CN104604128A - 放大电路以及放大电路ic芯片 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种降低噪声成分并成为高SN比、低噪声且小面积的放大电路以及放大电路IC芯片。放大电路(100)构成为具备将规定的物理量转换为电阻值的转换部(70)，将由转换部(70)转换得到的电阻值转换为电压值并放大。转换部(70)具备由压电电阻元件构成的可变电阻型传感器(71、72)。偏置部(80)决定转换部(70)的偏置电流，具备偏置电阻(81、82)。运算放大部(90)将基于偏置部(80)和转换部(70)的输出信号设为输入信号，具备与第一运算放大器(101)的输入输出端相连接的反馈电阻(91、92)，第一运算放大器(101)是具备共模反馈电路的全差动运算放大器。

Description

放大电路以及放大电路IC芯片

技术领域

本发明涉及一种放大电路以及放大电路IC芯片，更详细地说，涉及一种使用将规定的物理量转换为电阻值的可变电阻并将该可变电阻的电阻值转换为电压值后进行放大的放大电路以及放大电路IC芯片。

背景技术

以往，已知一种传感器装置，该传感器装置使用具有仪表放大器的输出放大电路对从具有带偏移调整功能的仪表放大器(instrumentation amplifier)的输出放大电路、加速度传感器输出的微小的差动输出电压进行放大。

另外，例如在专利文献1中公开了一种传感器装置，该传感器装置具有使用了对从加速度传感器等输出的微小的偏差电压进行放大的仪表放大器(instrumentation amplifier；仪表用放大器)以及偏移电压调整电路的输出放大电路。

图1是用于说明专利文献1所记载的以往的输出放大电路以及使用了该输出放大电路的传感器装置的电路结构图。该输出放大电路通过使用了压电电阻等将规定的物理量转换为电阻值的可变电阻的传感器技术，通过惠斯登电桥电路20将可变电阻的电阻变化转换为电压信号，通过仪表放大器50进行信号的放大。

也就是说，加速度传感器10由连接在被输入基准电压VREF的基准电压输入端子11与接地之间的惠斯登电桥电路20构成，该惠斯登电桥电路20由四个压电电阻元件21至24构成，将这些电阻变化检测为桥输出电压的变化，将差动输出电压VIP、VIN输出到输出放大电路30。

另外，输出放大电路30具有偏移电压调整电路40以及由运算放大器51至53等构成的仪表放大器50，该输出放大电路30具有被输入差动输出电压VIP的第一输入端子31、被输入差动输出电压VIN的第二输入端子32、被输入偏移电压VOFFIN的第一电压输入端子33、被输入为基准电压VREF的1/2电压电平的仪表放大器输出的基准电压VCOM的第二电压输入端子34、被输入基准电压VCOM的基准电压输入端子35和被输入放大电路输出电压VOUT的输出端子36、输出侧与输入端子33相连接的偏移电压调整电路40以及输入侧与输入端子31至34相连接的仪表放大器50。

专利文献1：日本特开2006-174122号公报

发明内容

发明要解决的问题

然而，作为对被放大的最终的传感器整体的输出信号的SN比起作用的噪声成分，不仅存在加速度传感器10产生的噪声，还存在由与该加速度传感器10相连接的第一放大器51和第二放大器52的输入部分的晶体管产生的噪声。仪表放大器50在传感器上连接有两个放大器，因此对噪声起作用的输入部分的晶体管为两对。因此，在以往的结构中噪声大。或者，与噪声具有折衷关系的电路面积、消耗电流大。

这样，上述专利文献1在将可变电阻的电阻变化转换为电压信号并进行信号的放大的信号处理中，难以实现简单的电路结构且难以实现低噪声。

本发明是鉴于这种问题而完成的，其目的在于提供一种降低噪声成分且电路结构简单的放大电路以及放大电路IC芯片。

用于解决问题的方案

本发明是为了达到这种目的而完成的，以以下事项为特征。

(1)一种放大电路，其特征在于具备：第一偏置部(81)，其与第一可变电阻型传感器(71)的一端相连接；第二偏置部(82)，其与第二可变电阻型传感器(72)的一端相连接，其中，上述第二可变电阻型传感器的另一端与上述第一可变电阻型传感器的另一端相连接；以及I-V转换电路(90)，其将来自上述第一可变电阻型传感器的一端和上述第二可变电阻型传感器的一端的输出电流分别转换为电压并输出。

(2)其特征在于，上述I-V转换电路(90)具有全差动运算放大器(101)以及从上述全差动运算放大器的差动输出向差动输入反馈的反馈电阻(91、92)。

(3)其特征在于，还具备电压控制电路(120)，该电压控制电路控制上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点的电压，使得上述第一可变电阻型传感器的一端的节点电压与上述第二可变电阻型传感器的一端的节点电压的平均值成为规定的基准电压。

(4)其特征在于，上述电压控制电路(120)具有电流源(124)和电流控制电路，该电流源同上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点相连接，该电流控制电路控制上述电流源的电流。

(5)其特征在于，上述电压控制电路(120)具有第一晶体管(124)和栅极电压控制电路，该第一晶体管的漏极同上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点相连接，该栅极电压控制电路控制上述第一晶体管的栅极电压。

(6)其特征在于，上述I-V转换电路(90)具有全差动运算放大器以及从上述全差动运算放大器的差动输出向差动输入反馈的反馈电阻，上述全差动运算放大器的共模电压为与上述规定的基准电压相同的电压。

