CN104035474A - 用于电源的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

根据实施例，提供了用于电源的系统和方法。一种控制电源节点的方法包括：测量电源节点的电压，基于该测量来确定第一电流，基于该测量来确定第二电流，并且在电源节点处对第一电流和第二电流进行求和。确定第一电流包括操作具有第一带宽的第一控制器，并且确定第二电流包括操作具有第二带宽的第二控制器，第二带宽大于第一带宽。

Description

用于电源的系统和方法
技术领域
本发明总体涉及半导体电路和方法，并且更具体地涉及一种用于电源的系统和方法。
背景技术
车辆电子系统（诸如安全气囊系统、防抱死制动系统（ABS）和乘客约束系统）通常包括贯穿车辆物理分布的电子部件。例如，安全气囊系统可以包含被耦合至一个或者多个传感器的电子控制单元（ECU）、驱动器电路和安全气囊。该驱动器由ECU进行控制并且可以包括点火器（squib）和触发元件。当传感器感测到加速度突然改变时，其向ECU发信号，而ECU又向驱动器电路发信号以对点火器进行点火，由此展开安全气囊。
传感器通常位于ECU外部、通常在相对长距离处，并且可以经由数米导线被连接至ECU。这些导线在车辆系统中是重大成本因素，并且还会增加汽车的重量。为了最小化系统的重量和成本，用来将传感器连接至其对应的ECU的导线的数目通常被限制为最少两条线。这些线用来向传感器供应功率并且通过调制传感器的电流消耗来将数据传送回ECU。支持以该方式操作的示例接口是外围传感器接口PSI5和数字传感器接口（DSI），其二者均旨在用于在车辆安全气囊或动力系统中使用。其它示例包括由英飞凌TLE4941和TLE4942ABS轮速传感器以及由在第EP0944888B1号欧洲专利申请中描述的ABS传感器协议所使用的基于脉宽调制（PWM）的协议。
使用长导线来将传感器连接至ECU的一个问题是由于线路电感和电容而引起的线路谐振。在一些系统中，RC滤波器可以被放置在传感器接口的接口与用来连接ECU与传感器辅助器（sensorsatellites）的长导线之间，以便提供对在传感器侧上以及在ECU侧上的线路电感与电容器之间的谐振的阻尼，并且衰减注入的EMC。在其它系统中，通过使用控制回路主动地控制线路电压来衰减由于谐振而引起的振铃（ringing）。
发明内容
根据实施例，一种控制电源节点的方法包括：测量电源节点的电压，基于该测量来确定第一电流，基于该测量来确定第二电流，并且在电源节点处对第一电流和第二电流进行求和。确定第一电流包括操作具有第一带宽的第一控制器，并且确定第二电流包括操作具有第二带宽的第二控制器，第二带宽大于第一带宽。
附图说明
为了更全面了解本发明及其优点，现在结合附图对以下描述进行参考，其中：
图1a至图1b图示常规电压控制器的框图和示意图；
图2a至图2b图示实施例电压控制器的框图和对应的频率响应图；
图3a至图3b图示另一实施例电压控制器的框图和对应的频率响应图；
图4图示与实施例控制数据接口接合的实施例电压控制器；
图5图示实施例电压控制器集成电路；以及
图6图示实施例方法的框图。
不同附图中的对应标号和符号总体指代对应的部分，除非另有指示。绘制附图以清楚地图示优选实施例的相关方面，并且未必按比例绘制。为了更清楚地图示某些方面，指示相同结构、材料或工艺步骤的变化的字母可以跟随附图标号。
具体实施方式
以下具体公开当前优选实施例的制作和使用。然而，应当理解本发明提供许多可用的创造性构思，这些创造性构思可以被体现在具体上下文的广泛多样性中。所讨论的具体实施例仅说明制作和使用本发明的具体方式，并且不限制本发明的范围。
在具体上下文中奖参考优选实施例描述本发明，即用于车辆系统中的远程传感器的电源电路。具体而言，本发明的实施例可以应用于电压控制器，该电压控制器使用数字控制回路和受控电流源作为输出级。在一些实施例中，系统的控制带宽可以增加，而无如所定义的效率的过渡损失，其中PO是在电源的输出处递送的功率，并且PINT是内部消耗的功率。然而，本发明也可以应用于涉及电源、信号生成器或控制系统的其它类型的电路、系统和方法。
