应于输出端P4处的“H”信号而受到触发。如已经描述的，该栅极触发信号在6ms中关断，但该三端双向可控硅开关栅极每当过零信号出现时都被重新触发；因此，只要来自端P4的输出脉冲保持在“H ”，三端双向可控硅开关27就导通且主绕组42得到激励。为了对主绕组42进行去激励，可以将输出端P4保持在“L”电平，即使输入了过零信号。OFF周期数目，由过零信号计数。

为了使风扇电动机2具有由控制因素(例如空调机中的热交换器的温度)确定的转数，主绕组42根据在-个存储变换图(例如图3A中所示的)中的模式而受到通电。在存储变换图中的可应用的模式是这样的，即在ON周期的数目固定在一定值的情况下，OFF周期的数目得到调节，以提供所希望的转数。如果驱动模式的通电周期(ON周期数目)是4或5，则通-断周期的基本频率将减小。如果选择了一个4个ON和2个OFF的模式，则通-断周期的基本频率是10Hz，且通-断周期的重复会被听觉器官感觉到，即连续或间断的声音。然而，如果通-断周期的基本频率约为20Hz，通-断周期的重复将作为连续的声音而被听见。因此，通过采用有意增大通-断周期的基本频率的低频脉动技术，间断的“嚓嚓”能够被衰减到这样的程度，即它们将变得连续，并与风的声音混合在一起，而使得其不再刺耳。

因此，最佳的基本频率在20Hz或其附近，且电动机操作将处于听觉范围内更高的频率，而在低频将产生连续的声音。

辅助绕组44始终受到通电。通电率α由以下的公式计算：

α=1/2(Non/(Non+Noff)+1)×100(％)其中Non是ON周期数目，且Noff是OFF周期数目。

在例1中，系统是这样的，即只有主绕组42受到通电的通-断控制，且由于磁铁中心偏移产生的轴向振动，被减小到当主绕组42和辅助绕组44都受到通电的通-断控制时产生的值的一半左右，且这使得“敲打”声得到了衰减。

图3A中给出的转数的数据，是通过用封装空调机的装于天花板上的机盒进行测试，而获得的实际测量结果。显然，空调机产生的风的速度，可以被控制在四个范围中，即高、中、低和微风。

从图3A还可以看到，当通电率为75％或更高时，通-断周期的基本频率不小于15Hz，且高得足以对现有技术情况2中产生的10Hz连续声音进行衰减。换言之，连续声音的频率被增大到这样的程度，即使得它能够被听觉器官感觉成连续的，从而产生了质量得到改善的声音。

在图3A的情况下，ON周期数目被固定在值2。如果ON周期的数目，象在图3B的情况下那样，被固定为1，则在给定的通电率，通-断周期的基本频率加倍，且能够在整个通电率范围中保证至少20Hz的频率，从而有助于对连续声音的进一步衰减。

虽然前述描述假定采用了在商用频率运行的电源，且ON周期的数目被固定在1或2，但应该理解的是，也能够采用其他的实施例，只要它们在抑制噪声和振动(例如通过衰减连续声音)方面是有效的。重要的是，在将通电(或断电)周期的数目被固定在等于一个交流电源的周期的一半的整数倍的特定值，并以该交流电源的周期的一半的整数倍为单位改变断电(或通电)周期的数目的情况下，控制电动机的速度。

在一个最佳实施例中所述特定值是这样选择的，即使得切换电路被导通或关断的基本频率，在电动机的激励率为75％或更高的范围中，至少为15Hz。例1-1

一个封装式空调机的装于天花板上的机盒(模型A)，按照图3A所示的模式中的一个(即2个ON周期和4个OFF周期)，而受到驱动。对流过主绕组的电流的实际测量结果和噪声电平，分别被显示在图4和5中。该马达的转速为428rpm。

图4显示了流过电动机的主绕组的电流的暂态波形，该电动机在60Hz的电源上运行，并受到按照2个ON周期和4个OFF周期的模式的通电控制。图5显示了当电动机受到图4所示的主绕组电流波形的驱动时产生的噪声的功率谱；在120Hz处有一个18.7dB(A)的噪声峰值。在整个频带上的总体或累积噪声电平，为34.69dB(A)。

在另一个实施例中，按照1个ON周期和2个OFF周期的模式，对相同的机盒(cassette)(模型A)进行驱动，而该模式将产生与2个ON周期和4个OFF周期的模式所产生的激励率相同的激励率。所产生的流过主绕组的暂态波形和噪声的功率谱，分别被显示在图6和7中。电动机的转速为426rpm，它实际上与在第一个实验中获得的428rpm相同；其理由是，在通电率相同的情况下，产生的力矩相似，而产生了大体相同的转速。在图7的功率谱中的噪声峰值，是在120Hz处的21.2dB(A)。总体值是34.96dB(A)。

显然，按照2个ON周期和4个OFF周期的模式驱动的电动机，它所产生的磁声，比按照1个ON周期和2个OFF周期的模式进行驱动的电动机所产生的磁声弱，因为其机械构造的共振受到了衰减。

例1-2

封装空调机的另一种装于天花板上的机盒(模型B)一它具有不同于模型A的机械构造-按照两种不同的模式而受到驱动，一个由2个ON周期和4个OFF周期构成，且另一个由1个ON周期和2个OFF周期构成。在这两种情况下产生的噪声的功率谱，分别被显示在图8和9中。图8显示了当该机盒受到图4所示的主绕组电流波形的驱动时产生的噪声的功率谱；在80Hz处有一个18.0dB(A)的噪声峰值。图9显示了当该机盒受到图6所示的主绕组电流波形的驱动时产生的噪声的功率谱；在164Hz处有一个11.0dB(A)的噪声峰值。电动机的转速，在图8的情况下为360rpm，且在图9的情况下为375rpm。

显然，按照1个ON周期和2个OFF周期的模式而受到驱动的电动机，其产生的磁声，比按照2个ON周期和4个OFF周期的模式受到驱动的电动机所产生的要弱，因为其机械结构的共振受到了衰减。