(7)其特征在于，上述第一偏置部为第一偏置电阻(81)，上述第二偏置部为第二偏置电阻(82)。

(8)其特征在于，上述第一偏置电阻、上述第二偏置电阻以及上述反馈电阻为相同材料的电阻元件。

(9)其特征在于，上述第一偏置电阻的一端与上述第一可变电阻型传感器的一端相连接，上述第二偏置电阻的一端与上述第二可变电阻型传感器的一端相连接，上述第一偏置电阻的另一端与上述第二偏置电阻的另一端相连接，对上述第一偏置电阻的另一端与上述第二偏置电阻的另一端的连接点提供第一电压。

(10)其特征在于，上述第一偏置部为第一电流源，上述第二偏置部为第二电流源，上述第一电流源和上述第二电流源将与参照电阻的电阻值成反比的电流分别提供给上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

(11)其特征在于，上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器的输出电流向相互相反的方向变化。

(12)其特征在于，上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器为压电电阻。

(13)一种角速度检测电路，其特征在于，具备(1)～(12)中的任一项所述的放大电路以及电阻值与角速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

(14)一种加速度检测电路，其特征在于，具备(1)～(12)中的任一项所述的放大电路以及与电阻值与加速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

(15)一种传感器IC芯片，其特征在于，具备：第一PAD，其被输入来自第一可变电阻型传感器的一端的输出电流；第二PAD，其被输入来自第二可变电阻型传感器的一端的输出电流；第三PAD，其对上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端相连接的连接点提供规定的电压；第一偏置电阻元件，其与上述第一PAD相连接；第二偏置电阻元件，其与上述第二PAD相连接；以及I-V转换电路，其将来自上述第一PAD和上述第二PAD的输出电流分别转换为电压。

(16)其特征在于，还具备电压控制电路，该电压控制电路根据上述第一PAD的电压和上述第二PAD的电压来控制上述第三PAD的电压。

(17)其特征在于，还具备漏极与上述第三PAD相连接的第一晶体管，上述电压控制电路根据上述第一PAD的电压和上述第二PAD的电压来控制上述第一晶体管的栅极电压。

(18)其特征在于，上述I-V转换电路具有I-V转换用电阻元件，上述第一偏置电阻元件、上述第二偏置电阻元件以及上述I-V转换用电阻元件在半导体衬底上接近配置。

(19)其特征在于，上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器的输出电流向相互相反的方向变化。

(20)其特征在于，上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器为压电电阻。

(21)一种角速度检测装置，其特征在于，具备(15)～(20)中的任一项所述的传感器IC芯片以及电阻值与角速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

(22)一种加速度检测装置，其特征在于，具备(15)～(20)中的任一项所述的传感器IC芯片以及电阻值与加速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

发明的效果

根据本发明，在将可变电阻的电阻变化转换为电压信号并进行信号的放大的信号处理中，形成低噪声且简单的电路结构。

由此，能够降低噪声成分，作为整体能够达成高SN比。另外，还能够实现低噪声、小面积且低消耗电流的传感器电路。

附图说明

图1是用于说明专利文献1所记载的以往的输出放大电路以及使用了该输出放大电路的传感器装置的电路结构图。

图2是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式1的电路结构图。

图3是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式2的电路结构图。

图4是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式3的电路结构图。

图5是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式4的电路结构图。

图6是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式5的电路结构图。

图7是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式6的电路结构图。

图8是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式7的电路结构图。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的各实施方式。

<实施方式1>

图2是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式1的电路结构图。在图中，附图标记70表示转换部，71、72表示可变电阻型传感器，80表示偏置部，81、82表示偏置电阻，90表示运算放大部，91、92表示反馈电阻，100表示放大电路，101表示第一运算放大器，111至115表示端子。

本发明的放大电路100构成为具备将规定的物理量转换为电阻值的转换部70，将由该转换部70转换得到的电阻值转换为电压值并进行放大。

转换部70包括第一可变电阻型传感器71和第二可变电阻型传感器72。该可变电阻型传感器71、72优选为压电电阻元件。另外，可变电阻型传感器71、72具有另一端彼此相连接的共用连接点，该共用连接点被设定为规定的电位。例如，可举出设定为参考电压或电源电压(VDD)的方式、共用连接点与接地(VGND)相连接的方式、由电压控制电路控制电压的方式等。在后述的各实施方式(实施方式2～7)中也相同。

另外，偏置部80决定转换部70的偏置电流，具备偏置电阻81、82，即第一和第二偏置元件81、82。

另外，运算放大部90将基于偏置部80和转换部70的输出信号设为输入信号。具体地说，将来自转换部70的输出电流转换为电压而输出。另外，具备第一运算放大器101，具备与该第一运算放大器101的输入输出端相连接的反馈电阻91、92。该第一运算放大器101为具备共模反馈电路的全差动运算放大器。

也就是说，本实施方式1的放大电路100是将可变电阻型传感器71、72与VGND侧相连接的放大电路，作为决定可变电阻型传感器71、72的偏置电流的元件而具备偏置电阻81、82。另外，电阻91、92是决定信号的放大率的反馈电阻，由于可变电阻型传感器71、72的信号小，因此，例如将电阻91、92设定为可变电阻型传感器71、72的电阻值的几十倍的电阻值。

接着，说明本实施方式1的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器71、72的没有输入时的电阻值设定为RS，将偏置电阻81、82的电阻值设定为RB，将反馈电阻91、92的电阻值设定为RF。另外，将由全差动运算放大器的共模反馈电路101设定的输出端子115的共模电压值设为VCOM。另外，将分别流过可变电阻型传感器71、72的电流值设为IS。以下示出此时的电流值IS的式(1)。

[式1]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})+\mathrm{RB}\&times;(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RF}+\mathrm{RF}\&times;\mathrm{RS}+\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RS}}...\left(1\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而RF为RS、RB的几十倍的电阻值时，式(1)能够近似为以下式(2)。

[式2]

$\mathrm{IS}\&ap;\frac{(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RB}+\mathrm{RS})}...\left(2\right)$

