CN104220967A - 数字转换器 - Google Patents

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Abstract

公开了多种不同设计的数字转换器。一种公开的数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象。激励电路可布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体，并且其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，以使得在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变。

Description

数字转换器
技术领域
本发明涉及一种用于位置传感器中的数字转换器，并且具体地涉及一种用于电容式触摸屏中的数字转换器。
背景技术
计算机装置是公知的，并且已对允许人与计算机装置交互的人机交互进行了重要研究。例如，电容式触摸板是公知的，并且允许用户通过在触摸板上移动他们的手指来在屏幕上移动光标。触摸屏也是公知的，其中X-Y数字转换器安装在计算机显示器的表面上或表面下，并允许用户用他们的手指或者导电或电磁触针直接在显示器上进行选择。通常用于所述触摸屏中的一种数字转换器具有导体格栅和电子器件，导体格栅沿着垂直方向布置在显示屏幕上，电子器件布置为随着手指(和/或触针)在屏幕上的移动测量由交叉的X-Y导体形成的每个交叉点处的互电容的改变。通常，栅距(邻近导体之间的中心至中心距离)在5mm与20mm之间，从而提供足以检测在格栅上的任何位置的人的手指的感测分辨率。在许多应用中，导体由铟锡氧化物(ITO)形成，因为这些导体是透明的。超薄铜线也通常用于形成X-Y数字转换器的导体，但是当在较小的显示屏幕中使用时，一些用户抱怨能够看到铜迹线。
图1a中示出了这种X-Y导体的设计。如图所示，在图1b中，当将激励电压施加至X导体时，其在X-Y导体对之间的交叉点产生与Y导体耦合的电场。耦合的量限定了两个导体之间的互电容。当手指(或导电触针)存在于该交叉点上方或附近时，如图1c所示，产生的电场的一些与手指耦合，因此减小X-Y导体对之间的耦合(因此减小互电容)。因此，与导体格栅耦合的电子器件可感测互电容的变化，从而感测手指在格栅上的存在和位置。
当设计用于触摸屏应用的这种X-Y数字转换器时，存在许多设计挑战和权衡。一个挑战是每个X-Y导体对之间的互电容相对小，并且由于手指(或触针)的存在导致的互电容的改变更小。结果，测量结果通常被诸如通过与X-Y导体布置于其上的LCD面板的开关关联的开关噪声和X-Y格栅的邻近导体之间的电容式串扰的其它信号淹没。必须将数字转换器设计为可以以足够高的更新率可靠地执行测量，以支持用户的手指或触针自然绘画体验。数字转换器必须在使用低成本的电子器件的同时实现这些，以针对消费品市场提供低成本的系统。
测量信号中的主要的不期望的错误源之一是邻近的格栅导体之间的电容式串扰。尤其是，当将激励信号施加至一个激励导体时，该激励信号与邻近的激励导体电容式耦合。相似地，耦合到一个检测导体中的信号也将电容式耦合到邻近的检测导体中。这样可在正被测量的信号中导致重大串扰误差。可通过将施加至激励导体的激励信号的频率保持得尽可能低将该串扰最小化。然而，如果激励频率太低，则变得难以实现或者更昂贵地实现期望的测量更新率,以允许随时间跟踪用户的手指或触针。
另外，随着格栅的尺寸增大，测量更新率和串扰的问题变得更加严峻。这是因为格栅越大，待测量的X-Y导体(为了实现相同的空间分辨率)以及交叉点越多；并且随着每个格栅导体变得更长，其分布的电阻变得更大，并且邻近的导线之间的分布的互电容变得更大，这继而增大作为对角线尺寸的平方的串扰误差。因此，随着格栅的尺寸变得更大，与使用基于金属的导体(诸如铜)的那些相比，利用ITO导体形成的数字转换器面对更大的设计挑战，这是因为ITO的电阻比金属导体的电阻高得多。
关于增大的尺寸的另一问题涉及使用的测量信道的数量。尤其是，在多数数字转换器系统中，在通过微处理器处理来自检测导体的信号之前，通过多个(有时是一个)分离的测量信道复用该信号。然而，随着显示器变大，X-Y导体的数量增多以保持相同的空间分辨率。因此需要进行更多的测量，因此这可导致需要增加测量信道的数量。这增加了数字转换器的成本。
图2是示出基于ITO的数字转换器和基于金属导体的数字转换器的功耗和成本如何随着显示器的尺寸增加的图表。如图所示，对于小尺寸显示器(对角线尺寸小于约40cm)，就功耗和成本两方面而言，ITO提供与基于金属导体的数字转换器的性能相同的性能。这种尺寸的基于金属导体的数字转换器可提供远超标称100Hz的更新频率，但人机交互不需要这种性能。然而，根据基于ITO的系统，功耗和成本随着显示器尺寸的增加呈指数增大。这是因为，与基于金属导体的数字转换器相比，基于ITO的数字转换器需要的更低的激励频率(以最小化电容式串扰误差)意味着需要更多的测量信道来处理来自导体格栅的信号。尤其是，由于基于金属导体的数字转换器可使用更高的激励频率，因此有更多的时间通过每个测量信道复用来自更多检测导体的信号，这有助于将成本和功耗保持在低水平。如图2所示，针对对角线尺寸达到200cm(80")的显示器，可以成本和功耗的相对适度的增加实现基于薄金属导体的数字转换器。对于对角线尺寸大于250cm的金属线数字转换器，增加更多的测量信道的需要导致的成本和功耗二者的阶跃变化变得明显。
大型X-Y数字转换器系统的另一挑战是需要该系统能够同时测量大量的独立触摸。对于大对角线显示器(对角线超过100cm)，系统可能必须能够检测超过10个不同触摸，以实现真实多用户交互。这对数字转换器的设计导致更进一步的约束。
发明内容
发明人设计了试图解决一个或多个上述挑战和冲突需求的多种新数字转换器(及其部件)。这样，发明人发明了多种不同的发明，这些发明在本文中描述，并且其中的一些要求保护。新设计的数字转换器可用于触摸屏中，或分离的触摸板/白板中。描述的数字转换器由于算法适配至大X-Y格栅的能力而理想地适于用于对角线尺寸大于例如38cm(15")的大型显示屏幕。例如，允许保持约100Hz的更新率，同时在320×180X-Y格栅的每个节点处测量互电容。该申请还描述了其中制造和装配X-Y导体的格栅以及关联的电子器件的多种方式。
根据第一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象。
激励电路可按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述一对邻近的激励导体。相似地，测量电路可按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体。
数字转换器布置为：对于给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体，通过所述测量电路获得的测量结果包括双差分测量结果，该双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差：其中，i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；与ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差。在一个实施例中，测量电路包括：解调器，其用于解调从选择的检测导体获得的信号；和带通滤波器，其用于过滤解调器的输出。
施加至每个选择的激励导体的激励信号具有激励频率，并且解调器可布置为将从选择的检测导体获得的信号与具有与激励信号的激励频率基本相同的频率的解调信号组合。解调器可通过将从选择的检测导体获得的信号与解调信号相乘,以将从选择的检测导体获得的信号与解调信号组合。解调器可通过使从选择的检测导体获得的信号经过利用解调信号开关的开关,将从选择的检测导体获得的信号与解调信号相乘。
通常，通带滤波器将包括用于阻隔来自解调的信号的低频分量的一个或多个dc(直流)阻隔电容器。在这种情况下，处理电路优选地布置为处理所述测量结果，以校正通过DC阻隔电容器引入测量结果中的瞬变。
可设置连接至激励电路的至少一个额外激励导体。在这种情况下，激励电路可在激励间隔中选择额外激励导体，和将激励信号施加至所述额外导体，而不将互补激励信号施加至另一激励导体。相似地，测量电路可设置为在检测周期的至少一个检测间隔中选择来自检测导体的信号和已知的参考信号。从这些激励导体和检测导体获得的测量结果可提供可用于对差分测量结果进行积分的非差分测量结果。
控制电路还可布置为产生断开断开信号，并且电路用于根据断开信号将检测导体从测量电路断开。控制电路布置为每当激励电路选择新的一对激励导体时使得检测导体从测量电路断开。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象。激励电路可布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述一对邻近的激励导体，其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，从而在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性的，并且其中i)选择检测导体的时间与ii)选择激励导体的时间中的较短的一个是极性控制信号的周期的整数倍。
根据任一方面的数字转换器可具有激励电路，其按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。所述邻近的激励导体可与给定激励导体紧密相邻，或者其可与给定激励导体较为邻近。
在一个实施例中，激励电路布置为使得在激励周期的初始激励间隔中选择的激励导体不与在前一激励周期的最后激励间隔选择的激励导体重合。
优选地，激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。
测量电路可布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体。测量电路可布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。再一次提醒，邻近的检测导体不需要直接相邻。
每个检测间隔的持续时间可与一个激励周期对应或比一个激励周期更长，或者其中每个激励间隔的持续时间可与一个检测周期对应或比一个检测周期更长。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，从而在选择检测导体时检测信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性的，并且其中i)选择检测导体的时间和ii)选择激励导体的时间中的较短的一个是极性控制信号的周期的整数倍。
电路还可设置为用于将检测导体从测量电路断开，并且控制电路在极性控制信号的上升边缘和下降边缘产生断开信号，并且其中用于将检测导体从测量电路断开的电路响应于断开信号，以使得在极性由于极性控制信号而改变时，检测导体从测量电路断开。
在一个实施例中，测量电路布置为选择检测导体，以使得在检测周期的最后一个检测间隔中选择的检测导体与在检测周期的第一检测间隔中通过测量电路选择的检测导体相邻。
测量电路优选地布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果，这样减小了共模噪声。
在一个实施例中，测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个。每个测量信道可被布置为：在检测周期的初始检测间隔中，通过测量信道选择与通过测量信道在检测周期的最后检测间隔中选择的检测导体相邻的检测导体。
测量电路还可包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果；以及模数转换器，其用于将通过采样和保持电路保持的测量结果转换为对应的数字值，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，第一电容器和第二电容器的每一个与对应的测量信道关联，其中采样和保持电路布置为：在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。
不同测量信道的检测间隔可为交错的，以允许利用公共模数转换器按照时分复用方式将来自不同测量信道的测量结果从模拟形式转换为数字形式。
在一个实施例中，激励电路极性利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，以使得在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性信号，并且其中极性控制信号的半周期小于或等于激励间隔和检测间隔中的较短的一个。
作为另外一种选择，测量电路可布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，以使得在选择检测导体时检测信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性信号并且其中极性控制信号的半周期小于或等于激励间隔和检测间隔中的较短的一个。处理电路可布置为对至少一些双差分测量结果进行积分以产生关于至少一些激励导体与至少一些检测导体之间的互电容耦合的测量结果。在这种情况下，处理电路可处理双差分测量结果，以识别一个或多个可能触摸区域，并且可将双差分测量结果的积分限制在关于一个或多个可能触摸区域的测量结果。
在一个实施例中，处理电路可操作，以针对可能触摸的每个区域识别起始点和终止点，并且其可操作以限制从识别的起始点至识别的终止点的差分测量结果的积分。这样可显著减少待积分的数据量，因此需要时间和处理功率。
通常，处理电路将以针对可能触摸区域使用起始点和终止点中的一个来确定积分的第一边界条件，并且将使用起始点和终止点中的另一个来确定将被施加至积分值的校正。该校正可为例如基于梯度的校正。
处理电路可通过将邻近的测量值相加或相减来对双差分测量值积分。
通常，处理电路将对从邻近的激励间隔或从邻近的检测间隔获得的测量值积分。
优选地，从测量电路获得的测量值被存储在二维阵列中，其中所述阵列的一个维度的连续测量结果对应于从邻近的激励间隔获得的测量结果，而所述阵列的另一维度的连续测量结果对应于从邻近的检测间隔获得的测量结果。这允许方便地操纵测量值。
例如，处理电路可沿着第一维度和第二维度二者对测量值积分；并且可在执行所述积分之前从每个测量结果中减去对应的背景测量值。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其具有多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中从测量电路获得的测量结果包括差分测量结果，并且其中处理电路可操作以：处理差分测量结果以识别一个或多个可能触摸区域，并且针对每个可能的触摸区域，识别用于可能的触摸区域的起始点和终止点；以及利用识别的起始点和终止点对差分测量结果积分，以将差分测量结果的积分限制在从识别的起始点至识别的终止点的差分测量结果。
处理电路可通过组合邻近的差分测量结果在起始点与终止点之间对差分测量结果积分，例如通过将它们彼此相加或相减。
在一个实施例中，处理电路可操作以通过将在一个激励间隔中获得的测量值加权和将加权的测量值与针对前一激励间隔获得的积分值相加或相减对邻近的测量结果积分，所述加权为诸如补偿来自前一激励间隔的测量信号导致的测量电路中的瞬变。在相同的或另一实施例中，处理电路可操作以通过将在一个检测间隔中获得的测量值加权和将加权的测量值与针对前一检测间隔获得的积分值相加或相减对邻近的测量结果积分，所述加权为诸如补偿来自前一检测间隔的测量信号导致的测量电路中的瞬变。
处理电路可布置为通过识别差分测量结果何时超过阈水平来识别可能触摸区域。相似地，处理电路可通过识别差分测量结果中的正峰和关联的负峰以及通过选择起始点和终止点以使得识别的正峰与识别的负峰位于起始点与终止点之间来识别起始点和终止点。
优选地，处理电路可操作以对至少一些差分测量结果积分，以产生关于单独的激励导体与单独的检测导体之间的互电容耦合的测量结果。这允许更加精确地识别触摸或靠近导体格栅的对象。
针对可能触摸区域的起始点和终止点中的一个可用于确定积分的第一边界条件，以及起始点和终止点中的另一个可用于确定将被施加至积分值的校正。
从测量电路获得的测量值可存储在二维阵列中，其中沿着所述阵列的一个维度的连续测量结果对应于从邻近的激励间隔获得的测量结果，以及沿着所述阵列的另一维度的连续测量结果对应于从邻近的检测间隔获得的测量结果。处理电路随后可沿着第一维度和第二维度中的一个或二者对测量值进行积分。
在一些情况下，处理电路可布置为将二维阵列中的数据重排，以使得二维阵列中的每个测量结果的位置对应于导体格栅中的激励导体与检测导体之间的交点的位置。当未按照其中它们位于格栅上的次序选择激励和/或检测导体时，这样可以是理想的。通常在阵列中的数据积分之后执行这种数据重排。
在一个实施例中，测量电路包括多个检测开关块，每个检测开关块布置为选择检测导体的子集，其中一个或多个检测开关块与另一检测开关块共享至少一个检测导体，其中处理电路可操作以在执行所述积分之前或之后将从检测开关块获得的数据组合。所述组合的步骤可包括将通过不同的检测开关块从共享的检测导体获得的数据值相加或相减。在一些实施例中，每个检测开关块可操作以提供双差分测量结果和至少一个单差分测量结果，并且其中利用单差分测量结果开始积分。
在其它实施例中，从数字转换器获得的测量结果包括双差分测量结果和在双差分测量结果之间分布的单差分测量结果，并且其中利用单差分测量结果接种积分。
激励电路可布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的激励导体；并且其中处理电路包括：用于确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅的装置；用于从瞬变的确定的振幅和衰减轮廓确定将被施加至在给定激励周期中获得的后续测量结果的瞬变校正的装置；用于利用确定的瞬变校正校正在给定激励周期中获得的后续测量结果的装置；以及用于利用校正的测量结果检测邻近导体格栅的一个或多个对象的装置。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，用于获得从选择的检测导体获得的信号测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的激励导体；其中处理电路可操作以：确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅；从瞬变的确定的振幅和衰减轮廓确定将被施加至在给定激励周期中获得的后续测量结果的瞬变校正；利用确定的瞬变校正来校正在给定激励周期中获得的后续测量结果；以及利用校正的测量结果检测邻近导体格栅的一个或多个对象。
激励电路可在激励周期的最后激励相同激励导体，并且其中瞬变校正取决于在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅和在测量电路中由于相同激励导体在前一激励周期的最后的激励而产生的信号的振幅。
在一个实施例中，测量值是差分值，并且其中处理电路可操作以对测量值积分，以确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励产生的信号的振幅。
根据另一方面，本发明还提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中i)激励导体和ii)检测导体中的至少一个经过一个阻抗耦合至参考电压，所述阻抗为格栅的邻近导体之间的电容式阻抗的至少五分之一。参考电压可为地电压、mid-rail电压或电源电压。
通常，激励导体经所述阻抗耦合至地，但是不同的激励导体可耦合至不同的参考电压。例如，一个或多个激励导体可耦合至地，并且一个或多个激励导体可耦合至电源电压。
相似地，检测导体通常经阻抗耦合至mid-rail电压，并且在一些情况下，检测导体经不同的阻抗耦合至多个参考电压。例如，检测导体可耦合至地和mid-rail电压。
阻抗可包括电容器和电阻器中的至少一个。其可包括并联在一起的电容器和电阻器的组合。
本发明还提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中i)激励导体和ii)检测导体中的至少一个经不超过格栅的单独导体的阻抗的两倍的阻抗耦合至参考电压。
本发明的另一方面提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；以及控制电路，其用于控制激励电路和测量电路的操作；其中每个激励导体具有第一端和第二端，其中激励电路耦合至至少一些激励导体的第一端和第二端，其中控制电路可操作以控制激励电路按照第一模式操作，在第一模式中，激励电路将共同的激励电压同时施加至选择的激励导体的第一端和第二端，并且其中控制电路可操作以控制激励电路按照第二模式操作，在第二模式中，激励电路将不同激励电压同时施加至选择的激励导体的第一端和第二端。
当激励电路按照第一模式操作时获得的测量结果可与当激励电路按照第二模式操作时获得的测量结果组合，以确定邻近于格栅并且电感式耦合至激励导体的对象的位置。
可将当激励电路按照第一模式操作时获得的测量结果加权，并将其与当激励电路按照第二模式操作时获得的测量结果组合，以减小电容式耦合至激励导体和电容式耦合至检测导体的对象的影响。加权的步骤可取决于从中获得测量结果的检测导体与被施加了激励信号的激励导体之间的相对位置。
优选地，在第二模式中，激励电路可操作以将互补电压施加至激励导体的相对端部。例如在该第二模式中可将相同幅值的正负电压施加至激励导体的相对端部。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其具有多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中测量电路包括多个检测开关块，每个检测开关块布置为从检测导体的子集获得的信号中获得多个差分测量结果以及至少一个非差分测量结果；以及其中处理电路可操作以利用从检测开关块获得的至少一个非差分测量结果作为积分的初始值将来自每个检测开关块的差分测量结果积分。
处理电路可对从每个检测开关块获得的差分测量结果分离地进行积分，或者其可将它们一起积分。
每个检测开关块可布置为从检测导体的子集获得的信号中获得第一非差分测量结果和第二非差分测量结果，并且其中处理电路可利用从检测开关块获得的第一非差分测量结果作为积分的初始值对来自检测开关块的差分测量结果进行积分，以及校正利用从检测开关块获得的第二非差分测量获得的积分值。
通常，每个检测开关块布置为按照循环方式操作以在检测周期中在子集中选择检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，每个检测开关块可操作以从选择的一个检测导体或从选择的一对检测导体获得测量结果。
每个检测开关块可布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。在一个实施例中，每个检测开关块布置为在其子集中选择检测导体，以使得在检测周期的最后一个检测间隔中选择的检测导体与通过检测开关块在检测周期的第一检测间隔中选择的检测导体(在导体格栅上)相邻。
在一些实施例中，一个或多个检测开关块与另一检测开关块共享至少一个检测导体，并且处理电路可操作以在执行所述积分之前或之后将从检测开关块获得的数据组合。所述组合的步骤可包括将通过不同检测开关块从共享的检测导体获得的数据值相加或相减。
本发明还提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体；其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；其中，针对给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体，通过所述测量电路获得的测量结果包括双差分测量结果，所述双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差，其中i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，其中每个测量信道具有关联的第一电容器和第二电容器，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。
本发明还提供了一种操作数字转换器的方法，所述数字转换器具有：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；所述方法包括以下步骤：循环地操作激励电路以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体；循环地操作测量电路以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；针对给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体获得双差分测量结果，所述双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差，其中i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；解调从选择的检测导体获得的信号；以及将从解调步骤输出的信号高通滤波(以及优选地带通滤波)。
本发明还提供了一种制造用于数字转换器中的换能器的方法，所述方法包括以下步骤：将第一粘合剂层涂覆至基底上；沿着基底的第一边缘附接第一印刷电路板；将第一组导体铺设在从第一边缘延伸远离的第一粘合剂层上；利用超声波能量将第一组导体的端部机械和电连接至第一印刷电路板；将第二粘合剂层涂覆至第一组导体上；沿着基底的第二边缘附接第二印刷电路板；将第二组导体铺设在从第二边缘延伸远离的第二粘合剂层上；以及利用超声波能量将第二组导体的端部机械和电连接至第二印刷电路板。
可使用超声波粘结剂将导体的端部粘合至印刷电路板。。作为另外一种选择，可使用超声波焊料将导体的端部机械和电连接至印刷电路板。
本发明还提供了一种制造用于数字转换器中的换能器的方法，该方法包括：沿着Y方向将第一导电条带应用于绝缘基底；在沿着X方向延伸并且在一端电连接至第一导电条带的绝缘基底上布置一个或多个导体的第一布置步骤；沿着X方向将第二导电条带施加至绝缘基底；在沿着Y方向延伸并在一端电连接至第二导电条带的绝缘基底上布置一个或多个导体的第二布置步骤；以及切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带，以形成分离的导电焊盘，从而允许导体连接至数字转换器的电子器件。
在一个实施例中，第一布置步骤一次或多次铺设从第一导电条带延伸出并返回第一导电条带的第一导体，其中所述方法还包括在远离第一导电条带的端部切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导体，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带还将第一导体切割成沿着X方向延伸的多个电分离的导体。
相似地，第二布置步骤可一次或多次铺设从第二导电条带延伸出并返回第二导电条带的第二导体，其中所述方法还包括在远离第二导电条带的端部切割、蚀刻或以其它方式破坏第二导体，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第二导电条带还将第二导体切割成沿着Y方向延伸的多个电分离的导体。
一个或多个导体可布置为按照蛇形图案沿着绝缘基底延伸。
通常，一个或多个印刷电路板连接至导电焊盘。
可在导体上提供透明层，以将导体夹在基底与透明层之间。
在一个实施例中，在显示器上安装换能器，以形成触摸屏。在其它实施例中，其安装在白板的表面下方。
导电条带中的至少一个可形成在绝缘基底的边缘上，并且可将另一导电条带重合在所述导电条带上，这个步骤还将导电条带折叠越过绝缘基底的边缘到达绝缘表面的另一面。在这种情况下，切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带的步骤还在绝缘基底的两面上破坏所述另一导电条带，以在绝缘基底的相对两面上提供电连接的导电焊盘。
作为另外一种选择，导电条带中的至少一个形成为与绝缘基底的边缘重合，以在绝缘基底的相对两面上提供导电条带，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带的步骤破坏了绝缘基底的两面上的导电条带，以在绝缘基底的相对两面上提供电连接的导电焊盘。
在该方面的一个实施例中，所述方法包括以下步骤：沿着Y方向将第一粘合剂铜母线条带施加至PVB片；利用机器人手臂沿着垂直于第一铜母线的PVB片的X方向将细金属线热接合为预定蛇形图案；将额外导电粘合剂铜母线条带施加至第一铜母线的顶部，以将细金属线夹在两个铜条带之间；将PVB片翻转并沿着垂直于第一母线的X方向将第二铜母线条带施加至PVB片；利用机器人手臂沿着垂直于第二铜母线的PVB片的Y方向将细金属线热接合为预定蛇形图案；将PVB材料切割为确切尺寸；将宽得多的导电粘合剂铜条带施加至第二母线的顶部，并将该铜箔的其余宽度塞入PVB材料下方，以在PVB材料的两个表面上提供用于第二母线的电接触表面；以及穿通细线的邻近的臂之间的铜母线，以针对属于X-Y线格栅的各条线产生电隔离的接触焊盘；将PVB箔布置在尺寸稍微不相似的两个玻璃片之间，其方式是允许具有接触焊盘的区域附近的PVB箔保持暴露；应用临时粘合带以覆盖PVB箔和铜接触焊盘的暴露的区域；在高温下执行玻璃的真空层合；在层合工艺之后去除临时粘合带以暴露接触焊盘；将第一PCB和第二PCB附接至第一母线和第二母线的顶部；将PCB的接触焊盘焊接至PVB的接触焊盘；以及连接第一PCB与第二PCB之间的电线缆，以供应用于激励信道的控制信号。
在该方面的另一示例中，所述方法包括以下步骤：将第一层双面安装粘合剂施加至硬纸板的表面；沿着Y方向将第一粘合剂铜母线条带施加至硬纸板；利用机器人手臂沿着垂直于第一铜母线的硬纸板的X方向将细金属线热接合为预定蛇形图案；将第二双面安装粘合剂施加在粘合的细线阵列上，但不覆盖第一铜母线；沿着X方向将第二粘合剂铜母线条带施加至硬纸板；利用机器人手臂沿着垂直于第二铜母线的硬纸板的Y方向将细金属线热接合为预定蛇形图案；将硬纸板切割为确切大小；将宽导电粘合剂铜条带施加至第一母线和第二母线的顶部，并将该铜箔的其余宽度塞入硬纸板下方，以在硬纸板的两个表面上提供用于第一母线和第二母线的电接触表面；穿通细线的邻近的臂之间的铜母线，以针对属于X-Y线格栅的各条线产生电隔离的接触焊盘；将第三双面安装粘合剂施加在粘合的线的阵列上，还覆盖第一母线和第二母线；将具有一体化的线格栅的硬纸板附接至白板的内表面；将第一PCB和第二PCB附接至第一母线和第二母线的顶部；将PCB的接触焊盘焊接至硬纸板的接触焊盘；以及连接第一PCB和第二PCB之间的电线缆，以供应用于激励信道的控制信号。
在该方面的另一示例中，所述方法包括以下步骤：将光学透明的双面安装粘合剂应用于保护玻璃的表面；沿着玻璃基底的Y边缘应用第一PCB；利用具有多条送进线的机器人手臂，沿着垂直于第一PCB的玻璃基底的X方向热接合规则的细金属线阵列；利用超声波楔式粘合或超声波焊接至基于镀金铜的PCB焊盘，在第一PCB端接来自生成的第一阵列的细线的每条线；将光学透明的双面安装粘合剂应用于粘合的细线的阵列上；沿着玻璃基底的X边缘施加第二PCB；利用具有多条送进线的机器人手臂，沿着垂直于第二PCB的玻璃基底的Y方向热接合规则的细金属线阵列；利用超声波楔式粘合或超声波焊接至基于镀金铜的PCB焊盘，在第二PCB端接来自生成的第二阵列的细线的每条线；在第二阵列的细金属线上喷涂光绪额透明的UV可固化液体层合物，以密封自由粘合剂表面和利用UV光固化；施加额外导电粘合剂以将细金属线的端部封装至PCB；将扁平线缆应用于第二PCB与第一PCB之间，以提供用于激励信道的控制信号。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象。在一个实施例中，激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体，并且其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，以使得在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变。邻近的导体可邻近于彼此，或者可存在选择的对之间的一个或多个(通常为一个或两个)中间导体。
导体格栅可由相对于彼此成一角度(诸如90度)铺设的两组平行的导体形成，但是这不是必要的，可使用任何格栅。
极性控制信号优选为周期性的，并且选择激励导体的施加优选为极性控制信号的周期的整数倍，从而施加至激励导体的激励信号具有等量的正激励信号和负激励信号。
激励电路可布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。这种重合可有利于用于控制激励信号施加至激励导体的开关方案，以及简化将极性控制信号应用于激励电路的硬件设计。与极性调制组合，所述重合还最大化数字转换器的可得到的更新，可从具有不同邻近物的测量结果中获得每个导体的正负测量结果。
激励电路还可布置为使得在激励周期的初始激励间隔中选择的激励导体不与在前一激励周期的最后激励间隔中选择的激励导体重合。这有助于减小测量电路的带宽需求，其继而减小测量结果中含有的噪声。
在一个实施例中，激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。这可通过在格栅上一次或多次地来回扫描激励信号实现。
测量电路还可布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同组合的检测导体。优选地，测量电路在每个检测间隔中选择一对或多对邻近的检测导体。如之前那样，邻近的导体可邻近于彼此或者可在选择的对之间存在一个或多个(通常为一个或两个)中间导体。优选地，测量电路确定从邻近的检测导体的每个选择的对获得的信号的差分测量结果。
测量电路可布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。
在一个实施例中，每个检测间隔的持续时间与一个激励间隔对应；在替代实施例中，每个激励间隔的持续时间与一个检测周期对应。
通常，数字转换器将包括控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号。在这种情况下，控制电路优选地布置为以循环方式和独立于处理电路的自由运行方式产生控制信号，并且布置为在每个测量周期(诸如在其最后)将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。控制电路能够将测量数据写入与处理电路共享的存储器(例如利用直接存储器访问技术)。
在替代实施例中，作为将极性调制应用于激励信号的替代，其可施加至从检测导体获得的检测信号。在该替代形式中，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象。测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，以使得在选择检测导体时检测信号的极性改变。
再者，极性控制信号可为周期性的，并且选择检测导体的时间可为极性控制信号的周期的整数倍。这确保了从每个检测导体获得的信号不具有明显的低频分量，并且允许测量电路从测量结果中去除低频噪声。
在一个实施例中，测量电路按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，以使得在一个检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在下一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。这种重合可有利于用于控制通过测量电路施加检测信号的开关方案，以及简化极性控制信号应用于测量电路的硬件设计。
优选地，测量电路布置为使得在检测周期的初始检测间隔中选择的检测导体不与在前一检测周期的最后检测间隔中选择的检测导体重合。这有助于减小测量电路的带宽需求，继而减小获得的测量结果中的噪声的量。
测量电路可布置为选择检测导体，以使得在检测周期的最后一个检测间隔中选择的检测导体与在检测周期的第一检测间隔中通过测量电路选择的检测导体相邻。这可有助于便于获得的测量结果的后续处理。
在该替代形式中，激励电路也可布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体。在这种情况下，激励电路可按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。