图1a图示常规传感器电源系统100，其包括经由电源节点VSUPPLY被耦合至如下传感器的电压控制器102，该传感器被表示为电流源116。在VSUPPLY处的电容性负载还由电容器114表示。电压控制器102经由正电流源110a和负电流源110b向电源节点VSUPPLY提供电流。正电流源110a和负电流源110b由比例积分微分（PID）控制器104进行控制。来自节点VSUPPLY的反馈来自于比较器或模数变换器（ADC）106，比较器或模数变换器（ADC）106将电源节点VSUPPLY的电压与由参考电压生成器108生成的参考电压Vref进行比较。电阻器112被包括在系统中以执行线路阻尼，以限制线路谐振的Q因子。
在电压控制器102的操作期间，如果比较器106的输入高于或者低于VREF，则比较器106向PID控制器104发信号，PID控制器104相应地针对输出电流源110a和110b设置控制信号DPID。例如，如果比较器106的输入电压高于VREF，则控制回路的动作将通常使电流源110b发起电流（source current），以便降低输出电压VSUPPLY。另一方面，如果比较器106的输入电压低于VREF，则控制回路的动作将通常使电流源110a发起电流，以便增加输出电压VSUPPLY。这一调节的最终结果是VSUPPLY被控制为大约为电压VREF的电压。可以根据PID控制器104的控制参数来调节这一操作的动态。
然而，对于快速控制回路而言，电流源110a和110b的带宽由于需要递送的大电流和电流源的所得物理尺寸而限制了电压控制器的性能。例如在PSI或DSI传感器总线应用中，输出电流的动态范围可以在约-100mA至约+150mA之间的范围内，并且输出电压可以范围从约0V至约18V。被配置为处理这一幅值的电流的半导体器件通常在物理上为大，并且包括大量寄生电容。
图1b图示可以用来实现电流源110a和110b的常规电流源布置。这里电流数模变换器（IDAC）150的输出电流经由若干电流镜而被镜像至输出节点Vout。例如，IDAC150的负输出经由包括PMOS器件M7和M12的第一电流镜而被镜像，并且随后经由包括NMOS器件M3和M4的负输出电流镜而被镜像至输出节点。类似地，IDAC150的正输出经由包括PMOS器件M8和M9的第二电流镜、包括NMOS器件M10和M11的第三电流镜以及包括PMOS器件M1和M2的正输出电流镜而被镜像。可选的共源共栅器件M5和M6防止在高电压条件下的器件击穿，该高电压条件为其中电源电压Vdd_HV造成针对器件击穿的问题，或者其中NMOS器件M11和M4的镜像精度由于高源极-漏极电压而被包括的情况。二极管D1提供反向电压保护。可以以其它方式实现图1b中描绘的电流镜结构和共源共栅器件。例如，可以并入放大器以控制共源共栅器件M5和M6的偏置，以改进在NMOS和/或PMOS侧上的电流镜的性能。在图示的情况下，IDAC150被实现为电流舵型（current steering）IDAC，其中DAC控制字的MSB或符号位确定是否经由晶体管M4或经由晶体管M2输出编程的电流。
从图1b可以看出，正输出电流镜和负输出电流镜具有器件比率1:200，其意味着输出器件M2和M4的宽度/长度比分别是镜器件M1和M3的宽度/长度比的200倍。通过减小由中间电流镜消耗的功率，具有高镜比率减小了电路的总功耗。另一方面，电流镜比率的存在在输出电流镜的输入处的晶体管M5和M12的输出处产生了高阻抗，并且在输出电流镜的输出处的晶体管M2和M4的栅极处产生了高电容。这样，这有效地限制了电流镜的输出带宽。在一些应用中，这一受限带宽可以发生在约2MHz处，2MHz对于较低带宽电压调节器而言可以是足够的，并且可以限制可以以较高频率控制线路的能力。