根据式(2)可知，RS为由传感器决定的值，能够通过端子113的电压VDD、端子114的电压VGND以及偏置电阻81、82的电阻值RB来设定流过传感器的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器71进行输入时其电阻变化量为+ΔR、对可变电阻型传感器72进行输入时其电阻变化量为-ΔR时，当将输出端子111和112的输出电压设为VOUT+、VOUT-、将它们的差输出电压设为VOUT时，其关系成为以下式(3)。

[式3]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})+\mathrm{RB}\&times;(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RF}+\mathrm{RF}\&times;\mathrm{RS}+\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RS})-\frac{\mathrm{RB}+\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;{\mathrm{\&Delta;R}}^2}...\left(3\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而ΔR微小时，式(3)能够近似为以下式(4)。

[式4]

$\mathrm{VOUT}\&ap;2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RB}+\mathrm{RS})}...\left(4\right)$

根据式(4)，能够通过将反馈电阻91、92的电阻值RF设为是可变电阻型传感器71、72的电阻值RS的几倍来决定放大率。

这样，根据本实施方式1的放大电路100，在对可变电阻型传感器71、72进行输入时，能够使用简单的电路结构对其电阻变化量±ΔR进行放大并转换为电压而输出。

如上所述，根据本实施方式1，在将可变电阻型传感器的电阻变化量转换为电压信号并进行信号的放大时，电路结构简单并且能够降低噪声成分。由此，作为整体能够实现高SN比、低噪声且小面积的放大电路。

具体地说，本实施方式1为对可变电阻型传感器的输出电流进行I-V转换的方式，能够将对噪声成分的贡献大的传感器信号的第一级的输入部分的晶体管设为一对。在使用以往的对可变电阻型传感器的输出电压进行放大的仪表放大器的方式中，输入部分的晶体管为两对。因此，与以往的结构相比，在本实施方式1中能够降低噪声成分。同时，还能够使与噪声具有折衷关系的电路面积、消耗电流减小。

<实施方式2>

图3是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式2的电路结构图。在图中，附图标记73、74表示可变电阻型传感器，83、84表示偏置电阻。除此以外，对具有与图2相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

本实施方式2的放大电路100是将可变电阻型传感器73、74与端子113的VDD侧连接的放大电路。

偏置部80具备决定第一和第二可变电阻型传感器73、74的偏置电流的偏置电阻83、84。此外，第一运算放大器101与图2同样地是具备共模反馈电路的全差动运算放大器。

也就是说，本实施方式2的放大电路100是将可变电阻型传感器73、74与端子113的VDD侧连接的放大电路，作为决定可变电阻型传感器73、74的偏置电流的元件而具备第一和第二偏置元件83、84。另外，电阻91、92是决定信号的放大率的反馈电阻，由于可变电阻型传感器73、74的信号小，因此，将电阻91、92例如设定为可变电阻型传感器73、74的电阻值的几十倍的电阻值。

接着，说明本实施方式2的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器73、74的没有输入时的电阻值设定为RS，将偏置电阻83、84的电阻值设定为RB，将反馈电阻91、92的电阻值设定为RF。另外，将由全差动运算放大器的共模反馈电路101设定的输出的共模电压值设为VCOM。另外，将分别流过可变电阻型传感器73、74的电流值设为IS。以下示出此时的IS的式(5)。

[式5]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})+\mathrm{RB}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VCOM})}{\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RF}+\mathrm{RF}\&times;\mathrm{RS}+\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RS}}...\left(5\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而RF为RS、RB的几十倍的电阻值时，式(5)能够近似为以下式(6)。

[式6]

$\mathrm{IS}\&ap;\frac{(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RB}+\mathrm{RS})}...\left(6\right)$

根据式(6)可知，RS为由传感器决定的值，能够通过端子113的电压VDD、端子114的电压VGND以及偏置电阻83、84的电阻值RB来设定流过传感器的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器73进行输入时其电阻变化量为-ΔR、对可变电阻型传感器74进行输入时其电阻变化量为+ΔR时，当将输出端子111和112的输出电压设为VOUT+、VOUT-、将它们的差输出电压设为VOUT时，其关系成为以下式(7)。

[式7]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})+\mathrm{RB}\&times;(\mathrm{VDD}-\mathrm{VCOM})}{(\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RF}+\mathrm{RF}\&times;\mathrm{RS}+\mathrm{RB}\&times;\mathrm{RS})-\frac{\mathrm{RB}+\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;{\mathrm{\&Delta;R}}^2}...\left(7\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而ΔR微小时，式(7)能够近似为以下式(8)。

[式8]

$\mathrm{VOUT}\&ap;2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{(\mathrm{VDD}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RB}+\mathrm{RS})}...\left(8\right)$

根据式(8)，能够通过将反馈电阻91、92的电阻值RF设为是可变电阻型传感器73、74的电阻值RS的几倍来决定放大率。

这样，根据本实施方式2的放大电路100，在对可变电阻型传感器73、74进行输入时，能够使用简单的电路结构对其电阻变化量±ΔR进行放大并转换为电压而输出。

如上所述，根据本实施方式2，在将可变电阻型传感器的电阻变化量转换为电压信号并进行信号的放大时，电路结构简单并且能够降低噪声成分。由此，作为整体能够实现高SN比、低噪声且小面积的放大电路。

具体地说，本实施方式2是对可变电阻型传感器的输出电流进行I-V转换的方式，能够将对噪声成分的贡献大的传感器信号的第一级的输入部分的晶体管设为一对。在以往的使用对可变电阻型传感器的输出电压进行放大的仪表放大器的方式中，输入部分的晶体管为两对。因此，与以往的结构相比，在本实施方式1中能够降低噪声成分。同时，还能够使与噪声具有折衷关系的电路面积、消耗电流减小。