测量电路优选地布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果，这样减小噪声，并且具体地说，减小可在确定的位置信息中导致错误的共模噪声。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中测量电路布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在一个检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在下一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对，并且其中测量电路布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且具有相反极性的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体，其中激励电路布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对，并且其中激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。这种布置方式有助于减小提供将激励信号施加至格栅的激励导体产生的电磁干扰，同时减小测量电路的带宽需求。
该方面还提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过检测电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中检测电路布置为按顺序和按照重叠方式从起始检测导体至终止检测导体选择检测导体，并且其中起始检测导体与所述格栅中的终止检测导体相邻。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，其中每个测量信道具有关联的第一电容器和第二电容器，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。这允许使用较高的频率，继而允许数字转换器用于具有待处理的较大量的测量点的较大显示区域。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中控制电路布置为以循环方式和独立于处理电路的自由运行方式产生控制信号，并且布置为在每个测量周期将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。这允许控制电路和处理电路即使对于大尺寸数字转换器(38cm以上对角线)也能够在高速下操作。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中激励电路可操作以将具有第一频率的第一激励信号和具有与第一频率不同的第二频率的第二激励信号施加至激励导体；其中测量电路包括第一测量信道和第二测量信道，第一测量信道用于获得第一频率的测量结果，第二测量信道用于获得第二频率的测量结果；采样电路，其用于利用具有第三频率的sample_switch控制信号将从测量信道输出的信号采样；以及其中第一频率、第二频率和第三频率选为使得第一频率和第二频率之间的频率差是第三频率的整数倍。
通常，第一测量信道和第二测量信道将各自包括具有高转角频率的带通(或高通)滤波器，并且第一频率和第二频率之间的频率差优选地为滤波器的高转角频率的几倍(通常至少三倍)。第一频率和第二频率之间的频率差也可为第三频率的至少八倍大。
如果第一测量信道和第二测量信道的每个包括具有高转角频率的滤波器，并且其中第一频率和第二频率之间的频率差小于滤波器的高转角频率的三倍；则测量电路优选设计为使得当所述sample_switch控制信号使得对来自测量信道的输出信号进行采样时，具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的值为零或接近零。换种方式说，当第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍，并且测量电路优选地设计为使得当所述sample_switch控制信号使得对来自测量信道的输出信号进行采样时，具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的值为零或接近零。
在一个实施例中，当第一频率和第二频率之间的频率差小于滤波器的高转角频率的三倍时；处理电路布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。换种方式说，当第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍时，处理电路可布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。可如下执行加权组合：
Vij Ⅰ corrected＝Vij Ⅰ-σ*Vij Ⅱ
Vij Ⅱ corrected＝(Vij Ⅱ-σ*Vij Ⅰ)*fⅠ/fⅡ
其中Vij Ⅰ是从第一测量信道获得的测量结果；Vij Ⅱ是从第二测量信道获得的测量结果；σ是权重；fⅠ是第一频率；并且fⅡ是第二频率。
根据另一方面，本发明提供了一种数字转换器，该数字转换器包括：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；其中激励电路可操作以将具有第一频率的第一激励信号和具有与第一频率不同的第二频率的第二激励信号施加至激励导体；其中测量电路包括第一测量信道和第二测量信道，第一测量信道用于获得第一频率的测量结果，第二测量信道用于获得第二频率的测量结果；采样电路，其用于利用具有第三频率的sample_switch控制信号将从测量信道输出的信号采样；其中第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍；并且其中处理电路布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。
本领域技术人员应该理解，本发明的这些每个方面可分离地提供，或者它们可在一个实施例中组合在一起。相似地，上述修改形式和替代形式可应用于本发明的每个方面，并且为了方面，在这里不重复它们。
附图说明
从以下参照附图仅以举例的方式描述的实施例和替代形式的详细描述中，本发明的这些和其它方面将变得清楚，其中：
图1a示意性地示出了形成触摸屏数字转换器的一部分的X导体和Y导体；
图1b示出了在导体之间的交叉点处图1a的X导体与Y导体耦合的电场线；
图1c示出了在用户的手指存在的情况下的图1b所示的场力线，并且示出了X导体与Y导体之间的耦合的变化；
图2是示出针对不同导体技术的根据显示器对角线的尺寸的数字转换器的功耗的升高和成本的增加的图表；
图3是示出了X-Y导体的格栅以及关联的激励电子器件和检测电子器件的X-Y数字转换器系统的示意性综合图；
图4示意性地更加详细地示出了用于将激励信号施加至形成图3所示的格栅的一部分的激励导体(X导体)的激励电路；
图5更加详细地示出了用于将激励信号选择地施加至激励导体的开关多路转接器；
图6示意性地示出了用于产生用于控制图5所示的多路转接器的延迟的使能信号序列的延迟线；
图7示出了通过图6所示的电路产生的控制信号；
图8示意性地示出了多个连续的检测间隔，在所述连续的检测间隔中，在邻近的检测导体上进行检测；
图9是更加详细地示出在一个检测间隔的结束和下一检测间隔的开始按顺序施加至邻近的激励导体的激励信号的时序图；
图10示意性地示出了形成图3所示的格栅的一部分的检测导体(Y导体)和其中这些检测导体耦合至形成检测电路的一部分的测量信道的方式；
图11示意性地更加详细地示出了用于将多对检测导体选择性地连接至放大和滤波电路的开关电路；
图12是示出其中在图3所示的导体格栅中的每个导体交叉点获得测量结果的整个测量周期的时序图；
图13是示出用于放大和过滤从选择的检测导体对获得的差分测量结果的优选的放大和滤波电路的电路图；
图14a示意性地示出了将通过图13所示的放大和滤波电路放大和过滤的在解调之后获得的信号谱；
图14b示出了用于图13所示的放大和滤波电路的期望的滤波器响应，所述放大和滤波电路可用于过滤来自解调器的信号以去除高频解调分量同时保持将随着用户的手指的存在而变化的信号分量；
图15示出了在一个检测间隔的结束和下一检测间隔的开始的各种控制信号的形式和来自放大和滤波电路的输出信号的形式；
图16示出了当用户的手指位于导体格栅上时的各种控制信号的形式和来自放大和滤波电路的输出信号的形式；
图17a是更详细地示出用于采样和保持从放大和滤波电路获得的信号以通过模数转换器转换为数字值的采样和保持电路的主要组件的框图；
图17b是示出用于控制图17a所示的采样和保持电路的控制信号以及示出用于触发模数转换器以进行转换的模数转换器触发信号的信号图；
图18是示出图3所示的激励和控制信号逻辑的主要组件的框图；
图19是示出由形成图3所示的数字转换器电子器件的一部分的数字处理单元使用的软件程序的流程图，其控制其中从模数转换器获得的数字值在每个测量周期中被处理的方式；
图20示出了在图13所示的放大和滤波电路中使用以提供期望通带滤波器响应的的示例性电路元件；
图21是示出当未执行解调时施加至邻近的激励导体的激励信号的时序的时序图；
图22示出了在不对从检测电路获得的信号执行解调的实施例中在图20所示的电路的不同点测量的电压；
图23是示出当激励频率为极性控制信号的频率的两倍时施加至邻近的激励导体的激励信号的时序的时序图；
图24示出了当激励信号的频率为极性控制信号的频率的两倍时在图20所示的电路的不同点测量的电压；
图25示出了其中替代激励导体连接至Vcc以有利于产生图23所示的激励信号的方式；
图26是示出当激励频率为极性控制信号的频率的三倍时施加至邻近的激励导体的激励信号的时序的时序图；
图27示出了当激励信号的频率为极性控制信号的频率的三倍时在图20所示的电路的不同点测量的电压；
图28是示出当激励频率为极性控制信号的频率的四倍时施加至邻近的激励导体的激励信号的时序的时序图；
图29示出了当激励信号的频率为极性控制信号的频率的四倍时在图20所示的电路的不同点测量的电压；
图30a示意性地示出了对图3所示的格栅的一部分进行的测量以及从格栅获得的测量结果中包含的交叉点；
图30b是示出可对从测量信道获得的原测量数据执行的第一预处理步骤的流程图；
图30c是示出可对从测量信道获得的原测量数据执行的第二预处理步骤的流程图；
图31a示意性地示出了用于将激励信号施加至激励导体的替代激励电路，其中极性控制信号施加至被施加至激励导体的激励信号；
图31b是示出用于控制极性调制激励信号施加至邻近的激励导体的控制信号的时序图；
图32是示出当利用图25的电路将替代激励导体保持在Vcc时用于控制极性调制激励信号施加至邻近的激励导体的替代控制信号的时序图；
图33示出了针对激励信号被极性调制的实施例的用于开关和解调来自检测导体对的信号的替代开关电路的形式；
图34示出了在一个检测间隔的终止和下一检测间隔的开始来自放大和滤波电路的输出信号的形式和各种控制信号的形式；
图35示出了当用户的手指位于导体格栅上时来自放大和滤波电路的输出信号的形式和各种控制信号的形式；
图36是示出用于处理得自两个放大和滤波电路的信号的替代采样和保持电路的框图；
图37是示出用于控制图36所示的采样和保持电路的控制信号的信号图，以及示出了用于控制模数转换器的触发的模数转换器触发信号；
图38示出了用于激励其中无额外多路转接器输入的图3所示的格栅的激励导体的替代激励电路；
图39示出了施加至具有图38所示的电路的激励导体的信号的时序图，以及示出了从放大和滤波电路获得的输出的形式；
图40a是示出在该实施例中得自解调器的信号谱的谱图表，示出了在对应于激励周期的频率的额外频率分量；
图40b示出了过滤图40a所示的信号以恢复期望的信号同时过滤掉解调信号的高频分量所需的放大和滤波电路的带宽，以及示出了在第一实施例中所用的电路的对应的带宽上的电路的增大的带宽；
图40c是示出关于激励导体X的一个激励间隔的瞬变响应的图表；
图40d是在每个激励间隔的终止和开始通电的导体Xmax的激励的瞬变响应；
图40e是新步骤s5的流程图，示出了测量和处理单元使用以去除由额外激励导体导致的对中点电平的扰动效应的软件程序的额外步骤；
图41示出了在该实施例中施加的控制和激励信号，以及在两个检测间隔之间的边界从一个放大和滤波电路获得的信号；
图42示出了图41所示的相同的控制和激励信号，但是示出了在手指在格栅上存在时来自放大和滤波电路的输出；
图43示出了将激励信号施加至在每个激励周期中在导体格栅上来回搜索激励信号的激励导体的另一替代方式；
图44a示出了通过检测开关块连接检测导体的另一替代方式；
图44b示出了在单独的检测开关块内连接检测导体的另一替代方式；
图44c是示出其中在图44b所示的不同的检测导体对之间获得差分测量的整体检测周期的时序图；
图44d示意性地示出了其中在通过测量和处理单元积分之前将从邻近的检测开关块获得的数据重排的方式；
图45示出了在另一替代形式的实施例中使用的控制和激励信号的定时，其中激励导体的循环开关和检测导体的循环开关反过来；
图46是示出在该实施例中用于控制激励信号至激励导体的复用的控制信号的时序图；
图47a是示出在该替代实施例中使用以控制通过放大和滤波电路从检测导体对获得的信号的开关的开关电路的框图；
图47b是示出根据图47a所示的开关电路的用于放大和过滤从选择的一对检测导体获得的差分测量结果的替代形式的放大和滤波电路的电路图；
图48是示出其中来自图47a所示的检测导体的信号通过开关电路开关的方式的时序图，以及示出了放大和滤波电路的输出；
图49是示出其中来自图47a所示的检测导体的信号通过开关电路开关的方式的示图，以及示出了当手指邻近导体格栅时放大和滤波电路的输出；
图50是用于图45至图49的实施例的修改形式的时序图，其中不存在检测开关块的备用输入；
图51a是示出在图50的替代形式的实施例中从解调器输出的信号谱的图表，其示出了测量信号谱中的额外峰；
图51b示出了用于过滤掉图51a所示的高频信号以恢复期望的信号同时过滤掉解调信号的高频分量的放大和滤波电路的带宽的图表，并且示出了在第一实施例所用的电路的对应的带宽上的电路的增大的带宽；
图52a是示出检测导体与在邻近于图33所示的开关块的开关块中使用的开关复用器的连接的电路图；
图52b是示出当来自不同检测导体的信号通过图52a所示的开关块复用时的时序的时序图；
图53是示出当来自不同检测导体的信号通过图33所示的开关块复用时的时序的时序图，其中从邻近的检测导体检测到的信号的重合在极性调制信号的一个时间段内重合，并且示出了当不存在手指时的放大和滤波电路的输出；
图54是示出如图53所示的相同定时信号的时序图，以及当用户的手指在格栅上时放大和滤波电路的输出；
图55a是示出在该替代实施例中使用的开关电路的框图，其用于控制通过检测开关块从检测导体对获得的信号的开关，而不使用专用极性控制信号；
图55b是示出其中来自图55a所示的检测导体的信号通过开关电路开关的时序图，以及示出了放大和滤波电路的输出；
图56a是示出在该替代实施例中使用的开关电路的框图，其用于利用专用断开信号控制从检测导体对获得的信号的开关，以在极性控制信号的边缘处或之后立即将放大和滤波电路从检测开关块断开；
图56b是示出其中图56a所示的检测导体的信号通过开关电路开关的方式的时序图；
图56c是示出在替代实施例中使用的开关电路的框图，其用于利用每检测导体一对专用模拟开关控制从检测导体对获得的信号的开关；
图56d是示出其中来自图56c所示的检测导体的信号通过开关电路开关的方式的时序图；
图57a是示出在实施例中使用的开关电路的图，其中单极性的激励信号施加至选择的激励导体；
图57b是示出开关电路的替代形式的框图，其用于将从检测导体获得的信号开关送至放大和滤波电路；
图58a是示出用于数字转换器的激励电路的替代形式的框图，其中在选择的激励线的两端同时施加激励信号，以减小邻近的激励线之间的电容式串扰；
图58b是示出数字转换器的替代形式的框图，其可利用电容式感测技术检测一个或多个用户手指的位置，以及可利用电感式耦合技术检测一个或多个触针；
图59a是示出数字转换器的替代形式的框图，其可检测多个模拟信号AF_out，而不使用专用采样和保持电路15；
图59b是示出控制检测开关块80的多路转接器91的新的使能信号的用法的框图；
图59c是示出其中新的使能信号enb2实现检测周期T_dc的边界与激励窗口Δtn+1_e的边界之间的移相的方式的时序图；
图59d示意性地示出了用于产生用于控制图59b所示的多路转接器99的延迟的极性信号序列的延迟线；
图60a是从现有技术已知的用于将感测X-Y线格栅与电子器件单元集成的物理布置；
图60b是用于汽车挡风玻璃制造领域中的加热的玻璃的线的物理布置；
图61是示出可用于制造用于玻璃屏幕覆盖的X-Y导体格栅结构的制造步骤，以及用于将其与数字转换器电子器件集成的流程图；
图62a示意性地示出了将第一组导体铺设在PVB箔基底上；
图62b示出了在相同PVB基底的相对侧上将第二组导体铺设在第一组导体上；
图63a和图63b示出了通过第二铜母线沿着边缘将额外导电粘合剂铜条带附接于PVB箔的两侧上；
图64示出了将X-Y导体格栅中的单独线电隔离，以及经传统铜材料的窄条带从有机连续的第一母线和第二母线中形成一组接触焊盘的处理；
图65a示出了在层合工艺开始之前的顶部玻璃和底部玻璃的物理布置；
图65b示出了在玻璃面板的层合之后将第一PCB和第二PCB附接至PVB箔；
图66a示出了具有一体化的电子器件和X-Y导体格栅的层合的玻璃面板的截面，并且其特别示出了在接触焊盘之间连接的焊料联接点；
图66b示出了在制造工艺中使用额外临时非粘性支承件，以允许顶部玻璃面板和底部玻璃面板具有相同尺寸；
图67a示出了在层合工艺中以相对于玻璃表面的相当大的角度模制PVB尾状物的概念，以减小成品相互作用式显示器系统中的屏幕周围的边框的尺寸；
图67b示出了将具有电子器件的PCB附接至相对于玻璃表面成以角度形成的PVB尾状物；
图68示出了针对几乎零宽度边框相互作用式显示器安装将具有电子器件的PCB附接至相对于玻璃表面成90度的PVB；
图69是示出可用于制造用于白板应用的X-Y导体格栅数字转换器结构的制造步骤的流程图；
图70a示意性地示出了将第一组导体铺设在硬纸板基底上；
图70b示出了将第二组导体铺设在硬纸板基底上的第一组导体上；
图71a示出了将X-Y导体格栅中的单独线电隔离，以及经穿通铜材料的窄条带从原始连续的第一母线和第二母线中形成一组接触焊盘的处理；
图71b示出了将第一PCB和第二PCB附接至硬纸板基底；
图72是示出可用于通过将线直接接合至PCB来制造X-Y导体格栅结构的制造步骤的流程图；
图73a示意性地示出了将第一组导体铺设在基底上；
图73b示出了将第二组导体铺设在第一组导体上；
图74a示出了其中导体的端部超声波粘合至印刷电路板的方式；以及
图74b示出了利用图73所示的技术制备的X-Y导体格栅的截面。
具体实施方式
第一实施例
概述
图3是示出在该实施例中使用以感测来自一个或多个手指或从一个或多个导电触针(未示出)的用户输入的X-Y数字转换器1的主要组件的示意性框图。数字转换器包括激励导体5-0、5-1、……、5-Xmax-1和多个检测导体7-0、7-1、……、7-Ymax的格栅3。在该实施例中，如图3示意性地示出的，激励导体5和检测导体7沿正交方向布置。当数字转换器1用于形成触摸屏时，激励导体5和检测导体7覆盖在显示屏幕(未示出)的顶部上。
导体格栅3连接至微控制器9，微控制器9控制将激励信号施加至激励导体5以及处理从检测导体7获得的信号。如图3所示，微控制器9包括激励和控制信号逻辑11，其产生用于控制数字转换器1的操作的合适的激励信号和控制信号，以从X-Y格栅3获得测量结果。微控制器9还包括模数转换器(ADC)13，其将由采样和保持电路15保持的模拟测量结果转换为随后被存储在存储器17中的数字值。微控制器9还包括测量处理单元19，其处理存储在存储器17中的数字测量结果，以确定任何用户在格栅3上触摸的位置，并且随后经主机接口单元21将这些位置报告给主机装置。如将在以下更加详细地解释的，在正常操作中，激励和控制信号逻辑11独立于测量处理单元19操作并以限定的测量周期率更新从格栅3获得的测量结果。在每个测量周期的最后，激励和控制信号逻辑11将帧参考信号22传递给测量处理单元19，以通知测量处理单元19下一组测量结果已存储在共享存储器17中，并且准备好处理。在激励和控制信号逻辑11控制格栅3以获得下一组测量结果的同时，测量处理单元19处理在上一测量周期中获得的前一组测量结果。
在该实施例中，X-Y数字转换器1布置为确定每个激励导体5与每个检测导体7之间在它们的交叉点(以下称作交点)的互电容的测量结果。为此，激励和控制信号逻辑11按顺序将激励信号施加至选择的激励导体，直至沿着格栅3将激励信号施加至激励导体5的每一个为止。提供激励信道23以控制对在给定的激励间隔中选择的激励导体进行选择，以接收激励信号。相似地，在给定的检测间隔中，激励和控制信号逻辑11进行布置以在选择的激励导体通电的同时测量来自选择的检测导体7的信号。在控制信号逻辑11的控制下，通过测量信道25执行对检测导体7的这种选择。在该实施例中，激励和控制信号逻辑11选择从中将获得测量结果的检测导体7，并且随后控制在所有激励导体5上扫描激励信号。激励和控制信号逻辑11随后选择从中将获得测量结果的下一组检测导体7，并且随后再次在所有激励导体5上扫描激励信号。一旦针对所有检测导体7完成该处理，测量周期就结束并且激励和控制信号逻辑11将帧参考信号22发送至测量处理单元19，以告诉其下一组测量结果已在存储器17中；并且激励和控制信号逻辑11再次开始测量处理。从以下描述中将清楚的是，激励和控制信号逻辑11利用多个自由运行同步时钟信号和PWM信号以自由运行方式连续操作。
激励信道
图4是更详细地示出在该实施例中使用的激励信道23的复用和控制信号结构的框图。如图4所示，激励导体5的每一个连接至激励开关块50-0至50-Mmax之一的对应输入。在该实施例中，激励开关块50的每一个具有八个输出，每个输出连接至对应的一个激励导体5，但是作为例外，最后一个激励开关块50-Mmax的最后一个输出不连接至激励导体5。这个“丢失的”激励导体的重要性将从随后的描述中变得清楚。
激励信道23中使用的激励导体5的数量和多路转接器的数量取决于针对其设计导体的格栅3的显示屏幕(未示出)的尺寸。作为示例，对角线尺寸为约203cm(80英寸)并且宽高比为16：9的屏幕的X方向的尺寸为大约177cm，并且Y方向的尺寸为大约100cm。如果提供了各自具有八个输出的四十个激励开关块50，则允许连接三百一十九个激励导体(同时保持最后一个输出不连接)。三百一十九个激励导体5沿着177cm的尺寸均匀地排列，邻近的激励导体5之间的间距为大约5.6mm，这足以在显示器的整个表面上以1mm的精度感测用户的手指和/或导电触针。
图4还示出了通过激励和控制信号逻辑11输出至激励信道23的激励信号和控制信号。这些信号包括以下信号：
ex_clock——这是用于形成施加至选择的激励导体5的激励信号的信号。如图4所示，ex_clock信号通过变换器53变换以形成两个激励信号：ex-和ex+，它们经电阻器54-a和54-b施加至每个激励开关块50。电阻器54与附于每个激励导体5的电容器63(图5所示)一起作用以滤除激励信号的高频分量。
in1、in2、in1_shifted和in2_shifted——它们是用于选择将多路转接器输出端子的哪一些连接至多路转接器输入端子的控制信号。
enable1_0——这是用于启用激励开关块50-0的使能信号。如图4所示，enable1_0通过以串联方式连接在一起的每个延迟线电路55-0至55-Mmax延迟。每个延迟线电路55将移位版本的输入使能信号输出至对应的激励开关块50。
delay1和delay2——它们是用于控制由延迟线电路55引入的延迟的控制信号。
激励开关块
图5是更详细地示出激励开关块50的每一个的内容的框图。如图5所示，每个激励开关块50包括两个一输入四输出多路转接器65-1和65-2。多路转接器65-1在其输入接收正激励信号(ex+)，多路转接器65-2在其输入接收负输入信号(ex-)。基于选择信号(用于多路转接器65-1的in1和in2，用于多路转接器65-2的in1_shifted和in2_shifted)选择与多路转接器65的输入连接的输出。另外，多路转接器65在它们被对应的使能信号(用于多路转接器65-1的enable1和用于多路转接器65-2的enable1_shifted)启用之前被设置为断路。如上所述，通过经关联的延迟线电路55将enable1_0信号延迟而产生enable1_shifted。
在该实施例中，通过以下真值表限定通过每个多路转接器65的连接的控制：
in1/in1_shifted in2/in2_shifted 选择的o/p
0 0 1
0 1 2
1 0 3
1 1 4
图5还示出了其中激励开关块50经合适的接地电阻器61-0至61-7和接地电容器63-0至63-7连接至激励导体5的方式。每个电容器63用于滤除通过多路转接器65开关的激励信号(ex+、ex-)的高频分量以及滤除在开关信号in1、in2、in1_shifted和in2_shifted前面的多路转接器65的输出感生的电荷注入信号。这些电容器63还使未被多路转接器65选择的激励导体5有效接地。这减小了未选择的激励导体中的当未连接至激励输入时浮动的任何感生电压。可通过例如上述邻近的激励导体5之间的串扰导致这种感生电压。提供电阻器61以避免静电荷在激励导体5上不受控制的积累，一旦多路转接器65选择了激励导体5，所述静电荷就将损坏电子器件。尤其是，在激励导体5上积聚的任何DC电荷将通过电阻器61传递至地。
延迟线电路
图6是示出两个邻近的延迟线电路55-m-1和55-m的部件的框图；以及示出了其中它们连接在一起的方式。如图6所示，每个延迟线电路55包括第一锁存器71-1和第二锁存器71-2。第一锁存器71-1的输出连接至第二锁存器71-2的输入；第二锁存器71-2的输出连接至下一延迟线电路55的第一锁存器71-1的输入。第一锁存器71-1的输出将移位的使能信号提供至对应的激励开关块50。如图所示，第一锁存器71-1通过delay1控制信号时钟化，而第二锁存器71-2通过delay2信号时钟化。如将在以下更加详细地解释的，延迟线电路55和每个控制信号的布置方式允许激励信号(ex+和ex-)按照重叠方式按顺序施加至格栅3的邻近的激励导体。
时序图
图7是示出图6中使用的控制信号的时序的时序图。尤其是，图7示出了用于将每个延迟线电路55中的锁存器71时钟化的delay1控制信号和delay2控制信号。如图所示，delay1和delay2二者均为方波信号，delay2在时间上通过量Δt_e移位。图7还示出了输入至延迟线电路55-m-1的第一锁存器71-1的enable1_(m-1)信号。该使能信号在delay1的上升边缘上通过第一锁存器71-1锁存以产生移位的使能信号enable1_shifted_(m-1)。如图所示，随后通过delay2信号的上升边缘通过第二锁存器71-2将enable1_shifted_(m-1)时钟化，以产生用于下一延迟线电路55-m的输入使能信号(enable1_m)。因此，可从图7中看出，每个延迟线电路55操作以产生两个使能信号：用于启用多路转接器65-2(图5所示)的enable1_shifted和用于下一多路转接器/延迟电路的使能信号(enable1)。当使能信号为低电平时，启用对应的多路转接器65，而当使能信号为高电平时，禁用对应的多路转接器65。因此，在图7所示的时间段T_mux中将启用每个激励开关块50。
应该注意，在控制信号和激励时钟信号的边缘之间引入小的相移可能是有原因的。优选地，在当激励信号为零值时的时刻选择和取消选择激励导体5。这使得整个系统对激励信号的沿着格栅3的长度(可能超过两米)的时间移位较不敏感。整体相移可在激励时钟信号时间段的20％至小于1％的范围内。
图8示出了使能信号的每一个的周期性。尤其是，如上所述，对于选择的各组检测导体7，激励和控制信号逻辑11将激励信号按顺序施加至所有激励导体5。如图8所示，该激励周期的时间段为T_ec。针对上面讨论的显示器的示例尺寸，存在四十个激励开关块50，激励周期T_ec将为在其中轮流启用每个激励开关块50的时间段T_mux的四十倍。图8示出了整个测量周期的一部分(对应于三个连续的激励周期)，并且示出了用于启用第一激励开关块和最后一个激励开关块50的使能信号。在三个激励周期的第一个中，关于检测导体Ym和Ym+1进行检测；在三个激励周期的第二个中，关于检测导体Ym+2和Ym+1进行检测；在三个激励周期的最后一个中，关于检测导体Ym+2和Ym+3进行检测。如图所示，在每个激励周期中，在激励周期的开始，将用于第一激励开关块50-0的使能信号设为低电平，然后是用于第二激励开关块50-1的使能信号等，直至当用于最后一个激励开关块50-Mmax的使能信号设为低电平时的激励周期的结束为止。
图9是示出其中在图8所示的第一激励周期结束和在图8所示的第二激励周期的开始附近的时刻(在图8和图9中标示为79)将激励信号按顺序施加至激励导体5的方式的时序图。竖直虚线的每一个之间的时间对应于图7所示的delay1控制信号与delay2控制信号之间的时间移位(即Δt_e)，并且在该实施例中将被称作激励间隔。如图所示，在激励间隔Δtk-1_e中，用于最后一个激励开关块50-Mmax的使能信号为低电平，并且多路转接器选择信号in1和in2分别具有值1和0，in1_shifted和in2_shifted分别具有值1和1。结果(以上真值表和图5所示的多路转接器连接)，激励开关块50-Mmax将把正激励信号(ex+)输出至激励导体Xmax-1，并且将把负激励信号(ex-)输出至激励导体Xmax-2。这样，通过互补(180°相移)激励信号驱动格栅3上的两个邻近的激励导体5，这有助于减小通过将激励信号施加至选择的激励导体5导致的电磁干扰。
在下一激励间隔Δtk_e(当前激励周期中的最后一个)中，用于最后一个激励开关块50-M的使能信号仍然为低电平，并且多路转接器选择信号in1和in2保持不变。因此，正激励信号(ex+)继续被施加至激励导体Xmax-1。然而，在该激励间隔中，多路转接器选择信号in1_shifted和in2_shifted现在分别具有值1和0，这可导致激励开关块50-Mmax中的多路转接器65-2将负激励信号(ex-)连接至未连接至激励导体的输出3(可从图4和图5中看出)。为了易于解释，在图4和图9中，这个“丢失的”激励导体在理论上被标示为Xmax。如图9的顶部所示，激励间隔Δtk_e的结束对应于在其中关于检测导体Ym+1和Ym+2进行检测的激励周期的结束。随后在下一激励间隔Δt1_e中立即再次开始激励序列，在激励间隔Δt1_e中，用于启用第一激励开关块50-0的使能信号(enable1_0)再次设为低电平值。如图所示，多路转接器选择信号in1和in2二者均具有值0，这意味着正时钟信号(ex+)被施加至激励导体X0。在激励周期的该第一激励间隔中，移位的使能信号(enable1_shifted)仍然为高电平，因此不启用激励开关块50-0的第二多路转接器65-2(图5所示)，并且不将负激励信号施加至任何一个激励导体5。在下一激励间隔Δt2_e中，移位的使能信号(enable1_shifted)为低电平，从而启用第一激励开关块50-0中的第二多路转接器65-2。在该第二激励间隔中，移位的多路转接器控制信号(in1_shifted和in2_shifted)二者均具有值0，因此负激励信号(ex-)被施加至激励导体X1；并且多路转接器选择未改变的控制信号in1和in2，因此，正激励信号(ex+)仍被施加至激励导体X0。因此，在激励间隔Δt2_e中，正激励信号被施加至激励导体X0而负激励信号被施加至邻近的激励导体X1。相似地，在第三激励间隔Δt3_e中，正激励信号被施加至激励导体X2而负激励信号被施加至邻近的激励导体X1；在第四激励间隔Δt4_e中，正激励信号被施加至激励导体X2而负激励信号被施加至邻近的激励导体X3；在第五激励间隔Δt5_e中，正激励信号被施加至激励导体X4而负激励信号被施加至邻近的激励导体X3，等。因此，在该实施例中，按顺序和按照重叠方式将激励信号施加至激励导体，从而在每个激励间隔中，除激励周期的第一间隔和最后一个间隔(Δt1_e和Δtk_e)之外，将正激励信号和负激励信号施加至邻近的导体。
本领域技术人员从图9中应该理解，在间隔Δt1_e和Δtk_e中无重叠的激励信号的原因是因为来自激励开关块50-Mmax的最后一个输出未被连接至激励导体。如将在稍后解释的，有益之处在于其有助于降低用于处理来自检测导体7的信号的测量信道的带宽需求。
测量信道
图10是更详细地示出在该实施例中使用的测量信道25的开关和控制信号结构的框图。如图10所示，检测导体7(标示为Y0至Ymax)的每一个连接至检测开关块80-0至80-Nmax之一的对应输入。在该实施例中，检测开关块80的每一个具有八个输入，每个输入用于连接至检测导体7。如图10所示，连接至一个开关块80-L的最后一个检测导体也连接至下一检测开关块80-L+1的输入。该共享的检测导体的重要性将从随后的描述中变得清楚。
在测量信道25中使用的检测开关块80的数量取决于检测导体7的数量(因此取决于显示屏幕的尺寸)以及通过每个测量信道开关来自检测导体7的信号可用的时间。针对上述示例屏幕，其沿着Y方向的尺寸为大约100cm，并且169个检测导体7沿着Y方向均匀排列(邻近的检测导体7之间的间隔为大约5.9mm)，其需要各自具有八个输入的二十四个检测开关块80(因为在邻近的检测开关块80之间共享检测导体)。当然，如果检测开关块80各自具有更多的输入或者如果具有更少的检测导体7，则可使用更少的检测开关块80。例如，可使用各自具有十六个输入的十二个检测开关块80，以为181个检测导体7(邻近的检测导体7之间的的间隔为大约5.5mm)提供服务。
图10还示出了每个检测开关块80具有两个输出，它们输入至对应的放大和滤波电路83-0至83-Nmax。来自放大和滤波电路83的输出随后被输入至采样和保持电路15，以进行采样和后续通过模数转换器13转变为数字值。
图10还示出了通过激励和控制信号逻辑11输出以控制测量信道25的控制信号。这些信号包括以下信号：
in4、in3、in3_shifted和in4_shifted——它们是用于选择检测开关块输入端子中的哪些(因此选择哪些检测导体7)连接至检测开关块80的输出的控制信号。
ex_clock_shifted——这是频率与施加至激励导体5的激励信号的频率相同的时钟信号。该时钟信号的相位与激励信号的相位相比稍微有所移位，以验证在数字转换器中引入的相位延迟。该时钟信号用于解调在选择的检测导体7上接收的信号。
极性——这是用于对来自每个检测导体7的信号进行极性调制的控制信号。
检测开关块
图11是更详细地示出检测开关块80-L之一的内容的框图。该实施例中所用的其它检测开关块80具有相同的结构。如图11所示，检测开关块80-L包括两个四输入一输出多路转接器91-1和91-2。如图所示，多路转接器91-1的输入1连接至检测导体Ym；多路转接器91-1的输入2连接至检测导体Ym+2；多路转接器91-1的输入3连接至检测导体Ym+6，并且多路转接器91-1的输入4连接至检测导体Ym+4。相似地，多路转接器91-2的输入1连接至检测导体Ym+1；多路转接器91-2的输入2连接至检测导体Ym+3；多路转接器91-2的输入3连接至检测导体Ym+7，并且多路转接器91-2的输入4连接至检测导体Ym+5。如图11所示，检测导体Ym和检测导体Ym+7也连接至邻近的检测开关块80中的多路转接器91的对应的输入。因此，检测导体Ym连接至检测开关块80-L-1的多路转接器91-2的输入3，并且检测导体Ym+7连接至检测开关块80-L+1的多路转接器91-1的输入1。当然，第一检测开关块80-0和最后一个检测开关块80-Nmax将不与其它检测开关块80共享检测导体7。
基于选择信号(用于多路转接器91-1的in3和in4，和用于多路转接器91-2的in3_shifted和in4_shifted)选择通过多路转接器91的每一个耦合的检测导体7。在该实施例中，由以下真值表限定对通过每个多路转接器91的连接的控制：
in3/in3_shifted in4/in4_shifted 选择的i/p
0 0 1
0 1 2
1 0 3
1 1 4
图11还示出了检测开关块80经合适的电阻器93-0至93-7和电容器95-0至95-7连接至检测导体7。电容器95将检测导体7直接耦合至在测量信道25中使用的mid-rail电压电平，这样，当检测导体7未由检测开关块80选择时，以高频有效地将检测导体7(只考虑测量信道25)接地。这有助于当来自未选择的检测导体7的AC信号以电容式选择的检测导体7耦合到中时减小测量串扰。电容器95还用于减小检测导体的电磁发射，由在每个控制信号in3、in4、in3_shifted和in4_shifted前面的多路转接器91的输入的电荷注入引起所述电磁发射。电阻器93还将检测导体7连接至mid-rail电压电平，以避免在格栅3上积聚静电电荷。