模型A和B的机械结构的不同，在于电动机支撑基板的形状、风扇的尺寸和其构成材料(模型A采用了金属风扇，而模型B采用了塑料风扇)。

比较例

模型A的机盒，通过进行如现有技术情况1的相位控制，而受到驱动，且在图10中显示了所产生的噪声的功率谱。在120Hz处有一个30.6dB(A)的噪声峰值，它比图5中的对应值高11.9dB(A)。总体值为36.14dB(A)。

图11至16显示了在比较例中获得的波形，它是通过在主绕组受到如现有技术情况1的相位控制的条件下来模拟风扇电动机的驱动，而获得的。标号60表示提供给电动机的电流波形；标号61表示提供给电动机上的主绕组的电压波形；62表示流过该主绕组的电流波形；63表示流过辅助绕组的电流波形；64是转子速度的波形曲线；且65是电动机转矩的波形曲线。

为了进行现有技术情况1的相位控制，三端双向可控硅开关27(见图59所示的传统电路配置)被导通和关断，从而使在其他情况下将产生正弦波形的100V交流电源以这样的方式受到驱动，即这些波形具有适当的形状，以产生如图11中的60表示的电动机电流波形。当三端双向可控硅开关27被接通时，在主绕组上的电压的波形61，在例如0.055秒的一定时间内，从0V急剧上升到280V，且这是由电动机转矩波形65的急剧上升引起的。因此，响应于三端双向可控硅开关27的接通，电动机转矩急剧改变，以产生一个振动力，而该振动力被传递到结构组件上而产生噪声。

在图17至22中，显示了对相同的电动机风扇驱动进行模拟而获得的结果，该驱动是通过进行根据本发明的“低频脉动”而进行的。图17所示的低频脉动的模式，由2个ON周期和4个OFF周期组成(以下有时称为“2ON,4OFF”)。转子速度在稳定状态下为34rad/sec，而不论是进行相位控制(图11至16)还是低频脉动(图17至22)。在根据本发明的低频脉动中，三端双向可控硅开关27在0V的电源电压导通。在传统的相位控制方法中，三端双向可控硅开关27的导通，使得电动机电流波形60和电动机转矩波形65都从下降急剧变为上升，从而在例如0.055秒的一定时间里产生了很大的振动力(见图11和16)。

在根据本发明的低频脉动中，三端双向可控硅开关27在例如0.1秒的预定时间中导通，而电动机电流波形仍然处于上升斜率上升过程中；类似地，电动机转矩波形75(见图22)仍然处于上升且其斜率增大了几倍；显然，该改变比在图16中在0.055秒的时间中发生的改变的急剧程度要小。电动机转矩这种减小的变化一它出现在三端双向可控硅开关27导通之后，是根据本发明的低频脉动能够实现有效衰减的第一个机制。

当三端双向可控硅开关27被关断时，在这两种方法中产生的振动力类似，如通过比较图16中0.055秒处的尖锐的转矩变化和图22中在0.13秒处的尖锐转矩变化所能够看见的。

现在比较三端双向可控硅开关27在单位时间里被导通和关断的次数。在图11至16所示的传统相位控制中，三端双向可控硅开关27以商用频率(60Hz)的两倍的频率被导通和关断，因此，它不仅以120Hz的频率被导通，而且还以该频率被关断，而在图17至22所示的根据本发明的低频脉动中，该三端双向可控硅开关不仅以10Hz的频率被导通，而且还以该频率被关断。在一个频带中的该振动力，在比商用频率高的频率处，对噪声的产生有更大的贡献，且该振动力受到在三端双向可控硅开关27被导通和关断时产生的转矩脉动的很大影响。与传统的相位控制相比，根据本发明的低频脉动使三端双向可控硅开关27能够以单位时间内更小的次数导通和关断(在所考虑的例子中，为现有技术中三端双向可控硅开关被导通和关断的次数的1/12)，因而提供了有效的衰减效果。

在图23和24中，分别显示了为图16所示的电动机转矩波形65和图22所示的电动机转矩波形75计算的功率谱。各图中的纵轴为功率谱的常用对数乘以十，它随后用具有噪声特性A的电路进行了校正。如一般所知道的，具有特性A的校正电路是进行人类听觉器官的频率加权的滤波器。一个声音电平计与具有麦克风输出的简单放大器的不同，在于它具有内装的电路，用于提供归一化的、经过听觉器官校正的特性。它是包括电阻和电容结合的电子电路，用于保证从麦克风至该声音电平计的所有部分的总体频率特性与听觉器官的特性相近似。在日本，为声音电平计指定了两种特性A和C(特性B根据JIS是可选的)；另外还提供了带有用于飞机噪声测定的特殊用途或带有在宽范围内平坦的特性的特性D的某些类型的声音电平计。在Weight and Measure Act中，噪声电平由特性A限定，且它是国际公认的，以用特性A进行所有的声音电平测量。

为了进行讨论，假定电源频率(f)为60Hz。当电动机在相位控制(图23)下受到驱动时，占主导地位的谱值出现在为2f的整数倍的频率(120Hz、240Hz、360Hz……)处，且它们为-62dB(120Hz)、-60.4dB(240Hz)和-64.6dB(360Hz)。在1kHz附近的频率处，例如在970Hz，该谱值为-75.8dB。

当电动机在根据本发明的低频脉动下受到驱动时(图24)，占主导地位的谱值出现在为10Hz的倍数的频率处。在所考虑的情况下，低频脉动是2-ON,4-OFF周期进行的，每个周期包括6个波长。由于电源频率是60Hz，可以理解的是，占主导地位的谱值出现在10Hz的倍数的频率处；在120Hz、240Hz和360Hz处的值分别是-75.4dB、-84.7dB和-88.9dB。在1kHz，该谱值是-104.0dB。

通过比较图23和24，可以明显地看出这两种电动机激励控制方法的不同。低频脉动产生的谱值比相位控制方法产生的小13.4dB(在120Hz)、24.3dB(在240Hz和360Hz)、和28.2dB(在1kHz或其他频率)。

在已经描述的实际的模型实验中，在低频脉动中在120Hz处测量到的噪声电平，与在相位控制方法中的相应相差多达11.9dB(比较图5和10)。由于在120Hz处的模拟差为13.4dB，因而可以看出，模拟的结果与实验结果完全符合。图24还显示出，转矩脉动的效果在130Hz处为最大；然而，如图5所示，带有机械系统的共振，使实际的模型的部件在120Hz处产生了最大的噪声电平。