在PSI和DSI接口的情况下，由电压控制器看到的负载包括具有由ECU侧上的电容器114表示的阻挡电容器的两个导线线路，以及沿线路分布的上至4个传感器。当传感器位于紧挨着时，它们可以被建模为电容器和电阻器的集总网络。这一负载连同线路电感至少形成了并联谐振和串联谐振，这二者引起特定的控制问题。串联谐振以其如下谐振频率产生设备（plant）的低阻抗，该谐振频率可以导致在串联谐振频率周围需要高控制回路增益。并联谐振频率通常高于串联谐振，并且产生在并联谐振频率周围的阻抗的强烈增加。如果在小传感器输入电阻的情况下，这一并联谐振可以具有高Q因子。
例如可以通过减小在并联谐振频率处的控制回路增益（例如低于1）来解决在这一频率处的高Q因子的问题。然而，这一控制回路增益的减小可能使得系统更难以跟踪传感器总线上的信号。备选地，可以将系统的控制带宽调节为高于并联谐振频率。增加控制带宽的一种方式是减小输出电流源的镜比率，例如从1:200至1:10。然而，这样的减小可能减小控制器的效率，这是因为在系统内耗散的增加参考电流。
本发明的实施例提供高控制带宽，而通过将控制路径分成至少一个低频率慢路径和高频率快路径来维持有效率的功耗。例如，慢路径可以为被供应的特定电路（诸如传感器）递送主电源电流，并且快路径可以用来控制幅值低于由慢路径控制的电流源的幅值的更高频率电流。例如，这些更高频率电流可以由于在并联谐振频率处的谐振振铃而引起。在一些实施例中，慢路径所使用的控制器可以以比快路径所使用的控制器慢的时钟频率运行，并且可以使用具有低于系统的串联或并联谐振频率的带宽的输出级。因此，在一些实施例中，可以使用高的镜比率来实现慢路径，该高的镜比率减小在前级中消耗的功率量。另一方面，可以实现具有高带宽以及较不有效的电流源的一个或者多个快路径，以便对更快的线性瞬变进行响应。在一些实施例中，因为需要由这些较高带宽电流源发起的电流的总量较低，所以由快路径内部消耗的功率并不显著降低整个控制器的总效率。
图2a图示根据本发明的实施例的电压控制器200。在这一实施例中，电压控制器200被分裂成三个并联的控制路径。去往电压控制器200的输入级包括比较器204，比较器比较在输出节点处供应的电压与由参考电压生成器202生成的参考电压。在一些实施例中，使用单个快速比较器（诸如比较器204）来数字化模拟反馈信号。备选地，可以使用模数变换器，例如两位或者4位闪存ADC或者具有更高位分辨率的ADC。在其它实施例中，ADC也可以被分成用于快路径的快ADC（例如比较器或低分辨率闪存ADC），以及用于较慢路径的具有较高分辨率的慢ADC（例如逐次逼近ADC或西格玛-德尔塔型（sigma delta）ADC）。
第一并联控制路径是积分控制器，其由数字积分器210和模拟输出级216构成，模拟输出级216包括IDAC和例如具有大的镜比率的电流镜。可以使用抽取器（decimator）206经由第一下采样比率来减小由数字积分器210所采用的时钟速率，以便实现数字部分中的功耗的进一步减小。在实施例中，可以例如使用数字累加器来实现数字积分器210。可以通过移位累加器的输出或者通过调节内部参考电流在块216中应用在模拟域中的增益因子来应用增益因子Ki。
第二控制路径是比例控制器，其由比例数字块212和模拟输出级218构成，模拟输出级218包括IDAC和例如具有如下镜比率的电流镜，该镜比率小于在模拟输出级216内包括的输出电流源的镜比率。可以使用抽取器208经由第二下采样比率来减小由比例数字块212所采用的时钟速率，并且可以使用缓冲器和/或寄存器来实现数字比例块212。在一个实施例中，第二下采样比率小于抽取器206的第一下采样比率。可以通过调节内部参考电流而在块218内在模拟域中设置比例因子Kp。备选地，可以在数字域中调节因子Kp。
最后，第三控制路径是微分控制器，其由数字微分器214和模拟输出级220构成，模拟输出级220具有IDAC和例如具有如下镜比率的电流镜，该镜比率小于模拟输出级216和218的镜比率。在一个实施例中，可以使用寄存器和数字减法电路来实现数字微分器214。可以通过调节内部参考电流而在块220内在模拟域中设置微分增益因子Kd。备选地，可以使用乘法器和/或通过移位其输出而在数字域中调节Kd。