将在图11中标示为A和B的两个多路转接器91的输出输入至对应的差分放大器97-1和97-2。放大器97-1用于将输出A的AC测量电流转换为对应的模拟AC电压。相似地，放大器97-2用于将输出B的AC测量电流转换为对应的模拟AC电压。放大器97-1输出的电压被施加至解调开关99的端子1和4，并且放大器97-2输出的电压被施加至解调开关99的端子2和3。解调开关99用于将demod信号与放大器97-1和97-2的电压的每一个相乘。如图11所示，通过将极性控制信号与ex_clock_shifted控制信号组合(在该示例中，利用异或(XOR)门100)获得demod信号。因此，ex_clock_shifted信号用于将输入信号有效地解调为其振幅取决于选择的激励导体5与选择的检测导体7之间的互电容的“基带”(准DC)信号；并且极性控制信号将该“基带”信号调制为对应于该极性控制信号的频率的频率。当demod信号的值为一时，放大器97-1的输出电压经过开关端子1到达放大和滤波电路83的A*输入；并且放大器97-2的电压输出经过开关端子3到达放大和滤波电路83的B*输入。当demod信号为零时，开关99改变位置以使得放大器97-1的输出电压经过开关端子4到达放大和滤波电路83的B*输入；并且放大器97-2的电压输出经过开关端子2到达放大和滤波电路83的A*输入。如将在以下更加详细地解释的，放大和滤波电路83将A*与B*之间的差放大。因此，解调开关99和放大和滤波电路83用于根据极性控制信号的值(1或0)解调和放大A-B或B-A。因此，可从每个单独的检测导体获得正测量结果和负测量结果。
时序图
图12是示出图11中使用的控制信号的时序的时序图，以及示出了通过开关块80选择检测导体7中的哪些。图12还示出了图8中示出的enable1_0信号。如图所示，在测量周期的开始(由虚线101表示)，多路转接器选择信号in3、in4、in3_shifted和in4_shifted全部具有值零。因此，在标示为Δt1_d的第一检测间隔(在该实施例中，在持续时间上对应于上述激励周期T_ec)中，检测导体Ym将通过多路转接器91-1连接至输出A，并且检测导体Ym+1将通过多路转接器91-2连接至输出B。在下一检测间隔(标示为Δt2_d)中，多路转接器开关信号in4的值改变为值1，因此多路转接器91-1将检测导体Ym+2连接至输出A。在下一检测间隔(标示为Δt3_d)中，多路转接器选择信号in4_shifted的值改变为1，结果多路转接器91-2将检测导体Ym+3连接至输出B。在当已通过多路转接器91选择了检测导体7的每一个时的检测周期结束之前，该处理继续进行。
如图12所示，邻近的检测导体7通过检测开关块80的连接是交错的，并且因此在每个检测间隔中，来自两个邻近的检测导体7的信号被传递至每个检测开关块80的两个多路转接器91的输出A和B。这允许从来自邻近的检测导体的信号中获得不同的测量结果。如图12所示，在该实施例中需要七个检测间隔以通过检测开关块80开关来自八个检测导体的信号。因为由于检测导体Ym和Ym+7沿着格栅3分得太开从而提供了有用的位置信息导致不需要从检测导体Ym和Ym+7获得不同的信号测量结果，所以仅需要七个检测间隔。
一旦将连接至检测开关块80的所有检测导体7开关以送至对应的放大和滤波电路83，循环处理就再次开始。该检测周期的时间段在图12中示出并标示为T_dc，在该实施例中，该时间段对应于上述测量周期。如图12所示，在检测周期的最后，激励和控制信号逻辑11提升帧参考信号22以通知测量处理单元19刚完成的检测周期的测量数据将被存储在存储器17中，并且准备好被处理。
放大和滤波电路
图13是示出在该实施例中使用以放大和过滤从关联的检测开关块80输出的信号的放大和滤波电路83的主要组件的电路图。如图所示，两个输入A*和B*被输入至具有一般增益R2/R1的差分放大器115的负输入和正输入。在传统差分放大器中，顶部电阻器R2直接连接至放大器的输出。然而，在该实施例中，顶部电阻器R2连接至放大器117的输出，放大器117缓冲作为来自差分放大器115的输出的由电阻器R3和R4分压的电压的电压。这种布置方式允许差分放大器115的第一级的增益高于正常增益，其增益如下：
GAIN＝R2/R1*(R3+R4)/R3
在R3:R4分压器中引入的两个电容器119-1和119-2将差分放大器115的增益修改为其一般值R2/R1(高频和低频)，因此允许仅针对频率落入关注的通带中的信号实现较高增益。
在差分放大器115的输入侧在电阻器R1和R2之间的节点连接的电容器C用于实现从检测开关块80获得的信号中的高频分量的初始过滤。然而，该滤波器的转角频率应该设为较高值(高于放大和滤波电路83的整体转角频率)，以保持高抑制主通带中的共模信号。通过被配置为二阶多反馈(MFB)低通滤波器的第三放大器121实现高频信号的主要过滤。电容器123和电阻器125提供高通滤波器以滤除低频噪声并在应用和滤波电路83的输出消除放大器的任何DC偏移。
频谱和滤波器响应
图14a示出了检测开关块80输出的信号谱。多数期望的信号分量在对应于极性控制信号的频率附近。较高频率分量对应于解调开关99产生的高频解调谐振。
图14b示出了图13所示的放大和滤波电路83过滤从检测开关块80获得的信号的期望频率响应。如图所示，滤波电路83的高转角频率可保持非常接近于极性信号的频率。在该实施例中，高转角频率设为极性信号的频率的1.5倍。这允许放大和滤波电路83滤除通过解调器开关99产生的几乎所有的高频谐振。滤波电路83的低转角频率不能设为非常接近于极性信号的频率。这一点从图14a所示的输入信号的谱中明显看出，所述谱在低频端具有非常长的尾；并且通过在放大和滤波电路83的响应中引入低频瞬变过滤掉所述谱的这部分将显著改变测量到的信号输出。在该实施例中，放大和滤波电路83的低转角频率设为高转角频率的1/100。这仍然允许放大和滤波电路83滤除放大器的DC偏移以及由测量电路25(以及显示屏幕电子器件)导致的多数不期望的低频噪声，以及允许良好定义的增益用于滤波电路83的通带中的测量到的信号。
时序图
图15和图16是示出在该实施例中使用的各种控制信号的时序的时序图，并且示出了其中来自一个放大和滤波电路83的输出(AF_out)在每个激励间隔中改变的方式。图15示出了当在选择的检测导体7与选择的激励导体5之间的交点附近无手指(或触针)时的情况。如图所示，放大和滤波电路83的输出关于mid-rail电压电平轻微地改变。图16示出了当在选择的检测导体7与选择的激励导体之间的交点附近存在手指(或触针)时的情况。如图16所示，放大和滤波电路83的输出从激励间隔Δtn_e开始增强振幅直至其在激励间隔Δtn+2_e的最后达到负峰值为止。随后，随着激励信号在激励导体5的格栅上的扫描经过用户的手指或触针，输出信号变换极性，随后，随着激励信号对激励导体5的扫描远离用户的手指(或触针)，振幅在下一激励间隔减小。因此，测量处理单元19可处理通过放大滤波电路83输出的信号的振幅，以识别用户的手指或影响激励导体与检测导体之间的互电容的其它物体的位置。
采样和保持电路
图17a是示出在该实施例中使用的采样和保持电路15的主要组件的电路图。按照上述屏幕的示例性尺寸，对角线为约203cm并具有通过二十四个检测开关块复用的169个检测导体7，当然，将存在将它们的输出馈送至采样和保持电路15的二十四个放大和滤波电路83。然而，为了易于示出和解释，图17a所示的采样和保持电路15从四个放大和滤波电路83-0至83-3接收输入。如图所示，放大和滤波电路83的输出被输入至对应的开关151-0至151-3。每个开关151具有两个输出端子(标示为1和2)。每个开关151的位置通过由激励和控制信号逻辑11产生的sample_switch控制信号控制。图17b的时序图中示出了sample_switch控制信号。如图所示，虽然其从极性调制信号(极性)相移，但是其频率与极性调制信号的频率相同。当sample_switch信号为高电平值时，开关151的每一个将其输入连接至标示为1的输出端子。这意味着放大和滤波电路83输出的信号被施加至标示为C1的电容器。结果，电荷在C1电容器上积累直至sample_switch信号变为低电平为止。在这一点上，开关151将从放大和滤波电路83接收的信号切换至它们的输出端子2，从而信号随后开始为标示为C2的电容器充电。可从图17b中看出，sample_switch信号处于高电平或低电平的时间对应于一个激励间隔(Δtn_e)。
如图17a所示，C1电容器的每一个连接至第一多路转接器155-1的对应的输入，C2电容器的每一个连接至第二多路转接器155-2的对应的输入。如图17a所示，两个多路转接器155的输出被输入至在来自两个多路转接器的输出之间切换的开关157。如图17a所示，开关157还通过sample_switch信号控制，当sample_switch信号为高电平时，开关157将多路转接器155-2的输出直接连接至模数转换器13的输入。当sample_switch信号为低电平值时，开关157将多路转接器155-1的输出直接连接至模数转换器13的输入。
多路转接器155-1的输出当未通过开关157连接至模数转换器时断路。因此，当放大和滤波电路83的输出被充入C1电容器上时，连接至C1电容器的多路转接器155-1在开关157处断路，因此将不影响C1电容器的充电。相似地，当来自放大和滤波电路83的信号被充入C2电容器上时，连接至C2电容器的多路转接器155-2在开关157处断路。
图17a和图17b还示出了用于选择将多路转接器155的哪个输入传递至多路转接器155的输出的多路转接器控制信号(in5和in6)。如图所示，下表示出了这些控制信号的值与选择的多路转接器输入之间的关系。
in5 in6 选择的i/p
0 0 1
0 1 2
1 0 3
1 1 4
现在将参照图17b解释图17a中示出的采样和保持电路15的操作。在第一激励间隔(Δtn+1_e)中，激励信号被施加至激励导体Xn-1和Xn。在该激励间隔中，放大和滤波电路83的输出被存储在C1电容器上。在该激励间隔的最后(由极性信号的下降边缘限定)，sample_switch信号也改变(在短延迟之后)。这导致开关151将放大和滤波电路83的输出切换为开始为C2电容器充电。在C2电容器在下一激励间隔(Δtn+2_e)中被充电的同时，存储在C1电容器上的电压按顺序经过多路转接器155-1到达ADC13以转换为对应的数字值。因此，如图17b所示，在第二激励间隔(Δtn+2_e)中，对当激励导体Xn-1和Xn在激励间隔Δtn+1_e中通电时获得的信号进行测量。在第三激励间隔(Δtn+3_e)中，开关151再次切换以使得C1电容器被再次充电，并且C2电容器上的电压通过多路转接器155-2和开关157被按顺序输出至ADC13。这样，在每个激励间隔的最后从不同测量信道获得的信号可通过ADC13转换，同时平行地收集针对下一激励间隔的信号。这也允许电容器C1和C2的标称值增大并用作滤波电路的一部分。
图17b还示出了用于触发模数转换器13以将采样和保持电路15的输出转换为对应的数字值的ADC_trigger信号。如图所示，在该示图中，由于具有四个放大和滤波电路83连接至采样和保持电路15，因此ADC_trigger信号具有在相关测量间隔中间隔开的四个脉冲，从而将轮流对来自每个放大和滤波电路83的信号采样。
激励和控制信号逻辑
如上所述，激励和控制信号逻辑11独立于测量处理单元19操作，并以自由运行方式(一个测量周期接着一个测量周期)循环操作以产生相同控制信号。图18是示出在该实施例中使用的激励和控制信号逻辑11的主要组件的框图。如图所示，激励和控制信号逻辑11包括十九个自由运行同步定时器，它们各自被主时钟信号时钟化并且各自输出上述控制信号中的一个。一些定时器仅为输出主时钟频率的合适的频率降低版本的计数器，而其它定时器输出脉宽调制(PWM)信号(尤其是用于产生使能信号的定时器和用于检测开关块中的多路转接器选择信号)。
测量处理单元
图19是示出的流程图其中测量处理单元19操作以处理存储在存储器17中的测量数据的方式。该处理通常由控制。如图所示，在步骤s1中，测量处理单元19等待以从激励和控制信号逻辑11中接收下一帧参考信号22。当接收到帧参考信号22时，处理前进至步骤s3，此时测量处理单元19从存储器17读取新ADC数据。该数据将包括一组差分测量，每个测量结果包括在选择的激励导体5与选择的检测导体7之间的四个交叉点处形成的互电容的不同组合。在步骤s5中，将测量结果预处理，以使它们成为使得它们更适合于位置感测测量的形式。在最简单的实施例中，该预处理可简单涉及从这些测量结果的每一个中减去背景值(不受用户的手指或触针等扰乱的值)。在该实施例中，测量处理单元19保持每个测量点的对应背景值。在更复杂的实施例(稍后描述)中，测量数据的该预处理可处理测量数据，以确定激励导体5与检测导体7对之间的互电容的分离测量结果。在原测量数据的预处理之后，在步骤s7，测量处理单元19处理调整的测量结果以确定是否存在任何被例如用户的手指(或触针)触摸的数字转换器1的区域。如果没有区域被触摸，则处理前进至步骤s9，此时测量处理单元19更新每个原测量数据点的背景值。这样，将通过测量处理单元19去除因为电路元件随时间的缓慢变化的改变而获得的测量结果的改变。本领域技术人员应该清楚，背景值的更新将涉及大约几分钟的恒定的长时间的数字滤波(校平)，以避免不期望地快速调整背景值，快速调整背景值可潜在地跟踪并去除靠近数字转换器表面的缓慢移动的手指的影响。
在步骤s7，如果测量处理单元19确定存在被触摸的数字转换器1的区域，则处理前进至步骤s11，此时测量处理单元19确定当前触摸的区域是关于通过小的分离的对象(诸如手指或触针)的触摸还是通过大的对象(诸如用户的手的手掌或紧靠在一起的多个手指)的触摸。随后，测量处理单元19根据在步骤s11进行的确定在步骤s13中计算小的分离的对象的位置数据或在步骤s15中计算大的对象的位置数据。小的对象的触摸区域的特征在于信号与图16示出的那些相似。像手掌或多个间隔紧密的手指的大的对象将在邻近的测量节点的大得多的区域中产生大的信号电平。通常，可利用与通常以1mm精度定位的确定较小的分离对象的位置的算法相比目的在于得到更加粗略的位置信息的算法来处理来自大的对象的信号。例如，可将小的对象的位置作为触摸区域中的所有测量数据的重心来计算；并且可对测量数据利用多峰拟合计算更加紧密靠近的手指的位置。
小的对象与大的对象之间的区别允许数字转换器1报告已被检测到的不同类型的触摸，因此允许主机处理器(未示出)根据检测到的对象是小的分离的对象还是大的对象来采取不同控制行为。例如，如果主机处理器正运行绘画程序，则检测到大的对象可用作绘画程序中的“橡皮擦”功能。这样，电子数字转换器的用户体验可与常规“白板”的正常使用相似。
一旦已计算了当前触摸的区域的位置数据，处理就前进至步骤s17，此时测量处理单元19确定数字转换器1的任何额外的区域是否被触摸。如果是，则处理返回至前面的步骤s11。一旦针对触摸区域的每一个获得位置数据，则处理前进至步骤s19，此时测量处理单元19经主机接口单元21向主机处理器(未示出)报告位置数据。随后处理返回至步骤s1，此时测量处理单元19等待指示下一组测量结果已被存储在存储器17中并准备好被处理的下一帧参考信号22。
实施例的优点
1)激励和控制逻辑11关于测量处理单元19自主操作；并且按照“自由运行”方式。因此，激励和控制逻辑可配置有可按照需要的循环方式产生需要的控制信号的简单时钟电路，而不用软件处理器控制。
2)邻近的激励导体按照重叠方式通电，从而在每个激励间隔中，两个邻近的激励导体由互补(180°相移)激励信号驱动，从而允许可对其它附近电子电路造成干扰的数字转换器格栅3的电磁发射减小。
3)检测导体通过测量信道按顺序开关，从而在检测间隔中，来自两个检测导体的信号经过每个检测开关块，从中可获得差分测量，从而允许从LCD屏幕或另一外部噪声源拾取的噪声减小。
4)在极性信号的一个时间段中，每个激励导体通电，这消除了通过放大和滤波电路测量的信号中的低频分量。这还允许针对激励信号的两种极性从每个检测导体获得测量结果，以及激励导体的重叠选择允许最佳测量更新率。
5)激励电子器件布置为使得在一个检测间隔(激励周期)的结束和下一检测间隔的开始，不存在重叠的激励信号，这有助于减小用于放大和过滤从检测导体获得的信号的放大和滤波电路的带宽需求，从而继而减小最终测量结果中包含的噪声。
激励频率
现在将针对不同的激励频率描述针对具有2kHz与200kHz之间的通带的放大和滤波电路83(图20所示)的特定实施方式的以上实施例的操作。图21和图22示出了其中激励信号的频率与极性控制信号的频率相等(即135kHz)的情况；图23和图24示出了当激励信号的频率为极性控制信号的频率的两倍(即270kHz)时的操作；图26和图27示出了其中激励频率为极性控制信号的频率的三倍(即405kHz)的情况；并且图28和图29示出了其中激励频率为极性控制信号的频率的四倍(即540kHz)的情况。
图21示出了其中激励信号按顺序施加至邻近的激励导体X0、X1、X2等的方式。如图所示，在每个激励间隔(Δti_e)的最后，施加至一个激励导体的激励信号从一转变为零，并且施加至邻近的激励导体的激励信号从零转变为一。这样，互补激励信号仍被施加至邻近的激励导体。对所有的激励间隔都是这样的，不同的是在给定激励周期的最后一个激励间隔(Δtk_e)的开始和结束的转变。如上所述，这是因为没有激励导体Xmax连接至最后一个激励开关块50-Mmax。
图22示出了图20所示的放大和滤波电路83中产生的电压V1至V4(电压V1和V2乘以240，并且电压V3乘以2.5，为了使信号容易看见)。如图20所示，电压V1对应于放大和滤波电路83的A*输入，电压V2对应于放大和滤波电路83的B*输入。在该实施例中，因为激励频率与极性控制信号的频率相同，所以图11所示的XOR门100的输出将恒定，并且因此开关99将不改变位置(即在该示例中无解调)。针对以下讨论，应该假设开关99设置在图11所示的位置，从而放大器97-1的输出将传递至放大和滤波电路83的A*输入，以及放大器97-2的输出直接传递至放大滤波电路83的B*输入。另外，为了简化关于稍后的示例的讨论，(在激励频率大于极性控制信号的频率的情况下)将假设没有信号来自放大器97-2。
如图22所示，对于激励频率与极性信号的频率相等(＝135kHz)的情况，在放大和滤波电路83的A*输入出现的输入信号V1将随着时钟信号(激励信号)的上升边缘升高至正峰值，然后将衰减，直至时钟信号的下降边缘到达负峰电压的点为止，以及随后随时间衰减。该V1电压通过第一级放大电路放大和过滤，以产生电压V3。该V3电压随后通过其余放大和滤波电路被再次放大和过滤，以产生输出电压V4，输出电压V4在极性控制信号的频率(135kHz)是较平滑的正弦电压。图22还示出了用于控制信号通过采样和保持电路15的采样的sample_switch信号。如图所示，sample_switch信号从极性信号和激励信号相移，以使得电压V4在对应的激励间隔中在接近其峰值时被采样。
本领域技术人员应该理解，因为在该示例中未执行解调，所以外部噪声的去除不是最佳的，这是因为2kHz至200kHz范围内的所有噪声信号将通过放大和滤波电路83。当数字转换器1用于LCD显示器(其中大约30kHz的LCD开关噪声以及大约100kHz的电源开关噪声并非罕见)时，这可以是极其不利的。
图23和图24示出了当激励频率为极性控制信号的频率的两倍时获得的信号。可从图23中看出，为了优化邻近的激励导体中的激励信号的相反极性转变的数量，奇数号的导体当未选择用于激励时保持在Vcc。因此，当在激励间隔Δt1_e的最后施加至激励导体X0的激励信号从零转变为一时，施加至邻近的激励导体X1的激励信号从一转变为零。如果激励导体X1未保持在Vcc，则在激励间隔Δt2_e的中间将仅出现反相转变。
图24示出了在激励频率为极性控制信号的频率的两倍的情况下的电压V1、V2、V3和V4。图24所示的竖直虚线对应于激励信号的转变。如图所示，当激励信号(ex_clock)从低电平转变为高电平时，电压V1的振幅增大，随后在时钟周期的前一半中衰减。然而，在用于产生用于解调开关99的demod控制信号的ex_clock_shifted信号的下降边缘，放大器97-1的电压输出切换至放大和滤波电路83的B*输入，因此在V2出现。接着，当激励信号从高电平转变为低电平时，将在V2出现负电压，其随时间衰减。当ex_clock_shifted信号从低电平改变为高电平时，用于控制解调开关99的位置的demod信号将保持相同，这是因为在该时刻，极性信号也从高电平改变为低电平。因此，在激励信号的上升边缘，在V2出现正峰，其随时间衰减直至ex_clock_shifted信号的下降边缘。这时，解调开关99的位置再次改变，以使得放大器97-1的电压输出经A*输入传递至放大和滤波电路83，因此在V1出现。
图24还示出了通过放大和过滤V1与V2之间的差获得的经过滤的信号V3；并且V4示出了在放大和滤波电路83的输出的另一放大和过滤信号。如图24所示，输出信号V4在对应于极性控制信号的频率仍为基本正弦信号。图24还示出了用于控制从放大和滤波电路83输出的信号的采样的sample_switch控制信号。如图所示，sample_switch信号相对于极性信号移位，以使得输出V4在接近其峰值时被采样。
如上所述，在该示例中，在激励信号的频率为极性控制信号的频率的两倍的情况下，奇数号的激励导体当激励信号未被施加至它们时保持在Vcc。图25示出了图5的修改的版本，示出了其中可实现这一点的一种方式。
因为在该实施例中使用的解调，将通过放大和滤波电路83的频率包括70kHz与470kHz之间的那些(270kHz左右+-200kHz)。因此，100kHz的频率的噪声将仍然通过放大和滤波电路83。
图26和图27示出了当激励频率为极性控制信号的频率的三倍时的操作。如图26所示，在这种情况下，不需要将奇数号的激励导体保持在Vcc。在每个激励间隔(Δti_e)中存在激励信号的偶数号的转变的所有情况下均如此。因此，根据该激励频率，不需要改变偏置方案，而可使用图5所示的电路。
根据该激励频率，将通过放大和滤波电路83的频率包括205kHz与605kHz之间的那些(405kHz左右+-200kHz)。因此，根据该激励频率，将通过放大和滤波电路83在一定程度上过滤100kHz的干扰信号。
图28和图29示出了当激励频率为极性控制信号的频率的四倍时的操作。在这种情况下，如图28所示，奇数号的激励导体5应该(优选地)保持在Vcc，以优化邻近的激励导体上的激励信号的反相转变数量。
在这种情况下，放大和滤波电路83的通带对应于340kHz至740kHz(540kHz左右+-200kHz)。在这种情况下，约100kHz的外部噪声源将被放大和滤波电路83有效地过滤掉。
激励信号的频率将为极性控制信号的频率的任意整数倍。整数的选择取决于特定应用和可存在的噪声源。发明人已发现用于在该实施例中使用的复用策略的最佳比率是激励频率为极性控制信号的频率的约七倍。对于极性信号的频率为135kHz的情况，激励频率为945kHz。当激励导体和检测导体由铜(或其它低电阻材料)形成时，945kHz的数字转换器的操作甚至对于设计用于大对角线屏幕(例如对角线为203cm(80英寸)或更大)的数字转换器也是实用的。然而，根据基于ITO的数字转换器1，这种高激励频率仅可用于设计为用于小得多的显示屏幕的数字转换器中。尤其是，根据基于ITO的数字转换器，针对对角线为约75cm(30英寸)的屏幕，激励频率应被限制为约70kHz，以保持串扰噪声的量低于10％。随着显示屏幕的尺寸增大，用于这种基于ITO的数字转换器的激励频率必须进一步降低。然而，降低激励频率还具有减小正被测量的信号的振幅的效果。通过比较图22、图24、图27和图29所示的V4信号的振幅可看出这一点。如图所示，随着激励频率增大(相对于极性控制信号的频率)，V4信号的振幅增大。本领域技术人员应该理解，这是因为测量到的通过互电容耦合导致的信号线性地依赖于激励频率。当然，有时可减小极性控制信号的频率(以减小滤波电路的带宽，这将也减小噪声)，这样减小了可获得新测量结果的速率。如上所述，测量更新率必须足够大以允许在数字转换器1上跟踪对象，因此，极性控制的频率应该保持足够高，对于大尺寸数字转换器1尤其如此。
原测量数据的预处理
在以上描述中，在图19的步骤s5中对原测量数据执行的预处理简单地包含了减去背景值。现在将描述在步骤s5中可执行的更复杂的预处理，其致力于获得通过触摸事件导致的单独的激励导体和检测导体对之间的互电容耦合的扰动(改变)的测量结果，这对处理复杂触摸对象提供了更大的灵活性。为了提高大对角线数字转换器系统所需的测量速度，这种更复杂的预处理不针对格栅的所有交叉点而仅针对确定已触摸数字转换器的交叉点确定这些互电容耦合值。这大量地减少了需要被处理的原数据测量结果的量，并提高了计算的数据的信噪比。实际上，对于大型对角线数字转换器传感器，利用上述差分感测算法获得的超过99％的差分测量将仅显示出与它们的不受扰乱的值的可忽略的小偏离。这允许在最小处理和延迟的情况下实施下面参照图30描述的新颖算法。
本领域技术人员从以上讨论中应该清楚，从以上感测算法获得的每个测量值提供了表示两个邻近的激励导体5与两个邻近的检测导体7之间的互耦合的差的“双差分”测量。具体地说，从ADC13获得的单个测量值(vi,j)将表示以下双差分测量结果：
vi,j＝(Mi,j+1-Mi-1,j+1)-(Mi,j-Mi-1,j)
其中Mi,j表示激励导体i与检测导体j之间的互电容耦合。第一括号中的项表示由于利用相反极性激励信号(ex+和ex-)驱动邻近的激励导体(i和i-1)而在检测导体(j+1)中产生的信号；第二括号中的项表示由于利用相同极性的激励信号(ex+和ex-)驱动相同邻近的激励导体(i和i-1)而在检测导体(j)中产生的信号。由于将信号从两个邻近的检测导体施加至放大和滤波电路83中的差分放大器115的不同输入，两个括号中的项彼此相减。
因此，每个数据值表示数字转换器格栅3中的四个邻近的交叉点的组合效果。图30a示出了标示为i-1、i和i+1的激励导体以及标示为j和j+1的检测导体周围的数字转换器格栅3的一部分。虚线方框150-1将由以上双差分测量表示的四个交叉点包围起来。在下一激励间隔中，扫描处理选择激励导体i+1而非激励导体i-1，并且极性控制信号改变，从而此时获得的双差分测量结果表示如下：
vi+1,j＝(Mi+1,j+1-Mi,j+1)-(Mi+1,j-Mi,j)
图30a中示出的虚线方框150-2将由该新双差分测量表示的四个交叉点包围起来。随着每个新激励导体5被选择，获得新双差分测量。一旦所有激励导体5被这样选择和通电，就选择下一检测导体(在该示例中，j+2)而非检测导体(j)，并且重复激励导体5的驱动。这样获得的测量值可方便地看作值的矩阵，各行中的值表示针对给定的一对检测导体获得的测量值，在该行中后续位置的值对应于由于激励导体从一个激励间隔至下一激励间隔的连续开关而获得的不同测量值。
当i＝0时：
V0,j＝(M0,j+1-M-1,j+1)-(M0,j-M-i,j)＝M0,j+1-M0,j
其中M-1是等于零的丢失的导线(Xmax)的效应，M0是激励导体X0的效应。
当j＝0时，v0,0＝M0,1–M0,0,其对应于检测导体Y0与Y1之间的检测。当j设为其最大值(maxj)时，v0,maxj＝M0,maxj+1–M0,maxj，其对应于检测导体Ymax与Ymax-1之间的检测。本领域技术人员应该理解，maxj的值取决于从检测导体的格栅获得多少差分测量结果。在在每个邻近的检测导体对之间获得差分测量结果的上述实施例中，maxj将等于检测导体的数量减二。
当i设为最大值(maxi)时：
Vmaxi,j＝(Mmaxi,j+1-Mmaxi-1,j+1)-(Mmaxi,j-Mmaxi-1,j)＝Mmaxi-1,j-Mmaxi-1,j+1
其中Mmaxi是丢失的激励导体(Xmax)的效应，因此等于零；Mmaxi-1是激励导体Xmax-1的效应。在该实施例中，因为在每个检测间隔中的第一激励间隔和最后一个激励间隔中使丢失的激励导体和单个激励导体通电(见图9)，所以maxi等于激励导体的数量。
如上所述，在该示例性实施例中，有二十四个不同的放大和滤波电路83，并且它们各自产生在相同激励间隔中测量的信号。(至少一开始)分离地处理从每个放大和滤波电路83获得的测量结果是方便的，因此，在该实施例中将产生二十四个这种矩阵。如上所述，每个检测开关块80从七对检测导体(在图12中示出，源于七个不同
的检测间隔)中获得将被放大和过滤(在测量之前)的信号，并且这样每个矩阵将具有七行值。各行将具有当邻近的激励导体对被通电时以及当最后一个激励导体(5-Xmax-1)自身被通电时获得的值，从而所述矩阵将具有比激励导体5的数量多一列。因此，在一个测量周期中，将产生以下矩阵：
在该实施例中，m＝0至23，并且jmax等于6。
图30b是示出当在该实施例中在图19的步骤s5中执行该更复杂的预处理时通过测量和处理单元19执行的处理步骤的流程图。如图所示，在步骤s5-01中，从每个原测量值中减去对应的背景值。在该实施例中，测量和处理单元19存储对应于以上测量值(Vm)的矩阵的一组二十四个背景值的矩阵(Bm)，从而可通过执行以下矩阵相减操作从测量值中减去对应的背景值：
Vm comp＝Vm-Bm
因此，存储在背景补偿矩阵Vm comp中的值识别每个测量值如何从对应的背景值(或不受扰乱的值)偏离。当不存在将影响激励导体与检测导体之间的互耦合的触摸或靠近数字转换器的手指、触针或其它对象时，所有这些背景补偿矩阵中的值应该非常接近零。然而，当手指、触针或其它对象触摸或靠近数字转换器时，其影响手指、触针或其它对象的附近的激励导体与检测导体之间的电容式耦合，并且背景补偿矩阵中的对应的值的幅值将大得多。当小的对象邻近于数字转换器时，由于测量的差分性质，信号测量结果包括在值上彼此挨着(如图16所示)的正负窄脉冲。当较大对象设为邻近于数字转换器时，将在对象的一个边缘观察到一种极性的峰，并且将在另一边缘观察到相反极性的峰。这是因为测量结果表示电容式耦合的差分变化。从而在对象的中间，邻近导体经受相似的条件，因此它们产生的信号之间的差将很小。
下面描述的步骤致力于识别与对象的存在关联的特征正负峰。算法轮流考虑每个背景补偿矩阵(Vm comp)中的各行；并且在s5-02和s5-03中分别将用于控制该处理的检测块标(m)和行标指示符(j)初始化为零。在步骤s5-04中，测量和处理单元19读取由检测块标(m)指示的矩阵中由行标(j)指示的行中的值。
在步骤s5-05中，测量和处理单元19将选择的行中的每个值的幅值与阈值比较，以识别在幅值大于阈值的行内可能触摸区域。然而，这种简单的选择需要进一步的调整，由于该处理可能选择相同的大的对象的相对的边缘作为分离的触摸区域。例如，大的对象的第一边界的差分测量结果可提供高的正值；对象的中间可导致近乎零值，而相反的边缘可提供大的负值。因此，在步骤s5-06中，测量和处理单元19反复地分析(在步骤s5-05中识别的)选择的可能触摸区域，以根据需要将靠近的可能触摸区域组合在一起，以俘获这种大的对象的触摸。为了实现这一点，在该实施例中，步骤s5-06计算等于初始选择的触摸区域(或当前选择的触摸区域(如果是接着的迭代))中的差分测量值之和除以这些差分测量值的模量之和的控制参数Ω。针对正确选择的可能触摸区域，计算的控制参数Ω应该接近于零。控制参数Ω的较大值，尤其是接近于+1或-1的值，表示初始选择的可能触摸区域被不正确地选择。在这种情况下，测量和处理单元19找到具有相反极性的大的控制参数值Ω的最接近的触摸区域，并将对应的触摸区域合并在一起(包括它们之间的所有点)，以针对新的合并的可能触摸区域最小化控制参数Ω的值。当然，步骤s5-06的处理可将应该作为分离的对象处理的触摸区域连接在一起。然而，随着低于阈值的所有测量值随后被零值替代，以有利于在图19的步骤s11中更精确地选择单独的触摸区域，这不成为问题。这个阶段中识别可能触摸区域的目的是识别背景补偿矩阵(Vm comp)的将被处理的部分，以确定表示单独的激励导体/检测导体对之间的互耦合的变化的值(而非可得自背景补偿矩阵(Vm comp)的原双差分测量结果)。
在步骤s5-07至s5-09中，该算法随后处理每个可能触摸区域中的双差分测量值，以沿着每个可能触摸区域中的行对所述值积分。具体地说，在步骤s5-07中，测量和处理单元19确定是否存在未通过步骤s5-08和s5-09处理的任何更多的可能触摸区域(在正被处理的当前行中)。如果有，则在步骤s5-08中，测量和处理单元19确定待处理的可能触摸区域的行中的起始点(nstart)和行中的终止点(nend)。这些起始点和终止点是可能触摸区域中的其值超过阈值的第一个值和最后一个值。然后，在步骤s5-09中，测量和处理单元对起始点和终止点之间的值积分，并将积分值存储在少一次测量的新矩阵(Um)的新的一行的对应的位置，从而新矩阵中的列数等于激励导体5的数量。
如上所述，每个原双差分测量表示以下互电容的组合的效应：
vm i,j＝(Mm i,j+i-Mm i-1,j+i)-(Mm i,j-Mm i-1,j)
如果假设正好在nstart之前的原测量值为零，则可假设在前一值与nstart之间共享的导体(i-1)的影响也为零。因此，可认为在nstart的值等于：
um nstart,j＝vm nstart,j＝(Mm nstart,j+1–0)-(Mm nstart,j-0)＝Mm nstart,j+1-Mm nstart,j
这表示单个激励导体(下标为nstart)与两个邻近的检测导体(下标为j和j+1)之间的互耦合。如果随后将该值加至可能触摸区域中的下一值(vnstart+1)，则得到：
um nstart+1,j＝vm nstart+1,j+um nstart,j
＝(Mm nstart+1,j+1-Mm nstart,j+l)-(Mm nstart+1,j-Mm nstart,j)+(Mm nstart,j+1-Mm nstart,j)
＝Mm nstart+1,j+1-Mm nstart+1,j
该值表示下一激励导体(下标为nstart+1)与相同的两个检测导体之间的互耦合。步骤s5-09计算nstart与nend之间的该积分值。更具体地说，在该实施例中，计算以下积分值：
um p,j＝vm p,j+K0×um p-1,j
其中K0是接近于一的常数，nstart≤p≤nend并且unstart-i,j＝0。
常数K0的确切值取决于放大和滤波电路83的瞬变响应(图40c所示，并且将稍后更加详细地描述)。尤其是，当激励信号施加至激励导体时，通过检测导体接收到的信号将为形成放大和滤波电路83的一部分的DC阻隔电容器充电。结果，放大和滤波电路83将不放松至mid-rail电压而是放松至以取决于放大和滤波电路83的时间常数(取决于极性调制信号的频率和放大和滤波电路83的低频转角值)的量从mid-rail偏离的中点电平。作为示例，在放大和滤波电路83的二阶高通滤波器的低频转角对应于极性调制频率的百分之一的情况下，常数K0可设为接近于1.04。
在下一激励间隔中，关于相同激励导体的信号将在放大和滤波电路83的输入变换，并且将导致放大和滤波电路放松至相对中点值。因此，关于来自相同激励导体的信号的极性时间段的正负部分的中点电平的两个扰动将几乎彼此完全抵消——将留下激励导体的信号振幅的约0.06％作为对中点电平的合成净扰动(通过放大和过滤电路83的低频转角确定的时间常数，净扰动将放松至mid-rail)。因此，虽然来自具有正负极性二者的给定激励导体的信号的净效应非常接近于零(并低于实际测量噪声电平)，但是该AC信号的第二振幅的测量值将为比第一振幅高约4％(并将具有相对的符号)。因此，将前一值乘以1.04将补偿测量中的该瞬变效应。
按照这种方式继续新值的计算，直至到达选择的触摸区域的终止。此时，Unend,j的计算的值应该等于零，这是因为为零的下一双差分测量共享下标为nend的激励导体。然而，实际上，Unend,j将由于测量结果中的噪声的累积效应、系数K0的值的错误以及由于mid-rail电平从其先前值的缓慢移位而不等于零。为了补偿unend的非零最终值，计算梯度校正Δ＝unend,j/(1+nend-nstart)，并且对关于关注的可能触摸区域的所有数据进行如下校正：
ucorr,m p,j＝um p,j-Δ×(1+nstart)，nstart≤p≤nend
这完成了对当前可能触摸区域的处理，并且针对下一可能触摸区域执行相似处理，直至在步骤s5-07中确定在正被处理的原双差分测量结果的当前行中没有更多的可能触摸区域。在这一点上，所述处理前进至步骤s5-10，此时将校正后的矩阵的当前行中的所有空的单元(不对其执行以上积分处理的行中的元素)设为零。相似地，值(ucorr,m i,j)小于以上(或相似)阈值的所有单元也设为零。这有助于将未通过步骤s5-06中的算法正确分裂的触摸区域分离出来。
步骤s5-11、s5-12和s5-13确保测量和处理单元19针对每个背景补偿矩阵Vm comp的各行重复以上积分处理。原数据的这种积分的结果是一组新的数据矩阵Um corr。在每个新矩阵Um corr中，不同列中的数据对应于单独不同激励导体X的效应，而非其中多数列中的数据关于邻近的激励导体Xi和Xi+1的差分效应的初始组矩阵Vm中的数据。
处理随后前进至图30c所示的步骤s5-14，其中m个矩阵(Um corr)连在一起以形成新的数据矩阵Uunited，从而新矩阵Uunited中的各列对应于特定激励导体X的影响，并将连续的差分测量结果与多对邻近的检测导体Yk和Yk+1组合在一起。考虑到图12所示的每个检测导体的差分检测的极性在当通过检测开关电路80选择该检测导体的时间中保持不变，该算法还将用于每个分离的检测块m中的每个偶数检测间隔j的数据ucorr,m i,j的标记逆转。