因此，前述的结果显示出，低频脉动在抑制由于具有与2f成正比的频率的部件引起的振动和噪声方面，比现有技术情况1的相位控制方法更为有效。该低频脉动，在大大降低高频范围中的谱值方面，是特别有效的，因此，从人类听觉范围内考虑，它是一个有力的工具。

图25和26分别显示了以流过主绕组的电流的波形和电动机转矩的波形的1-ON,2-OFF模式进行的驱动模拟的结果。图27和28分别显示了用流过主绕组的电流的波形和电动机转矩波形的4-ON,8-OFF模式的模拟结果。由于这两个驱动模式产生相同的通电率，因而转速大体上相同。

图29和30分别显示了图26和28所示的转矩波形的功率谱的模拟结果。图29显示了用20Hz的基本频率的1-ON,2-OFF模式进行驱动的模拟结果，该频率是60Hz的电源频率的1/3。谱的峰值出现在40Hz、60Hz、80Hz……处，它们是20Hz的整数倍。在用特性A校正之后，在140Hz处出现了一个-68.7dB的最大峰，且它比出现在2f(=120Hz)处的-77.9dB大9.2dB。

图30显示了用5Hz的基本频率的4-ON,8-OFF模式进行驱动的模拟结果，该频率是60Hz的电源频率的1/12。在5Hz的整数倍处，即5Hz、10Hz、15Hz、20Hz……，出现了谱峰。在用特性A校正之后，在125Hz处出现了一个-69.9dB的最大峰，且它比出现在2f(=120Hz)处的-71.4dB大1.5dB。

表1显示了图24、29和30中的前三个转矩谱峰，以及在120Hz处的谱值。

表1

驱动模式	谱峰的频率/dB值			120Hz处的谱值(dB)
					第1	第2	第3
	1-ON,2-OFF	140Hz/-68.7dB	160Hz/-73.5dB					100Hz/-74.2dB	-77.9dB
2-ON,4-OFF				130Hz/-69.4dB	110Hz/-72.1dB	140Hz/-72.6dB	-75.4dB
	4-ON,8-OFF	125Hz/-69.9dB	115Hz/-70dB					120Hz/-71.4dB	-71.4dB

从表1可见，转矩脉动的频率所驱动模式的变化很大。对于每一个驱动模式，最大峰出现在这样一个频率处，即该频率是有关的驱动模式的基本频率与2f(=120Hz)相加的结果。第二峰，在1-ON,2-OFF模式中，出现在160Hz(160Hz是基本频率20Hz的两倍与2f相加的结果)，在2-ON,4-OFF模式中出现在110Hz(110Hz是从2f减去基本频率10Hz的结果)，且在4-ON,8-OFF模式中出现在115Hz(115Hz是从2f减去基本频率5Hz的结果)。

在2f(=120Hz)处的转矩脉动，在1-ON,2-OFF模式中最小，在2-ON,4-OFF模式中次小，在4-ON,8-OFF模式中最大；1-ON,2-OFF模式与4-ON,8-OFF模式之差为6.5dB。

如上所述，转矩脉动的频率特性随着驱动模式的变化是灵敏的，因而通过根据将要在其上安装风扇电动机的机械结构的振动特性来选择适当的驱动模式，就能够减小磁声。如图31所示，风扇电动机的转矩脉动使相连的机械结构振动，从而产生磁声，因而，如果它们的自然频率与转矩脉动的主频率f相一致，机械结构的振动就会增大。换言之，通过按照所用的机械结构来选择适当的驱动模式，就能够避免不希望的机械共振，从而衰减磁声。

在实际中，低频脉动产生如图22所示的转矩波形(4-ON,8-OFF模式)和如图26所示的波形(1-ON,2-OFF模式)。显然，转矩波形形状的略微不同，导致了转矩谱峰的主频率的不同。例1-3

现在将本发明的例1-3与现有技术情况2的驱动模式进行比较，它们都被用来控制通过主绕组的电流。实际上，主和辅助绕组在现有技术情况2中都受到通-断控制；然而，为了能够对不同的激励模式进行比较，模拟是在一定的条件下进行的。

在模拟中所用的电动机和相关的机械结构，与用来获得图23、24、29和30所示的数据的相同。借助不同的激励模式，对电动机转矩的暂态波形进行了模拟，以确定转矩变化的谱，且其结果被显示在图32至35中。相应的驱动模式如下：2-ON,1-OFF(图32)；4-ON,2-OFF(图33)；2-ON,2-OFF(图34)；以及3-ON,3-OFF(图35)。表2列出了各个谱中的前六峰的特性。图32至35和表2中所示的谱的dB值，是用特性A校正之后的值。

表2

驱动模式	谱峰的频率/dB值
							第1	第2	第3	第4	第5	第6
	2-ON,1-OFF	120Hz/-64.3d3	140Hz/-66.5dB	100Hz/-67.0dB	160Hz/-69.6dB	60Hz/-73.5dB							220Hz/-74.5dB
4-ON.2-OFF							120Hz/-63.1dB	130Hz/-67.0dB	110Hz/-67.1dB	140Hz/-72.1dB	170Hz/-76.4dB	160Hz/-76.7dB
	2-ON,2-OFF	135Hz/-66.4dB	120Hz/-68.6dB	105Hz/-69.0dB	165Hz/-73.2dB	150Hz/-75.5dB							195Hz/-76.0dB
3-ON,3-OFF							120Hz/-66.8dB	120Hz/-67.4dB	110Hz/-68.1dB	150Hz/-74.0dB	140Hz/-76.6dB	170Hz/-76.9dB

图32和34显示了例1-3中实现的低频脉动的激励模式，且图33和35显示了现有技术情况2中所用的激励模式。将图32和33(67％激励)和图34和35(50％激励)进行比较，可以看出，在例1-3中出现的120Hz转矩脉动，比出现在现有技术情况2中的电平低1.2dB(A)。显然，ON周期数目少，有助于抑制电容马达中的2f转矩脉动的产生。