在图2a的实施例中，积分控制器210、比例控制器212和微分器214用来实现控制器200。应当理解在备选实施例中，也可以使用其它控制器类型来替代积分控制器210、比例控制器212和微分器214。例如，在一些实施例中，可以使用状态空间设计和利用各种反馈结构的其它已知控制系统技术来设计和实现各种控制路径。在这样的实施例中，控制器可以被分解成具有各种带宽的不同路径，使得较高的带宽路径比较低的带宽路径以更高的频率进行计时，和/或较高的带宽路径使用各种分辨率来实现。在其它实施例中，也可以使用各种非线性控制元件。
在实施例中，每个控制路径的采样速率被设置为比用于每个控制路径的最高所需采样频率高约5至20倍。例如，在一个实施例中，比较器204以及快路径块214和220的采样速率约为80MHz；比例路径块212和218的采样速率约为20MHz，并且慢路径块210和216的采样速率约为5MHz。在这样的实施例中，抽取器206和208的抽取比率分别被设置为约16和4。应当理解这些采样速率仅为许多可能的采样速率组合的一个示例，并且备选实施例可以采用不同的采样速率和抽取因子。
可以以与数字控制硬件的采样频率类似的方式来优化每个路径的模拟输出级。例如，每个电流镜可以被设计为具有根据在每级中需要的特定控制频率的带宽。例如，输出块216可以具有上至500KHz的控制带宽，输出块218可以具有在约500KHz上至约2MHz之间的控制带宽，输出快220可以具有大于2MHz的控制带宽，可以调节每个模拟输出块内的IDAC的位分辨率。例如模拟输出块216可以具有8-16位IDAC，模拟输出块218可以具有4-10位IDAC，并且模拟输出块220可以具有1-4位IDAC。此外，可以分配可以由每个输出级发起的最大电流。在一个实施例中，输出级216可以具有约100mA的最大输出电流，输出级218可以具有在约50mA与约20mA之间的最大输出电流，并且输出级220可以具有约10mA或甚至更低的最大输出电流。此外，可以使用不同电路拓扑来实现DAC。例如，包括模拟滤波器的西格玛-德尔塔型DAC可以用于最慢的DAC，并且电流舵型DAC可以用于最快的DAC。再次，应当理解这些控制带宽、数据变换器分辨率以及输出电流分配仅为许多可能组合的一个示例，并且备选实施例可以采用不同控制带宽、数据变换器分辨率以及输出电流分配速率和抽取因子。
应当理解，在本发明的备选实施例中，除PID、PD和PI之外还可以使用其它控制器拓扑。例如，可以使用变化带宽的各种控制拓扑来实现如图2a中所示的各种速度的控制路径。
图2b图示图2a中所示的组合控制器的频率响应图。曲线250表示其中积分响应为主导的操作区域，曲线252表示其中比例响应为主导的操作区域，并且曲线254表示其中微分响应为主导的操作区域。在一个实施例中，积分响应为主导上至约fI2P的拐角频率，比例响应为主导上至约fP2D的拐角频率，在fP2D以上微分响应为主导。频率fSI、fSP和fSD分别表示积分、比例和微分路径的采样频率。在一个实施例中，fI2P约为500KHz，fSI约为5MHz，fP2D在约5MHz与约10MHz之间，fSP约为20MHz并且fSD约为80MHz。备选地，其它值可以用于这些频率。
图3a示出实施例电压控制器300，其中控制路径被划分成两个路径。第一控制路径是具有与数字比例块312并联的数字积分器块310的PI路径。块310和312的输出被一起求和并且耦合至包含IDAC和输出电流镜的模拟输出块322。第二控制路径是具有与数字微分块316并联耦合的数字比例块314的PD路径，其输出被一起求和并且耦合至模拟输出块324的输入。模拟输出块324包含IDAC和电流镜。在一个实施例中，第二控制路径操作于比第一控制路径更高的频率，这是因为抽取器306抽取了去往数字块310和312的输入。第一控制路径的模拟输出块322可以具有高分辨率IDAC以及低带宽电流镜，该低带宽电流镜例如具有高的镜比率。另一方面，第二控制路径的模拟输出块324可以具有低分辨率IDAC以及高带宽电流镜，该高带宽电流镜例如具有低于模拟块322中的镜比率的镜比率。此外，模拟块322可以被配置为输出比模拟输出块324更高的最大电流。