<实施方式3>

图4是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式3的电路结构图。在图中，附图标记85、86表示第一电流源。此外，对具有与图2相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

本实施方式3的放大电路100是将图2中的偏置电阻81、82替换为第一电流源85、86的放大电路。

偏置部80具备第一电流源85、86，具备决定第一和第二可变电阻型传感器71、72的偏置电流的第一和第二偏置元件85、86。

另外，运算放大部90具备将第一和第二可变电阻型传感器71、72的各输出信号设为输入信号的第一运算放大器101，该第一运算放大器101是具备共模反馈电路的全差动运算放大器。

也就是说，本实施方式3的放大电路100是将可变电阻型传感器71、72与端子114的VGND侧连接的放大电路，作为决定可变电阻型传感器71、72的偏置电流的元件而具备第一电流源85、86。另外，电阻91、92为决定信号的放大率的反馈电阻，由于可变电阻型传感器71、72的信号小，因此将电阻91、92例如设定为可变电阻型传感器71、72的电阻值的几十倍的电阻值。

接着，说明本实施方式3的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器71、72的没有输入时的电阻值设定为RS，将第一电流源85、86的电流值设定为IB，将反馈电阻91、92的电阻值设定为RF。另外，将由全差动运算放大器的共模反馈电路101设定的输出的共模电压值设为VCOM。另外，将分别流过可变电阻型传感器71、72的电流值设为IS。以下示出此时的IS的式(9)。

[式9]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{RF}\&times;\mathrm{IB}+(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{\mathrm{RF}+\mathrm{RS}}...\left(9\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而RF为RS的几十倍的电阻值时，式(9)能够近似为以下式(10)。

[式10]

IS≈IB …(10)

根据式(10)可知，能够通过第一电流源85、86的电流值IB来设定流过传感器的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器71进行输入时其电阻变化量为+ΔR、对可变电阻型传感器72进行输入时其电阻变化量为-ΔR时，如果将输出端子111和112的输出电压设为VOUT+，VOUT-、将它们的差输出电压设为VOUT，则其关系成为以下式(11)。

[式11]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{\mathrm{RF}\&times;\mathrm{IB}+(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{(\mathrm{RF}+\mathrm{RS})-\frac{{\mathrm{\&Delta;R}}^2}{\mathrm{RS}}}...\left(11\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而ΔR微小时，式(11)能够近似为以下式(12)。

[式12]

$\mathrm{VOUT}\&ap;2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\mathrm{IB}...\left(12\right)$

根据式(12)，能够通过将反馈电阻91、92的电阻值RF设为是可变电阻型传感器71、72的电阻值RS的几倍来决定放大率。

这样，根据本实施方式3的放大电路100，在对可变电阻型传感器71、72进行输入时，能够使用简单的电路结构对其电阻变化量±ΔR进行放大并转换为电压而输出。

如上所述，根据本实施方式3，在将可变电阻型传感器的电阻变化量转换为电压信号并进行信号的放大时，电路结构简单并且能够降低噪声成分。由此，作为整体能够实现高SN比、低噪声且小面积的传感器电路。

具体地说，本实施方式3为对可变电阻型传感器的输出电流进行I-V转换的方式，能够将对噪声成分的贡献大的传感器信号的第一级的输入部分的晶体管设为一对。在以往的使用对可变电阻型传感器的输出电压进行放大的仪表放大器的方式中，输入部分的晶体管为两对。因此，与以往的结构相比，在本实施方式3中能够降低噪声成分。同时，还能够使与噪声具有折衷关系的电路面积、消耗电流减小。

<实施方式4>

图5是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式4的电路结构图。在图中，附图标记87、88表示第二电流源。此外，对具有与图3相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

本实施方式4的放大电路100是将图3中的偏置电阻83、84替换为第二电流源87、88并将可变电阻型传感器与端子113的VDD侧连接的放大电路。

另外，运算放大部90具备将第一和第二可变电阻型传感器73、74的各输出信号设为输入信号的第一运算放大器101，该第一运算放大器101为具备共模反馈电路的全差动运算放大器。

也就是说，本实施方式4的放大电路100为将可变电阻型传感器73、74与端子113的VDD侧连接的放大电路，作为决定可变电阻型传感器73、74的偏置电流的元件而具备第二电流源87、88。另外，电阻91、92为决定信号的放大率的反馈电阻，由于可变电阻型传感器73、74的信号小，因此将电阻91、92例如设定为可变电阻型传感器73、74的电阻值的几十倍的电阻值。

接着，说明本实施方式4的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器73、74的没有输入时的电阻值设定为RS，将第二电流源87、88的电流值设定为IB，将反馈电阻91、92的电阻值设定为RF。另外，将由全差动运算放大器的共模反馈电路101设定的输出的共模电压值设为VCOM。另外，将分别流过可变电阻型传感器73、74的电流值设为IS。以下示出此时的IS的式(13)。

[式13]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{RF}\&times;\mathrm{IB}+(\mathrm{VDD}-\mathrm{VCOM})}{\mathrm{RF}+\mathrm{RS}}...\left(13\right)$

在此，当将RF设定为RS的几十倍的值而RF为RS的几十倍的电阻值时，式(13)能够近似为以下式(14)。

[式14]

IS≈IB …(14)

根据式(14)可知，能够通过第二电流源87、88的电流值IB来设定流过传感器的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器73进行输入时其电阻变化量为-ΔR、对可变电阻型传感器74进行输入时其电阻变化量为+ΔR时，如果将输出端子111和112的输出电压设为VOUT+、VOUT-、将它们的差输出电压设为VOUT，则其关系成为以下式(15)。