虽然对本发明的例1-3和现有技术情况2进行了比较，以显示本发明在转矩的频率特性方面的优越性，但还应该注意的是，本发明在电动机的定子的转角和转子的轴向偏移方面，具有以下的优点。一般地说，振动频率的增大，使得在振动力作用下的振动幅度的减小，这是由于接收振动力的部件的质量的作用。因此，在相同的振动力下，通过增大振动频率，可以减小振动的幅度。如果振动的幅度减小，则不仅能够避免机械部件的响声和移动，而且能够避免它们的间隙处的撞击和振动，从而减小了诸如“敲打声”的异常声音。在例1-3中，ON周期数目被固定在2个，且通过采用2-ON,2-OFF模式，获得了50％的激励。在此情况下，以ON-OFF周期计算的振动力的基本频率，是15Hz(=60Hz/4)。相比之下，在现有技术情况2中，各个通-断模式由6个周期组成，且50％的激励是采用3-ON,3-OFF模式获得的。在此情况下，由ON-OFF周期计算的振动力的基本频率是10Hz(60Hz/6)。因此，根据本发明，振动力的基本频率能够得到增大，以将振动的幅度减小足够的程度，从而避免由于颤动而引起的撞击，从而衰减了“敲打声”和其他异常的声音。

现在进行具体的讨论。在空调机的室内单元中的风扇电动机的重量，由阴振橡胶进行支撑，以防止振动，且用于支撑电动机定子的电动机框架经常沿着扭转的方向受到弹性支撑。电动机中产生的力矩的反作用力，使电动机框架沿着扭转方向振动。此时，在振动频率高于防振支撑系统的自然频率的区域中，振动的幅度一般与振动频率的平方成反比。在所考虑的情况下，(10Hz/15Hz)×(10Hz/15Hz)=1/2.25，且振幅可以被减小到现有技术情况2中所实际的值的1/2.25。本发明的这一优点，在电动机重量支撑系统的固有频率被调节到100Hz或更低的情况下，是特别有益的。

还应该注意到，在电动机中，转子的轴向尺寸，相对于定子的轴向尺寸，有所偏离，因为制造时的精度不可避免地是较低的。这种缺陷通常被称为“磁铁中心偏移”，它在电动机中不仅产生力矩，而且还产生产生轴向振动力。如果转子或定子倾斜从而提供一个角度的缝，则不论磁铁中心是否被正确定位，都有轴向振动力的作用。转子沿着轴向的位置，由诸如锥形弹簧或适当装置保持，通过该保持系统的弹簧常数有时被设计得太低，以保证与轴承的寿命相平衡。在此情况下，电动机的振动频率变得高于该保持系统的固有频率，且由于上段中所述的机构，增大的振动力频率有助于衰减轴向的振动。值得特殊考虑的是电动机的轴部分。它由一个轴承和其他机械元件组成，因而如果振动的强度增大，在机械元件的间隙中会发生振动撞击，从而增大产生异常声音的可能性。因此，如果振动频率象在所考虑的例子中那样增大，就能够防止异常声音的产生。采用其中风扇的轴力作为轴向力而被直接传递到电动机的轴上的电动机设计，也能够实现这个优点。

例2

现在描述本发明的另一个例子。为了抑制振动和噪声，ON周期的数目被固定在2个，且OFF周期数目得到改变，以改变电动机的通电率。适合于这种目的的周期模式，可以按照例2中所述的方式应用。图36列出了在ON周期数目被固定在2的情况下，用各种周期模式获得的通电率的值。四个主模式(1至4)被结合起来，且各个这些模式中的OFF周期数目得到调节，以对通电率进行微调。图36中所示的这些结合只是例子，且可以采用类似的技术来提供通电率的其他值。

例3

现在描述本发明的又一个例子。这是低频脉动的一个例子，它是以这样的驱动模式进行的，即该驱动模式用于产生力矩脉动谱中较小的峰值。图38中显示了力矩谱峰的模拟结果，该力矩谱是当与例1中相同的电动机受到重复的三个不同模式的驱动时获得的，而这三个模式产生相同的通电率，即1-ON/2-OFF、2-ON/4-OFF和4-ON/8-OFF模式(见图37)。如从图38可见，最大的转矩脉动由140Hz的频率分量产生，且其脉动电平为-71.6dB。将图24、29、30和表1所示的力矩脉动的最大峰相比较，可见-71.6dB的脉动电平，比例1中的1-ON/1-OFF模式的最大值-68.7dB低2.9dB，并比例1中的4-ON/8-OFF模式的最大值-69.9dB低1.7dB。

参见表1，可以看到，1-ON/2-OFF、2-ON/4-OFF和4-ON/8-OFF模式，在略微不同的频率下产生谱峰。因此，通过依次按照这些模式来驱动电动机，可以使谱峰的频率得到足够的分配，以产生较小的谱值。

因此，通过将产生相同通电率的几个驱动模式结合起来，可以减小力矩和噪声和振动。

前面描述假定通电周期或断电周期(时间)的数目是电源周期的整数倍(例如1、2、……)。然而，应该理解的是，这种周期可以是电源周期的一半的整数倍，例如1.5、2.5、3.5……。一个例子是以1.5-ON/3-OFF的模式进行驱动，且图40显示了在此情况下将要产生的转矩波形的模拟结果。显然，该波形的性质介于图26和28所示的波形之间，且通过通电电动机等于电源周期的一半的整数倍的周期的数目，可以获得令人满意的结果。

图41显示了当通电率α被保持在恒定值而ON周期数目改变时，电动机的转速是如何改变的。显然，1.5个ON周期、2.5个ON周期和3.5个ON周期都可以采用。

前面描述还假定采用带有电容的单相电动机。然而，应该注意的是，借助本发明的相同的原理，也可以采用多相电动机-它与单相电动机的不同之在于相位的数目一来达到相同的目的。

对于单相电动机的另一种结构，需要进行额外的描述。在前述的例子中，讨论是关于只在主绕组上进行通-断控制的情况的。然而，这不是本发明的唯一情况，且通过对主和辅助绕组都进行通-断控制，可以获得一定的优点。