在一个实施例中，针对数字积分器310的增益因子Ki、数字比例块312的增益因子Kp_s、数字比例块314的增益因子Kp_f以及数字微分器块316的Kd可以根据由块330表示的附加功能可编程。这样的附加功能例如可以包括系数适配、输出电阻仿真、EMC检测、转换速率增强、线性化、自测试、功能监控或传感器消息的接收。在于2011年8月3日提交的名称为“Sensor interface withVariable Control Coefficients”的第13/197288号美国专利申请、于2011年8月18日提交的名称为“Sensor Interface Making Use ofVirtual Resistor Techniques”的第13/212463号美国专利申请、以及于2012年3月26日提交的名称为“Sensor Interface Transceiver”的第13/430105号美国专利申请中描述了这些和其它功能，这些申请通过整体引用并入本文。此外，在一些实施例中，可以分别在块310、312、314和316中在数字域中和/或在模拟块322和324中通过缩放电流在模拟域中实现增益因子Ki、Kp_s、Kp_f和Kd的一些或全部。在一些实施例中可以在模拟域与数字域之间拆分单个增益因子的实现。此外，在一些实施方式中，使用两个控制路径替代三个控制路径可以导致一些功率节省。
在一个实施例中，使用操作于50MHz的采样速率的8位电流DAC来实现模拟输出块322内的IDAC，并且使用操作于250MHz的采样速率的4位电流IDAC来实现模拟输出块324内的IDAC。在备选实施例中，IDAC可以具有不同的位分辨率或切换频率。
图3b图示图3a中所示的组合控制器的频率响应图。曲线350表示其中PI积分响应为主导的操作区域，并且曲线352表示其中PD响应为主导的操作区域。在一个实施例中，PI响应为主导上至约fS2F的拐角频率，在fS2F以上PD响应为主导。频率fSIP和fSPD分别表示第一（PI）路径和第二（PD）路径的采样频率。在一个实施例中，fS2F约为2MHz，fSIP约为50MHz，fSPD约为250MHz。备选地，其它值可以用于这些频率。可以在慢输出级的带宽之上利用显著裕度来选择慢路径的采样频率，以便避免由于数字计算硬件中的延迟而引起的慢路径性能的可见降低。另一方面，快路径的采样频率可以被链接至例如由如下频率范围确定的闭环带宽要求，在该频率范围内将抑制高频瞬变（即由于谐振而引起）。
图4图示控制器400的框图，其示出数字控制块402、404和406的输出可以如何被接合至控制数据接口414，以执行各种其它控制器功能。如所示，控制器400包括被耦合至模拟输出级408的数字积分器402、被耦合至模拟输出级410的数字比例块404以及被耦合至模拟输出级412的数字微分器406。此外，数字块402、404和406的输出分别以不同数据速率1、2和3提供数据。在一个实施例中，数据速率1小于数据速率2，并且数据速率3为最高数据速率。数据速率可以对应于在上文图2a中所示的实施例的数据速率，或者可以对应于其它数据速率。
控制数据接口414在数字控制块402、404和406的输出上执行各种功能，例如组合、滤波、抽取和内插数据流，以便向在块416中执行的在数据速率1的接收数据功能、由块418执行的在数据速率2的虚拟电阻功能、在块420中执行的在数据速率1的EMC检测功能、在块422中执行的在数据速率2的转换速率增强功能以及在块424中执行的在数据速率1执行的线性化提供日期。可以根据如上引用的美国专利申请13/197288、13/212463和13/430105来实现这些功能。
在一个实施例中，块416的接收功能根据所使用的特定协议（例如PSI或DSI）来检测电流水平并且提取由传感器发送的数据。块416使用来自积分块402和比例块404的输出的组合，其中比例块404的输出被为2的因子抽取并且与积分块402的输出求和。