[式15]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\frac{\mathrm{RF}\&times;\mathrm{IB}+(\mathrm{VDD}-\mathrm{VCOM})}{(\mathrm{RF}+\mathrm{RS})-\frac{{\mathrm{\&Delta;R}}^2}{\mathrm{RS}}}...\left(15\right)$

在此，在将RF设定为RS的几十倍的值而ΔR微小时，式(15)能够近似为以下式(16)。

[式16]

$\mathrm{VOUT}\&ap;2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\mathrm{IB}...\left(16\right)$

根据式(16)，能够通过将电阻91、92的电阻值RF设为是可变电阻型传感器73、74的电阻值RS的几倍来决定放大率。

这样，根据本实施方式4的放大电路100，在对可变电阻型传感器73、74进行输入时，能够使用简单的电路结构对其电阻变化量±ΔR进行放大并转换为电压而输出。

如上所述，根据本实施方式4，在将可变电阻型传感器的电阻变化量转换为电压信号并进行信号的放大时，电路结构简单并且能够降低噪声成分。由此，作为整体能够实现高SN比、低噪声且小面积的放大电路。

具体地说，本实施方式4为对可变电阻型传感器的输出电流进行I-V转换的方式，能够将对噪声成分的贡献大的传感器信号的第一级的输入部分的晶体管设为一对。在以往的使用对可变电阻型传感器的输出电压进行放大的仪表放大器的方式中，输入部分的晶体管为两对。因此，与以往的结构相比，在本实施方式4中能够降低噪声成分。同时，还能够使与噪声具有折衷关系的电路面积、消耗电流减小。

<实施方式5>

图6是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式5的电路结构图。在图中，附图标记120表示第一电压控制电路，附图标记121表示平均值输出电路，附图标记122表示第三运算放大器，附图标记124表示第三电流源。此外，对具有与图2相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

本实施方式5的放大电路100具备第一电压控制电路120，该第一电压控制电路120根据可变电阻型传感器71、72的输出信号对该可变电阻型传感器71、72的另一端彼此连接的连接点的电压进行控制。第一电压控制电路120控制上述连接点的电压，使得第一可变电阻型传感器的一端的节点的电压与第二可变电阻型传感器的一端的节点的电压的平均值成为规定的基准电压。本实施方式5的放大电路为对上述实施方式1的放大电路追加第一电压控制电路120的放大电路。

另外，第一电压控制电路120具有：平均值输出电路121，其输出全差动运算放大器101的输入电压的平均值；第三电流源124，其同第一可变电阻型传感器的另一端与第二可变电阻型传感器的另一端相连接的连接点连接；以及第一电流控制电路122，其控制第三电流源124的电流。

具体地说，第三电流源为漏极连接于上述连接点的第一晶体管，作为电流控制电路的栅极电压控制电路122控制第一晶体管124的栅极电压。电流控制电路为运算放大器122，被输入平均值输出电路121的输出信号和规定的基准电压VREF。

此外，在图3示出的实施方式2中也能够同样地应用。也就是说，第一电压控制电路120还能够构成为具备：第三电流源124，其同第一可变电阻型传感器的另一端与第二可变电阻型传感器的另一端相连接的连接点连接；以及电流控制电路122，其控制第三电流源124的电流。

另外，本发明的放大电路的实施方式5中是追加了降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化(对于相同传感器输入的输出电压的放大率的变化)的电路的放大电路。

平均值输出电路121由输出全差动运算放大器101的输入电压的平均值的电路构成。第三电流源124由NMOS晶体管构成。

第三电流源124与可变电阻型传感器71、72的连接点相连接。

此外，在将偏置电阻81、82的触点与电流源124连接而将可变电阻型传感器71、72的触点设为固定电压的情况下，得不到降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化的效果。

另外，本实施方式5的放大电路100是对上述实施方式1的放大电路追加了将全差动运算放大器101的输入电压的平均值控制为与VREF的电压值相等的电路的放大电路。通过使用运算放大器122使该全差动运算放大器101的输入电压的平均值输出电路121的输出和端子125的VREF虚拟短路，来将全差动运算放大器101的输入电压控制为与VREF相等。

接着，说明本实施方式5的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器71、72没有输入时的电阻值设定为RS，将偏置电阻81、82的电阻值设定为RB，将反馈电阻91、92的电阻值设定为RF。另外，将由全差动运算放大器的共模反馈电路101设定的输出的共模电压值设为VCOM。另外，将分别流过可变电阻型传感器71、72的电流值设为IS。以下示出此时的IS的式(17)。

[式17]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{VDD}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RB}}+\frac{\mathrm{VCOM}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RF}}...\left(17\right)$

在此，当将VREF和VCOM的电压值设定为相等的值时成为式(18)。

[式18]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{VDD}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RB}}...\left(18\right)$

根据式(18)可知，能够通过端子113的电压VDD和端子125的电压VREF以及偏置电阻81、82的电阻值RB来设定流过可变电阻型传感器71、72的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器71进行输入时其电阻变化量为+ΔR、对可变电阻型传感器72进行输入时其电阻变化量为-ΔR时，如果将输出端子111和112的输出电压设为VOUT+、VOUT-、将它们的差输出电压设为VOUT，则其关系成为以下式(19)。

[式19]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;(\frac{\mathrm{VDD}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RB}}+\frac{\mathrm{VCOM}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RF}})...\left(19\right)$

在此，当将VREF和VCOM的电压值设定为相等的值时成为式(20)。

[式20]

$\mathrm{VOUT}=2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\left(\frac{\mathrm{VDD}-\mathrm{VREF}}{\mathrm{RB}}\right)...\left(20\right)$