例4

该例子涉及将本发明应用到单纯的单相感应电机。图39显示了分相启动的单相感应电机。如所示，一个辅助绕组44经过启动开关47而与交流电源1相连。在启动时，辅助绕组44还受到通电，以产生一个启动力矩；然而，在启动起来之后，转速增大且所产生的离心力使启动开关47打开，且机器在只有主绕组受到通电的情况作为单纯的单相感应电机运行。三端双向可控硅开关27随后受到控制，以便以与电容电动机相同的方式进行速度控制。

空调机的另一个问题，是它们的室外单元在压缩机工作时由于脉动而产生可以听见的异常声音。这可以用几种方法来解决，以下是一种可以采用的方法。

以电动机一个额外绕组的形式，设置一个Lo抽头(T连接)。该抽头不是用于速度控制的，而是用于把各个单元设定在公共的最小转速的。如果由于电动机正在制作因而额定的转速有待于确定，则抽头被设置在最小的转速处，该转速被设定得足够低，以留出安全余量。

图42中显示了用于实施这种方法的具体电路配置。以额外绕组的形式设置的一个Lo抽头(T形连接)，与一个固态继电器62相连。在一个Hi缺口和一个Lo缺口61之间的选择，借助固态继电器62进行。在传统上，用于全(100％)通电的控制从速度零开始；这不是采用Lo缺口61的脉动情况，但速度控制是在Lo缺口和Hi缺口(全通电)之间实现的，因而产生了较小的力矩脉动。力矩脉动比传统值降低了三分之一至一半，因而预期的噪声衰减为6dB至10dB。

额外绕组可以装有外电阻，如图43的49所示。这种设计对于消除低频脉动期间的异常声音，也是有效的。

例5

图44显示了根据本发明的又一个例子的、用于控制风扇电动机的电路配置。

关于加到主绕组42上的电压是否过零的检测的操作细节，和关于借助三端双向可控硅开关27的导通或关断而对主绕组42的通电或断电的控制的操作细节，与上述的相同。

图45显示了，当风扇电动机受到通电时所产生的波形，这种通电是通过根据所考虑的例子来进行控制(如能够用图44所示的电路实现的)而获得的。参见图45，标号28表示电源电压的波形；29表示加到微计算机13的输入端P3上的过零信号的波形，且该输入波形与在现有技术中获得的相同；标号30表示在微计算机13的输出端P4作为输出而产生的波形；且标号31表示流过风扇电动机的电流的波形。在所考虑的情况下，ON和OFF周期是以该交流电源的周期的一半的整数倍来计数的。

微计算机13借助已经在上面描述的过零信号，来计数周期的数目，且它进行输出的方式如下：它与过零信号相同步地将输出端P4从“L”切换到“H”，且当预定时间过去以后，微计算机将输出端P4从“H”切换到“L”。

现在更具体地描述该过程，假定主绕组42将要被通电给定数目的周期的情况。首先，输出端P4与过零信号同步地被从“L”切换到“H”。当随后过去了一个预定时间(诸如6ms)时，输出端P4被从“H”切换到“L”。6ms的时间间隔，是由微计算机13中的内装定时器确定的。该过零信号以8.3ms(当电源频率为60Hz时)或10ms(当电源频率是50Hz时)的周期产生，因而当在输出端P4从“H”被切换到“L”之后2.3ms或4ms时，过零信号再次被送进微计算机13；与该输入相同步地，输出端P4再次从“L”被切换到“H”，且在此之后6msec，输出端P4从“H”被切换到“L”。这种脉冲输出在所要求的数目的激励周期中被相继地传送。如已经描述的，三端双向可控硅开关27的栅极响应于输出端P4处的“H”信号而受到触发。如已经描述的，该栅极触发信号在6ms内关断，但三端双向可控硅开关的栅极在每次出现过零信号时都得到重新触发；因此，只要来自输出端P4的输出脉冲保持在“H”，三端双向可控硅开关27就导通，且主绕组42受到激励。为了使主绕组42受到去激励，可以使输出端P4即使在输入了过零信号的情况下也被保持在“L”电平。OFF周期数目由该过零信号计数。

为了使风扇电动机2具有由控制因素(诸如空调机中的热交换器的温度)确定的转数，微计算机13随机改变通电或断电时间，从而产生所希望的转数：这种方法与已经描述的方法(它根据存储变换图中的指定模式来确定ON和OFF周期的定时)不同。随机数据以查询表的形式被存储在一个存储器中，且设置了专门的装置以相继地读取这些数据。

辅助绕组44始终受到通电。激励率α是用以下现有技术公式计算的：

α=1/2(Non/(Non+Noff)+1)×100(％)其中Non是ON周期数目且Noff是OFF周期数目。

图46是流程图，描述了用于计算随机改变的ON周期数目的装置；图47是流程图，描述了用于计算随机改变的OFF周期数目的装置；且图48显示了当风扇电动机在以下描述的情况下受到通电时所产生的波形。

先描述图46的流程图，假定OFF周期数目被固定的情况。该过程从输入实现所希望的通电率所需的基准数目的ON周期开始。在每两次通电中，产生一次从零至X的随机数，以产生随机数据，而该随机数据被转换成从零至基准ON周期数目的数值。在第一次通电情况下，基准ON周期数目被加到该随机数据(它已经被转换成从零至基准ON周期数目的数值)上，从而计算随机改变的ON周期数目。在第二次通电中，已经被转换成从零至基准ON周期数目的数值的随机数据，被从基准ON周期数目中减去，从而计算出随机改变的ON周期数目。因此，这两次通电的ON周期数目的平均值，给出了产生所希望的通电率所需的周期数目。在两次通电中产生一次的随机数据，被转换改变从零至基准ON周期数目的数值，因为如果基准ON周期数目(A)小于随机数据(B)，则从A减去B的结果将是负值，且所希望的通电率将不能实现。为了避免这种问题，该随机数据被转换成从零至基准ON周期数目的数值。

例如，采用OFF周期的数目被固定在3且产生所希望的通电率所需的ON周期数目为6的情况。另外假定产生从零至十的随机数，以给定随机数据3。将该随机数据转换成从零至基准ON周期数目(6)的范围内的数值，给出：