更复杂的预处理的后续步骤用于按照其中Vm comp的各行的值在步骤s5-09中的积分方式相似的方式沿着联合矩阵(Uunited)的各列对每个值积分。沿着各列积分比沿着各行积分稍微更复杂，这是因为各列的起始和终止值对应于差分测量结果。对于各行却没有这样的情况，这是由于一行的第一个和最后一个值对应于当仅一个激励导体被通电时的情况(见图9中的激励间隔Δt1_e和Δtk_e)。这样做的效果是，如果将对象布置在数字转换器格栅的顶部或底部边缘上，则将仅在用于该触摸区的数据值中找到特征正峰和负峰之一。例如，位于格栅3的边缘并与检测导体Y0重叠的手掌可在检测导体Y0与Y1以及Y1与Y2之间的差分测量结果中产生非常小的效应。然而，在手掌的边缘将产生大的负差分信号，并且负差分信号的该区将不通过具有正差分信号的区补偿，由于手掌的其它边缘位于感测格栅3以外。
现在转到图30c，在步骤s5-15中，列标指示符(i)初始化为零。在步骤s5-16中，测量和处理单元19读取由列标指示符(i)指示的列中的值。在步骤s5-17中，测量和处理单元19将选择列中的每个值的幅值与阈值比较，以识别其中幅值大于阈值的列中的可能触摸区域。每个区域由起始点(nstart)和终止点(nend)识别。如在步骤s5-06中那样，在步骤s5-18中，测量和处理单元19反复地分析(在步骤s5-17中识别的)选择的可能触摸区域，以根据需要将靠近的可能触摸区域组合在一起以俘获大的对象的触摸。像之前那样，计算等于初始选择的触摸区域(或当前选择的触摸区域(如果是接着的迭代))中的差分测量值之和除以这些差分测量值的模量之和的控制参数Ω。对于正确选择的可能触摸区域，计算的控制参数Ω应该接近于零。控制参数Ω的大的值，尤其是接近于+1或-1的值，表示初始选择的可能触摸区域被不正确地选择。在这种情况下，测量和处理单元19找到具有相反极性的大的控制参数值Ω的最接近的触摸区域，并将对应的触摸区域合并在一起(包括它们之间的所有点)，以针对新的合并的可能触摸区域最小化控制参数Ω的值。然而，如上面的解释，当触摸区域位于数字转换器的对应于正被处理的值的列的起始或终止的边缘时，可能不存在其它具有相反极性的大的控制参数值Ω的触摸区域。因此，如果不可找到合适的邻近的触摸区域，则假设存在与数字转换器的边缘重叠的大的对象，并且将当前选择的可能的触摸区域与列(最靠近的那一个)的起始或终止之间的数据点加至关注的可能触摸区域(通过相应地调整nstart或nend的值)。
在可能触摸区域在步骤s5-18中被识别出之后，对每个触摸区域中的值从起始点至终止点积分，并且将积分值存储在比矩阵Uunited多一行的新矩阵(W)的新列的对应的位置中。
如上所述，矩阵Uunited中的值表示激励导体(i)与两个邻近的检测导体之间的互耦合的差。因此，在可能触摸区域的起始的值可表示为：
ui,nstart＝Mi,nstart+1-Mi,nstart
ui,nstart是可能触摸区域中的第一值并且大于阈值，其跟随者为零的ui,nstart-1。因此，可以假设形成ui,nstart-1的一部分的Mi,nstart必需也等于零，并且ui,nstart的值等于Mi,nstart+1，即，激励导体i与检测导体nstart+1之间的互电容耦合。另外，将该值加至列中的下一值，得到：
wi,nstart+2＝ui,nstart+1+ui,nstart
＝(Mi，nstart+2-Mi,nstart+l)+Mi,nstart+1
＝Mi,nstart+2
结果，将写入新矩阵(W)中的值可如下：
wi,p+1＝ui,p+wi,p nstart≤p≤nend；并且wi,nstart＝0
系数K0不可应用于该计算，因为列中的邻近的数据表示在邻近的检测间隔中获得的测量结果，并且在这些间隔之间的时间，任何瞬变将设为零。按照这种方式继续新值的计算，直至到达选择的触摸区域的终点。此时，wi,nend+1的计算的值应该等于零，因为其应该等于Mi,nend+1，并且该值应该为零，因为其形成为零的unend+1的一部分。然而，实际上，由于在测量中的噪声累积效应以及由于mid-rail电平从其先前值的缓慢移位导致按照这种方式计算的wi,nend+1将不等于零。为了补偿wi,nend+1的非零最终值，计算梯度校正Δ＝wnend,j/(1+nend-nstart)，并且对关于关注的可能触摸区域的所有数据进行如下校正：
wcorr,m i,p+1＝wi,p+1-Δ×(1+p-nstart)nstart≤p≤nend
然而，如果触摸区域包括列的起始，则因为仅可假设一个零边界条件(在nend)而执行不同积分；并且必须如下从终止点ui,nend返回列的起始执行积分：
wi,p＝-ui,p+wi,p+1 0≤p≤nend；并且wi,nend+1＝0
另外，当可能触摸区域与列的起始或终止重叠时，仅存在一个零边界，因此不可利用来自额外零边界的信息执行梯度校正。因此，这样计算的wi,p的值被直接用作校正值wcorr i,p。
返回图30c，在步骤s5-18中从当前列中识别可能触摸区域之后，在步骤s5-19中检查是否存在必须在当前列中处理的任何其它的可能触摸区域。如果有，则处理前进至步骤s5-20，此时确定/找回下一可能触摸区域的起始点(nstart)和终止点(nend)。在步骤s5-21中，测量和处理单元19确定在当前可能触摸区域中是否包括列的起始的数据点。如果是，则在步骤s5-22中从终止点(nend)开始并返回列的起始这样执行积分；并且将确定的积分值存储在新矩阵(Wcorr)的对应列的对应位置。
在步骤s5-21，如果测量和处理单元19确定可能触摸区域不包括来自列的起始的数据点，则处理前进至步骤s5-23，此时测量和处理单元19确定列的终止的数据点是否被包括在当前可能触摸区域中。如果是，则在步骤s5-24中从起始点(nstart)开始至列的终止执行积分。在这种情况下不执行梯度校正，因为在列的终止没有零边界条件；因此，确定积分值并将其存储在新矩阵(Wcorr)的对应列的对应位置中。
在步骤s5-23，如果测量和处理单元19确定可能触摸区域并不包括来自列的终止的数据点，则处理前进至步骤s5-25，此时测量和处理单元19从起始点(nstart)开始至终止点(nend)执行积分。随后利用以上梯度校正来校正因此确定的积分值，并且将校正后的值存储在新矩阵(Wcorr)的对应列的对应位置中。
处理随后返回步骤s5-19，并且针对当前列中的所有其它可能触摸区域重复该处理，直至当前列中没有仍被处理的更多的可能触摸区域为止。在这个阶段，处理从步骤s5-19前进至步骤s5-26，其中将Wcorr的当前列中的不含值的所有单元以及Wcorr的计算值小于阈值的任何单元设为零值。接着处理前进至步骤s5-27，此时测量和处理单元19将列标指示符(i)加一，并且随后检查以确定列标指示符是否超过极限——maxi(指示Uunited的所有列已被处理)。如果未超过极限，则处理返回步骤s5-16，并且针对从Uunited读取的下一列值重复该处理。一旦按照这种方式处理了所有列，预处理就结束，并且结果为新矩阵Wcorr，其中不同行中的数据现在对应于每个单独的检测导体7的效应，并且不同列中的数据现在对应于每个单独的激励导体5的效应。处理随后利用新产生的矩阵Wcorr从图19中的步骤s6再开始。
本领域技术人员应该理解，图30中所示的该预处理的优点在于，与可从原双差分测量结果中获得的触摸区域的位置相比，可更精确地确定可从Wcorr中含有的互电容值的改变确定的触摸区域的位置。另外，通过识别存在可能触摸区域的起始点和终止点，可仅针对非常少比例的测量点(所有测量点的1％至5％，取决于触摸次数)计算互电容值的改变，因此提高处理速度和计算的应答的信噪比。
替代实施例和修改形式
以上已详细描述了可在大范围的尺寸上实现并且可在具有或不具有关联的显示屏幕的情况下使用的数字转换器1。现在将描述上述数字转换器的多个修改形式。
在以上积分算法的实施例中，在在步骤s5-08和s5-09实施积分处理之前，在步骤s5-05和s5-06实施零边界条件的动态选择(见图30b)。在替代实施例中，可直接开始积分处理，并且接种关于非差分激励的点，诸如um 0,j＝vm 0,j。在下一步骤中，将计算值um 0,j与第一阈值进行比较。如果um 0,j的幅值低于第一阈水平，则作为替代，将零值分配给该数据点：um 0,j＝0。对所有后续点如下计算：um p,j＝vm p,j+K0*um p-1,j。对于幅值低于第一阈水平的任何结果，再次将计算的值um p,j设为零。这种方法有助于避免从触摸区域以外的区域积累测量噪声。该实施例的积分算法将所有计算的值um p,j保持在零，直至遇到实际触摸区域为止。这有助于针对触摸区域中的计算的值um p,j保持相似的信噪比水平，而不管关于值um 0,j的第一激励导体X0是否对应于实际触摸区域(至少未积累来自先前积分步骤的噪声)或关于触摸区域的第一激励导体是否位于激励格栅3的端部。一旦积分处理经过触摸区域，计算的值um p,j就可不返回幅值低于第一阈值的值。可由于噪声、所用K0的值的误差、中点电平的转移等的组合效应而发生这种现象。为了避免这种不明确，也可将计算的值um p,j的幅值与第二(较大)阈值比较。在um p,j第一次超过该第二阈值之后，积分处理确定积分已越过触摸区域的第一边界，并且在实际触摸区域内进行处理。因此，积分处理开始监视对应于到达触摸区域的第二边界的条件。为了实现这一点，积分处理还将每个计算的值um p,j的幅值与第二(较大)阈值进行比较，以及将vm p,j的值与第一(较小)阈值进行比较。如果um p,j和vm p,j二者的幅值均低于对应的阈值，则测量和处理单元19确定已越过触摸区域的第二零边界，并且将nend分配为等于p的当前值。在下一步骤中，算法确定触摸区域的起始位置nstart，以按照与第一实施例中的步骤s5-09中所用的方式相似的方式将梯度校正应用于刚才确定的触摸区域内的已计算的数据：
Δ＝um p,j/(1+p-nstart)
ucorr,m k,j＝um k,j-Δ×(1+k-nstart)，nstart≤k≤p
校正的值ucorr,m p,j等于零，并用于继续积分处理直至到达该行的终止。算法还考虑了最后一个数据点um maxi,j＝vm maxi,j+K0*um maxi-1,j必须等于零，因为其关于丢失的导体Xmax的效应。因此，将下标p＝maxi的这最后一个点作为触摸区域的终止进行处理，并即使计算的值um maxi,j高于第二阈值也将梯度校正施加至数据。
本领域技术人员应该理解，这种积分处理的替代方式与积分算法的第一实施例非常相似，但其依赖于对应于非差分激励的种数据点的存在。
在第一实施例中，假设总是可以针对数据的积分限定零边界条件。对于大对角线尺寸系统，这样是可以的；然而，对于像针对4"至10"对角线尺寸的格栅设计的那些小尺寸对角线系统来说，这样不行。尤其是，在在这种小尺寸对角线系统的特定环境下，激励导体与检测导体之间的全部遍布的节点可同时被用户的手的多个手指和手掌扰动。结果，可难以针对原双差分数据的积分限定零边界条件。有时在步骤s5-09中执行的积分将是稳定的，由于其不管触摸的实质如何都在行的起始和终止具有两个良好限定的零边界点(由于在这些激励间隔中仅激活一个激励导体)。在相反的情况下，在步骤s5-22、s5-24或s5-25中执行的沿着列的积分可能失效，这是因为检测开关块80的所有输入连接至检测导体7。为了解决这个问题，有利的是，小数字转换器将可能已连接至检测导体Y0和/或检测导体Ymax的检测开关块80的输入连接至mid-rail而非实际检测导体7。与在步骤s5-09中使用的或与具有在先前段落中描述的种积分点的替代实施例相似，检测电路的布线的这种改变将允许针对数据的积分提供良好限定的零边界条件。
在替代实施例中，可在每个激励开关块50中引入“丢失的”激励导体。另外，每个检测开关块80中的一个(或更多个)导体可连接至mid-rail而非格栅3(另外，在所述实施例中，不需要在邻近的开关块之间共享检测导体)。不连接至传感器格栅3的所述“丢失的”导体将格栅3的测量矩阵分为具有用于积分的良好限定的零边界条件的多个块。在该实施例中，有效的是将以非差分方式执行大量的激励，并且将以非差分方式进行大量测量。从先前讨论中清楚的是，对应于这种非差分测量结果的数据将更直接地进行积分任务。多个块的每个的积分区域内的导体数量减少，因此可实现更好的信噪比。然而，在激励周期中使用的大量的非差分激励可导致来自数字转换器的格栅3的电磁辐射的量明显增大。相似地，每个检测开关块80执行的大量非差分测量将增加外部噪声与测量电路耦合的效率，因此减小可获得的信噪比。虽然这种EMI的增加对于对角线为30cm或更小的小对角线尺寸系统来说无意义，但是其对于例如2米对角线尺寸的较大的数字转换器来说成为主要问题。
在以上实施例中，将极性控制信号施加至从每个选择的检测导体获得的信号(或与之相乘)。通过解调开关99施加该极性控制信号。在替代实施例中，在极性控制信号被施加至每个激励导体5之前可将其施加至激励信号。图31a示出了其中可实现这一点的一种方式。如图31a所示，通过对极性控制信号与ex_clock信号进行异或(XOR)处理形成正激励信号(ex+)。相似地，通过对反极性信号与ex_clock进行异或处理获得负激励信号(ex-)。
图31b示出了施加至选择的激励导体的激励信号的形式。与上述第一实施例相似，轮流和按照重叠方式将激励信号施加至每个激励导体。另外，与上述第一实施例相似，将施加至每个激励导体的激励信号持续施加两个连续的激励间隔(Δti_e和Δti+1_e)。另外，施加至每个激励导体的激励信号的极性在所述两个激励间隔之间是相反的。通过在激励电路中使用极性控制信号导致这种激励信号的反转。
图31b示出了在每个极性控制信号的周期中存在16个激励周期的情况。然而，由于在激励侧上施加的极性控制信号，丢失一个激励脉冲，因此仅将15个脉冲施加至每个激励导体。因此，在该感测中，在激励侧上施加极性控制信号比在检测侧上施加极性控制信号有效性更差。图32示出了在每个极性周期中存在17个周期的情况，但由于极性信号，丢失一个激励脉冲，因此仅实际施加16个脉冲。如图31b所示，由于在每个激励间隔中施加的激励信号中存在奇数次转变，因此不需要将任何未被通电的激励导体保持在Vcc。另一方面，在图32中，在每个激励间隔中施加的激励信号中存在偶数次转变，因此，为了优化施加至邻近的激励导体的相对脉冲，将未被通电的奇数号的激励导体的每一个保持在Vcc。
图33示出了在该替代实施例中使用的检测开关块80。如图33所示，没有极性控制信号与ex_clock_shifted信号组合。相反，如图34所示，demod信号对应于第一实施例的ex_clock_shifted信号。可从图34和图35中看出，针对询问是否存在用户的手指和是否不存在邻近于导体的手指的情况，放大和滤波电路83的输出与第一实施例中的相同。因此，可将极性控制信号施加在电路的检测侧或激励侧上，而不会明显地影响实施例的操作。
在以上实施例中，来自四个放大和滤波电路的输出经过采样和保持电路15。如图18所示，ADC_trigger信号使得ADC在激励间隔中以规则间隔开的间隔对采样和保持电路15的输出采样。图36和图37示出了具有较少的放大和滤波电路和ADC_trigger信号使得ADC13在每个激励间隔的开始转换采样和保持电路15的输出的替代实施例。如图36所示，在该替代实施例中，C1和C2电容器连接至4输入1输出多路转接器155的不同输入。如图36所示，通过经由开关156选择性地开关的trigger_clock信号产生ADC_trigger信号；并且通过in7控制信号控制开关156的位置。
在第一实施例中，最后一个激励开关块50-Mmax具有一个未连接至激励导体的输出。根据以上解释，这减小了放大和滤波电路83所需的通带的宽度。将参照图38至图40解释原因。尤其是，图38示出了其中包括丢失的激励导体Xmax并且其连接至最后一个激励开关块50-Mmax的替代实施例。如图38所示，在该实施例中，将极性控制信号施加在数字转换器电子器件的激励侧而非第一实施例的检测侧上。然而，根据以上解释，将极性控制信号施加到哪一侧不影响实施例的操作。
可从图39中看出，在激励周期的最后一个激励间隔和第一激励间隔(Δtk_e和Δt1_e)中，将激励信号施加至导体Xmax(而在第一实施例中，没有待通电的Xmax导体)。因此，有时该实施例提供在每个激励间隔(Δti_e)中存在由两个相反极性的激励信号通电的导体的优点，在每个激励周期的第一激励间隔(Δt1_e)中，将数字转换器相对两端的导体(导体X0和Xmax)通电。由于这些导体彼此不邻近，因此信号在该间隔中将不组合以减小数字转换器的电磁发射。另外，由于施加至激励导体Xmax(针对检测导体的相同构造)的激励信号的正负极性在激励周期的起始和终止施加，因此将额外频率分量引入对应于激励周期的频率的从检测开关块80输出的信号。该额外分量189在图40a中以对应于激励周期的频率(1/T_ec)的频率示出。由于该额外的频率分量189，必须将放大和滤波电路83设计为具有较宽通带。图40b通过实线191示出了将允许该额外频率分量189通过放大和滤波电路83的通带。图40b还通过虚线193示出了在第一实施例中使用的放大和滤波电路83的带宽。可从图40b中看出，按照图38所示的方式连接的额外激励导体导致放大和滤波电路83的带宽显著增大，这继而增大了将通过放大和滤波电路并进入获得的测量结果的噪声的量。
从不同的方面考虑，在激励周期的开始通过激励导体Xmax导致的信号将扰动将从放大和滤波电路83输出的后续信号的中点的瞬时值。例如，当滤波器83的低转角频率与极性调制信号的频率为约1:100时，中点电平的扰动将为关于激励导体Xmax的信号的振幅的约4％。在极性调制频率为几百kHz的大型数字转换器系统中，在滤波器的低转角频率将至与极性调制信号的频率的比为约1:2,000的情况下，瞬变扰动可降至0.2％，从而使其接近几百Hz。这种情况下的小电平的瞬变扰动接近于噪声电平，并且在测量处理单元19的数据处理步骤中可忽略。
通过导体Xmax的信号导致的中点电平的瞬变扰动将以滤波电路83的低转角频率确定的时间常数随时间放松，并且在给定激励周期的终止可通过关于激励导体Xmax的反极性信号补偿时将几乎衰减至零。有时作为使其它激励导体通电的结果，将存在相似的扰动，在下一激励间隔中将通过反极性信号为这些导体通电，从而扰动将基本彼此抵消。关于为导体Xmax通电不一定都是这种情况，这是因为(关于相同检测导体)在激励周期的起始和激励周期的终止为其通电。当在一个激励周期的终止为Xmax通电时，关于检测导体Yj-1和Yj产生瞬变。在下一激励周期的开始，Xmax再次通电，并且关于检测导体Yj和Yj+1产生新的瞬变。正常情况下，这些扰动将具有相反的性质，并且它们在一定程度上可彼此抵消，但不是与其它激励导体导致的扰动在相同程度上抵消，这是因为这两个扰动是关于不同检测导体的。另外，如果用户的手指位于导体Yj，则两个瞬变将实际上加在一起而非彼此相减。
现在将参照图40c和图40d进一步解释这些扰动。具体地说，图40c是示出其中放大和滤波电路83中产生的电压升高至ui,j的峰值(对应于差分互电容耦合Mi,y+1-Mi,j)的方式的图表，一旦选择了下一激励导体，电压就降低至-(K0-1)Ui,j的电平(而非至mid-rail电平)。这形成了在对应于单个激励周期的时间间隔中将几乎衰减至零的上述瞬变扰动的基础。
存在在当前激励周期之前执行的前一激励周期的最后由导体Xma的激励导致的瞬变扰动，并且其可部分(而非全部)抵消在当前激励周期的开始为导体Xmax通电导致的扰动。图40d示出了当再次为激励导体Xmax通电时来自在当前激励周期的起始存在的前一激励周期的扰动-(K0-1)Umaxi,j-1。在该示图中，为Xmax通电导致性质与来自前一激励周期的扰动相反的新瞬变扰动(K0-1)Umaxi,j。因此，在下一激励间隔中(当i＝1时)，净扰动为[(K0-1)Umaxi,j-(K0-1)Umaxi,j-1]乘以指数项(作为随时间衰减的扰动)。在当前检测周期的终止激励导体Xmax被再次通电时，这些扰动将衰减为几乎零，并且将产生将送入下一激励周期的新扰动-(K0-1)Umaxi,j。
以下将要解释的是，可考虑通过施加至导体Xmax的激励信号导致的对中点电平的该扰动，并通过修改以上参照图30b描述的步骤s5执行的更复杂的预处理通过测量和处理单元19将其部分去除——并且该修改的处理在图40e中示出。与图30b中使用的标号相同的标号在图40e中用于指代未改变的步骤。本领域技术人员应该理解，因为所有激励按照不同方式执行，所以从原信号测量结果中隔离关于导体Xmax的不受扰乱的信号的全部效应是不实际的。然而，当该扰动由靠近导体Xmax的位置的手指或触针的触摸导致时，可隔离对中点电平的扰动效应。
导体Xmax与对应的检测导体之间的通过不受扰乱的互电容导致的效应(即当在导体Xmax附近不存在对象时)是稳定的(可逐测量周期地再现)不期望的信号。其将导致每个测量周期将具有相同值的连续的测量点中的中点电平的静态偏移。通过在步骤s5-01中减去背景值完全去除这种静态效应。另一方面，在零边界条件下利用积分算法大致计算通过像手指或触针的目标的存在导致的来自导体Xmax的信号的变化的动态效应。在当前实施例中，背景补偿矩阵(Vm comp)的各行将从导体Xmax与X0之间的差分激励开始，并且将以导体Xmax-1与Xmax之间的差分激励结束。随着激励导体Xmax在激励周期的开始和结束被通电，可通过识别邻近于正被处理的当前行的最后的具有小扰动的区域来计算关于导体Xmax的激励的信号的值。
因此，在该实施例中，在步骤s5-04中，在从背景补偿矩阵(Vm comp)中读取数据的当前行(j)之后，在步骤s5-30中，测量和处理单元19处理数据以在该行的最后找到零边界区(可能触摸区域)。按照与其中测量和处理单元19在步骤s5-05和s5-06中识别可能触摸区域的方式相似的方式来进行这个处理，不同的是，在该步骤中，处理集中于在行的最后的数据，并且在行的开始和最后的可能触摸区域可组合成一个可能触摸区域。在步骤s5-31中，测量和处理单元19检查以确定在行的最后的数据是否在可能触摸区域中。如果否，则可假设(K0-1)umaxi,j-1等于零。然而，在前一激励周期(-(K0-1)umaxi,j-1)的最后通过为Xmax通电导致的扰动可不为零(由于其涉及不同检测导体)，并且该值用于在步骤s5-32中对当前行中的数据执行校正(校正A)。然而，在步骤s5-31中，如果测量和处理单元19确定在行的最后的数据在可能触摸区域中，则在步骤s5-33中利用在前一激励周期(-(K0-1)umaxi,j-1)的最后为Xmax通电导致的扰动和在当前激励周期((K0-1)umaxi,j)的开始通过为Xmax通电导致的扰动执行不同校正(校正B)。现在将提供在步骤s5-32和s5-33中应用的校正的细节。
校正A
就在步骤s5-32中执行的校正而言，如上所述，假设umaxi,j等于零，并且仅基于在前一激励周期的最后为Xmax通电导致的扰动修改当前行中的每个数据值，如下：
vcorr,m i,j＝vm i,j+(K0-1)[um maxi,j-1]exp(i/λ)，j>0并且0≤i≤maxi
其中λ是衰减的时间常数(取决于极性调制信号的频率和放大和滤波电路83的低转角频率)；并且um maxi,j-1是在前一行的处理中在步骤s5-08或s5-09中计算的新矩阵Um corr的前一行中的最后一个值。在j＝0的情况下，前一激励间隔是前一测量周期的最后一个激励间隔，并且对应于当j在其最大值jmax(通过每个检测开关块80连接的不同检测导体对的数量确定)时的时间。因此，当j＝0时，执行以下校正：
vcorr,m i,0＝vm i,0+(K0-1)[um maxi,jmax]exp(i/λ)，j＝0并且0≤i≤maxi
校正B
在步骤s5-31中如果确定当前行的最后的数据在可能触摸区域中，则也必须考虑在当前行的开始为Xmax通电导致的扰动。因此，在这种情况下，在步骤s5-33中，测量和处理单元19如下从可能触摸区域的起始点(nstart)至该行的终点为值积分：
um p,j＝vm p,j+K0*um p-1,j nstart≤p≤maxi，其中um nstart-1＝0。
这将为um maxi,j提供将允许以下校正施加至当前行中的数据值的值：
对于j>0：
vcorr,m i,j＝vm i,j+(K0-1)[um maxi,j-um maxi,j-1]exp(i/λ)，0<i≤maxi
vcorr,m 0,j＝vm 0,j+(K0-1)[um maxi,j-1]，i＝0
对于j＝0：
vcorr,m i,0＝vm i,0+(K0-1)[um maxi,0-um maxi,jmax]exp(i/λ)，0<i≤maxi
vcorr,m 0,0＝vm 0,0+(K0-1)[um maxi,jmax]，i＝0
在对当前行中的数据进行这些校正之后，处理继续到达像之前一样的步骤s5-05，此时测量和处理单元19处理现在校正的数据以识别可能触摸区域，如之前一样，这些区域在步骤s5-06'中潜在地组合以针对每个可能触摸区域最小化控制参数Ω。在步骤s5-06'中执行的处理布置为考虑将位于该行的开始和最后的可能触摸区域连接在一起。在所有其它方面，步骤s5-06'与图30b的步骤s5-06相同。后续处理与以上图30b中描述的处理相同，不同的是从该行的最后延伸至该行的起始的可能触摸区域(如果识别了该区域)执行的积分稍微不同。具体地说，在这种情况下，在行的最后的值如下积分：
um p,j＝vcorr,m p,j+K0*um p-1,j，nstart≤p≤maxi；并且um nstart-1,j＝0
这样得到了用于在行的开始接种积分的um maxi,j的更新的值：
um 0,j＝vcorr,m 0,j+um maxi,j
并且积分随后前进至终止点nend，如下：
um p,j＝vcorr,m p,j+K0*um p-1,j，0<p≤nend；
也可利用与上面讨论的相似的梯度校正来校正因此确定的值。具体地说，可应用以下梯度校正：
Δ＝um nend,j/(2+maxi-nstart+nend)
ucorr,m p,j＝um p,j-Δ*(1+p-nstart)，p≥nstart
ucorr,m p,j＝um p,j-Δ*(2+p+maxi-nstart)，0≤p≤nend
该处理像之前那样继续，并且将不再进行进一步的描述。这样，可考虑关于在导体Xmax的触摸检测的动态效应，并且将其在同一激励周期中从针对所有其它激励导体测量的信号中去除。
可用于避免由为Xmax通电导致的对中点电平的扰动的另一方式是将激励信号和极性控制信号保持在相同频率，而将它们保持在用于激励电路的其它控制信号(诸如启用控制信号和多路转接器选择控制信号)的频率的一半。结果，每个激励导体将接收两倍数量的激励脉冲，并且在每个激励间隔(Δti_e)中，通电的每个激励导体将通过激励信号的正负两种形式通电。图41是示出这种实施例的操作的时序图。如图41所示，启用控制信号和多路转接器选择信号(in1、in2、in1_shifted和in2_shifted)的频率为第一实施例中使用的频率的一半。因此，针对检测导体的相同配置，在第一激励间隔(Δti_e)和最后一个激励间隔(Δtk_e)中，施加至导体Xmax的信号具有激励时钟信号的正负两种形式。结果，在该实施例中获得的信号频谱与图14a中示出的那些对应，因此，可使用具有更窄通带的放大和滤波电路83。然而，本领域技术人员应该理解，根据该修改形式，系统的更新率减小二，并且信噪比没有任何大的提高。图41和图42示出了在每个激励间隔(Δti_e)中，在每个激励导体和检测导体的配置具有正电压电平和负电压电平的情况下，系统正测量AC类型的信号。在示出了在存在用户的手指的情况下的放大和滤波电路83的输出的图42中更清楚地看出这一点。
在以上实施例中，在每个激励周期中，沿着激励导体5从格栅3的一侧至另一侧扫描激励信号。这是因为X0导体位于格栅3的一侧，而Xmax(或Xmax-1)导体位于格栅3的相对侧。在替代实施例中，在每个激励周期中，可将激励信号在格栅上扫描两次或更多次。图43示出了其中激励信号在格栅上从导体X0至导体Xi从右至左扫描并且随后从导体Xi+1至导体Xmax从左至右扫描的实施例。如图43所示，当从激励导体X0至激励Xi扫描激励信号时，激励信号施加至每个替代激励导体，而当从左至右扫描时，激励信号施加至在第一阶段未扫描的激励导体。通过这种布置，因为在每个激励周期中通电的第一激励导体和最后一个激励导体在物理上彼此邻近，所以由于将取消施加至导体Xmax的激励信号从而可在一定程度上减小通过数字转换器1发射的额外电磁干扰的问题，在每个激励周期的第一激励间隔(Δti_e)中，激励信号施加至导体X0。本领域技术人员应该理解，在每激励周期激励信号从数字转换器的一侧至另一侧搜索任何整数次的情况下，也是这样。
本领域技术人员应该理解，鉴于激励导体5通过激励开关块50通电的修改的次序，在步骤s5中通过测量和处理单元19执行的测量数据的复杂预处理(以上参照图30b描述(当不存在激励导体Xmax时)；或参照图40e描述(当存在激励导体Xmax时))将导致在步骤s5-14中产生的矩阵Uunited的邻近列不涉及直接邻近的激励导体。实际上，在激励扫描处理在格栅3上从一侧至另一侧以及随后再次返回扫描的情况下，矩阵Uunited中的数据将分为两半，来自第一半的数据对应于沿着一方向的扫描，而第二半中的数据对应于沿着反方向的扫描。为了帮助步骤s13或步骤s15(图19)中的测量数据的后续处理，矩阵Uunited中的数据优选地重排，以使得Uunited中的邻近的列对应于直接邻近的激励导体5的效应。这将涉及在Uunited的第二半中将列的顺序颠倒以及在Uunited的前一半中的列之间插入它们。处理可随后如之前那样进行。作为另外一种选择，可在各列中的数据值积分之后在Wcorr的列上执行这种列的重排。
虽然图43示出了激励导体5的每个侧上的激励开关块50，但这只是为了方便示出。在优选的实施例中，用于将激励信号施加至激励导体5的激励电路优选地设置在激励导体5的一侧上，像图3中示出的布置方式那样。
按照相似的方式，来自检测导体的信号的处理也可从检测导体的阵列的一端至另一端然后返回至起始端扫描(任何整数次)。这在图44a中示出，其中首先扫描检测导体Y0至Yk，然后扫描导体Yk+1至Ymax。如图44a所示，检测导体Ymax还输入至检测开关块80_0，检测导体Yk还连接至检测开关块80_k+1，因此扫描实际上是环形的。当与图43所示的替代形式组合时，这种布置方式可以是尤其有用的，以提供用于激励导体和检测导体二者的相似的差分扫描处理。发明人已发现获得不直接彼此邻近(但仍然靠近)的检测导体之间的差分测量结果有助于增大信号电平，因此增大获得的信噪比。另外，上述积分处理允许这些差分测量结果组合，以获得关于每个单独的检测导体7的测量。相似地，对于激励导体5也是如此。
然而，根据图44a所示的布局，每个检测开关块80连接至与第一实施例(见图10)相比沿着格栅3分离得更宽的检测导体。例如，检测开关块80_1的一端连接至格栅3中的第十三检测导体(标示为Y6)，另一端连接至格栅3中的第二十七检测导体(标示为Y13)。如果邻近导体之间的间距为5mm，则检测开关块80_1将跨越70mm。在第一实施例中，每个检测开关块80仅跨越35mm。因此，该实施例需要更长的信号线来将检测导体7连接至对应的检测开关块80，这(与第一实施例中引入的噪声相比)将更多噪声引入信号测量，并将针对检测开关块80需要使用更宽的PCB。发明人认识到可执行以上类型的环形扫描处理来在不直接彼此邻近的检测导体之间获得差分测量结果，同时保持图10的更紧凑的布局。通过诸如按照图44b所示的方式修改单独的检测开关块80内的单独的检测导体7至多路转接器91的布线来实现这一点。图44c示出了整体检测周期的时序图，其中当按照图44b的方式连接至多路转接器91时在检测导体对之间获得差分测量结果。可以看出，作为多路转接器91的修改的布线的结果，现在所有检测对都关于邻近的检测导体，在检测导体7按照图11所示的方式连接至复用器91的情况下却不是这样。例如，图44c示出了在第一检测间隔Δt1_d和最后一个检测间隔Δt8_d中，放大器97连接至邻近导体。另外，当检测导体7按照图44b所示的方式连接至复用器91时，与第一实施例中的七组相比，在检测周期(T_dc)中获得八组差分测量结果。这是因为在第一实施例中，当检测导体7按照图11所示的方式连接至多路转接器91时，因为这些检测导体在物理格栅3上分得太开，所以在导体Ym与Ym+7之间获得差分测量结果无意义。另外，可从图44c中看出，多数检测导体对不直接彼此邻近，在它们之间存在至少一个其它检测导体。如上所述，这有助于增大获得的信号电平，因此增大信噪比。
在产生联合矩阵Uunited的处理中，矩阵Um中的数据首先重排，以将检测导体至检测开关块80的多路转接器91的修改的连接(按照图44b所示的方式)纳入考虑，从而所得数据Uunited与利用图44a所示的布置方式获得的数据相似。其中执行该重排的方式以图形方式示于图44d中。尤其是，图44d的左手边示出了通过从矩阵ucorr q-1、ucorr q、ucorr q+1和ucorr q+2中读出相同列(i)获得的数据列。在图44d中，这些数据列被标示为u corr,i q-1、u corr,i q、u corr,i q+1和u corr,i q+2并且以标号200-1、200-2、200-3和200-4指代。如图44d所示，这些列中的一些中的值直接被写入新列(标示为u united,i)并以标号202指代。其它列在它们的特征上相反，并写入新列202中，并且其它列在加入新列202之前与来自邻近的列200的值组合，以产生通过按照图44a所示的方式从格栅3的一端至另一端然后再次返回地扫描检测导体获得的u united,i中含有的一系列差分值。
在图19的步骤s13或步骤s15中，在处理Wcorr中的数据以识别触摸位置之前，一旦Uunited中的数据已被积分以产生矩阵Wcorr，矩阵Wcorr的行就应该重排以考虑扫描检测处理的圆形本质。在每个检测周期中，在其中扫描处理从格栅3的一端至另一端并且再次返回地扫描的情况下，这样将涉及将矩阵Wcorr的第二半中的行的顺序颠倒以及随后在矩阵Wcorr的前一半的行之间插入这些行。相似地，如果还激励开关块50设置了激励开关以执行激励导体的环形形式的开关(像图43的布置方式)，然后Wcorr的列应该也按照以上参照图43讨论的方式重排。该处理的结果将为值的矩阵，其中各行表示单个检测导体的效应，而各列表示单个激励导体的效应，从而矩阵中的每个值表示对应的激励/检测导体对之间的互电容(在不受扰乱的状态之上)的改变，这有利于后续确定触摸数字转换器的任何对象的位置。
在以上实施例中，通过每个检测开关块80选择一对检测导体7，随后按照上述重叠方式将激励信号按顺序施加至激励导体5。一旦所有激励导体被通电，激励周期结束，并且随后选择每个检测开关块的下一对检测导体。在替代实施例中，激励信号可施加至选择的一对激励导体，并且检测导体对7在改变至下一对激励导体之前可通过检测开关块80按顺序开关，并且再次通过检测导体7循环。在图45和图46中示出了示出该实施例的操作的时序图。如之前那样，激励间隔为Δti_e。在每个激励间隔中，将激励信号(ex+和ex-)施加至相同的选择的激励导体对(在该示例中，导体Xn和Xn+1)。每个激励间隔被划分为多个检测间隔(Δtj_d)(在这种情况下，划分为八个检测间隔)，在每一个中，通过每个检测开关块80选择不同的一对检测导体。一旦通过检测开关块80选择了所有检测导体对，在检测周期(T_dc)的最后，激励导体的配置改变(在这种情况下，激励信号施加至激励导体Xn+1和激励导体Xn+2)，再次开始并且检测导体7的周期选择。图45示出了通过在图25所示的激励开关块执行的激励，其允许将激励导体按顺序拉动至地或电源电压，以实现图45所示的激励信号的时序图。图46示出了一旦针对激励选择了所有激励导体5对，在激励周期(T_ec)的最后，产生帧参考信号22，并且接着再次开始处理。
图47a示出了在该实施例中使用的检测开关块80的优选形式。从图47a与图11的比较中可以看出，检测开关块80的结构与在第一实施例中使用的检测开关块结构相似，不同的是多路转接器91-2的输入3(在图11中，其连接至导体Ym+7)现在保持在mid-rail电压电平。另外，每个检测开关块80仅具有七个输入导体Ym至Ym+6，并且在这种情况下，导体Ym和导体Ym+6不由邻近的检测开关块80共享(可以看做连接至mid-rail的导体由邻近的检测开关块共享)。因此，在该实施例中，将需要相同的二十四个检测开关块80以处理来自一百六十八个检测导体7的信号。
图47a还示出了开关块80的模拟电路的可能修改形式。该修改形式可提供对外部共模噪声的更好阻碍，并且由于下面讨论的放大和过滤块83的简化而减小模拟电路的总功耗。尤其是，在该修改形式中，使用新的全差分放大器97来放大端子A与B之间的差分电流。随着用于共模电流的全差分放大器97的有效电阻为无穷大，端子A和B中的共模电流经所述一组电容器95接地。相反，差分电流的有效输入电阻非常低(对于具有高开环增益的放大器，差分输入电压必须几乎为零)，因此差分电流主要经反馈电阻器R流动，其中仅少量电流经所述一组电容器95递送至地。由于经过反馈电阻器R的差分电流，使得在放大器97的输出产生高度对称的差分电压。通过使用具有相对高增益带宽产品的全差分放大器，尽管针对反馈电阻器R使用相对大的标称值，也可针对差分电流在全差分放大器97的输入保持非常低的有效阻抗。在可作为修改的放大和滤波电路83-1的输入提供的单端模拟信号C中利用与之前相同的数字demod信号，在全差分放大器97的输出的高度对称电压可经多路转接器99-1复用。图47b中示出了新的放大和滤波电路83-1。电路基于与二阶高通滤波器耦合的简化版本的三阶MFB(多反馈)低通滤波器提供了带放大的带通滤波器。与基于三个放大器的先前版本(图20所示)相比，修改的放大和滤波电路83-1仅需要两个放大器115和121。