根据式(20)，能够通过将反馈电阻91、92的电阻值RF设为是可变电阻型传感器71、72的电阻值RS的几倍来决定放大率。

接着，说明降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化的效果。

根据上述式(20)，当将可变电阻型传感器71、72没有输入时的电阻值设为RS、将进行输入时的电阻变化量±ΔR之间设为与温度特性、制造偏差相关时，以ΔR和分母的RS抵消由温度特性、制造偏差引起的电阻的变化。另外，如果使偏置电阻81、82的电阻值RB与反馈电阻91、92的电阻值RF匹配，则抵消由温度特性、制造偏差引起的电阻的变化。由此，能够降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化。

如上所述，根据本实施方式5，能够以可变电阻型传感器以外的元件之间的匹配来降低由可变电阻型传感器、偏置电阻以及反馈电阻的电阻值的制造偏差和温度特性引起的灵敏度变化。由此，不需要与可变电阻型传感器的制造偏差和温度特性匹配的电阻，从而能够容易地制造。

具体地说，与上述实施方式1相比，能够实现抑制由可变电阻型传感器和构成放大电路的电阻(偏置电阻、反馈电阻)的制造偏差引起的灵敏度的偏差、由温度特性引起的灵敏度变动。在本实施方式5中，可变电阻型传感器的电阻值与同可变电阻型传感器的电阻值变化相应的温度变动抵消，偏置电阻与反馈电阻的温度变动抵消，总的来说以消除温度变动的方式构成放大电路。对于制造偏差也相同。

此外，在本实施方式5中，也可以将晶体管124内置于运算放大器122。

<实施方式6>

图7是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式6的电路结构图。在图中，附图标记130表示第二电流控制电路，附图标记131表示第四电流源，附图标记132表示第四运算放大器，附图标记134表示参考电阻。此外，对具有与图4相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

本实施方式6的放大电路100具备对构成偏置部80的第一电流源85、86的电流值进行控制的第二电流控制电路130，该第二电流控制电路130具备第四电流源131和参考电阻134，根据该参考电阻134来生成偏置部80的偏置电流，将第一电流源85、86的电流值控制为与参考电阻134的电阻值成反比的值。也就是说，本实施方式6的放大电路是对上述实施方式3的放大电路追加了第二电流控制电路130的放大电路。

此外，在图5示出的实施方式4中也同样地能够应用。也就是说，还能够构成为具备对构成偏置部80的上述第二电流源87、88的电流值进行控制的第二电流控制电路130。

另外，本实施方式6的放大电路100是追加了降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化(对与相同传感器输入的输出电压的放大率的变化)的电路的放大电路。

另外，本实施方式6的放大电路100具备电阻134作为参考电阻，是追加了将上述实施方式3的放大电路的第一电流源85、86的电流值控制为与参考电阻134的电阻值成反比的值的电路的放大电路。

接着，说明本实施方式6的降低由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化的方法。

将参考电阻134的电阻值设为RREF、将电流源131的电流值设为IREF。此时，通过第四运算放大器132，如以下式(21)那样控制电流源131的电流值。

[式21]

$\mathrm{IREF}=\frac{\mathrm{VREF}}{\mathrm{RREF}}...\left(21\right)$

另外，通过第四电流源131的电流镜电路构成第一电流源85、86，由此将第一电流源85、86的电流值控制为第四电流源131的电流值IREF的常数倍(α倍)的电流值。由此式(12)成为以下式(22)。

[式22]

$\mathrm{VOUT}\&ap;2\&times;\mathrm{\&Delta;R}\&times;\frac{\mathrm{RF}}{\mathrm{RS}}\&times;\mathrm{\&alpha;}\frac{\mathrm{VREF}}{\mathrm{RREF}}...\left(22\right)$

根据式(22)，当将可变电阻型传感器71、72没有输入时的电阻值设为RS、将进行输入时的电阻变化量±ΔR之间设为与温度特性、制造偏差相关，以ΔR和分母的RS抵消由温度特性、制造偏差引起的电阻的变化。另外，如果使电阻134的电阻值RREF与反馈电阻91、92的电阻值RF匹配，则抵消由温度特性、制造偏差引起的电阻的变化。由此，能够减小由可变电阻型传感器和电阻的温度特性及制造偏差引起的灵敏度变化。

如上所述，根据本实施方式6，能够通过可变电阻型传感器以外的元件间的匹配来减小由可变电阻型传感器、偏置电阻和反馈电阻的电阻值的制造偏差及温度特性引起的灵敏度变化。由此，不需要与可变电阻型传感器的制造偏差和温度特性匹配的电阻，从而能够容易地进行制造。

具体地说，与上述实施方式3相比，能够实现抑制由可变电阻型传感器和构成放大电路的电阻(偏置电阻、反馈电阻)的制造偏差引起的灵敏度的偏差、由温度特性引起的灵敏度变动。在本实施方式6中，可变电阻型传感器的电阻值与同可变电阻型传感器的电阻值变化相应的温度变动抵消，偏置电阻与反馈电阻的温度变动抵消，总的来说以消除温度变动的方式构成放大电路。对于制造偏差也相同。

<实施方式7>

图8是用于说明本发明所涉及的放大电路的实施方式7的电路结构图。在图中，附图标记102表示第二运算放大器，附图标记93表示反馈电阻。此外，对具有与图2相同功能的结构要素附加相同的附图标记。

在本实施方式7中，放大电路100仅将可变电阻型传感器71、72中的一侧的可变电阻型传感器71或者72与第二运算放大器102连接而设为单头式的电路结构。

此外，在图3示出的实施方式2中也能够同样地应用。也就是说，还能够仅将可变电阻型传感器73、74中的一侧的可变电阻型传感器73或者74与第二运算放大器102连接而设为单头式的电路结构。