从0至6的随机数据=3×6/10=1.8忽略小数部分，我们得到1。因此，为了给第一通电计算随机改变的ON周期数目，该基准ON周期数目被加到从零至基准ON周期数目(6)的随机数据上，给出：

6+1=7为了计算第二通电的随机改变ON周期数目，从零至基准ON周期数目(6)的随机数据被从基准ON周期数目中减去，给出：

6-1=5通过重复该过程，从持续随机改变的ON周期数目实现了所希望的通电率。

如果ON周期数目是固定的，则采用图47所示的流程图，来以与上述的程序基本相同的程序计算随机改变的OFF周期的数目，且该程序得到重复以从持续随机改变的OFF周期的数目实现所希望的通电率。

例6

图49是流程图，描述了一个例子，其中断电时间是固定的；图50是流程图，描述了其中通电时间被固定的一个例子；且图51显示了当风扇电动机在以下所述的情况下受到通电时产生的波形。

参见图49(或50)，在两个通电(或者断电)中产生一次的随机数据，被乘以一个系数k，以改变随机数的效果。随机改变的ON(或OFF)周期数目，是通过将基准ON(或OFF)周期数目加到随机数据上或将该随机数据从基准ON(或OFF)周期数目中减去，而得到的。因此，如果该随机数据大于基准ON(或OFF)周期数目，则相减的结果得出负值，且不能获得所希望的通电率。为了避免这种问题，将与随机数据相乘的系数k在从0和1之间的范围内选择，以使相减的结果不会给出负值。系数k的适当值，是由多个开关或其他适当的装置选择的。

例如，考虑OFF周期的数目被固定为4且实现所希望的通电率所需的ON周期数目是5的情况。还假定产生了从0至10的随机数，以得出随机数据8。将该随机数据转换成从零至基准ON周期数目(5)的范围中的数值，给出：

从0至5的随机数据=8×5/10=4.0

如果按照例子5的程序，随机改变的ON周期数目，对于第一次通电被计算为5+4=9，且对于第二次通电被计算为5-4=1。在例6中，转换的随机数据(4)被乘以一定的k值，例如0.5，以给出：

4×0.5=2.0为了计算第一次通电的随机改变ON周期数目，基准ON周期数目被加到新的随机数据(2.0)上，得出：

5+2=7为了计算第二次通电的随机改变ON周期数目，新的随机数据被从基准ON周期数目减去，得出：

5-2=3因此，随机数的效果被改变了。应该注意的是，值0.5只是系数k的一个例子，且它可以是从0至1的任何值，并可以借助多个开关或其他适当的装置而方便地选取。

例7

如果通电率高，则不会有很多随机数出现的模式。例如考虑其中ON周期数目被固定在4且实现所希望的通电率的OFF周期的数目是1的情况。在此情况下，用于计算随机改变的OFF周期的数目是0或者1，且随机数出现的模式是有限的。此时，ON和OFF周期的模式变得非单调，从而有可能产生噪声和振动。在这样的情况下，ON和OFF周期的数目被乘以一个整数(例如3)，以使ON周期数目被增大至12，而OFF周期数目被增大到3，且用于计算随机改变的OFF周期数目的随机数据出现形式的数目，从0增大至3，从而防止了ON和OFF的模式变成非单调的。

这种控制方法，对于增大用于计算随机改变的OFF周期数目的随机数据的出现方式的数目，是有效的，但同时ON周期数目也被增大，且2f转矩脉动变得明显，从而产生2f磁声。因此，与ON和OFF周期的数目相乘的整数，应该是这样的，即它不使2f转矩脉动变得明显。如果需要，在控制过程中可以改变该乘数。

随机改变的ON周期数目或随机ON周期数目，可以用一个公式(A×基准ON周期数目)±k×H来表示，其中H是转换的随机数据，并用随机数据×(A×基准ON周期数目)/X来表示。该随机ON周期数目对于第一次通电取正值，且对于第二次通电取负值。在该公式中，符号A在例7的相乘中对应于整数3，且k在例6中是对应于0.5的系数。如果该随机数据是在0和10之间的数，X=10。其中该公式中的A=1且k=1的情况，在例5、8和9中进行了描述。

如从该公式可见，系数k在例6中与在例7中用于进行相乘的整数不同。整数A是这样一个数值，即将它与基准ON周期数目本身相乘，而系数k是与转换后的随机数据相乘的数值。同样的解释也适用于随机OFF周期数的计算。

为了改变随机数的效果但不过度增大随机ON或OFF周期数的变化，系数k可以是可变的。如果在所考虑的公式中，A×基准ON周期数目=转换的随机数据且k=1，则第一次通电的随机基准ON周期数目等于2×(A×基准ON周期数目)，且第二次通电的随机ON周期数目等于零。如果该基准ON周期数目小，则随机ON周期数目的两个值之间的差不大，但随着基准ON周期数目的增大，该差也将增大，从而可能引起噪声的产生。在这些情况下，k受到这样的调节，即减小第一和第二次激励的随机ON周期数目之间的差。

然而，应该记住的是，当电动机实际运行时，我们并不知道第一和第二次通电的随机ON周期数目之差是否会对噪声的产生产生影响，因而k的值应该借助诸如预先测试的适当方法来得到适当的调节。这对于A也是一样的，且不知道改变A的值将会对噪声的产生什么影响；因此，应该通过诸如预先测试的适当方法，来调节A的值。

例8

图52和53是流程图，描述了一个实施例，其中通电和断电时间都受到了随机改变；图54显示了当风扇电动机在如下所述的情况下受到通电时所产生的波形。

在图52和53中，ON和OFF周期的数目未被固定，而是随机地改变。更具体地说，在两次通电或断电中，产生一次随机数。第一和第二次通电的随机改变ON周期数，从通电期间产生的随机数据计算。同时，第一和第二次断电的随机改变的OFF周期数从断电期间中产生的随机数据计算。

例如，考虑其中用于实现所希望的通电率的基准ON周期数目是6且基准OFF周期数是3的情况。首先，在通电期间产生一个从0至10的随机数，以给出随机数据7。将该随机数据转换成从零至基准ON周期数目(6)的范围内的数值，给出：