图48示出了其中通过开关块80开关信号的方式。如图所示和如上所述，在该实施例中，每个检测周期(T_dc)分为八个检测间隔(Δt1_d至Δt8_d)。如图48所示，检测导体Ym至Ym+6的每一个通过检测开关块80在两个连续的检测间隔和按照重叠方式连接。从图48的顶部可看出，一个检测间隔对应于极性控制信号的周期的一半。如上所述，极性控制信号在激励侧上或在检测侧上使用，以将接收到的信号的极性反转。因此，由于每个检测导体7在两个连续的检测间隔通过检测开关块80开关，可针对两种极性从每个检测导体获得测量。期望的是，从每个检测导体7获得的信号包括两种极性，从而不从每个检测导体7将低频分量引入测量到的信号。
在上述第一实施例中，可在仅七个检测间隔(如图12所示)中切换来自检测导体的信号；因为在每个检测间隔中，激励信号通过具有两种极性的所有激励导体循环。因此，在一个检测间隔(就导体Ym而言，Δt1_d，就导体Ym+7而言，Δt7_d)中通过检测开关块80仅开关导体Ym和导体Ym+7不导致低频分量。在该实施例中却不是这样，每个检测导体7应该针对具有相反极性的两个检测间隔通过检测开关块80连接，以避免将低频分量引入测量信号中。
图48还示出了当没有手指或对象邻近选择的激励和检测导体时关联的放大和滤波电路83的输出；图49示出了与图48所示的相似的图表，不同的是示出了当手指或其它对象邻近当前选择的激励和检测导体时将从放大和滤波电路83的输出获得的典型响应。根据以上解释，每个检测开关块80将通过相同的放大和滤波电路开关七个检测导体。随着这些导体相对间隔紧密，手指的存在可能将影响从连接至相同检测开关块80的导体获得的信号。在图48b中示出的示例中，手指往往会在检测导体Ym+3上居中，对应于产生的峰信号，并且还对应于输出信号的极性改变的导体。
当在该实施例中执行步骤s5的复杂预处理时，首先关于背景补偿矩阵(Vm comp)的各列执行积分并且随后关于各行执行积分。另外，由于每个背景补偿矩阵(Vm comp)在其开始和终止具有已知的非差分测量结果，因此可沿着整个列执行积分(从而不需要寻找可能被首先触摸的区域)。尤其是，因为在第一检测间隔和最后一个检测间隔(Δt1_d和Δt8_d)中，放大和滤波电路83的一个输入连接至mid-rail电压，在这些检测间隔中产生的测量值不是差分测量结果，并且可用于接种或引发如下积分处理：
Wm i,0＝Vm i,0
Wm i,p+1＝Vm i,p+1+K0*Wm i,p，0<p≤jmax-1
Wm i,jmax的值应该等于零(对应于永久连接至mid-rail电压的输入)，但实际上，由于噪声等，Wm i,jmax的计算的值不可能等于零，并且其可用于执行与在第一实施例中执行的梯度校正相似的梯度校正，以产生Wcorr,m i,j的校正的列值。
本领域技术人员应该理解，可利用与参照图30b描述的第一实施例的步骤s5-05至s5-10(其识别可能触摸区域并且随后将这些区域内的数据积分)相似的积分算法来实现为这种差分测量数据积分的替代方式。由于在这种情况下，触摸区域以外的数据的测量噪声不传播至后续积分步骤，因此该方法尤其可用于分析来自具有大量独立导体的检测开关块的数据。例如，其可成功地用于十五个检测导体通过具有连接至参考电压的多路转接器91的十六个输入的相同检测开关块复用的情况。
根据以上解释，需要图48所示的八个检测间隔Δti_d以测量不同的七个检测导体对，从而在检测开关块80的输出合成在其傅里叶谱中具有零低频分量的信号。如果不需要放大和滤波电路83高通滤波，则检测间隔Δti_d的数量可减小一。在这种情况下，积分处理Wm i,jmax的最后一个值将对应于检测开关块中的最后一个检测导体(对于图47a所示的实施例来说，Ym+6)，因此在该特定情况下不将梯度校正施加至计算的数据Wm i,p。在这种情况下，可进一步修改积分算法，以在每个积分步骤将结果(Wm i,p+1)与阈值进行比较。对于幅值低于阈值的任何结果，将结果(Wm i,p+1)清零(设为零)。这有助于避免来自触摸区域以外的区域的测量噪声的积累，并且在关于结果Wm i,0的检测导体在实际触摸区域以外的情况下尤其可用。该实施例的积分算法将所有计算结果(Wm i,p+1)保持为零，直至遇到实际触摸区域为止。这有助于针对触摸区域中的计算结果(Wm i,p+1)保持相似的信噪比水平，而不管关于结果Wm i,0的第一导体是否对应于实际触摸区域(没有积累来自先前积分步骤的噪声)或者关于触摸区域的第一导体是否位于积分循环的末尾。
对应于相同激励间隔的列随后可联系起来以形成联合矩阵Wunited。然而，在该实施例中，去除了用于未连接的输入的关于零值的冗余单元。关于沿着计算的矩阵Wunited的各行的积分，按照与图40e所示的方式相似的方式执行积分，不同的是不需要执行步骤s5-31至s5-33的瞬变校正处理。
由于在该实施例中使用的激励扫描处理是环形扫描处理(如参照图43描述的实施例)，在Wunited的各行中的数据积分以产生Ucorr之后，将各行的顺序重排，以为了使其与格栅3中的激励导体5的实际顺序匹配。例如，根据图43的布线排列，这需要各行的以下重排：u0、umaxj、u1、umaxj-1、u2……u(maxj+3)/2、u(maxj-1)/2、u(maxj+1)/2。最终矩阵Ucorr将保持对应于激励导体i与检测导体j之间的交叉点的互电容的扰动的数据值ui,j。
现在将解释保持在mid-rail电压电平的多路转接器91-2的第三输入的原因。尤其是，如果该第三输入连接至检测导体Ym+7(如第一实施例)，则如图50指示，其可在检测间隔Δt1_d和Δt8_d中通过解调开关块80连接。结果，可在对应于一个检测周期(即1/T_dc)的频率将额外频率分量加至测量结果中。在图51a中示出了该额外频率分量201。所述额外频率分量201在频率上更加接近极性控制信号的频率(与图40a所示的额外频率分量189相比)，这是因为每个检测周期中仅具有四个周期的极性控制信号。继而，这是因为具有较少的检测导体7并且它们通过并联检测开关块80复用。因此，如图51b所示，如果检测开关块80的所有多路转接器输入连接至检测导体，则放大和滤波电路83将需要比当检测开关块80的一个多路转接器输入保持在mid-rail电压电平时滤波器响应193需要的通带更宽的通带的频率响应203。因此，本领域技术人员应该理解，将检测开关块的一个输入保持在mid-rail电压电平是对第一实施例的最后一个激励开关块50-Mmax的“丢失的”导体的模拟。主要区别是，在第一实施例中，仅最后一个激励开关块50-Mmax的一个输出不连接至激励导体。而在该实施例中，如果将要避免额外频率分量201，则检测开关块80的每一个的输入之一应该连接至mid-rail电压。
当然，由于额外频率分量201的频率相对接近极性信号的频率的期望信号的主峰，其可优选地按照图33所示的方式(如果极性信号施加在激励侧上)或图11所示的方式(如果极性信号施加在检测侧上)通过检测开关块80连接检测导体；通过执行作为差分检测的所有测量，这种布置方式提供了对可通过检测导体7从设置在格栅3下方的LCD屏幕的电子器件中的开关事件中拾取的共模噪声的更好的阻碍。
在具有额外检测导体Ym+7的实施例中，图44b中示出了将检测导体布线连接至多路转接器91的最好方式。可从图44c中看出，导体Ym+7在检测周期的中间(即在检测间隔Δt5_d和Δt6_d中)连接至放大器97-2。因此由邻近的检测开关块80共享这些特定导体是没问题的，其中该特定导体将在检测周期开始时(即在检测间隔Δt1_d和Δt2_d中)连接至放大器97-1。
然而，如图33所示，在使用利用至多路转接器91的布线方案的额外检测线Ym+7的实施例中，必须小心设计邻近的检测开关块80，以使得连接至相同检测导体7的检测开关块80在相同检测间隔中不将来自检测导体7的信号通过两个检测开关块80开关。例如，图33所示的检测导体Ym由前一检测开关块80-L-1共享，如果两个检测开关块80以相同方式连接，则在第一检测间隔(Δt1_d)中，导体Ym将连接至开关块80-L中的多路转接器91-1的A输出，以及将连接至检测开关块80-L-1中的多路转接器91-2的B输出。本领域技术人员应该理解，通过两个检测开关块80的这种双重连接将导致从导体Ym获得错误的测量。必然地，在该实施例中，邻近的检测开关块80应该不同地配置，以使得相同检测导体不通过两个开关块同时开关。图52a是示出其中针对连接至检测导体Ym至Ym-7的前一检测开关块80-L-1可实现的方式的框图；图52b是示出在一个检测周期中来自检测导体Ym至Ym-7的信号通过检测开关块80-L-1连接时的时序的时序图。如图52b所示，检测导体Ym现在在检测间隔Δt4_d和Δt5_d中通过检测开关块80-L-1连接，并且不与导体Ym通过检测开关块80-L的连接(图33或图11所示)矛盾。
另外，可按照与以上参照图40e的流程图讨论的方式相似的方式实现对通过连接至检测开关块80的额外导体导致的中点电平从mid-rail电平的可能扰动的(通过测量和处理单元19的)软件校正。
图53示出了解决测量信号中的额外频率分量的问题的替代方式，该方式允许所有检测开关块80具有与图11或图33中所示的配置相似的相同配置。在该替代形式中，多路转接器选择信号(in3、in4、in3_shifted和in4_shifted)的频率与图48b所示的那些相比有所降低。这些多路转接器选择开关的频率为使得在每个检测间隔(Δti_d)中，极性控制信号在一个周期中循环，因此，在每个检测间隔中接收到的检测信号将包括两种极性，并且因此如果仅有一种极性，则将不包括可存在的上述低频分量。因此，在该实施例中，像图12所示的第一实施例那样，在单个检测间隔中可使用来自导体Ym和Ym+7的信号而不增加低频偏移；结果在仅七个检测间隔(Δt1_d至Δt7_d)中可循环通过八个检测导体Ym至Ym+7，与参照图48a和图50示出的实施例中要求的八个检测间隔不同。根据这种布置，在邻近的检测开关块80中也可具有相同配置，这是由于在相同检测间隔中，邻近的开关块不使来自共享的检测导体的信号通过所述开关块。该实施例的缺点与图41和图42所示的实施例的缺点相同，即系统的更新率降低而不会显著提高信噪比。尤其是，如图54(示出了在存在用户的手指时获得的输出)中更清楚地示出的，从每个检测导体获得的输出现在形成准AC信号，并且当仅需要一次测量时，检测电路将针对激励和检测导体的每个配置对正电压电平和负电压电平二者采样。这样，因此将在该实施例中可实现的测量更新率分为两半。
在以上实施例中，已描述了用于处理从数字转换器格栅3获得的原数据的多种复杂预处理算法。本领域技术人员应该理解，可对该处理进行各种改变。例如，在以上实施例中，从每个原测量值中减去背景值。这并非必要。可通过绝对值而非相对值执行算法。另外，有时原测量值在存储器中写入矩阵数据结构，其它布置方式也是可以的，只要测量处理单元19已知每个测量值存储在何处即可。其中原数据测量结果写入矩阵结构，写入各行的数据可写入各列，反之亦然。因此，根据原数据测量怎样存储在存储器中，在以上描述中对各列和各行的引用可颠倒。
在以上实施例中，多路转接器91-1和91-2在不同时刻开关。也就是说，多路转接器91-1在极性信号的负边缘开关，多路转接器91-2在极性信号的正边缘开关。在任何模拟多路转接器的开关过程中，总是经晶体管中的沟道和栅极之间的电容式耦合将少量电荷注入开关沟道中。电荷注入的典型值为约5pC，并且在多数模拟测量电路中，这种电荷注入不会引起任何问题。然而，在测量与在每个交叉测量节点的小互电容关联的极小的AC电流的投影电容式数字转换器(像上面描述的那些一样)中，这种非对称电荷注入可产生问题。因为电荷在约20ns的短时间段中注入多路转接器沟道中，所以注入电流的振幅的量值可高于测量电流本身。对于极性调制频率低于50kHz的测量系统，这不能成为问题，因为放大和滤波电路83将能够在采样和保持电路15中测量振幅之前去除该电荷注入的影响。然而，对于非常大的对角线尺寸数字转换器来说，极性调制控制信号的频率可高达250kHz，以实现100Hz的测量率，而不管大量的交叉感测节点。在这种情况下，电荷注入电流的滤波由于滤波器83的高频转角增大而变得效率非常低，并且在检测到的信号施加至放大和滤波电路83之前必须小心地减小检测到的信号中的这种不期望的电荷注入。
减小通过多路转接器注入的开关电流的影响的一种方式是使用图55a所示的开关电路，所述开关电路布置为按照图55b所示的方式通过多路转接器91-1至91-4开关信号的。可从图55b中看出，开关事件现在对称地布置，连接至沟道A和B的检测导体在极性信号的每个正负边缘同时开关(先前实施例中所示)。另外，在图55a的实施例中不需要明确的极性信号。通过将该导体连接至两个多路转接器来实现通过特定检测导体Ym检测到的信号的极性的反转——其中第一多路转接器连接至输出A，第二多路转接器连接至输出B。因此，可通过控制多路转接器91将该导体在邻近的时刻连接至输出A或输出B。然而，检测开关块80的该布置方式是有成本的，这是由于与每个检测导体连接至单个模拟开关的以上实施例相反，现在每个检测导体连接至两个专用模拟开关。有效的是，图55a的该实施例在它们在全差分放大器97转换为电压之前允许极性调制施加至检测到的信号。这样，在多路转接器91注入测量电路的电荷变为用于全差分放大器97的共模信号，并且在放大器97的输出，其效应将极大地减小。
本领域技术人员应该理解，每激励导体使用两个专用模拟开关(一个连接至ex+信号，另一个连接至ex-信号)的激励电路23复用激励导体5的相似布置方式也是可以的。这种布置方式可提供激励信号的极性调制，而不使用专用极性控制信号。
减小从多路转接器91的电荷注入导致的影响的另一方式示于图56a中。在该实施例中，解调多路转接器99具有额外启用输入信号“断开”。当来自多路转接器91的不期望的注入电流将从全差分放大器97经过时，该新的控制信号“断开”用于将放大和滤波电路83从检测开关块80短时间段地断开。与图55a的方案相比，该实施例的实施费用更低，由于其不需要任何额外电子元件(模拟开关)。断开信号应该在每个边缘以及在极性调制信号的每个边缘之后的瞬间禁用多路转接器99。如图56b中更清楚地示出的，断开信号脉冲的持续时间可等于或稍小于激励时钟(ex)的周期的一半。例如，断开脉冲的持续时间可等于250ns，这个时间足够使全差分放大器97的输出放松为其不受扰乱的值。从图56b中明显的是，断开信号在没有激励边缘被施加至系统的时间中将放大和滤波电路83从检测开关块80断开，激励信号ex+和ex-本身在极性信号的每个正负边缘具有丢失的转变边缘。因此断开信号的使用不改变通过放大和滤波电路测量的任何信号，并且其可几乎完全消除从多路转接器91的不期望的电荷注入的影响。在解调多路转接器99中的电荷注入不关乎测量电路的实际性能；在电路中在这一点上不期望的电荷注入的效果通常不超过最大测量信号的值的10-5。
断开信号的使用有助于解决可在激励侧出现的另一问题。如在以上实施例中描述的，从数字(方波)信号中生成激励信号ex+和ex-。它们对称地反相地施加至彼此，因此不提供显著水平的电磁辐射。然而，过滤掉激励信号ex+和ex-中的高频谐振可以是有利的，以甚至更有效地抑制潜在地可经非常长的激励导体辐射的高于30MHz的频率分量。这种过滤可稍微修改ex+和ex-沟道中的低电平信号和高电平信号的准确水平，从而偏离可为大约1％或更多。这对于用于确定触摸目标的确切位置的比率计算法来说不会形成问题，但是对于生成零DC分量的激励信号来说却形成问题。实际上，所有的激励导体5利用拉动电阻器61保持在电源电压或地电压。激励导体至激励信道ex+或ex-的切换可导致激励导体的电压电平的少量不期望的跳跃。在激励信号ex+和ex-的边缘的通常跳跃的大约1％或更多的这种不期望的跳跃在激励周期的结束不被补偿，由于每个激励导体将通过电阻器61和电容器63的RC产品确定的相对长的时间常数返回其拉动值(轨道或地)。这种针对电压电平的未补偿的跳跃可代表放大和滤波电路83中的信号的中点电平从mid-rail电平的额外扰动。断开信号在极性信号的每个边缘和之后的瞬间将放大和滤波电路83从检测开关块80断开。碰巧，随着激励窗口的边缘与极性调制控制信号的边缘完全对齐，其也将封锁关于该激励导体的电压的额外跳跃的信号。
在以上实施例中，检测导体7和激励导体5利用低阻抗电容器63(见图5)和95(见图11)接地。用于使在激励和测量间隔中未选择的激励或检测导体接地的低阻抗减小了邻近的激励导体之间或邻近的检测导体之间的互电容耦合的不期望的效应。如果将未选择的导体保持浮置，则它们可在邻近的交点测量到的信号之间引入明显串扰。通过位于PCB板上的电子器件提供的电容器63或95的电容与关注的导体的电容和格栅中的所有其它未浮置的导体并联，以及与关注的导体与LCD屏幕(或白板显示器的金属壁)的接地面之间的电容并联。关注的导体与地的净电容与电容器63或95的电容相比可变为几倍。因此，具有与邻近的并联导体之间的不期望的电容式耦合相比大约五倍大的电容的电容器63和95足以减小这种串扰；或者就阻抗而言，需要电容器63和95表现的阻抗为邻近导体之间的阻抗的大约五分之一。在使用具有ITO膜的传感器格栅的情况下，导体的总电阻可变得非常大，因此将成为增大激励频率的主要限制因素。在这种情况下，电容器63与电阻器61(或电容器95与电阻器93)的组合的阻抗不应该超过导体的阻抗的两倍，以避免对可用于格栅的激励频率的值引入进一步的限制。另外，端接电容器63和95将通过多路转接器电荷注入的期间在导体上引入的高频信号过滤，因此对数字转换器的电子器件有助于EMC符合性。
用于将检测导体接地的替代形式的实施例示于图56c中(相似的布置方式可用于将激励导体接地)。在该实施例中，每检测导体专用的一对开关用于在数字信号(swO至sw7)的控制下将检测导体连接至mid-rail电压电平或检测开关块放大器97。如图56d的时序图所示，所述开关可布置为保持与先前的图中所示的时序相同的时序。然而，在该实施例中，与上述实施例相比，利用更多的数字控制信号和两倍数量的模拟多路转接器来实现这一点。
在以上实施例中，正负激励信号施加至数字转换器格栅3上的邻近的(或相邻的)激励导体。本领域技术人员应该理解，这不是必要的，并且作为替代，可应用单极性激励信号。在该实施例中使用的激励电路示于图57a中。尤其是，图57a示出了经多路转接器65选择性地施加至检测导体的单激励信号(ex+)。
在以上实施例中，布置测量信道以获得从邻近的(或相邻的)检测导体获得的信号差的测量结果。本领域技术人员应该理解，随着测量电子器件可分离地测量从每个检测导体获得的信号，这变得不重要。图57b是在该实施例中可用的检测开关块80的框图。如图所示，在该替代形式中，检测开关块80包括选择性地将四个输入检测导体中的一个直接耦合至差分放大器97和解调开关99的一个多路转接器91。
在以上实施例中，数字转换器1设有仅在格栅5的一端连接的激励信道23。然而，在其它实施例中，相同的激励信道电路可通过利用额外组的电子器件210连接至激励导体5的两端，以复制激励信道，如图58a所示。这样，每个激励导体5将同时在两端被属于激励信道210和23的对应的激励块50选择，另外，每个激励导体5将在两端经电容器63接地，如图5中的每个激励块50所示。在该实施例中，激励导体之间的电容式串扰可根据激励导体的总电阻以二至四范围内的因素减小。就基于ITO的系统或薄金属线制成的非常大的对角线尺寸数字转换器而言，激励导体的电阻很高，激励导体之间的串扰通常非常大，并且该实施例将实现串扰的四倍减小。串扰的这种减小允许使用较高激励频率，因此允许每个检测开关块80的测量速度增大。作为使用用于布置额外检测开关块80和放大和过滤块83的更多电子元件的替代，这样可经现有的检测开关块80复用更多检测导体。这可减小整个系统的成本，这是因为在检测电路(测量信道25)中使用的模拟部件的成本明显高于在激励信道电路210中使用的数字部件的成本。
在以上实施例中，数字转换器1布置为检测影响选择的激励与检测导体之间的互电容的对象。在替代实施例中，数字转换器1也可布置为检测在数字转换器中与导体电感式耦合的谐振目标对象。这种双重电容式和电感式数字转换器实施例优选地在其中检测间隔比激励间隔短的情况下操作，所述情况即在激励导体改变和检测导体的复用再次开始之前激励信号固定而检测导体通过检测开关块复用。另外，该实施例中的极性调制信号优选地按照图11所示的方式施加在(检测开关块80中的)检测侧上，以避免对激励信号的相位的连续扰动。这是因为基于电感谐振目标的数字转换器往往需要相对稳定的激励信号施加至激励导体，以实现为位于数字转换器附近的具有相对高Q因数的电感谐振目标通电的稳态电平。另外，为了在这种双重电容式和电感模式操作中起作用，激励导体需要能够承载电感谐振目标可通过其经互电感耦合的AC激励电流。图58b示出了这可通过为复制激励信道210的电子器件增加ex+/ex-反向信号215来实现。对于图31a所示的激励信道电路210的实施例，可施加ex+/ex-反向信号215来代替极性调制信号。
在操作中，在测量信道通过用于电容式感测的测量信道选择性地扫描检测导体之后(或之前)，激励和控制信号逻辑11可配置激励和测量信道210、23和25，以针对电感式感测进行期望的激励/检测导体的扫描。也就是说，在操作的第一模式中，在通过激励电路210和23同时选择的激励导体的两端的AC电压在所有交叉点的电容式耦合的测量中将具有相同的相位，如图58a的实施例中的描述。在操作的该第一模式中，通过激励电路210和23选择的激励导体没有携带净电流。在操作的第二模式中，ex+和ex-信号的极性利用控制信号215在激励信道210中变换。通过信号215导致的这种极性变换在操作的第二模式中恒定；将信号215提供至测量处理单元19，以在当前的一组测量中通知处理算法选择了操作的第二模式。在操作的该第二模式中，通过激励电路210，将正AC电压施加在通过激励电路23选择的第一激励导体的一端，同时将负AC电压施加在相同激励导体的相对端。结果，大约几mA的明显的AC电力将流动通过由激励信道210和23选择的激励导体。AC电流的振幅主要通过导体5的电阻值并且仅部分地通过其自电感确定。在使用薄金属线格栅3的情况下，激励导体的电阻根据数字转换器的大小从100欧姆变化至400欧姆。因此，可将大约10mA的AC电流施加至激励导体，而不需要使用大的激励AC电压。在通过电路210和23同时选择的第二(邻近的)激励导体中的AC电流将按照与上述在第一激励导体中激发的AC电流的极性相反的极性激发。这种情况是因为在第二激励导体的两端施加的AC电压的极性与施加至第一激励导体的电压的极性相反。因此在操作的第二模式中，通过电路210和23同时选择的激励导体用于在激励导体的附近产生AC磁场。这种AC磁场可耦合至位于选择的导体附近的谐振感应目标。众所周知，按照这种方式通电的谐振目标可布置为产生其自身的AC电场，该AC电场随后可通过测量通过检测导体中的谐振目标产生的AC电流感测到。谐振目标可通过将AC电压施加在触针(经用户的手掌电容式耦合至地)的外表面与谐振目标顶端的电极之间而产生其AC电场；AC电压源可直接通过与通过选择的激励导体产生的磁场电感式耦合的电感线圈供电，或者可利用来自内部电池的功率进一步放大。触针内部的放大电路可进一步有源地过滤耦合至激励频率通带以外的谐振电路的外部噪声，以及可对施加至触针的顶端的电极的放大的AC电压信号的相移进行额外调整。
为了省电，内部电池可在大多数时间从放大电路断开，直至由于数字转换器的激励信道的电感式耦合而在谐振电路中发展出AC电压的最小电平和/或直至推送触针的顶端顶靠着数字转换器的表面为止，以激活压敏电子开关。本领域技术人员应该理解，这种有源触针可具有额外电路，其以几Hz的慢更新率经额外无线沟道(例如利用短波长无线电或超声传输)发送诸如施加至触针的顶端的压力甚至在触针包括内置加速计的情况下触针的取向的额外信息。与通过测量处理单元19提供的触针的顶端的位置组合的这种额外信息可用于校正触针(利用角数据)的视位置以及用于在软件中模仿通过有源触针实现的真实自然绘画体验。通过利用在数字转换器的激励频率操作的AC电源与触针的谐振电感电路之间的电感式功率链路，触针的电池可在被安装在数字转换器的边缘的支架中无线地再充电。
通过谐振目标的内部线圈按照这种方式通电的AC电场可经由谐振目标的顶端与检测导体之间的互电容耦合导致的在检测导体中产生的AC电流通过检测电路测量。
本领域技术人员应该理解，可在操作的该第二模式中按照具有短激励间隔以及随后的其中无激励信号施加至格栅3的短沉默间隔的PWM(脉宽调制)方式将激励信号ex+和ex-施加至激励电路210和23。在沉默间隔中通过利用ex+和ex-信号线分别周期性模拟或数字切换至地或Vcc电平，可在激励和控制信号逻辑11内或者微控制器以外实现这种PWM调制。在该实施例中在当没有激励信号施加至激励导体5的时间间隔中执行感应的信号的测量。在激励信号的沉默间隔中的这种新的测量模式可通过利用解调多路转接器的blanked_off信号促进，如图56a所示。如在现有技术中已知的，在第二模式中检测周期开始之前，有必要使激励信号序列运行一段时间，以使在谐振目标中感应的AC电流的电平稳定。这允许当在激励间隔中通过谐振目标接收到的能量的量等于在沉默间隔中从谐振目标损失的AC能量时，在相似的条件下测量所有检测信号。一旦检测到，其中关于电感式耦合的这种信号应该通过测量处理单元19被处理的方式将被本领域技术人员熟知，并且这里将不提供进一步的描述。
在电感式测量周期的另一实施例中，当将激励电流施加至激励导体的时间中可进行原测量，因此去除对沉默间隔的需要，并允许增加的测量速度。可通过测量处理单元19去除由于除电感式耦合的触针(诸如用户的手臂或手指)以外的对象的电容式耦合造成的不期望的作用。例如，在电容式测量模式的步骤s-05中可计算矩阵Wcapactive，并且在电感式测量模式的步骤s-05中可计算矩阵Winductive。随后可进一步校正矩阵Winductive中的值，以利用矩阵Wcapactive减小除关注的电感式对象以外的对象的影响。然而，随着在电感式模式中格栅3上的交叉点受到不同电压，从Winductive中的值中减去Wcapactive中的值并不简单。例如，最大正电压施加至格栅的一端的交叉点；并且最大负电压施加至格栅的另一端的交叉点，并且大约为零的电压施加至格栅的中间的交叉点。因此，在电感式测量周期中，Wcapactive中的值应该基于在对应的交点施加的AC电压电平的预测被加权。如果假设沿着激励导体的电压从一端至另一端线性地变化，则可如下计算电感式测量的校正的矩阵(Winductive corr)：
Winductive corri,j＝Winductive_i,j-ξ*(i-maxi/2)*Wcapactive_i,j
其中系数ξ是接近于一的常数；并且其用于考虑在电感式测量模式中施加至激励导体的端部的最大电压与在电容式测量模式中施加至激励导体的电压之间的比率。通过这样将电容式测量与电感式测量组合，通过电感式触针(或其它电感式对象)导致的触摸事件可与(诸如通过用户的手或手指等导致的)其它触摸事件隔离开。
在以上实施例中，测量信道的丢失的激励导体或未连接的输入用于减小放大和滤波电路的带宽需求。通过利用修改的控制信号控制多路转接器，在不需要这些“丢失的连接”的情况下可实现相似的效果——这实现了如图所示在接收到的信号中具有降低的低频谐振的相同的切换定时方法。作为一个示例，这可通过以下方法实现：将图8所示的激励周期T_ec的长度简单地增加一个激励间隔△t_e(见图9)，以将信号enable1_0的下降边缘与信号enable1_shifted_Mmax的上升边缘对齐。从图9的时序图中明显的是，对控制信号的这种修改将使在连续的激励周期中选择的导体X0、X1、X2等的时序图移位一个激励间隔，并且因此将允许用激励信号激励导体Xmax。然而，这种实施例并非优选的，由于其还需要在每个激励周期T_ec的开始使控制信号in1、in2、in1_shifted和in2_shifted的相位改变，这需要使用更多PWM信号、数字开关和逻辑门的更复杂的控制信号逻辑，以形成期望的控制信号。作为折中方法，激励周期可延伸多个八个激励间隔，因此将信号in1、in2、in1_shifted和in2_shifted保持为自由运行时钟信号而不需要调整它们的相位。在该实施例中，激励周期T_ec可以甚至变得比对应的检测间隔Δt_d(见图8)长得多。当导体格栅3集成在LCD屏幕本身的结构中时，这种实施例可为可用的。尤其是，当格栅3与LCD显示器集成时，这通常导致通过数字转换器的检测导体拾取的开关噪声的电平由于用于驱动LCD显示器的LCD驱动信号而增大。增加这种额外的激励间隔允许数字转换器电子器件与LCD屏幕的电子器件之间的时分复用。例如，通过将激励周期T_ec的长度加倍，并保持检测间隔Δt_d的长度不变，可保持用于测量来自数字转换器的信号的激励周期的前一半，而激励周期T_ec的后一半可用于开关控制LCD屏幕的操作的信号。在该实施例中，图36和图37的采样和保持电路15的实施例中所示的控制信号i7可用于在激励周期T_ec的后一半中禁用ADC控制器。
在以上实施例中，信号delay1和delay2用于延迟线电路55中，以控制每个开关块50设置的使能信号的定时。所述delay1和delay2信号的频率和相位与in1信号和in1_shifted信号的频率和相位相似。因此，可实施期望的开关算法，而不产生专用的delay1和delay2信号对。相反，可使用信号in1和in1_shifted二者来控制激励开关块50和延迟线电路55。
在以上实施例中，图19a的测量处理算法的全部步骤s1至s19在微控制器9内部实现。然而计算步骤s5至s23中的全部或一些可移动至主机控制器中。原数据的处理的确切结果不影响测量处理，并且可在计算机控制系统的任何地方实施。
在以上实施例中，采样和保持电路15用于有助于在相同时刻测量在不同测量信道中的信号电平。现在将参照图59a描述替代方法。在该实施例中，引入新的专用延迟电路14以控制不同测量信道的定时，以为了在连续的放大和滤波电路83之间的确切相位移动的情况下产生信号形式AF_out。下面解释的移相方法允许利用简单模拟开关16而非以上描述的主要实施例的更复杂的采样和保持电路15连续地复用模拟信号AF_out_L。为了引入合成信号AF_out中的相移的可能性，引入额外使能信号enb2以控制多路转接器91，如图59b所示。在该实施例中，在每个有源检测周期的最后将enb2信号推送至高水平，以产生额外检测间隔(图59c所示的Δt9_d)。输入多路转接器91在该新检测间隔中从格栅7断开，因此在该间隔中测量到零差分值，而不管在激励信道施加的激励信号。该额外检测间隔Δt9_d允许在图59c所示的检测周期T_dc的边缘与相同附图中所示的激励窗口Δtn+1_d之间引入移相。在该示例中，在当前检测周期的检测间隔Δt9_d与前一检测周期的检测间隔Δt9_d中发生激励对中的一个激励导体的开关。合成信号AF_out的确切相位取决于诸如极性、in3、in4、in3_shifted、in4_shifted、enb2和断开(未示出)的七个控制信号的相位。按照与利用图6和图7所示的电路将施加至激励开关块的使能信号相移所用的方式相似的方式，这些信号可利用锁存器从一个检测开关块80_k移位至下一检测开关块80_k+1。例如，图59d示出了利用锁存器77来在邻近的检测开关块80之间延迟极性控制信号的布置方式。在该示例中，具有不相似的相位的两个已产生的信号-ex_clock_shifted和ex_clock(用于激励信道中)用于在每个延迟块14_m将极性控制信号移位激励周期的一个周期。应该通过相似的延迟块采用所有其它控制信号以针对除信号ex_clock_shifted以外的用于相同检测开关块80的所有控制信号实现同步延迟。典型的ADC可在激励信号的一个周期中执行输入信号的模数转换。因此上述方法将允许经相同的ADC沟道连续地测量不同的模拟输出AF_out，而不需要采样和保持电路15。针对在低激励频率工作的数字转换器，可使用新的一对信号delay3和delay4来取代图59d所示的锁存器中使用的信号exc_clock_shifted和ex_clock的角色。
然而，图59a的实施例的一个缺点是由于引入额外检测间隔Δt9_d而稍微降低更新率。另外，在检测周期的边界开关检测导体的确切顺序在邻近的检测周期之间修改。例如，图59c所示的检测周期始于检测对Ym和Ym+7。下一检测周期将始于在当前检测周期中的检测窗Δt2_d中选择的检测导体对Ym和Ym+1。结果，通过在间隔Δt8_d测量在当前检测周期中的检测窗Δt1_d中选择的检测导体对Ym和Ym+7，下一检测周期将结束。这种移位将在每个连续的检测周期周期性地重复。然而，在软件中可考虑检测序列的这些改变。
在以上实施例中，可通过增大激励功率(例如通过将激励电压的振幅从3V增大至12V和/或通过增大激励频率)提高信噪比。另选地，可通过减小带通滤波器的高频转角增大放大和滤波电路83中滤波量；虽然该方法还需要减小极性控制信号的频率，以允许测量信号在被采样和保持电路15采样之前升高至准稳态电平。为了补偿通过减小的极性控制信号频率导致的降低的测量率，必须减少经相同检测开关块80复用的检测导体的数量，因此增加检测开关块80和放大和滤波电路83的数量。为了节约该额外检测开关块80所需的电子器件的成本，可利用具有不同频率的多个激励源进行测量以实现激励导体3的平行扫描。在以上实施例中，激励频率总是极性控制信号的频率的数倍。如果使用多个激励频率，则应该保持激励频率与极性控制信号频率之间的相同关系。
下面讨论的实际示例涉及利用具有不同频率的两个分离的激励源的测量系统。参照图4，激励开关块50的前一半连接至具有第一激励频率的第一激励源，而激励开关块50的后一半连接至具有第二激励频率的第二激励源。将这样产生的激励信道的两半的每一个作为完全分离的激励格栅处理，并且利用在激励信道的两半的每一个的延迟电路55中分离地延迟的相同控制信号enable1_0(图8所示)平行地运行。这样，经激励导体3的阵列的两半的每一个发出两个平行扫描序列；阵列的前一半中的一个扫描序列连接至第一激励源，而另一扫描序列(限于激励格栅的后一半)连接至第二激励源。每个激励扫描序列在激励周期T_ec中将形成整个循环，但每个扫描覆盖格栅的仅一半，系统的更新率升高两倍。
在图11所示的检测开关块80，通过差分放大器97-1和97-2获得的测量结果将含有关于两对激励导体的信号。以第一频率激励一对激励导体(来自激励格栅的前一半)，而以第二激励频率激励另一对激励导体(来自激励格栅的后一半)。在所述实施例正，来自放大器97-1和97-2的信号应该应用到两个分离的解调器99中。第一解调器99-1设计为以第一激励频率执行解调(和极性调制)，而第二解调器99-2设计为以第二激励频率执行解调(和极性调制)。在任一解调器解调的两个信号随后通过分离的放大和滤波电路83，并且通过ADC13作为两个分离的信号被测量。在该实施例中，将由解调器99产生频率等于第一激励频率与第二激励频率之间的差(下文中称作差分频率)的不期望的信号；但是在该差分频率比放大和滤波电路83的高频转角至少大几倍(优选地，至少大三倍)的情况下其可被有效地过滤。实际上，这意味着差分频率应该至少为sample_switch控制信号(图17a中示出)(或极性控制信号，如果使用的话)的频率的八倍大，并且可例如通过以下步骤实现：使第一激励频率等于sample_switch控制信号的频率的32倍，以及使得第二激励频率等于sample_switch控制信号的频率的40倍。例如，当差分频率等于sample_switch控制信号的频率的八倍时，所述减小可为约1:600，因此在施加至格栅的不同部分的两个不相似的激励频率下同时进行的测量之间将没有或基本没有可检测的串扰。然而，当差分频率等于sample_switch控制信号的频率的四倍(这可通过例如以下步骤实现：将第一激励频率设为sample_switch控制信号的频率的二十倍，以及将第二激励频率设为sample_switch控制信号的频率的16倍(或24倍))时，差分频率的不期望的信号通过滤波电路83的减小可为约1:16，并且这不足以防止在以不相似激励频率同时进行的测量之间的显著串扰被引入测量信号中。在这种情况下，可进行额外的测量(下面描述)以减小由该不期望的信号导致的串扰干涉。
在其中差分频率等于sample_switch控制信号的频率的奇数倍并且存在极性控制信号的情况下，由不期望的信号导致的非零DC成分将通过采样和保持电路15。这是因为在sample_switch控制信号的每个半周期中，不期望的信号的奇数编号的半周期将被施加至放大和滤波电路83的DC阻隔电容器，因此在DC阻隔电容器中引入特定净电荷。当不使用极性控制信号时，该净电荷在sample_switch信号的下一个半周期中将被完全补偿，因为电荷将具有相反极性。然而，当使用极性控制信号在sample_switch控制信号的每个半周期中将通过放大和滤波电路83的所有信号的极性反转时，在sample_switch控制信号的一个半周期中施加至DC阻隔电容器的电荷将具有与在sample_switch信号的前一(和下一)半周期中施加的电荷的极性相同的极性。因此，代替在DC阻隔电容器中对注入的电荷进行精确补偿，会出现总体电荷的大量积累，这将导致不期望的DC瞬变通过放大和滤波电路83到达采样电路15。然而，如果差分频率是sample_switch控制信号的频率的偶数倍，则注入放大和滤波电路83中的DC阻隔电容器中的电荷的极性将在全部sample_switch半周期中都相同。因此，如果使用极性控制信号，则在sample_switch控制信号的邻近的半周期中相同的电荷注入将具有相反极性。因此，在差分频率等于sample_switch控制信号的频率的偶数倍以及(在激励侧或检测侧上)使用极性控制信号的情况下，注入DC阻隔电容器中的总电荷将在sample_switch信号的每个周期中被完全补偿。