也就是说，本实施方式7的放大电路100是将上述实施方式1的全差动运算放大器101替换为第四运算放大器102、将决定放大率的反馈电阻91、92替换为反馈电阻93并将全差动运算放大器101一侧的输入端子与第二运算放大器102连接的放大电路。

如上所述，图8是将可变电阻型传感器72侧与第二运算放大器102连接的放大电路的电路结构图。以后，以将可变电阻型传感器72侧与第二运算放大器102连接的放大电路来说明本实施方式7的放大电路的动作。

将可变电阻型传感器71、72没有输入时的电阻值设定为RS，将偏置电阻81、82的电阻值设定为RB，将反馈电阻93的电阻值设定为RF。另外，将流过可变电阻型传感器72的电流值设为IS。以下示出此时的IS的式(23)。

[式23]

$\mathrm{IS}=\frac{\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND}}{\mathrm{RS}}...\left(23\right)$

根据式(23)可知，RS为由传感器决定的值，由此能够通过端子143的电压VCOM和端子114的电压VGND来设定流过可变电阻型传感器72的电流值。

另外，在对可变电阻型传感器72进行输入时其电阻变化量为+ΔR时，如果将输出端子142的输出电压设为VOUT，则其关系成为以下式(24)。

[式24]

$\mathrm{VOUT}=-\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{{\mathrm{RS}}^2-{\mathrm{\&Delta;R}}^2}\mathrm{\&Delta;R}+\mathrm{RF}\{\frac{\mathrm{RS}\&times;(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{{\mathrm{RS}}^2-{\mathrm{\&Delta;R}}^2}-\frac{\mathrm{VDD}-\mathrm{VCOM}}{\mathrm{RB}}\}+\mathrm{VCOM}...\left(24\right)$

在此，当将ΔR设为微小、将RB设定为RB＝(VDD-VCOM)/(VCOM-VGND)×RS时，式(24)能够近似为以下式(25)。

[式25]

$\mathrm{VOUT}\&ap;-\frac{\mathrm{RF}\&times;(\mathrm{VCOM}-\mathrm{VGND})}{{\mathrm{RS}}^2}\mathrm{\&Delta;R}+\mathrm{VCOM}...\left(25\right)$

根据式(25)，能够通过将反馈电阻93的电阻值RF设为是可变电阻型传感器72的电阻值RS的几倍来决定放大率。

这样，根据本实施方式7的放大电路100，即使是将上述实施方式1的全差动运算放大器101替换为第二运算放大器102、将决定放大率的反馈电阻91、92替换为电阻反馈93以及将全差动运算放大器101的一侧的输入端子与第二运算放大器102连接的电路，在对可变电阻型传感器72进行输入时，也能够使用简单的电路结构对其电阻变化量±ΔR进行放大并转换为电压而输出。另外，在将可变电阻型传感器71侧的端子与第二运算放大器102连接的情况下也相同。另外，不需要不连接一侧的可变电阻型传感器71、偏置电阻81就能够实现。

作为上述各实施方式中的可变电阻型传感器，可举出压电电阻元件等。另外，在上述各实施方式中，作为电压VDD，也可以使用由调整器生成的电压。

另外，在上述各实施方式中，例举了可变电阻型传感器和放大电路经由PAD(焊盘)电路的例子，但是也可以将各实施方式的放大电路作为外置用IC连接到可变电阻型传感器，也可以将可变电阻型传感器和放大电路一体地封装，也可以使可变电阻型传感器和放大电路一体地一个芯片化。

也就是说，放大电路IC芯片具备：第一PAD，其被输入来自第一可变电阻型传感器的一端的输出电流；第二PAD，其被输入来自第二可变电阻型传感器的一端的输出电流；第三PAD，其对上述第一可变电阻型传感器的另一端与第二可变电阻型传感器的另一端连接的连接点提供规定的电压；第一偏置电阻元件，其与第一PAD相连接；第二偏置电阻元件，其与第二PAD相连接；以及I-V转换电路，其将来自第一PAD和第二PAD的输出电流分别转换为电压。

另外，具备控制电路，该控制电路根据第一PAD的电压和第二PAD的电压来控制第三PAD的电压。另外，具备漏极与第三PAD相连接的第一晶体管，控制电路根据第一PAD的电压和第二PAD的电压来控制第一晶体管的栅极电压。另外，I-V转换电路具有I-V转换用电阻元件，第一偏置电阻元件、第二偏置电阻元件以及I-V转换用电阻元件在半导体衬底上接近配置。

另外，第一可变电阻型传感器和第二可变电阻型传感器的输出电流在相互相反的方向上变化。此外，第一可变电阻型传感器和第二可变电阻型传感器的电阻值的变化在相互相反的方向上变化。

也可以构成为角速度检测电路，该角速度检测电路具备本实施方式的放大电路以及电阻值与角速度相应地变化的第一可变电阻型传感器和第二可变电阻型传感器。

也可以构成为加速度检测电路，该加速度检测电路具备本实施方式的放大电路以及电阻值与加速度相应地变化的第一可变电阻型传感器和第二可变电阻型传感器。

也可以构成为磁场检测电路，该磁场检测电路具备本实施方式的放大电路以及电阻值与外部磁场相应地变化的第一可变电阻型传感器和第二可变电阻型传感器。

此外，在本实施方式中，第一偏置部(第一偏置电阻、第一电流源)决定流过第一可变电阻型传感器的偏置电流，第二偏置部(第二偏置电阻、第二电流源)决定流过第二可变电阻型传感器的偏置电流。