从0至6的随机数据=7×6/10=4.2忽略小数，得到4。因此，为了计算第一次通电的随机改变的ON周期数，该基准ON周期数目被加到从零至基准ON周期数目(6)的随机数据上，给出：

6+4=10为了计算第二次通电的随机改变的ON周期数，从零至基准ON周期数目(6)的随机数据被从该基准ON周期数目减去，给出：

6-4=2通过重复这一过程，获得了通常随机改变的ON周期数。

在下一个步骤，在断电期间产生从0至10的随机数，以给出随机数据4。将该随机数据转换成从零至基准OFF周期数(3)的数值，给出：

从0至3的随机数据=4×3/10=1.2忽略小数，得到1。因此，为了计算第一次断电的随机改变的OFF周期数，该基准OFF周期数被加到从零至基准OFF周期数(3)的随机数据上，给出：

3+1=4为了计算第二次去激励的随机改变的OFF周期数，该从0至3的随机数据被从基准OFF周期数减去，给出：

3-1=2通过重复这一过程，获得了通常随机改变的OFF周期数。

以此方式，从随机改变ON和OFF周期数，实现了所希望的激励率。

例9

图55是流程图，描述了根据随机改变的ON周期数与基准ON周期数目的结合的控制过程；图56是流程图，描述了根据随机改变的OFF周期数与基准OFF周期数的结合的控制过程；且图57显示了当风扇电动机在以下情况下受到通电时产生的波形。

参见图55,OFF周期数目是固定的，并输入一个基准ON周期数目，以实现所希望的通电率。每四次通电产生一次从0至X的随机数，以产生随机数据，且该随机数据被转换成从零至基准ON周期数目的数值。在第一次通电中，基准ON周期数目被加到该随机数据上一该随机数据已经被转换成从1至基准ON周期数目的数值，从而计算随机改变的ON周期数目。在第二次通电中，基准ON周期数目被作为输出提供。在第三次通电中，已经被转换成从1至基准ON周期数的数值的随机数据，被从该基准ON周期数目中减去，从而计算出随机改变的ON周期数目。在第四次通电中，基准ON周期数目被作为输出提供。因此，例5中所用的控制装置被同基准ON周期数目相结合，从而实现所希望的通电率。

这对于图56所示的流程图，也是如此，只是ON周期数目被固定，并输入了用于实现所希望的通电率的基准OFF周期数。随机改变的OFF周期数被计算，并与基准OFF周期数相结合，以实现所希望的通电率。

例如，考虑其中OFF周期数目被固定在3且实现所希望的通电率所需的ON周期数目为4的情况。产生从0至10的随机数，以给出随机数据6。将该随机数据转换成从零至基准ON周期数目(4)的数值，给出：

从0至4的随机数据=6×4/10=2.4忽略小数，得到2。因此，为了计算第一次通电的随机改变的ON周期数，基准ON周期数目被加到从零至基准ON周期数目(4)的随机数据上，给出：

4+2=6在第二次通电中，基准ON周期数目(4)被作为输出提供。在第三次通电中，从零至基准ON周期数目(4)的随机数据，被从该基准ON周期数目中减去，给出：

4-2=2在第四次通电中，基准ON周期数目(4)被作为输出提供。通过重复这一过程，从随机改变的ON周期数。实现希望的通电率。

例10

图58显示了用于通过提供绕组上的抽头末控制电动机的转速的电路配置。如图58所示，电动机的转速，可以通过在设置在电动机的辅助绕组44上的抽头之间进行切换，来得到控制。如果通电率低，振动将增大，因此，通过如图58所示地从一个抽头切换到另一个抽头，来控制电动机的转速。如果这种设计与例5至9中描述的方法中的一种相结合，就可以借助非稳态循环来实现所希望的通电率，从而减小噪声和振动的影响。

对本发明的最佳实施例的以上描述，假定了切换是由可控硅进行的，且通电的开始和结束与过零信号同步。然而，本发明决不限于这种具体的情况，且从前面描述显而易见，所需要的只是改变通电和断电周期数之间的比值以选择适当的通电率的电路配置，以改变电动机的转速。

前面描述还假定，每两次通电产生一次随机数，且所希望的通电率是从这两次通电的平均计算的；或者，随机数每四次通电产生一次，且采取这四次的平均。然而，应该注意的是，产生随机数的基本时间是决不受限制的，且所需要的只是通过在不采用固定模式的情况进行平均，来实现所希望的通电率。或者，可以提供产生类似通电率值的多个模式，以供随机选择。

简而言之，本发明是一种电动机驱动单元，该包括：一个过零电压检测电路，用于检测来自交流电源的电压是否过零；以及，一个切换电路，用于借助诸如可控硅、三端双向可控硅开关或固态继电器的适当装置来进行通-断控制，以在交流电源对一个电动机的通电和断电之间进行切换，且该切换电路通过改变交流电源对该马达的通电和断电时间之间的比值，来控制电动机的速度。该驱动单元，借助诸如可控硅、三端双向可控硅开关或固态继电器，来与交流电源电压过零同步地开始通电，并与一个通电电流的过零相同步地结束该通电；另外，通电或断电时间能够以该交流电源的周期的一半的整数倍为单位，来进行随机改变，从而使通电或断电的模式得到足够的偏离，以分散基频，从而减小噪声和振动。

在最佳实施例中，设置了适当的装置，以保证通电或断电时间以这样的方式受到随机控制，即总通电率处于所希望的值；根据这种装置，随机数以指定的频率(例如两次激励或去激励产生一次)，以产生随机数据，该随机数据被转换成从零至对应于所希望的通电率的通电或断电时间的数值，且如此转换的随机数据被加到所希望的通电率上，从而确定随机改变的通电或断电时间。在下一次通电或断电中，转换的随机数据被从对应于所希望的通电率的通电或断电时间中减去，从而确定随机改变的通电或断电时间。

在另一最佳实施例中，被转换成从零至对应于所希望的通电率的通电或断电时间的数值的随机数据，被乘以一个系数，且这有助于使随机数的效果变为可变的，从而使它们对噪声和振动的产生的影响能够被方便地估计出。