如果sample_switch控制信号与差分频率的不期望的信号相位对齐以使得sample_switch控制信号的切换点对应于当不期望的信号通过零时，则可明显减小通过采样和保持电路15获得的测量结果中的不期望的信号的影响，并且当不期望的信号的相位为从放大和滤波电路83输出的期望信号的相位移位大约90°时，这是可能的。放大和滤波电路83输出的差分频率的不期望的信号的确切相位(因此其与期望的信号的相位之间的相位差)将取决于放大和滤波电路83的设计和两个信号之间的频率差。因此，针对一些差分频率，可实现期望的相位对齐，而其它差分频率将不能实现。
当可实现这种相位对齐时，通过用ADC控制器13将来自放大和滤波电路83的输出的模拟信号数字化获得的输出将在两个不同的激励源之间含有非常少的串扰。例如，发明人已发现通过使第一激励频率等于sample_switch控制信号的频率的十倍以及通过使第二激励频率等于sample_switch控制信号的频率的八倍(或者作为另外一种选择，十二倍)，可利用该相位对齐方法来将来自激励信道的前一半的信号(以第一激励频率激励)与来自激励信道的后一半的信号(以第二激励频率激励)隔离。这种隔离的程度仅取决于通过不同的放大和滤波电路83进行信号相移的再现性，并且在实际设计中限于约1:80。尽管差分频率位于放大和滤波电路83的通带的高频转角附近的事实，但是仍实现两个测量信道的可接受的隔离，因此从滤波电路83输出的不期望的信号的振幅将仍然与期望的信号的振幅相当。
作为另外一种选择，作为尝试设计按照以上方式将不期望的信号的相位对齐的滤波器的替代，可修改放大和滤波电路83以在积分时间设为等于sample_switch控制信号的半周期的情况下在前端使用积分器阶段。只要差分频率是sample_switch控制信号的频率的偶数倍，积分器应该对不期望的信号求积分。
如果不可设计放大和滤波电路83来实现期望的相位对齐，则通过测量和处理单元19中的测量结果的合适处理仍然可实现去除不期望的信号，以去除由不期望的信号导致的不期望的串扰干扰。由于不期望的信号与sample_switch信号之间的稳定的相位关系可实现这一点。例如，可通过从针对在第一激励频率解调的测量信道获得的测量矩阵(Vij Ⅰ)中减去针对在第二激励频率解调的测量信道获得的加权的测量矩阵(Vij Ⅱ)来减小该串扰，反之亦然：
Vij Ⅰ corrected＝Vij Ⅰ-σ*Vij Ⅱ
Vij Ⅱ corrected＝(Vij Ⅱ-σ*Vij Ⅰ)*fⅠ/fⅡ
其中组分Vij Ⅰ和Vij Ⅱ涉及来自源于相同检测开关块80的相同的一对检测导体但由解调器99-1和解调器99-2分别解调的信号，并且系数σ涉及放大和滤波电路83的参数，并可通过用于找出最佳值的计算或实验找到。涉及以第二激励频率解调的测量信道的矩阵Vij Ⅱ还可通过系数fⅠ/fⅡ标准化以将带有激励频率的值的激励导体与检测导体之间的电容式耦合的振幅响应的变化纳入考虑。
根据需要，可将相同值的系数σ应用于所有校正，但实际上，由于每个测量信道将由于无源和有源元件的公差而具有稍微不同的频率特征，因此系数σ的最佳值可在放大和滤波电路83之间变化。发明人已发现该数值补偿针对等于sample_switch控制信号的频率四倍的差分频率可提供大约1:200的不同测量信道的可靠隔离。
通过对两半激励信道的每一个利用两种分离的激励频率，以上实施例允许sample_switch控制信号的频率分半，以及带通滤波器的高频转角减小一半，同时保持如之前的相同更新率。放大和过滤块83的数量和通过ADC13测量到的信号沟道的数量加倍，然而不增加所需检测开关块80的数量。这样节约了额外放大器97-1和97-2的成本，并且减小了PCB的布局的复杂度。
在以上替代形式中，同时使用了两种不同的激励源。然而，还可增加这种分离的激励源的数量。例如，可使用等于sample_switch控制信号的频率的44倍的第一激励频率、等于sample_switch控制信号的频率的40倍的第二激励频率、等于sample_switch控制信号的频率的36倍的第三激励频率和等于sample_switch控制信号的频率的32倍的第四激励频率。在这种情况下，可将四个不同的解调器99-1、99-2、99-3和99-4连接至相同检测开关块80内的相同的差分放大器97-1和97-2的输出，以提供在四个不相似的激励频率的解调(并且如果需要，进行极性调制)。这些四个解调器的输出可随后连接至四个不相似的放大和滤波电路83。因此，可通过以下校正处理减小从相同的一对检测导体7同时衍生的四个不同的沟道测量到的信号之间的任何串扰：
Vij Ⅰ corrected＝Vij Ⅰ-σ*Vij Ⅱ
Vij Ⅱ corrected＝(Vij Ⅱ-σ*Vij Ⅰ-σ*Vij Ⅲ)*fⅠ/fⅡ
Vij Ⅲ corrected＝(Vij Ⅲ-σ*Vij Ⅱ-σ*Vij Ⅳ)*fⅠ/fⅢ
Vij Ⅳ corrected＝(Vij Ⅳ-σ*Vij Ⅲ)*fⅠ/fⅣ
另外，在该示例中，激励格栅可划分为等长度的四个连续的分离块，其中每个块由其自身和不相似的激励频率源供给。为了减小邻近的检测导体之间的电容式串扰，将最低激励频率源布置为供给相对于检测开关块80的位置的激励格栅5的最远的块；以及将最高激励频率源布置为供给激励格栅5的最靠近的块可以是有利的。另选地，可将每个激励导体连线至四个不同激励源之一，并且连接至不同的激励源的不同的激励导体介于连接至相同激励源的邻近的激励导体之间，从而每个固定频率的激励信道覆盖激励格栅5的整体长度，但其中仅包括四分之一的激励导体。
在不同的实施例中，可利用位于激励开关块的每个输入的额外多路转接器连接两个(或更多个)激励源，其连接方式是，在一个激励周期中，利用每个激励源扫描整个长度的激励格栅。在所述实施例中，将通过第一激励源通电的第一组激励导体应该从将通过第二激励源通电的第二组激励导体移位激励周期的半周期，从而在相同的激励周期中，来自两个激励源的两个扫描序列可共存于格栅上。这种实施例尤其可用于第一激励频率对应于以上参照图58b描述的电感式触针的谐振频率的情况。从先前讨论中清楚的是，通过第一激励源施加至选择的激励导体的第一端的激励信号的极性应该与激励信号施加至相同激励导体的第二端的极性相反。第二激励源的第二激励频率的频率将在电感式触针的谐振响应以外，并用于利用像手指或导电触针的对象与数字转换器的格栅的电容式耦合测量所述导电对象。这种双重模式的操作非常类似于图58b中描述的实施例，不同之处仅在于，现在通过相同检测开关块但通过连接至不相似的解调器99的不同对的放大和滤波电路同时进行涉及第一(电感式)和第二(电容式)模式的操作的测量。
细线数字转换器的制造方法
现有技术中，已知的是利用透明的ITO导体的制造数字转换器。ITO导体的典型电阻率是几百欧姆/厘米。这仅限制了使用ITO技术来缩小对角线尺寸。针对大对角线尺寸数字转换器，ITO迹线的电阻变得与甚至为几十kHz的极低的测量频率的邻近的线之间的电容式耦合导致的互阻抗相当。
现有技术中，已知的是针对设计对角线尺寸大于30"直至100"的数字转换器，利用直径为约10微米的细铜线制备X-Y数字转换器的导体，但是现有技术方案不适合低价的大规模生产。图60a示出了在基于利用细铜线的当前可用的商业数字转换器中使用的感测线的典型物理布置方式。形成X-Y格栅的多根细铜线通常在两个薄塑料片之间层合，并且还可层合至两个玻璃片之间的玻璃屏幕。通过沿特定路线将细线布置在感测线在柔性PCB(印刷电路板)上终止的塑料片的相同区来布置虚拟扁平线缆288和286。柔性PCB扁平线缆288和286继而经标准ZIF连接器289和287连接至具有测量电子器件的刚性PCB290。沿特定路线布置细铜线以形成虚拟扁平线缆286和288的成本以及在刚性PCB290上使每个单独线终止的额外成本形成总开发的成本的主要部分。作为折中方案，所有可用的商业提供者对于大对角线数字转换器被迫使用邻近的线之间的约20mm间隔，这减少了需要的单独电端子的数量。X-Y格栅中的邻近导体之间的这种大的分离将商业可获得的基于铜线的数字转换器的可实现精度限于约5mm，以测量手指或导电触针的确切位置。高度期望将X-Y格栅中的邻近的线之间的间隔减小为约五至六毫米，以提供提高的精度，因此提供改进的用户体验，尤其当使用导电触针用于绘制应用时。然而，在用于将线格栅和感测电子器件的互连的新的和更便宜的方法未根本发展的情况下，将需要的布线密度增加四倍在经济上不可实现。
图60a所示的感测格栅的共同几何形状的另一缺点涉及线(尤其是靠近屏幕的角落的线)的增加的长度。如上所述，邻近导体之间的互电容对可用于测量来自X-Y数字转换器的信号的激励频率强加了主要限制。由于细铜线，该限制对于大于40"(100cm)的对角线尺寸变得重要，并且实际上是约80"(200cm)的对角线尺寸的主要限制因素。因此，发明人认识到高度期望使用在数字转换器周围布置的分布式电子器件的概念，以缩短X-Y阵列中的单独线的有源长度。
另外，发明人认识到可用于制备上述大格式数字转换器的一种技术来自汽车挡风玻璃工业。尤其是，利用层合在玻璃中的细金属线的现有技术在汽车工业中是已知的，以提供加热的挡风玻璃。在过去的十年间，发展了加热的汽车挡风玻璃。在该技术中，专用的自动化机器将细(裸眼几乎不可见)钨丝294(见图60b)层合，并将它们加热以附接至绝缘PVB(聚乙烯醇缩丁醛)夹层292的表面上。PVB是一种通过使聚乙烯醇(PVA)与丁醛在酸性培养基中反应合成的乙烯醇部分与乙烯醇缩丁醛(VB)部分的随机共聚物。在挡风玻璃层合物中使用的PVB箔夹层的典型厚度是0.030英寸(0.76mm)；对于防盗建筑玻璃使用0.060英寸(1.52mm)的较大厚度。厚度为0.015英寸(0.38mm)的PVB箔主要用于安全需求小的玻璃应用。用于加热的玻璃的钨丝的最小厚度为约17微米；标准厚度为约22微米。通常将钨丝涂布为黑色以降低它们在相对于暗背景反射的光下的可见性。线294的笔直部分可由于在驾驶员的视场中存在的直线与几乎平行的特征(例如围栏)的交叉导致的莫阿效应而变得高度可见。通过按照波形图案铺设线294基本减少该莫阿效应，如图60b中以范围从+-0.5mm直至+-1.5mm并且周期为约5mm的振幅的正弦调制所示。所述一组线294在邻近的线臂之间以约4mm的距离紧密地缠绕。所述线缠绕在用作电端子的两个铜母线296和298之间(见图60b)。标准铜母线由50μm或75μm厚的铜箔制备，最大普通宽度为3mm、5mm、6mm和9mm。在铜母线的顶表面上具有导电粘合剂层，这允许在两根母线296和298之间铺设线的处理中在母线与钨丝294之间获得良好欧姆接触。带有粘合剂导电层的额外母线296-1和298-1(图60b中未示出)附接于两根初始铜母线296和298的每一个的顶部上，以将母线与钨丝之间的电连接密封。PVB箔292最终层合在两个玻璃片之间。在正好在PVB熔点以上的约130℃的高温下约60分钟的时间段内执行玻璃层合。当在这些条件下层合时，PVB夹层292变为光学透明，并将两片玻璃粘合至一起。在成品中，两根分离的铜母线296和298伸出层合的挡风玻璃并连接至电能源。通过在母线296和298之间施加电压，电流流动通过集成线294，并且玻璃被加热以控制汽车挡风玻璃的冷凝、除雾、除冰，以提高可视度和安全性。
发明人已发现针对加热的层合玻璃的以上汽车制造工艺可用于低价数字转换器系统的生产。然而，由于在汽车加热的挡风玻璃与数字转换器导体的物理布置之间的不相似性，需要几点改变。通常，用于相互作用式显示器的数字转换器将具有平坦玻璃层，而挡风玻璃将通常使用弯曲的玻璃。图60b所示的加热的挡风玻璃基于几乎平行的线组，但是数字转换器利用交叉线的X-Y阵列起作用(见图1)，以建立在整个表面上分布的交叉节点。与数字转换器相比，加热的挡风玻璃应用仅需要两个电连接，以将通过彼此平行连接的线组发送电流，以加热玻璃。因此主要区别在于，建立与用于数字转换器的X-Y阵列中的各条线的单独连接的需要，以及将分布式感测电子器件连接至X-Y感测线格栅的每个单独线的需要。下面描述的用于将分布式电子器件单独地连接至X-Y格栅中的线的每个部分的新型方法有助于发展数字转换器的大体积制造技术。
制造玻璃覆盖的数字转换器的方法
现在将参照图61至图66描述利用集成在对角线尺寸范围在12"(30cm)至120"(305cm)内的玻璃LCD显示屏幕中的直径在10微米与30微米之间的细金属线制造数字转换器格栅的优选的方法。
如图所示，在步骤s301(见图61)中，第一粘合剂铜母线条带305沿着Y方向应用至PVB片303。在步骤s303中，利用足以局部熔融PVB箔的表面的温度为约130℃的热源将20微米细钨丝309粘合至PVB片的表面上(见图62a)。利用机器人手臂308，线301沿着PVB片303的基本垂直于第一铜母线305的X方向沿着预定蛇形图案铺设。线301的笔直部分可由于直线与LCD显示器的像素的几乎平行的竖直或水平边缘的交叉导致的莫阿效应而变得高度可见。可通过按照具有大约+-0.5mm或更大以及约5mm(优选地在3mm与7mm之间)的周期的正弦调制的波形图案铺设线301基本减小该莫阿效应。优选地，X-Y格栅的邻近导体之间的间隔应该等于正弦波的周期，或应该为其整数倍，以再现在X-Y格栅的每个节点处的交叉线组301和302的几何形状。X-Y格栅的最合适的导体间隔范围为从五毫米至六毫米，以针对从大直径成人手指至窄小导电触针顶端范围内的各种目标的位置提供比一毫米精度更好的精度。
在步骤s305中，将额外导电粘合剂铜母线条带305-1应用于第一铜母线305的顶部，以将细钨丝夹在两个铜条带之间。
在步骤s307中，将PVB片303翻转，以暴露出PVB箔的相对表面。第二铜母线条带306沿着基本垂直于第一母线305的X方向附接于PVB片(见图62b)。在步骤s309中，利用机器人手臂308将钨丝302热接合至PVB片303上以沿着基本垂直于第二铜母线306的Y方向形成预定蛇形图案。为了保持图62b更加易读，在图中将第一组线301表示为直虚线而忽略原始波形图案。
在步骤s311中，将PVB片303切割成期望的尺寸。PVB优选地切割成与第一铜母线和第二铜母线的边缘齐平。在步骤s313中，将更宽的导电粘合剂铜条带307(见图63b)应用于第二母线306的顶部，并且将该更宽的铜条带的其余宽度塞入PVB片303下方，以针对PVB材料的两个表面上的第二母线306表现出电接触表面。因此，图63a示出了两组线301和302可经PVB箔303的同一侧上的母线305和307电接触。
在步骤s315中，来自线组301和302的单独线通过在物理上去除细线301和302的邻近的臂之间的窄条带的铜母线与它们的邻近部分电绝缘(隔离)(见图64)。例如通过用合适的切片刀或利用激光切割器或合适的蚀刻等将PVB箔303穿刺可实现这一点。作为该步骤的结果，产生一组电隔离的接触焊盘315和317，针对属于X-Y线格栅的每个单独线制成这样专用接触焊盘。
在步骤s317中，PVB箔303布置在尺寸稍微不相似的两个玻璃片之间，其布置方式是PVB箔在具有由第一母线305和第二母线307生成的接触焊盘315和317的区域附近暴露出来。图65a所示的底部玻璃311的尺寸与PVB箔303本身的尺寸相似。顶部玻璃310稍小以在层合步骤之后在接触焊盘315和317上方留下布置第一PCB312和第二PCB313的足够空间。玻璃310和玻璃311的玻璃厚度通常选为1mm至4mm；较大的厚度是不理想的，由于它们会增加层合的玻璃屏幕总重量。在该实施例中，底部玻璃布置为面对LCD显示器(未示出)，而顶部玻璃布置为用于用户触摸屏。
在步骤s319中，施加临时粘合带以隐藏PVB箔的暴露的区域和暴露的接触焊盘315和317。条带由像将不在层合工艺中使用的高温下永久地粘合至PVB的聚酰亚胺的材料制成。在该步骤之后，将整个组件置于真空袋中，并且将空气从中放出。PVB箔303的微粗糙表面提供用于将空气从夹层构造的内部排出的有效的沟道。将组件加热至约130℃，并且在高温保持之间之后，玻璃冷却并且将临时粘合带去除，以暴露出接触焊盘315和317。该加热步骤熔融了PVB，并且将玻璃面板310和311粘合在一起，以将线301和302夹在一定位置。
在步骤s321中，第一数字转换器PCB312和第二数字转换器PCB313(带有数字转换器电子器件)附接至接触焊盘315和317(见图65b)的顶部。接触焊盘315和317焊接至第一PCB312和第二PCB313的对应的接触焊盘322和323，如图66a中的PCB(313)之一更详细地示出。为了有利于焊接工序，制备的PCB313在PCB的两个表面上具有接触焊盘323，其中直径约1mm的镀铜通孔321布置在接触焊盘323的中心。随后通过孔321的中心将PCB切割为一定大小，因此在每个焊料联接位置打开竖直导电条带。按照相似的方式制备另一PCB312。通过将接触焊盘315和317(分别)焊接至第一PCB312和第二PCB313产生PCB与X-Y线格栅之间的焊料联接点，其中在半孔321的竖直表面与对应的接触焊盘315或317的边缘之间建立主要焊料联接点。PCB带有的电子元件焊接至第一PCB312和第二PCB313的一侧。
最终，在步骤s321中，线缆连接器319附接在第二PCB313与第一PCB312之间，以提供数字转换器控制信号的通路(见图65b)。优选地，随着微控制器连接至用于检测导体的一组线，将微控制器在物理上保持在相同PCB上，以避免使用线缆连接器319来将模拟测量信号携带至用于模数转换的微控制器(以避免通过连接器319引入的噪声)。通常，检测导体将沿着屏幕的较短尺寸连接，这是由于与在通常相互作用式显示器上的激励导体相比，较少的检测导体是优选的。优选地，检测PCB还具有额外一般主机连接器(诸如USB连接器)，以提供与主机计算机的通信通路。
如果在激励和/或检测导体的两端进行连接，则可在PVB箔的其它边缘上设置额外母线，并且接着按照上述方式将其切割并附接于激励/检测电路。
玻璃覆盖的数字转换器的制造方法的修改形式
以上已经详细描述了可在宽范围的数字转换器尺寸上实施的数字转换器的制造方法。现在将描述上述数字转换器的制造方法的多种修改形式。
在上述制造方法中，在步骤s305，额外导电粘合剂铜母线条带305-1施加在第一铜母线305的顶部上，以将细钨丝夹在两根铜条带之间。在替代实施例中，为了提高制造产率，在应用额外的铜母线条带305-1之前可进一步提高钨丝与铜母线305之间的欧姆接触。例如通过经焊接掩模施加少量的焊膏以及通过用红外(或其它)热源加热含有焊膏的暴露的区域可以实现这一点。可经金属箔掩模完成红外加热，以防止对PVB箔的不必要的加热处理。加至步骤s305的这种额外的制造步骤将允许钨丝在暴露的点焊接至铜母线305，因此确保位于PCB312和313上的电子电路与属于格栅301和302的每个钨丝之间的机械上稳定的和低电阻的连接。
在上述制造方法中，使用钨丝以形成激励导体301和检测导体302。钨丝由于其低电阻和高机械强度而成为优选的。钨的极限抗张强度(材料在断裂之前在伸展或被拉伸的同时可承受的最大应力)为铜的约七倍，同时其电阻率仅为铜线的电阻率的约三倍。然而，对于对角线尺寸超过80"(200cm)的非常大对角线的显示器，优选的是，开始利用20微米粗的铜线来减小由于互串扰导致的激励频率的限制。通过线的自电阻与邻近的平行线之间的互电容导致的依赖频率的阻抗之间的增大的比率导致长线的串扰增大。
在上述实施例中，导体按照垂直的规则阵列布置。本领域技术人员应该理解，激励和检测导体不用必须按照这种规则和垂直的阵列设置。导体之间的间隔可为不均匀的；和/或一个或多个导体可具有沿着它们的长度的一个或多个弯曲部分；和/或导体可按照除相对于彼此90度以外的角度布置。假设导体格栅在数字转换器的期望的测量区域上限定了激励导体与检测导体之间的交叉点，处理电子器件可确定期望位置。
在上述主要制造方法中，针对第一PCB312和第二PCB313的每一个使用单个长度的PCB。然而这些PCB的每一个可由经合适的连接器连接在一起的多个零件制成。实际上，其中第一PCB312和第二PCB313的每一个的总长可超过一米的大对角线尺寸的数字转换器可需要这样。
在上述主要制造方法中，顶部310和底部311玻璃面板具有不同的尺寸，以针对具有接触焊盘315和317的PVB膜的暴露的区域提供支承。在层合步骤和将第一PCB312附接至接触焊盘315和将第二PCB313附接至接触焊盘317的过程中需要这种对PVB膜的支承。图66b所示的实施例示出了在该制造步骤中，可使用例如由非粘性材料制成的临时支承结构325。可由在层合工艺中使用的约130℃的高温下不粘附至PVB材料的像聚酰亚胺的材料制造非粘性支承件325。随后在组装整个系统之后可去除支承件325，从而在在层合工艺之后保持足够柔性和机械稳定性的自由独立的PVB膜303上留下刚性PCB312和313。这允许在数字转换器的制造中针对顶部和底部使用相同尺寸的玻璃面板。
对于具有减小的边框的相互作用式显示器，可以相对于玻璃表面的相对大的角度安装PCB312和313。为了针对PVB材料提供较大弯曲半径，可以有利的是在层合步骤中以相对于玻璃表面的一角度模制PVB。图67a示出了利用顶部支承件327和底部支承件326形成用于PVB箔的大弯曲半径的布置。在层合步骤之后去除顶部支承件327，并且将第一PCB312附接和焊接至接触焊盘315，同时将第二PCB313附接和焊接至接触焊盘317。在该步骤之后，去除底部支承件326，并且还可将第一PCB312和第二PCB313移动至显示器机械支承结构(未示出)内的它们的安装位置。
对于成品相互作用式显示器周围的几乎零宽度的边框，PCB312和313可垂直于玻璃表面安装。图68示出了用于该布置方式的优选的几何形状。该图中示出的第二PCB313直接焊接至接触焊盘317。在该具体情况下，液体焊接材料将通过表面张力拉动至通过镀铜半孔321的壁和接触焊盘317的表面形成的铜腔内。额外量的焊接材料将还有助于形成接触焊盘317和323之间的电接触。在焊接期间在PCB的边缘设置镀铜半孔提供了位于PCB上的接触焊盘323与位于PVB上的接触焊盘317之间的最佳机械和电接触。通过这种修改，底部玻璃311的表面将提供与用户手指相互作用的表面，并且顶部玻璃310的表面将面对LCD矩阵显示器(未示出)。
在上面讨论的主要制造方法中，形成X-Y格栅结构的线组301和302铺设在相同PVB箔303的相反表面上。然而，在替代实施例中，可使用两个分离的PVB箔，各自带有其自身的线组-线组301或线组302。两个PVB箔随后可在层合工艺中安装在彼此的顶部上，从而线组301和302可布置为彼此正交。这种构造与图63、图64和图65中示出的构造非常相似，但是可在不利用用于在单个PVB箔303的两侧上提供电接触的宽母线307的情况下实现。然而，该修改形式往往由于需要双倍的利用的PVB材料的量导致更高的整体成本。
在上面讨论的主要制造方法中，底部玻璃311面对有源LCD矩阵。X-Y线(通过电容器63(见图5)和95(见图11)有源地接地)的阵列针对源于LCD矩阵的驱动电路的电开关噪声提供一些静电屏蔽。针对线分离为大约5至6mm的密集的X-Y格栅数字转换器，当检测位于靠近顶部玻璃310的表面的单独的手指时，这种通过几百根接地线的虚拟静电屏蔽应该足够有效以提供合理的信噪比。然而，可通过将底部玻璃311的自由表面(图中的下表面)覆盖一层均匀的透明的导电膜，诸如一层ITO膜来提高静电屏蔽。该额外的静电屏蔽可保持浮置(即不直接连接至地)-在这种情况下，其将经与检测和激励导体的电容式耦合接地至触摸数字转换器的电子电路。尤其是，每个激励和检测导体经一对电容器和电阻器在激励和检测电路中接地，因此该额外静电屏蔽与组合在一起的所有的激励和检测导体之间的电容式耦合能够提供导电层与检测电路的地的足够低阻抗的耦合。作为另外一种选择，可利用位于PCB板312和313下方的专用导体在导电层与测量电子器件之间形成实际欧姆接触。
通过增加这种导电屏蔽层，虽然减小了来自LCD屏幕的耦合的开关噪声和减小了邻近导体之间的不期望的互电容，但是可由于手指的存在导致投影电容式X-Y格栅的灵敏度降低，因此，这对于需要用戴手套的手指工作的数字转换器没有吸引力。对于给定厚度的最终层合构造，可通过将激励导体格栅布置在PVB箔的面对数字转换器的自由表面的一侧上和通过将检测导体格栅布置在PVB片的面对导电屏蔽(ITO膜)的一侧上来优化信号电平。通过与顶部玻璃310的厚度相比增加底部玻璃311的厚度，可提高这种情况下的实际信噪比。通过将透明的导电层(诸如ITO膜)布置在分离的薄玻璃或塑料层上和通过在该新导电层与底部玻璃311的自由表面之间引入大约一至五毫米的小空气间隙，可获得更好的结果。在这种情况下，导电层可接地至LCD电子器件的地。
在上面讨论的主要制造方法中，PVB箔303夹在顶部玻璃310与底部玻璃311之间。然而，在其它实施例中，可仅使用一个玻璃面板。例如，在层合工艺中，可使用非粘性支承件326替代底部玻璃311，或可使用非粘性支承件325替代顶部玻璃310。在层合和将第一PCB312和第二PCB313附接至接触焊盘315和317之后，去除非粘性支承件。通过将一片玻璃片替换成可去除的非粘性支承件，可实现相互作用式屏幕的总重量的双倍减小。该方式尤其适于不需要高水平的防破坏性能的更小的对角线尺寸数字转换器的应用。
在上面讨论的主要制造方法中，顶部310和底部311面板由玻璃制成。作为另外一种选择，光学等级的聚碳酸酯面板可用于层合。即使对于厚度小至0.5mm的相对薄的面板，聚碳酸酯面板也更容易处理。可将聚碳酸酯材料的表面硬覆膜，以提供提高的硬度和抗刮伤性。聚碳酸酯密度为玻璃的密度的约二分之一，且其介电常数为玻璃的介电常数的约二分之一。这允许制造明显更薄和更轻的机械层合构造，以及同时稍微减小格栅中的邻近的线之间的不期望的电容式耦合。
在上面讨论的主要制造方法中，PVB箔303用作用于层合工艺的夹层。可使用其它层合材料替代PVB，包括热塑性玻璃层合材料，诸如EVA(乙基醋酸乙烯酯)和TPU(热塑性聚亚安酯)。EVA是PVB的良好替代。对水分的强烈亲和使得PVB膜在没有特别考虑湿度的情况下难以被存储和处理。与PVB材料不同，EVA粘合剂膜对于水分是非粘性和惰性的。因此，在一些情况下，用于EVA玻璃层合的生产设备和相关工艺可比常规PVB层合更容易和简单。
利用EVA层合夹层膜允许PET层层合在数字转换器上而非玻璃片上。这样能够形成完全柔性层合的触摸覆盖构造或者形成其中一片玻璃由PET层替代的较薄玻璃层合结构的能力。商业可获得的背面投影PET膜可层合，以生成虚拟触摸敏感背面投影显示器，当没有图像从背面投影时，其为半透明的。
在上面讨论的主要制造方法中，单线连接至在步骤s315切割铜母线之后产生的每个单独的接触焊盘。作为另外一种选择，在步骤s315，多条线可保留连接至每个单独的接触焊盘。如果每个激励导体和检测导体由多个间隔开的导体表示，则激励导体与检测导体之间的交点的互电容耦合可增大。对于大对角线尺寸数字转换器，这种方法尤其可用，其中由于不能针对所需的更新率单独地测量交点的增加的数量导致密集线格栅3可为不实际的。在所述实施例中，检测导体或激励导体的中心之间的实际间隔可为10mm那么大，其将启用以将每个检测导体或激励导体构造为以5mm间隔开并连接至格栅303的相同的单独接触焊盘315或317的一对单独导体。
正面投影(白板)数字转换器的制造方法
上面讨论的主要制造方法专用于透明的相互作用式玻璃屏幕覆盖式的数字转换器的制造。所需的数字转换器的另一示例包括连接至计算机的相互作用式白板数字转换器。通常安装在天花板上的投影仪将计算机的桌面显示投影至用户用手指、触针或其它装置控制计算机的白板的表面上。板的白色表面可由一片福米卡、三聚氰胺或聚碳酸酯制成，其通常厚度小于1.25mm。薄片数字转换器可安装在板的白色表面下方。
现在将参照图69至图71描述制造在对角线尺寸范围为20"(50cm)至200"(500cm)的相互作用式白板中使用的数字转换器格栅的优选的方法。
如图所示，在步骤s323(见图69)中，将第一层双面安装粘合剂涂敷在硬纸板的表面上。厚度为约0.9mm的硬纸板用作线格栅的支承件，并且由于低成本选择电子器件。优选地使用棕色牛皮纸薄衬纸，由于它们具有非多孔性、防潮和抗菌特性。厚度为约25μm的双面安装粘合剂是广泛用于印刷材料的层合的标准产品。
在步骤s325(见图70a)中，第一导电粘合剂铜母线条带355沿着Y方向应用于硬纸板353。该实施例中使用的母线的类型与先前针对加热的玻璃汽车挡风玻璃技术描述的类型相同。在步骤s327中，直径为大约100μm的细铜线359通过机器人手臂358布置在粘合剂的表面上，沿着基本垂直于第一铜母线355的硬纸板353的X方向形成预定蛇形图案。针对图62中的透明的玻璃覆盖的数字转换器不需要使用图示波形图案，由于白板数字转换器的线格栅图案被完全隐藏在白板的不透明表面下方。使用线351的笔直部分的能力通过拉动图70a所示的柱362与364之间的线351简化了铺设处理。在将线351粘合至第一粘合剂层之后，可将具有粘合的线351的硬纸板353拉出具有一体化的柱362和364的制造装备，并且可将新的一片硬纸板353插入所述装备中，以为下一数字转换器布线。
在步骤s329中，第二双面安装绝缘粘合剂应用于粘合的细铜线351的阵列上，同时避免覆盖第一铜母线355。在步骤s331中，将第二导电粘合剂铜母线条带356沿着X方向应用于硬纸板353(见图70b)。在步骤s333中，将细铜线352通过机器人手臂358沿着垂直于第二铜母线356的硬纸板353的Y方向布置在第二粘合剂的表面上，形成预定蛇形图案。优选地，在柱366与368之间拉动线352，如图70b所示。在将线352粘合至第二粘合剂层之后，可将具有粘合的线351和352的硬纸板353拉出具有一体化的柱366和368的制造装备，并且可将新的一片硬纸板353插入所述柱之间，以为下一数字转换器布线。第二铜线352因为位于两条线之间的绝缘第二粘合剂层而不与第一铜线351电接触。
在步骤s335中，将硬纸板353切割为期望尺寸，从而同时将原始连续的线351和352分离到直线的单独部分上。在步骤s337中，将两个较宽的导电粘合剂铜条带355-1和356-1分别应用于第一母线355和第二母线356的顶部上。随后将这些较宽铜条带的其余宽度塞入硬纸板下方，以提供用于硬纸板353的两个表面上的第一母线355和第二母线356的电接触表面。该步骤与上面讨论的步骤s313相似，并在图63b中示出。
在步骤s339中，通过合适的切片刀将第一铜母线355和第二铜母线356在细线351和352的邻近的臂之间穿通(或者切割/蚀刻)，以产生属于X-Y线格栅的每个线(见图71a)的电隔离的接触焊盘365和367。
在步骤s341中，第三双面安装粘合剂膜应用于粘合的线的阵列上，此时还覆盖接触焊盘365和367。在步骤s343中，具有一体化的X-Y线格栅的硬纸板353随后附接至白板360的内表面。在步骤s345中，第一PCB362和第二PCB363附接至接触焊盘365和367上方的硬纸板的顶部(见图71b)。利用与先前参照图66a描述的相同的方法将PCB的接触焊盘焊接至接触焊盘365和367。在该方法中，在PCB362和363的边缘的镀铜半孔用作用于焊接至X-Y格栅的接触焊盘365和367的额外竖直接触焊盘。
在步骤s345中，电线缆369连接在第一PCB和第二PCB之间以支持用于操作数字转换器的控制信号。如上所述，优选地，检测PCB携带微控制器，并且还具有额外一般主机连接器(诸如USB连接器)，以提供与主机计算机的通信通路。
正面投影(白板)数字转换器制造方法的修改形式
以上详细描述了可在宽范围尺寸上实现的白板数字转换器的制造方法。现在将描述该制造方法的多个修改形式。
在白板的以上制造方法中，将直径为大约100μm的铜线用于形成激励导体351和检测导体352。可使用具有更大直径(例如200μm)或更小直径的铜线；然而，对于大对角线数字转换器应该特别小心，由于利用较大直径的线可增大邻近的线之间的不期望的电容式耦合。也可使用像钨的其它材料来替代铜；然而，铜线往往是制造这种数字转换器的最便宜的线。
在上述步骤337中，将两个较宽导电粘合剂铜条带355-1和356-1分别应用至第一母线355和第二母线356的顶部上。这些较宽铜条带的其余宽度随后塞入硬纸板下方，以提供硬纸板353的两个表面上的第一母线355和第二母线356的电接触表面。在替代实施例中，在步骤337的一开始，将第四层双面安装粘合剂应用于硬纸板的背面上，并且将薄铝箔附接至覆盖硬纸板的除沿着硬纸板的两个边缘的两个窄条带以外的所有区域的这种暴露的粘合剂表面。随后通过将两条较宽的铜母线条带355-1和355-2分别附接至第一母线355和第二母线356的顶部上以及通过将这些较宽铜条带的其余宽度塞入硬纸板下方来以部分地覆盖沿着硬纸板的这两个边缘的自由表面区域。铜母线355-1和356-1与硬纸板的背面上的金属箔之间不建立欧姆接触。对步骤337的这种修改允许导电屏幕一体化到硬纸板基底的与硬纸板的用于激励和检测线的附接的表面相对的表面上。如上所述，位于与数字转换器的格栅3相距一毫米与五毫米之间的这种导电屏幕允许基本上减小邻近的线之间的不期望的电容式耦合，以减小数字转换器对盘旋的手指的敏感度，以及在非常嘈杂的环境中提高信噪比。这种电浮置导电屏幕将经金属箔与属于格栅的所有导体之间的电容式耦合连接至数字转换器的测量系统的电地。在该激励频率下这种耦合的阻抗为约几Ohm，因此不需要建立与这种导电屏幕的有源接地连接。但是，在替代实施例中，导电箔可经专用链路连接至PCB362和367的电地，所述专用链路例如通过利用附接至PCB的地面和导电屏幕的金属箔的表面的额外铜母线建立。直接欧姆接触可用于去除耦合至浮置的导电屏幕的低频噪声。
在以上实施例中使用的硬纸板的厚度为约0.9mm。可容易地使用高达约5mm的其它厚度。可使用像塑料膜的其它非导电基底来代替硬纸板；然而，这可在处理装配的数字转换器中导致增加的困难和/或增加其制造成本。
在白板数字转换器的以上制造方法中，在步骤s337中将宽导电粘合剂铜条带355-1附接至第一母线355，同时将相似的宽导电铜条带356-1附接至第二母线356。然而，在步骤s327的最后将铜条带355-1附接至第一母线355可能更容易。在这种情况下，第二双面安装粘合剂可被施加至包括第一母线355-1的表面的硬纸板353的整个表面，因此简化制造工艺。
在以上实施例的修改形式中，可将额外的间隔层设置在线组351与352之间以使得它们的互自电容(在不存在目标的情况下)在X-Y数字转换器的整个表面上更加可再现。这种额外的间隔层可由厚度为约0.4mm的塑料制成，并可正好在步骤s329之前施加至第一粘合剂的表面，其中第二双面安装粘合剂施加在第一组线351上。还可使用硬纸板353作为X-Y格栅中的线之间的间隔件。在这种情况下，线351和352将按照针对图61示出的主要制造方法描述的方式相似的方式粘合至硬纸板353的相对表面。然而，在该修改形式中，硬纸板厚度应该限制为约1mm。在这种情况下，检测线组优选地安装在硬纸板353的最靠近白板360的写表面的表面上。
通过利用光学透明的塑料膜替代硬纸板353以及通过利用光学透明的双面安装粘合剂膜，可构造具有一体化的X-Y线格栅和电子器件的光学透明的薄数字转换器。因此，轭将该薄膜数字转换器安装至背投影(散射)膜上，以生成可被安装在任何玻璃表面上的薄背投影数字转换器，例如其可布置在存储窗口上，以将所述窗口转变为交互式数字标牌。在这种情况下，窗口玻璃的相对表面可由一般公众使用，以利用手指与显示的图像交互。对于利用薄的透明的数字转换器的这种实施例，导电线的厚度优选地减小至约20微米以使得它们对于裸眼实际上不可见。根据用户经验，可以期望将X-Y格栅的直线修改为图62所示的波形图案。然而，通过位于数字转换器前方的背投影膜，将有效地隐藏X-Y格栅，并且来自线的其余阴影将缓和，因此即使在使用直线的情况下也减小了任何莫尔图的可见性。
替代形式的制造方法
现在将参照图72至图73描述利用直径在10微米与20微米之间的薄金属线的数字转换器格栅的替代形式的制造方法。如图所示，在步骤s101中，将透明双面安装粘合剂221应用至保护玻璃基底223的表面。在步骤s103中，第一印刷电路板(PCB)225沿着玻璃基底223的Y边缘附接。在步骤s105中，具有多条送进线229的机器人手臂227将规则(均匀)阵列的细铜线230沿着垂直于第一PCB225的玻璃基底的X-方向粘合。在步骤s107中，利用超声波楔式接合器231切割线230和将线230粘合至基于镀金铜的PCB焊盘233使来自生成的第一阵列的细线的各条线在第一PCB中端接。各条铜线230通过粘合剂层221沿着玻璃基底的X-方向胶粘。
超声波粘合是一种涉及使用力、时间和超声波连接两种材料的处理。以小的力将线压靠着表面(二者均在环境温度下)，并且在有限的时间段内振动以实现粘合。当超声波能量施加至待粘合的金属时，使得金属暂时变软和塑化。这导致金属在压力下流动。声学能量解放分子和使它们从它们固定的位置脱离，从而允许金属在低压缩粘合力下流动。因此，在粘合部位的热变为粘合处理的副产物，从而不需要额外的热。这种超声波粘合还被称作“冷焊接”。村庄两种类型的超声波粘合：楔式粘合和带式自动粘合(TAB)。可使用任一种，但是在该实施例中，楔式接合器231是优选的，这是因为通过机器人手臂227更多地控制线的布置(在TAB粘合中，线已经在线将要粘合至其的焊盘上被预先对齐)。