附图标记说明

10：加速度传感器；11：基准电压输入端子；20：惠斯登电桥电路；21至24：压电电阻元件；30：输出放大电路；31：第一输入端子；32：第二输入端子；33：第一电压输入端子；34：第二电压输入端子；35：基准电压输入端子；36：输出端子；40：偏移电压调整电路；50：仪表放大器；51至53：运算放大器；61至69：电阻；70：转换部；71、72，73、74：可变电阻型传感器；80：偏置部；81、82，83、84：偏置电阻；85、86：第一电流源；87、88：第二电流源；90：I-V转换电路；91、92、93：反馈电阻；100：放大电路；101：第一全差动运算放大器；102：第二运算放大器；111、112、115：输出端子；113、114：端子；120：第一电压控制电路；121：平均值输出电路；122：第三运算放大器；124：第三电流源；130：第二电流控制电路；131：第四电流源；132：第四运算放大器；134：参考电阻。

Claims (22)

1.一种放大电路，具备：

第一偏置部，其与第一可变电阻型传感器的一端相连接；

第二偏置部，其与第二可变电阻型传感器的一端相连接，其中，上述第二可变电阻型传感器的另一端与上述第一可变电阻型传感器的另一端相连接；以及

I-V转换电路，其将来自上述第一可变电阻型传感器的一端和上述第二可变电阻型传感器的一端的输出电流分别转换为电压并输出。

2.根据权利要求1所述的放大电路，其特征在于，

上述I-V转换电路具有全差动运算放大器以及从上述全差动运算放大器的差动输出向差动输入反馈的反馈电阻。

3.根据权利要求1或者2所述的放大电路，其特征在于，

还具备电压控制电路，该电压控制电路控制上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点的电压，使得上述第一可变电阻型传感器的一端的节点电压与上述第二可变电阻型传感器的一端的节点电压的平均值成为规定的基准电压。

4.根据权利要求3所述的放大电路，其特征在于，

上述电压控制电路具有电流源和电流控制电路，该电流源同上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点相连接，该电流控制电路控制上述电流源的电流。

5.根据权利要求3或者4所述的放大电路，其特征在于，

上述电压控制电路具有第一晶体管和栅极电压控制电路，该第一晶体管的漏极同上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端的连接点相连接，该栅极电压控制电路控制上述第一晶体管的栅极电压。

6.根据权利要求3～5中的任一项所述的放大电路，其特征在于，

上述I-V转换电路具有全差动运算放大器以及从上述全差动运算放大器的差动输出向差动输入反馈的反馈电阻，

上述全差动运算放大器的共模电压为与上述规定的基准电压相同的电压。

7.根据权利要求1～6中的任一项所述的放大电路，其特征在于，

上述第一偏置部为第一偏置电阻，

上述第二偏置部为第二偏置电阻。

8.根据权利要求7所述的放大电路，其特征在于，

上述第一偏置电阻、上述第二偏置电阻以及上述反馈电阻为相同材料的电阻元件。

9.根据权利要求7或者8所述的放大电路，其特征在于，

上述第一偏置电阻的一端与上述第一可变电阻型传感器的一端相连接，

上述第二偏置电阻的一端与上述第二可变电阻型传感器的一端相连接，

上述第一偏置电阻的另一端与上述第二偏置电阻的另一端相连接，

对上述第一偏置电阻的另一端与上述第二偏置电阻的另一端的连接点提供第一电压。

10.根据权利要求1所述的放大电路，其特征在于，

上述第一偏置部为第一电流源，上述第二偏置部为第二电流源，

上述第一电流源和上述第二电流源将与参照电阻的电阻值成反比的电流分别提供给上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

11.根据权利要求1～10中的任一项所述的放大电路，其特征在于，

上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器的输出电流向相互相反的方向变化。

12.根据权利要求1～11中的任一项所述的放大电路，其特征在于，

上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器为压电电阻。

13.一种角速度检测电路，具备根据权利要求1～12中的任一项所述的放大电路以及电阻值与角速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

14.一种加速度检测电路，具备根据权利要求1～12中的任一项所述的放大电路以及电阻值与加速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

15.一种传感器IC芯片，具备：

第一PAD，其被输入来自第一可变电阻型传感器的一端的输出电流；

第二PAD，其被输入来自第二可变电阻型传感器的一端的输出电流；

第三PAD，其对上述第一可变电阻型传感器的另一端与上述第二可变电阻型传感器的另一端相连接的连接点提供规定的电压；

第一偏置电阻元件，其与上述第一PAD相连接；

第二偏置电阻元件，其与上述第二PAD相连接；以及

I-V转换电路，其将来自上述第一PAD和上述第二PAD的输出电流分别转换为电压。

16.根据权利要求15所述的传感器IC芯片，其特征在于，

还具备电压控制电路，该电压控制电路根据上述第一PAD的电压和上述第二PAD的电压来控制上述第三PAD的电压。

17.根据权利要求16所述的传感器IC芯片，其特征在于，

还具备漏极与上述第三PAD相连接的第一晶体管，

上述电压控制电路根据上述第一PAD的电压和上述第二PAD的电压来控制上述第一晶体管的栅极电压。

18.根据权利要求15～17中的任一项所述的传感器IC芯片，其特征在于，

上述I-V转换电路具有I-V转换用电阻元件，

上述第一偏置电阻元件、上述第二偏置电阻元件以及上述I-V转换用电阻元件在半导体衬底上接近配置。

19.根据权利要求15～18中的任一项所述的传感器IC芯片，其特征在于，

上述第一可变电阻型传感器与上述第二可变电阻型传感器的输出电流向相互相反的方向变化。

20.根据权利要求15～19中的任一项所述的传感器IC芯片，其特征在于，

上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器为压电电阻。

21.一种角速度检测装置，具备根据权利要求15～20中的任一项所述的传感器IC芯片以及电阻值与角速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。

22.一种加速度检测装置，具备根据权利要求15～20中的任一项所述的传感器IC芯片以及电阻值与加速度相应地发生变化的上述第一可变电阻型传感器和上述第二可变电阻型传感器。