如果所希望的通电率高，通电和断电时间被乘以一个整数，从而增加随机数出现的模式的数目；这对于使通电和断电的模式变得足够地非单调以分散基频，是有效的。本发明的优点

如前所述，本发明涉及一种电动机驱动单元，它包括：过零电压检测电路，用于检测来自一个交流电源的电压是否过零；以及，一个切换电路，用于进行通-断控制，以在交流电源至一个电动机的通电和断电之间进行切换，且它通过改变该交流电源对所述马达的通电和断电时间之间的比值，来控制所述电动机的速度，其特征在于使通电开始的定时能够与所述交流电源电压的过零的定时一致，且通电结束的定时能够与通电电流的过零相一致，而且在于所述通电时间被固定在等于或两倍于所述电源周期的值，而所述去通电时间以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位改变。由于该ON周期能够被固定在一个较小的周期数，因而能够衰减2f转矩脉动。另外，通过减小ON周期数目，ON-OFF周期的基本频率能够被设定在一个足够高的值，以抑制作用在ON-OFF操作上的振动力造成的振幅；因此，能够消除在其他情况下由于机械结构的颤动而引起的撞击振动，从而抑制异常声音。

另外，根据本发明，通过以该交流电源的周期的一半的整数倍为单位来改变去通电时间，并同时将通电时间固定在等于或两倍于所述电源周期的值，而获得的多个通电率模式，将它们结合起来，以实现所希望的通电率，且该技术对于以精细的方式来控制电动机速度是有效的。

另外，本发明涉及一种电动机驱动单元，它包括：过零电压检测电路，用于检测来自一个交流电源的电压是否过零；以及，一个切换电路，用于进行通-断控制，以在交流电源至一个电动机的通电和断电之间进行切换，且它通过改变该交流电源对所述电动机的通电和断电时间之间的比值，来控制所述电动机的速度，其特征在于使通电开始的定时能够与所述交流电源电压的过零的定时一致，且通电结束的定时能够与通电电流的过零相一致，而且在于所述通电和断电时间之间的比值相等的多个模式被结合使用。由于这种技术在分散ON-OFF周期的基本频率方面是有效的，因而能够衰减由于在10Hz附近频率重复的通一断运行而产生连续声音。分散ON-OFF周期的基本频率，在分散转矩脉动中的起主导作用的特定频率，也是有效的，从而衰减了不希望的磁声的产生。

另外，在本发明中，电动机是具有主绕组和辅助绕组的单相电容电动机，它经对一个电容器而受到通电，且交流电源对所述主绕组的通电时间与断电时间之间的比值得到改变；因此，能够衰减在通电的导通或关断期间当电动机轴显著振动时产生的异常的“敲打声”。

另外，根据本发明，电动机的2f转矩脉动能够得到减小，从而能够抑制马达运行期间产生的噪声和振动。

另外，根据本发明，能够衰减电动机产生的刺耳的连续声音。

另外，根据本发明，电动机能够以更为精细的控制方式运行。

另外，根据本发明，ON-OFF周期的基本频率得到了足够的分散，以减小噪声和振动的产生。

另外，根据本发明，由电动机和驱动单元组成的整个系统能够以低成本制造。

另外，根据本发明，能够制成对环境最有利的系统。

另外，根据本发明，能够制成即使在以高速转动时也能够具有低噪声的风扇单元。

另外，根据本发明，提供了一种风扇单元，它具有低噪声且不会产生刺耳的声音。

另外，根据本发明，可以制成具有简单结构的、低噪声的风扇单元。

另外，根据本发明，可以制成成本低廉的低噪声的风扇单元。

另外，根据本发明，能够抑制轴向力引起的噪声和振动。

另外，根据本发明，以固定模式进行的运行的基频能够得到充分的分散，以减小噪声和振动。

另外，根据本发明，ON-OFF周期的基本频率能够得到充分的分散，以减小噪声和振动。

另外，根据本发明，能够以简单的方法衰减噪声和振动。

另外，根据本发明，能够以确定而简单的方式，分散基频。

另外，根据本发明，该基频能够以简单的方法得到进一步的分散。

另外，根据本发明，即使在所要实现的通电率高的情况下，也能够分散该基频。

另外，根据本发明，通过随机改变通电和断电周期或时间，可以进一步分散该基频。

另外，根据本发明，能够有效地防止噪声和其他异常声音。

另外，根据本发明，能够在包括低值的整个频率范围中有效地抑制振动。

Claims (5)

1．一种电动机驱动单元，包括：

过零电压检测电路，用于检测来自交流电源的电压是否为过零状态；

切换电路，用于进行通一断控制，以在交流电源至一个电动机的通电和断电之间进行切换，通过改变交流电源对所述电动机的通电和断电时间之间的比值，来控制所述电动机的速度；

其特征在于，所述切换电路能够使通电开始的定时与所述交流电源电压的过零的定时一致，并使通电结束的定时与一个通电电流的过零相一致；且

其中所述通电时间被固定在等于或两倍于所述电源周期的值，且所述断电时间以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位而改变。

2．根据权利要求1的电动机驱动单元，其特征在于：在通电时间被固定等于或两倍于所述电源周期的值的同时，通过以所述交流电源的周期的一半的整数倍为单位改变断电时间而实现的通电率的多个模式结合起来，以实现所希望的通电率。

3．根据权利要求1至2中任何一项的电动机驱动单元，其特征在于：所述电动机包括一个单相电容电动机，它具有主绕组和经过一个电容而通电的辅助绕组，且其中从交流电源对所述主绕组进行通电的时间与断电时间之间的比值是变化的。

4．电动机驱动单元的控制方法，该电动机驱动单元将来自一个交流电源的电流送到一个电动机，并借助一个切换电路来导通和关断来自所述交流电源的电流，以使所述电动机被通电和断电，且所述电动机的速度是通过改变所述通电和断电周期之间的比值而受到控制的，该方法的特征在于包括以下步骤：

提供多个模式，这些模式用于实现相同的通电率，该通电率等于所述通电和断电周期之间的比值；以及

从所述多个模式中选择一个特定的模式，并设定如此选出的模式，以控制所述电动机的速度。

5．根据权利要求4的控制方法，进一步包括选择一个模式来作为所述特定模式以在电动机运行期间产生小的噪声或振动的步骤。

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