一旦将所有需要的线230粘合至第一PCB225，处理就前进至步骤s109，其中另一光学透明的双面安装粘合剂237应用至粘合的线230的阵列上。在步骤s111中，第二PCB239沿着玻璃基底223的X边缘附接。在步骤s113中，机器人手臂227再次用于生成沿着垂直于第二PCB239的Y方向延伸的第二阵列的细线241。第二阵列的线241通过粘合剂层237保持在一定位置。在步骤s115中，第二阵列的线241中的各条线在第二PCB239利用超声波楔式接合器231端接至基于镀金铜的PCB焊盘233。在步骤s117中，光学透明的UV可固化液体层合物245在第二阵列的细铜线241上喷射，以密封暴露的粘合剂层237。随后利用UV光固化该UV可固化层合的层，以形成用于显示屏幕的平滑透明的光学表面。在步骤s119中，在将导体线阵列端接至第一PCB225和第二PCB239的端接点周围提供额外的粘合剂。最终，在步骤s129中，线缆连接器243附接在第二PCB239与第一PCB225之间，以提供用于激励信道的控制信号的路径。优选地，将微控制器保持在物理上位于相同PCB上，作为用于检测导体7的线，以避免使用线缆243将模拟测量信号携带至用于模数转换的微控制器(以避免通过连接器243引入)。通常，检测导体将沿着屏幕的较短尺寸延伸，因此将连接至第一PCB225(优选地，具有比普通电视屏幕上的激励导体更少的检测导体)。优选地，第一PCB225还具有额外的一般主机连接器(诸如USB连接器)，以提供与主机计算机的通信路径。
在上述实施例中，使用铜线来形成激励和检测导体。铜线是优选的，因为铜线的电阻低，并且因此其能够针对大数字转换器尺寸在较高激励频率下使用。然而，利用铜线的超声波粘合可为麻烦的，因为铜线的表面的氧化较严重，以及由于这些残留物粘至楔式接合器的表面导致在楔式接合器上积聚不期望的材料。因此，作为使用细铜线的替代，可使用薄铝线作为替代。优选地，铝线的直径在10微米与20微米之间，从而在超过10cm的距离它们对于人眼实际上不可见。
在上述实施例中，使用了超声波粘合将线附接至PCB的接触焊盘。可以有利的是，使用超声波焊接作为替代。超声波粘合使用超声波能量将部件连接在一起，而不用添加任何种类的填充材料，而超声波焊接使用填充材料，即焊料，以形成联接点。增强的超声波束产生带‘刷效应’的微振动，其导致完全去除氧化层，以立即通过基底表面上的焊料合金润湿。这意味着不再需要使用任何‘流’。在将PCB225和239附接至基底223上之前，可通过将PCB的接触焊盘镀锡来帮助超声波焊接。可使用低温熔融焊料来简化工艺，诸如熔点为约118℃的英达洛依焊料1E(52％铟锡共晶锭，48％锡)。通过利用熔点为约62℃的Field合金(铋、铟和锡的共晶合金：32.5％Bi、51％In、16.5％Sn)，可主要利用超声波能量的消散导致的焊料接合处的摩擦自发热来制造焊料联接点。
该申请还包括以下编号的条目：
1、一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作，以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补激励信号施加至所述一对邻近的激励导体，
其中测量电路布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，
其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，从而在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变，或者其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，从而在选择检测导体时检测信号的极性改变；并且
其中极性控制信号是周期性信号，并且其中极性控制信号的周期的一半小于或等于激励间隔和检测间隔中的更短的一个。
2、一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中测量电路布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中测量电路布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，并且在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对，其中测量电路布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果，并且其中测量电路布置为选择检测导体以使得在检测周期的最后一个检测间隔选择的检测导体与通过测量电路在检测周期的第一检测间隔选择的检测导体相邻。
3、根据条目2所述的数字转换器，其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，以使得在选择检测导体时检测信号的极性改变。
4、根据条目3所述的数字转换器，其中极性控制信号是周期性的，并且其中选择检测导体的时间是极性控制信号的周期的整数倍。
5、根据条目2至4中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为：在检测周期的初始检测间隔中选择的检测导体不与在前一检测周期的最后检测间隔中选择的检测导体重合。
6、根据条目2至5中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照循环方式操作，以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体。
7、根据条目6所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，并且在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。
8、根据条目6或7所述的数字转换器，其中每个检测间隔的持续时间与一个激励间隔对应，或者其中每个激励间隔的持续时间与一个检测周期对应。
9、根据条目2至8中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个。
10、根据条目9所述的数字转换器，其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果；以及模数转换器，其用于将通过采样和保持电路保持的测量结果转换为对应的数字值，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，第一电容器和第二电容器的每一个与对应的测量信道关联，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。
11、根据条目2至10中的任一项所述的数字转换器，包括控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号。
12、根据条目11所述的数字转换器，其中控制电路布置为以循环方式和独立于所述处理电路的自由运行方式产生所述控制信号，并且布置为在每个测量周期将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。
13、一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其处理从测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作，以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且相反极性的激励信号施加至所述一对邻近的激励导体，其中激励电路布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，并且在第二检测间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对，并且其中激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。
14、根据条目13所述的数字转换器，其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，从而在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变。
15、根据条目14所述的数字转换器，其中极性控制信号是周期性的，并且其中选择激励导体的时间是极性控制信号的周期的整数倍。
16、根据条目13至15中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为：在激励周期的初始激励间隔中选择的激励导体不与在前一激励周期的最后激励间隔中选择的激励导体重合。
17、根据条目13至16中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。
18、根据条目13至17中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在检测间隔的每一个中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体。
19、根据条目18所述的数字转换器，其中测量电路布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，并且在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。
20、根据条目18或19所述的数字转换器，其中测量电路布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果。
21、根据条目18至20中的任一项所述的数字转换器，其中每个检测间隔的持续时间与一个激励间隔对应，或者其中每个激励间隔的持续时间与一个检测周期对应。
22、根据条目13至21中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个，其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果；以及模数转换器，其用于将通过采样和保持电路保持的测量结果转换为对应的数字值，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，第一电容器和第二电容器的每一个与对应的测量信道关联，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。
23、根据条目13至22中的任一项所述的数字转换器，包括控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号。
24、根据条目23所述的数字转换器，其中控制电路布置为以循环方式和独立于所述处理电路的自由运行方式产生所述控制信号，并且布置为在每个测量周期中将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。
25、一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中测量电路布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过检测电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中检测电路布置为从起始检测导体至终止检测导体按顺序和按照重叠方式选择检测导体，并且其中在所述格栅中起始检测导体与终止检测导体相邻。
26、一种数字转换器，其包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，其中每个测量信道具有关联的第一电容器和第二电容器，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值。
27、一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；
控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中控制电路布置为以循环方式和独立于所述处理电路的自由运行方式产生所述控制信号并且布置为在每个测量周期将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。

Claims (120)

1.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述一对邻近的激励导体；
其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；
其中，对于给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体，通过所述测量电路获得的测量结果包括双差分测量结果，该双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差：其中，i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；与ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；以及
其中测量电路包括：解调器，其用于解调从选择的检测导体获得的信号；和带通滤波器，其用于过滤解调器的输出。
2.根据权利要求1所述的数字转换器，其中施加至每个选择的激励导体的激励信号具有激励频率，并且其中解调器布置为将从选择的检测导体获得的信号与具有与激励信号的激励频率基本相同的频率的解调信号组合。
3.根据权利要求2所述的数字转换器，其中解调器布置为通过将从选择的检测导体获得的信号与解调信号相乘，将从选择的检测导体获得的信号与解调信号组合。
4.根据权利要求3所述的数字转换器，其中解调器布置为通过使从选择的检测导体获得的信号经过利用解调信号开关的开关，将从选择的检测导体获得的信号与解调信号相乘。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的数字转换器，其中通带滤波器包括用于阻隔来自解调的信号的低频分量的一个或多个DC阻隔电容器。
6.根据权利要求5所述的数字转换器，其中处理电路布置为处理所述测量结果，以校正通过DC阻隔电容器引入测量结果中的瞬变。
7.根据权利要求1至6中的任一项所述的数字转换器，还包括连接至激励电路的至少一个额外激励导体，并且其中激励电路布置为在激励间隔中选择额外激励导体，和将激励信号施加至所述额外导体，而不将互补激励信号施加至另一激励导体。
8.根据权利要求1至7中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为在检测周期的至少一个检测间隔中选择来自检测导体的信号和已知的参考信号。
9.根据权利要求1至8中的任一项所述的数字转换器，还包括：控制电路，其布置为产生断开信号；和电路，用于根据断开信号将检测导体从测量电路断开；并且其中断开信号布置为每当激励电路选择新的一对激励导体时使得检测导体从测量电路断开。
10.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体，其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，从而在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性的，并且其中i)选择检测导体的时间与ii)选择激励导体的时间中的较短的一个是极性控制信号的周期的整数倍。
11.根据权利要求1至10中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。
12.根据权利要求11所述的数字转换器，其中激励电路布置为使得在激励周期的初始激励间隔中选择的激励导体不与在前一激励周期的最后激励间隔选择的激励导体重合。
13.根据权利要求1至12中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为选择激励导体，以使得在激励周期的最后一个激励间隔选择的激励导体与通过激励电路在激励周期的第一激励间隔选择的激励导体相邻。
14.根据权利要求10所述的数字转换器，其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体。
15.根据权利要求1至9中的任一项或权利要求14所述的数字转换器，其中测量电路布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。
16.根据权利要求1至9中的任一项或权利要求14或15所述的数字转换器，其中每个检测间隔的持续时间与一个激励周期对应或比一个激励周期更长，或者其中每个激励间隔的持续时间与一个检测周期对应或比一个检测周期更长。
17.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中测量电路布置为按照循环方式操作以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体，其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，从而在选择检测导体时检测信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性的，并且其中i)选择检测导体的时间和ii)选择激励导体的时间中的较短的一个是极性控制信号的周期的整数倍。
18.根据权利要求10至17中的任一项所述的数字转换器，还包括：电路，其用于将检测导体从测量电路断开；和控制电路，其在极性控制信号的上升边缘和下降边缘产生断开信号，并且其中用于将检测导体从测量电路断开的电路响应于断开信号，以使得在极性由于极性控制信号而改变时，检测导体从测量电路断开。
19.根据前述权利要求的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。
20.根据权利要求19所述的数字转换器，其中测量电路被布置为：在检测周期的初始检测间隔中选择的检测导体不与在前一检测周期的最后检测间隔中选择的检测导体重合。
21.根据前述权利要求的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为选择检测导体，以使得在检测周期的最后一个检测间隔中选择的检测导体与在检测周期的第一检测间隔中通过测量电路选择的检测导体相邻。
22.根据权利要求17或其从属权利要求的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体。
23.根据权利要求22所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照重叠方式在多个连续的激励间隔中选择邻近的激励导体，从而在第一激励间隔中，给定的选择的激励导体与第一邻近的激励导体成对，而在第二激励间隔中，给定的选择的激励导体与第二邻近的激励导体成对。
24.根据权利要求22或23所述的数字转换器，其中每个检测间隔的持续时间与一个激励间隔对应或比一个激励间隔更长，或者其中每个激励间隔的持续时间与一个检测周期对应或比一个检测周期更长。
25.根据权利要求17或其从属权利要求的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为确定从选择的邻近的检测导体对获得的信号的差分测量结果。
26.根据前述权利要求的任一项所述的数字转换器，其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个。
27.根据权利要求26所述的数字转换器，其中每个测量信道被布置为：在检测周期的初始检测间隔中，通过测量信道选择与通过测量信道在检测周期的最后检测间隔中选择的检测导体相邻的检测导体。
28.根据权利要求26或27所述的数字转换器，其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果；以及模数转换器，其用于将通过采样和保持电路保持的测量结果转换为对应的数字值，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，第一电容器和第二电容器的每一个与各自的测量信道关联，其中采样和保持电路布置为：在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器，以转换为对应的数字值。
29.根据权利要求26或27所述的数字转换器，其中测量信道的检测间隔是交错的，以允许利用公共模数转换器按照时分复用方式将来自不同测量信道的测量结果从模拟形式转换为数字形式。
30.根据权利要求1至29中的任一项所述的数字转换器，包括控制电路，其用于产生用于通过激励电路控制激励导体的选择的控制信号，以及产生用于控制测量电路对检测导体的选择的控制信号。
31.根据权利要求30所述的数字转换器，其中控制电路布置为以循环方式和独立于所述处理电路的自由运行方式产生所述控制信号并且布置为在每个测量周期将信号发送至处理电路，以通知处理电路测量结果已准备好被处理电路处理。
32.根据前述权利要求的任一项所述的数字转换器，其中邻近的导体是格栅的邻近导体。
33.根据前述权利要求的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为利用极性控制信号对每个激励信号进行极性调制，以使得在选择激励导体时施加至选择的导体的激励信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性信号，并且其中极性控制信号的半周期小于或等于激励间隔和检测间隔中的较短的一个。
34.根据权利要求1至33中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路布置为利用极性控制信号对从每个选择的检测导体获得的检测信号进行极性调制，以使得在选择检测导体时检测信号的极性改变，其中极性控制信号是周期性信号并且其中极性控制信号的半周期小于或等于激励间隔和检测间隔中的较短的一个。
35.根据权利要求1或其从属权利要求的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以将至少一些双差分测量结果积分以产生关于至少一些激励导体与至少一些检测导体之间的互电容耦合的测量结果。
36.根据权利要求35所述的数字转换器，其中处理电路可操作以处理双差分测量结果，以识别一个或多个可能触摸区域，并且其可操作以将双差分测量结果的积分限制在关于一个或多个可能触摸区域的测量结果。
37.根据权利要求36所述的数字转换器，其中处理电路可操作，以针对可能触摸的每个区域识别起始点和终止点，并且其可操作以限制从识别的起始点至识别的终止点的差分测量结果的积分。
38.根据权利要求35至37中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以针对可能触摸区域使用起始点和终止点中的一个来确定积分的第一边界条件，并且其可操作以使用起始点和终止点中的另一个来确定将被施加至积分值的校正。
39.根据权利要求35至38中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以通过将邻近的测量值相加或相减来对双差分测量值积分。
40.根据权利要求39所述的数字转换器，其中处理电路布置为对从邻近的激励间隔或从邻近的检测间隔获得的测量值积分。
41.根据权利要求35至40中的任一项所述的数字转换器，其中从测量电路获得的测量值被存储在二维阵列中，其中所述阵列的一个维度的连续测量结果对应于从邻近的激励间隔获得的测量结果，而所述阵列的另一维度的连续测量结果对应于从邻近的检测间隔获得的测量结果。
42.根据权利要求41所述的数字转换器，其中处理电路布置为沿着第一维度和第二维度二者对测量值积分。
43.根据权利要求35至42中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以在执行所述积分之前从每个测量结果中减去对应的背景测量值。
44.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其具有多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中从测量电路获得的测量结果包括差分测量结果，并且其中处理电路可操作以：
处理差分测量结果以识别一个或多个可能触摸区域，并且针对每个可能的触摸区域，识别用于可能的触摸区域的起始点和终止点；以及
利用识别的起始点和终止点对差分测量结果积分，以将差分测量结果的积分限制在从识别的起始点至识别的终止点的差分测量结果。
45.根据权利要求44所述的数字转换器，其中处理电路布置为通过组合邻近的差分测量结果在起始点与终止点之间对差分测量结果积分。
46.根据权利要求45所述的数字转换器，其中处理电路可操作以通过将邻近的差分测量结果彼此相加或相减来将组合邻近的差分测量结果。
47.根据权利要求44至46中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路布置为对从邻近的激励间隔或从邻近的检测间隔获得的测量值积分。
48.根据权利要求47所述的数字转换器，其中处理电路可操作以通过将在一个激励间隔中获得的测量值加权和将加权的测量值与针对前一激励间隔获得的积分值相加或相减对邻近的测量结果积分，所述加权为补偿来自前一激励间隔的测量信号导致的测量电路中的瞬变。
49.根据权利要求47所述的数字转换器，其中处理电路可操作以通过将在一个检测间隔中获得的测量值加权和将加权的测量值与针对前一检测间隔获得的积分值相加或相减对邻近的测量结果积分，所述加权为补偿来自前一检测间隔的测量信号导致的测量电路中的瞬变。
50.根据权利要求44至49中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路布置为通过识别差分测量结果何时超过阈水平来识别可能触摸区域。
51.根据权利要求44至50中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以通过识别差分测量结果中的正峰和关联的负峰以及通过选择起始点和终止点以使得识别的正峰与识别的负峰位于起始点与终止点之间来识别起始点和终止点。
52.根据权利要求44至51中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以对至少一些差分测量结果积分，以产生关于单独的激励导体与单独的检测导体之间的互电容耦合的测量结果。
53.根据权利要求44至52中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以针对可能触摸区域使用起始点和终止点中的一个来确定积分的第一边界条件，以及可操作以使用起始点和终止点中的另一个来确定将被施加至积分值的校正。
54.根据权利要求44至53中的任一项所述的数字转换器，其中从测量电路获得的测量值存储在二维阵列中，其中沿着所述阵列的一个维度的连续测量结果对应于从邻近的激励间隔获得的测量结果，以及沿着所述阵列的另一维度的连续测量结果对应于从邻近的检测间隔获得的测量结果。
55.根据权利要求54所述的数字转换器，其中处理电路布置为沿着第一维度和第二维度中的一个或二者对测量值积分。
56.根据权利要求54或55所述的数字转换器，其中处理电路可操作以将二维阵列中的数据重排，以使得二维阵列中的每个测量结果的位置对应于导体格栅中的激励导体与检测导体之间的交点的位置。
57.根据权利要求56所述的数字转换器，其中处理电路布置为在对阵列中的数据进行积分之后将二维阵列中的数据重排。
58.根据权利要求44至57中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以在执行所述积分之前，从每个测量结果中减去对应的背景测量值。
59.根据权利要求44至58中的任一项所述的数字转换器，其中测量电路包括多个检测开关块，每个检测开关块布置为选择检测导体的子集，其中一个或多个检测开关块与另一检测开关块共享至少一个检测导体，其中处理电路可操作以在执行所述积分之前组合从检测开关块获得的数据。
60.根据权利要求59所述的数字转换器，其中所述组合的步骤包括将通过不同的检测开关块从共享的检测导体获得的数据值相加或相减。
61.根据权利要求59或60所述的数字转换器，其中每个检测开关块可操作以提供双差分测量结果和至少一个单差分测量结果，并且其中利用单差分测量结果开始积分。
62.根据权利要求59至61中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路可操作以对来自每个检测开关块的数据分离地进行积分。
63.根据权利要求44至62中的任一项所述的数字转换器，其中从数字转换器获得的测量结果包括双差分测量结果和在双差分测量结果之间分布的单差分测量结果，并且其中利用单差分测量结果接种积分。
64.根据权利要求44至63中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路布置为在执行积分之后将数据重排。
65.根据权利要求44至64中的任一项所述的数字转换器，其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的激励导体；并且其中处理电路包括：
用于确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅的装置；
用于根据所确定的瞬变的振幅和衰减轮廓确定瞬变校正的装置，所述瞬变校正将被施加至在给定激励周期中获得的后续测量结果；
用于利用确定的瞬变校正对在给定激励周期中获得的后续测量结果进行校正的装置；以及
用于利用校正的测量结果检测邻近导体格栅的一个或多个对象的装置。
66.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，用于获得从选择的检测导体获得的信号测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的激励导体；其中处理电路可操作以：
确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅；
根据所确定的瞬变的振幅和衰减轮廓确定瞬变校正，所述瞬变校正将被施加至在给定激励周期中获得的后续测量结果；
利用确定的瞬变校正来校正在给定激励周期中获得的后续测量结果；以及
利用校正的测量结果检测邻近导体格栅的一个或多个对象。
67.根据权利要求66所述的数字转换器，其中激励电路可操作以在激励周期的最后激励相同激励导体，并且其中瞬变校正取决于在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励而产生的信号的振幅和在测量电路中由于相同激励导体在前一激励周期的最后的激励而产生的信号的振幅。
68.根据权利要求66或67所述的数字转换器，其中测量值是差分值，并且其中处理电路可操作以对测量值积分，以确定在测量电路中由于激励导体在给定激励周期开始的激励产生的信号的振幅。
69.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中i)激励导体和ii)检测导体中的至少一个经过一个阻抗耦合至参考电压，所述阻抗为格栅的邻近导体之间的电容式阻抗的至少五分之一。
70.根据权利要求69所述的数字转换器，其中参考电压是地电压、mid-rail电压或电源电压。
71.根据权利要求69或70所述的数字转换器，其中激励导体经所述阻抗耦合至参考电压。
72.根据权利要求71所述的数字转换器，其中激励导体经所述阻抗耦合至地。
73.根据权利要求71或72所述的数字转换器，其中不同的激励导体耦合至不同的参考电压。
74.根据权利要求73所述的数字转换器，其中一个或多个激励导体耦合至地，并且其中一个或多个激励导体耦合至电源电压。
75.根据权利要求69至74中的任一项所述的数字转换器，其中检测导体经所述阻抗耦合至参考电压。
76.根据权利要求75所述的数字转换器，其中检测导体经所述阻抗耦合至mid-rail电压。
77.根据权利要求75或76所述的数字转换器，其中检测导体经不同阻抗耦合至多个参考电压。
78.根据权利要求77所述的数字转换器，其中检测导体耦合至地和mid-rail电压。
79.根据权利要求69至78中的任一项所述的数字转换器，其中阻抗包括电容器和电阻器中的至少一个。
80.根据权利要求79所述的数字转换器，其中阻抗包括耦合在导体与参考电压之间的电容器和电阻器的并联。
81.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中i)激励导体和ii)检测导体中的至少一个经过一个阻抗耦合至参考电压，所述阻抗不超过格栅的单个导体的阻抗的两倍。
82.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；以及
控制电路，其用于控制激励电路和测量电路的操作；
其中每个激励导体具有第一端和第二端，其中激励电路耦合至至少一些激励导体的第一端和第二端，其中控制电路可操作以控制激励电路按照第一模式操作，在第一模式中，激励电路将共同的激励电压同时施加至选择的激励导体的第一端和第二端，并且其中控制电路可操作以控制激励电路按照第二模式操作，在第二模式中，激励电路将不同激励电压同时施加至选择的激励导体的第一端和第二端。
83.根据权利要求82所述的数字转换器，其中将当激励电路按照第一模式操作时获得的测量结果与当激励电路按照第二模式操作时获得的测量结果组合，以确定邻近于格栅并且电感式耦合至激励导体的对象的位置。
84.根据权利要求83所述的数字转换器，其中对当激励电路按照第一模式操作时获得的测量结果加权，并将加权的测量结果与当激励电路按照第二模式操作时获得的测量结果组合，以减小电容式耦合至激励导体和电容式耦合至检测导体的对象的影响。
85.根据权利要求83所述的数字转换器，其中加权的步骤取决于从中获得测量结果的检测导体与被施加了激励信号的激励导体之间的相对位置。
86.根据权利要求72至85中的任一项所述的数字转换器，其中在第二模式中，激励电路可操作以将互补电压施加至激励导体的相对端部。
87.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其具有多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于获得从选择的检测导体获得的信号的测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中测量电路包括多个检测开关块，每个检测开关块布置为从检测导体的子集获得的信号中获得多个差分测量结果以及至少一个非差分测量结果；以及
其中处理电路可操作以利用从检测开关块获得的至少一个非差分测量结果作为积分的初始值对来自每个检测开关块的差分测量结果进行积分。
88.根据权利要求87所述的数字转换器，其中处理电路可操作以对从每个检测开关块获得的差分测量结果分离地积分。
89.根据权利要求87或88所述的数字转换器，其中每个检测开关块布置为从检测导体的子集获得的信号中获得第一非差分测量结果和第二非差分测量结果，并且其中处理电路可操作以利用从检测开关块获得的第一非差分测量结果作为积分的初始值对来自检测开关块的差分测量结果进行积分，以及可操作以校正利用从检测开关块获得的第二非差分测量获得的积分值。
90.根据权利要求87至89中的任一项所述的数字转换器，其中每个检测开关块布置为按照循环方式操作以在检测周期中在子集中选择检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，每个检测开关块可操作以从选择的一个检测导体或从选择的一对检测导体获得测量结果。
91.根据权利要求90所述的数字转换器，其中每个检测开关块布置为按照重叠方式在多个连续的检测间隔中选择邻近的检测导体，从而在第一检测间隔中，给定的选择的检测导体与第一邻近的检测导体成对，而在第二检测间隔中，给定的选择的检测导体与第二邻近的检测导体成对。
92.根据权利要求90或91所述的数字转换器，其中每个检测开关块布置为在其子集中选择检测导体，以使得在检测周期的最后一个检测间隔中选择的检测导体与通过检测开关块在检测周期的第一检测间隔中选择的检测导体相邻。
93.根据权利要求87至92中的任一项所述的数字转换器，其中一个或多个检测开关块与另一检测开关块共享至少一个检测导体，并且其中处理电路可操作以在执行所述积分之前或之后将从检测开关块获得的数据组合。
94.根据权利要求93所述的数字转换器，其中所述组合的步骤包括将通过不同的检测开关块从共享的检测导体获得的数据值相加或相减。
95.根据权利要求87至94中的任一项所述的数字转换器，其中处理电路布置为在执行积分之后将数据重排。
96.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路布置为按照循环方式操作以在激励周期中选择所述激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体；
其中测量电路包括多个测量信道，每个测量信道布置为从不同的检测导体子集获得测量结果，其中每个测量信道布置为按照循环方式操作，以在检测周期中选择对应的子集中的检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；
其中，针对给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体，通过所述测量电路获得的测量结果包括双差分测量结果，所述双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差，其中i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；
其中测量电路包括：采样和保持电路，其用于采样和保持从每个测量信道获得的测量结果，其中采样和保持电路包括多个第一电容器和第二电容器，其中每个测量信道具有关联的第一电容器和第二电容器，其中采样和保持电路布置为使得在第一测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第一电容器，而在第二测量间隔中，将来自测量信道的信号施加至关联的第二电容器，并且其中在第一测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第二电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值，并且在第二测量间隔中，采样和保持电路布置为将存储在第一电容器上的信号耦合至模数转换器以转换为对应的数字值。
97.一种操作数字转换器的方法，所述数字转换器具有：导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；所述方法包括以下步骤：
循环地操作激励电路以在激励周期中选择激励导体的每一个，其中激励周期包括一系列激励间隔，在每一个激励间隔中，通过激励电路选择不同的一对邻近的激励导体，并且将互补的激励信号施加至所述不同的一对邻近的激励导体；
循环地操作测量电路以在检测周期中选择所述检测导体的每一个，其中检测周期包括一系列检测间隔，在每一个检测间隔中，通过测量电路选择不同的一对邻近的检测导体；
针对给定的选择的一对邻近的激励导体和给定的选择的一对检测导体获得双差分测量结果，所述双差分测量结果取决于i)与ii)之间的差，其中i)选择的一对检测导体的第一个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；ii)选择的一对检测导体的第二个检测导体与选择的一对激励导体中的激励导体的每一个之间的互电容耦合之间的差；
解调从选择的检测导体获得的信号；以及
将从解调步骤输出的信号带通滤波。
98.一种确定测量区域上的对象的位置的方法，其特征在于，利用根据权利要求1至96中的任一项所述的数字转换器来定位格栅上的对象。
99.一种制造用于数字转换器中的换能器的方法，所述方法包括以下步骤：
将第一粘合剂层涂覆至基底上；
沿着基底的第一边缘附接第一印刷电路板；
将第一组导体铺设在从第一边缘延伸远离的第一粘合剂层上；
利用超声波能量将第一组导体的端部机械和电连接至第一印刷电路板；
将第二粘合剂层涂覆至第一组导体上；
沿着基底的第二边缘附接第二印刷电路板；
将第二组导体铺设在从第二边缘延伸远离的第二粘合剂层上；以及
利用超声波能量将第二组导体的端部机械和电连接至第二印刷电路板。
100.根据权利要求99所述的方法，其中使用超声波粘结剂将导体的端部粘合至印刷电路板。
101.根据权利要求99所述的方法，其中使用超声波焊料将导体的端部机械和电连接至印刷电路板。
102.一种制造用于数字转换器中的换能器的方法，该方法包括：
沿着Y方向将第一导电条带应用于绝缘基底；在沿着X方向延伸并且在一端电连接至第一导电条带的绝缘基底上布置一个或多个导体的第一布置步骤；沿着X方向将第二导电条带施加至绝缘基底；在沿着Y方向延伸并在一端电连接至第二导电条带的绝缘基底上布置一个或多个导体的第二布置步骤；以及
切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带，以形成分离的导电焊盘，从而允许导体连接至数字转换器的电子器件。
103.根据权利要求102所述的方法，其中第一布置步骤一次或多次铺设从第一导电条带延伸出并返回第一导电条带的第一导体，其中所述方法还包括在远离第一导电条带的端部切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导体，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带还将第一导体切割成沿着X方向延伸的多个电分离的导体。
104.根据权利要求102或103所述的方法，其中第二布置步骤一次或多次铺设从第二导电条带延伸出并返回第二导电条带的第二导体，其中所述方法还包括在远离第二导电条带的端部切割、蚀刻或以其它方式破坏第二导体，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第二导电条带还将第二导体切割成沿着Y方向延伸的多个电分离的导体。
105.根据权利要求102至104中的任一项所述的方法，其中一个或多个导体按照蛇形图案沿着绝缘基底延伸。
106.根据权利要求102至105中的任一项所述的方法，还包括将一个或多个印刷电路板连接至导电焊盘。
107.根据权利要求99至106中的任一项所述的方法，还包括在导体上提供透明层，以将导体夹在基底与透明层之间。
108.根据权利要求99至107中的任一项所述的方法，还包括在显示器上安装换能器，以形成触摸屏。
109.根据权利要求102至108中的任一项所述的方法，其中导电条带中的至少一个形成在绝缘基底的边缘上，并且还包括将另一导电条带重合在所述导电条带上，这个步骤还将导电条带折叠越过绝缘基底的边缘到达绝缘表面的另一面。
110.根据权利要求109所述的方法，其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带的步骤还在绝缘基底的两面上破坏所述另一导电条带，以在绝缘基底的相对两面上提供电连接的导电焊盘。
111.根据权利要求102至108中的任一项所述的方法，其中导电条带中的至少一个形成为与绝缘基底的边缘重合，以在绝缘基底的相对两面上提供导电条带，并且其中切割、蚀刻或以其它方式破坏第一导电条带和第二导电条带的步骤破坏了绝缘基底的两面上的导电条带，以在绝缘基底的相对两面上提供电连接的导电焊盘。
112.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；测量电路用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路可操作以将具有第一频率的第一激励信号和具有与第一频率不同的第二频率的第二激励信号施加至激励导体；
其中测量电路包括第一测量信道和第二测量信道，第一测量信道用于获得第一频率的测量结果，第二测量信道用于获得第二频率的测量结果；
采样电路，其用于利用具有第三频率的sample_switch控制信号对从测量信道输出的信号采样；以及
其中第一频率、第二频率和第三频率选为使得第一频率和第二频率之间的频率差是第三频率的整数倍。
113.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一测量信道和第二测量信道的每个包括具有高转角频率的滤波器，并且其中第一频率和第二频率之间的频率差为滤波器的高转角频率的几倍(优选地至少三倍)。
114.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一频率和第二频率之间的频率差为第三频率的至少八倍。
115.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一测量信道和第二测量信道的每个包括具有高转角频率的滤波器，并且其中第一频率和第二频率之间的频率差小于滤波器的高转角频率的三倍；并且其中测量电路布置为使得当所述sample_switch控制信号导致来自测量信道的输出信号的采样时，具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的值为零或接近零。
116.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍，并且其中测量电路布置为使得当所述sample_switch控制信号使得对来自测量信道的输出信号进行采样时，具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的值为零或接近零。
117.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一测量信道和第二测量信道的每个包括具有高转角频率的滤波器，并且其中第一频率和第二频率之间的频率差小于滤波器的高转角频率的三倍；并且其中处理电路布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。
118.根据权利要求112所述的数字转换器，其中第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍，并且其中处理电路布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。
119.根据权利要求117或118所述的数字转换器，其中处理电路布置为执行以下计算：
Vij Ⅰ corrected＝Vij Ⅰ-σ*Vij Ⅱ
Vij Ⅱ corrected＝(Vij Ⅱ-σ*Vij Ⅰ)*fⅠ/fⅡ
其中Vij Ⅰ是从第一测量信道获得的测量结果；Vij Ⅱ是从第二测量信道获得的测量结果；σ是权重；fⅠ是第一频率；并且fⅡ是第二频率。
120.一种数字转换器，包括：
导体格栅，其包括多个激励导体和多个检测导体；
激励电路，其用于将激励信号施加至选择的激励导体；
测量电路，其用于从选择的检测导体获得多个测量结果；以及
处理电路，其用于处理通过测量电路获得的测量结果，以检测邻近导体格栅的一个或多个对象；
其中激励电路可操作以将具有第一频率的第一激励信号和具有与第一频率不同的第二频率的第二激励信号施加至激励导体；
其中测量电路包括第一测量信道和第二测量信道，第一测量信道用于获得第一频率的测量结果，第二测量信道用于获得第二频率的测量结果；
采样电路，其用于利用具有第三频率的sample_switch控制信号对从测量信道输出的信号采样；
其中第一频率和第二频率之间的频率差小于第三频率的八倍；并且
其中处理电路布置为执行来自第一测量信道和第二测量信道的从一对检测导体获得的测量结果的加权组合，其中对加权进行选择以减小具有对应于第一频率和第二频率之间的频率差的频率的不期望的信号的影响。
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GB1202355.2A GB2499242A (en) 2012-02-10 2012-02-10 methods of operating excitation circuitry and/or measurement circuitry in a digitiser and a method of manufacturing a transducer for a digitiser
GB1202355.2 2012-02-10
GB1208319.2A GB2499266A (en) 2012-02-10 2012-05-11 A method of manufacturing a digitiser, particularly a thin wire digitiser
GB1208319.2 2012-05-11
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GB (5) GB2499242A (zh)
WO (1) WO2013117877A1 (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106501704A (zh) * 2016-10-14 2017-03-15 国网北京市电力公司 仿真方法和装置
TWI596523B (zh) * 2015-10-29 2017-08-21 聯詠科技股份有限公司 進行相位校正及解調載波訊號的載波觸控系統
CN107436703A (zh) * 2016-05-26 2017-12-05 爱特梅尔公司 触摸传感器补偿电路
CN107621898A (zh) * 2016-07-15 2018-01-23 三星显示有限公司 压力传感器以及包括该压力传感器的显示装置
CN107861598A (zh) * 2016-09-22 2018-03-30 原相科技股份有限公司 引脚共享电路、引脚共享方法、电子装置及电子连接线
CN108141212A (zh) * 2015-10-07 2018-06-08 密克罗奇普技术公司 具有降低的噪声的电容测量装置
CN108206013A (zh) * 2016-12-16 2018-06-26 乐金显示有限公司 显示装置、显示面板、指纹感测方法及感测指纹的电路
CN108377172A (zh) * 2018-02-26 2018-08-07 广东小天才科技有限公司 一种时分与频分复用电路生成方法及装置

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9619073B2 (en) * 2011-09-27 2017-04-11 Lg Display Co., Ltd. Touch screen driver including out-of-phase driving signals simultaneously supplied to adjacent TX lines for reducing noise from a display panel, and method for driving the same
KR101398322B1 (ko) * 2011-12-05 2014-05-23 엘지디스플레이 주식회사 터치 스크린의 센싱 장치 및 방법
WO2013133026A1 (ja) * 2012-03-06 2013-09-12 三菱電機株式会社 タッチスクリーン、タッチパネル、表示装置および電子機器
GB2502601A (en) * 2012-05-31 2013-12-04 Zytronic Displays Ltd A touch sensitive panel made with individually insulated wires
GB2502600B8 (en) 2012-05-31 2015-01-07 Improvements in touch sensitive displays
US20170234673A1 (en) * 2012-10-08 2017-08-17 Stc.Unm Pliable pressure-sending fabric
WO2014196367A1 (ja) * 2013-06-05 2014-12-11 日本写真印刷株式会社 圧力検出装置および入力装置
CN104423733A (zh) * 2013-08-21 2015-03-18 联咏科技股份有限公司 触控显示装置及其电容值感测方法
JP6087244B2 (ja) 2013-09-04 2017-03-01 アルパイン株式会社 位置検出装置
CN103543385A (zh) * 2013-10-15 2014-01-29 苏州泛普纳米科技有限公司 一种感应单元的自动测试装置及其测试方法
KR102114488B1 (ko) * 2013-11-05 2020-05-25 엘지디스플레이 주식회사 터치센싱시스템 및 표시장치
JP2015114872A (ja) * 2013-12-12 2015-06-22 シナプティクス・ディスプレイ・デバイス合同会社 半導体装置及び誤差相殺方法
US9076554B1 (en) * 2014-01-21 2015-07-07 Aeroflex Colorado Springs Inc. Low-noise low-distortion signal acquisition circuit and method with reduced area utilization
EP2937767A1 (en) * 2014-03-27 2015-10-28 LG Display Co., Ltd. Touch panel, display device and method of driving the same
US9454278B2 (en) * 2014-04-25 2016-09-27 Synaptics Incorporated Weighting for display noise removal in capacitive sensors
US20150379317A1 (en) * 2014-06-25 2015-12-31 Amazon Technologies, Inc. Tracking Transactions By Confluences of RFID Signals
TW201602877A (zh) * 2014-07-01 2016-01-16 義隆電子股份有限公司 觸碰感測裝置以及其使用之方法
CN104123041B (zh) * 2014-07-23 2017-06-16 上海天马微电子有限公司 一种显示装置及其驱动方法
US9411480B2 (en) * 2014-10-14 2016-08-09 Himax Technologies Limited Controlling method and touch panel using the same for reducing resolution requirement of analog-digital converter
US9465478B2 (en) * 2014-10-17 2016-10-11 Inputek Co., Ltd. Driving algorithm on projected capacitance touch
US9798432B2 (en) * 2015-03-27 2017-10-24 Displax S.A. Capacitive touch sensor with polarity normalization
US9715319B2 (en) 2015-03-27 2017-07-25 Displax S.A. Capacitive touch sensor
CN107850964B (zh) * 2015-05-22 2021-04-02 触觉实验室股份有限公司 用于双向正交信令传感器的发送与接收系统和方法
DE102015008485A1 (de) * 2015-07-01 2017-01-05 Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg Verfahren zum Messen eines Kapazitätswertes
US20170090609A1 (en) * 2015-09-25 2017-03-30 Synaptics Incorporated Oversampled step and wait system for capacitive sensing
CN105353931B (zh) * 2015-11-24 2019-03-15 京东方科技集团股份有限公司 触摸屏及其制作方法、显示器件
FR3044577B1 (fr) 2015-12-07 2017-12-22 Timothee Boitouzet Procede de delignification partielle et de remplissage d'un materiau ligno-cellulosique, et structure de materiau composite obtenue par ce procede
US9958996B2 (en) 2016-01-29 2018-05-01 Displax S.A. Capacitive touch sensor
US10365749B2 (en) * 2016-03-30 2019-07-30 Synaptics Incorporated Capacitive sensing device with single reference channel
EA039834B1 (ru) * 2016-06-08 2022-03-17 Агк Гласс Юроп Обогреваемый материал для остекления
FR3067275B1 (fr) 2017-06-07 2022-08-12 Timothee Boitouzet Procede de delignification partielle par voie supercritique ou subcritique et de remplissage d'un materiau ligno-cellulosique
JP6993168B2 (ja) * 2017-10-18 2022-01-13 株式会社ジャパンディスプレイ 表示装置、および、タッチパネル装置
FR3077895B1 (fr) * 2018-02-09 2020-02-28 Sas Woodoo Dispositif de detection tactile avec interface tactile en materiau composite
CN110174974B (zh) * 2018-07-25 2020-07-24 京东方科技集团股份有限公司 触控电路、触控装置和触控方法
WO2020034123A1 (zh) * 2018-08-15 2020-02-20 深圳市汇顶科技股份有限公司 触控芯片、电子设备及触控方法
KR20210010277A (ko) * 2019-07-18 2021-01-27 삼성전기주식회사 저전력형 듀얼 센싱 기능을 갖는 스위칭 조작 센싱 장치
US11262874B2 (en) * 2019-08-02 2022-03-01 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Touch sensing device capable of performing touch sensing and force sensing using single sensing structure and electric device including the same
US11435859B2 (en) 2020-11-02 2022-09-06 Microsoft Technology Licensing, Llc Driving signals for capacitive touch-sensitive surface
CN113125883A (zh) * 2021-03-30 2021-07-16 中国科学院国家空间科学中心 一种用于三阶数字相关器的性能测试系统及方法
CN113777990B (zh) * 2021-09-15 2023-04-07 广州安广电子科技股份有限公司 一种单片机单线调试图形终端

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050109125A1 (en) * 2003-11-21 2005-05-26 Hall Bernard J. Position sensing device
US20090127005A1 (en) * 2007-11-14 2009-05-21 N-Trig Ltd. System and method for detection with a digitizer sensor
US20100231548A1 (en) * 2009-03-10 2010-09-16 William Henry Mangione-Smith Touch-sensitive display device and method
CN102043526A (zh) * 2009-10-09 2011-05-04 禾瑞亚科技股份有限公司 双差动感测的方法与装置
CN102236489A (zh) * 2010-04-22 2011-11-09 马克西姆综合产品公司 用于提高触摸屏控制器的动态范围的方法和装置

Family Cites Families (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2476876A1 (fr) * 1980-02-21 1981-08-28 Telediffusion Fse Tablette graphique transparente pour systeme de teleecriture
JPS60171524A (ja) 1984-02-16 1985-09-05 Seiko Instr & Electronics Ltd 入力装置の座標検出方法
US7911456B2 (en) * 1992-06-08 2011-03-22 Synaptics Incorporated Object position detector with edge motion feature and gesture recognition
US5920309A (en) 1996-01-04 1999-07-06 Logitech, Inc. Touch sensing method and apparatus
JP3061115B2 (ja) * 1996-11-15 2000-07-10 アルプス電気株式会社 電荷電流検出回路およびこれを利用した座標入力装置
TW408277B (en) * 1996-11-15 2000-10-11 Alps Electric Co Ltd Small current detector circuit and locator device using the same
US7868874B2 (en) 2005-11-15 2011-01-11 Synaptics Incorporated Methods and systems for detecting a position-based attribute of an object using digital codes
US7812827B2 (en) * 2007-01-03 2010-10-12 Apple Inc. Simultaneous sensing arrangement
US8493331B2 (en) * 2007-06-13 2013-07-23 Apple Inc. Touch detection using multiple simultaneous frequencies
JP4945345B2 (ja) * 2007-07-03 2012-06-06 株式会社 日立ディスプレイズ タッチパネル付き表示装置
WO2009133559A2 (en) * 2008-04-30 2009-11-05 N-Trig Ltd. Multi-touch detection
US20090277696A1 (en) * 2008-05-09 2009-11-12 Reynolds Joseph K Gradient sensors
TWI397850B (zh) 2008-05-14 2013-06-01 Ind Tech Res Inst 感測裝置及其掃描驅動方法
WO2010013619A1 (ja) * 2008-07-30 2010-02-04 アルプス電気株式会社 静電容量式モーション検出装置及びそれを用いた入力装置
US20100059294A1 (en) 2008-09-08 2010-03-11 Apple Inc. Bandwidth enhancement for a touch sensor panel
TWI430156B (zh) * 2008-09-09 2014-03-11 Alps Electric Co Ltd Coordinate input device
JP5138529B2 (ja) * 2008-10-03 2013-02-06 株式会社ジャパンディスプレイイースト タッチパネル
US8427450B2 (en) * 2009-01-12 2013-04-23 Microchip Technology Incorporated Capacitive touch sensing and light emitting diode drive matrix
TWI399684B (zh) * 2009-06-18 2013-06-21 Raydium Semiconductor Corp 觸控輸入裝置與觸控感測電路
JP5366681B2 (ja) * 2009-06-29 2013-12-11 株式会社ワコム 位置検出装置
CN101968701B (zh) 2009-07-28 2012-08-22 瑞鼎科技股份有限公司 触控输入装置
CN102033667B (zh) * 2009-09-24 2013-09-04 瑞鼎科技股份有限公司 触控感测装置及触控感测方法
CN104331183B (zh) * 2009-10-09 2017-12-15 禾瑞亚科技股份有限公司 二维度双差值感测资讯分析的方法与装置
CN102043507B (zh) * 2009-10-09 2013-10-23 禾瑞亚科技股份有限公司 分析位置的方法与装置
CA2722831A1 (en) * 2009-12-17 2011-06-17 Panasonic Corporation Touch screen device
JP5484097B2 (ja) 2010-01-27 2014-05-07 株式会社ワコム 位置検出装置および方法
TWI407343B (zh) * 2010-03-22 2013-09-01 Waltop Int Corp 兼具電容感應與電磁感應功能之天線迴路架構
TWI443568B (zh) * 2010-03-31 2014-07-01 Raydium Semiconductor Corp 觸控輸入電子裝置
JP5424209B2 (ja) 2010-04-22 2014-02-26 株式会社ジャパンディスプレイ タッチパネル、および表示装置
JP5396333B2 (ja) * 2010-05-17 2014-01-22 パナソニック株式会社 タッチパネル装置
JP2011257884A (ja) 2010-06-07 2011-12-22 Seiko Instruments Inc 静電座標入力装置、静電座標入力方法および情報機器
TWI433018B (zh) * 2010-10-25 2014-04-01 Raydium Semiconductor Corp 觸控面板的控制裝置
JP5578566B2 (ja) * 2010-12-08 2014-08-27 株式会社ワコム 指示体検出装置および指示体検出方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050109125A1 (en) * 2003-11-21 2005-05-26 Hall Bernard J. Position sensing device
US20090127005A1 (en) * 2007-11-14 2009-05-21 N-Trig Ltd. System and method for detection with a digitizer sensor
US20100231548A1 (en) * 2009-03-10 2010-09-16 William Henry Mangione-Smith Touch-sensitive display device and method
CN102043526A (zh) * 2009-10-09 2011-05-04 禾瑞亚科技股份有限公司 双差动感测的方法与装置
CN102236489A (zh) * 2010-04-22 2011-11-09 马克西姆综合产品公司 用于提高触摸屏控制器的动态范围的方法和装置

Cited By (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108141212B (zh) * 2015-10-07 2022-03-25 密克罗奇普技术公司 具有降低的噪声的电容测量装置
CN108141212A (zh) * 2015-10-07 2018-06-08 密克罗奇普技术公司 具有降低的噪声的电容测量装置
TWI596523B (zh) * 2015-10-29 2017-08-21 聯詠科技股份有限公司 進行相位校正及解調載波訊號的載波觸控系統
US10037094B2 (en) 2015-10-29 2018-07-31 Novatek Microelectronics Corp. Carrier touch sensing system capable of performing phase calibration and carrier signal demodulation
CN107436703A (zh) * 2016-05-26 2017-12-05 爱特梅尔公司 触摸传感器补偿电路
CN107436703B (zh) * 2016-05-26 2022-06-14 爱特梅尔公司 触摸传感器补偿电路
CN107621898A (zh) * 2016-07-15 2018-01-23 三星显示有限公司 压力传感器以及包括该压力传感器的显示装置
CN107621898B (zh) * 2016-07-15 2022-08-30 三星显示有限公司 压力传感器以及包括该压力传感器的显示装置
CN107861598B (zh) * 2016-09-22 2021-06-04 原相科技股份有限公司 引脚共享电路、引脚共享方法、电子装置及电子连接线
CN107861598A (zh) * 2016-09-22 2018-03-30 原相科技股份有限公司 引脚共享电路、引脚共享方法、电子装置及电子连接线
CN106501704B (zh) * 2016-10-14 2020-12-11 国网北京市电力公司 仿真方法和装置
CN106501704A (zh) * 2016-10-14 2017-03-15 国网北京市电力公司 仿真方法和装置
US10664677B2 (en) 2016-12-16 2020-05-26 Lg Display Co., Ltd. Display device, display panel, fingerprint-sensing method, and circuit for sensing fingerprint
CN108206013B (zh) * 2016-12-16 2021-05-11 乐金显示有限公司 显示装置、显示面板、指纹感测方法及感测指纹的电路
CN108206013A (zh) * 2016-12-16 2018-06-26 乐金显示有限公司 显示装置、显示面板、指纹感测方法及感测指纹的电路
CN108377172A (zh) * 2018-02-26 2018-08-07 广东小天才科技有限公司 一种时分与频分复用电路生成方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
GB2515670B (en) 2015-10-14
GB2499282B8 (en) 2014-07-30
GB2499282A (en) 2013-08-14
GB2499242A (en) 2013-08-14
GB201320524D0 (en) 2014-01-01
GB2515670A (en) 2014-12-31
GB2499266A (en) 2013-08-14
GB2499282B (en) 2014-03-26
GB2509596B (en) 2015-06-10
GB201202355D0 (en) 2012-03-28
GB2499282A8 (en) 2014-07-30
EP2812782A1 (en) 2014-12-17
US9639217B2 (en) 2017-05-02
US20150035794A1 (en) 2015-02-05
WO2013117877A1 (en) 2013-08-15
GB201208319D0 (en) 2012-06-27
GB201217874D0 (en) 2012-11-21
GB2509596A (en) 2014-07-09
GB201414134D0 (en) 2014-09-24

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