块418的虚拟电阻功能仿真电阻器112的行为，而在这一位置不具有真实电阻器。例如可以通过以如下方式控制输出来执行这一功能，在该方式中其电压针对传感器电流增加的情况而下降。在一些实施例中，这一行为可以被限制到在调制和谐振频率的范围内的频率。在这样的情况下，DC电源电流可以排除生成电压降，由此节省功率。虚拟电阻器块418例如使用所有数字控制块402、404和406的输出并且通过为2的因子抽取微分块406的输出，其随后与积分块402和比例块404的输出求和。在这一情况下，积分块402的输出可以被保持超过两个时钟周期或者被线性内插。EMC检测块420也使用所有数字控制块402、404和406的输出、通过为4的因子抽取微分块406的输出，并且通过为2的因子抽取比例块404的输出，并且以第一数据速率对抽取的信号与积分块402的输出进行求和。
转换速率增强块422功能确定是否通过跟随用于参考电压的目标样式和暂时增加PID控制系数来生成瞬变。在一些实施例中，PID控制系数中的这一改变以如下方式起作用，该方式在电压调制的每个边缘由该协议中的恒定时段跟随的背景前以执行在速度和稳定性之间的权衡。在这些恒定时段期间，系数可以被切换回更稳定的设置，使得可以快速抑制即将来到的振荡。
转换速率增强模块422使用与微分块406的输出求和的比例块404的输出，微分块406的输出被为2的因子抽取。最后，线性块424使用被为2的因子抽取的比例块404的输出，其与积分块402的输出求和。在备选实施例中，根据每个功能所需的相对带宽以及动态控制数据可以使用不同信号组合和不同抽取因子。在其它实施例中，其它功能可以被供应有取自积分块402、比例块404和微分块406的输入。在其它实施例中，也可以使用其它控制路径布置来类似地组合信号的不同组合，例如图2a中所示并且在上文中所讨论的两个路径布置。
图5图示具有n个去往控制电源节点VSUPPLY的实施例电压控制器集成电路500。比较器504比较在VSUPPLY处的电压与由参考电压生成器502生成的电压。在一个实施例中，比较器的输出是数字比特流，该数字比特流被路由至n个并联的控制路径，其中n可以在2和更大之间。在一个实施例中，每个控制路径具有数字控制器5101至510n、IDAC5121至512n以及电流镜5141至514n，其输出在节点VSUPPLY处被一起求和。第一n-1控制路径具有抽取器5061至506n-1，其减小采样速率。在一个实施例中，针对k在2和n-1之间，抽取器506k的抽取速率小于抽取器506k-1的抽取速率。此外，针对根据上述其它实施例的一些实施例，针对k在2和n之间，电流镜514k的带宽大于电流镜514k-1的带宽，并且电流镜514k的最大输出电流大于电流镜514k-1的最大输出电流。数字控制器5101至510n中的控制算法可以使得控制带宽随着增加n而增加。如所示，电源节点VSUPPLY经由线路532被耦合至传感器530。
图6图示实施例方法600的框图。在一个实施例中，在步骤602中测量电源节点的电压。在步骤604中，基于该测量确定第一电流，其中确定第一电流包括操作具有第一带宽的第一控制器。在步骤606中，基于该测量来确定第二电流，其中确定第二电流包括操作具有第二带宽的第二控制器，所述第二带宽大于所述第一带宽。在步骤608中，在电源节点处对第一电流和第二电流进行求和。
根据一个实施例，控制电源节点的方法包括测量电源节点的电压，基于该测量来确定第一电流，基于该测量来确定第一电流和第二电流，并且在电源节点处对第一电流和第二电流进行求和。确定第一电流包括操作具有第一带宽的第一控制器，并且确定第二电流包括操作具有第二带宽的第二控制器，第二带宽大于第一带宽。在一些实施例中，可以向电子器件供应功率，该电子器件具有被耦合至电源节点的电源。
第一控制器可以包括比例积分（PI）控制器，并且第二控制器可以包括比例微分（PD）控制器。此外，操作第一控制器可以包括以第一采样速率操作第一控制器，并且操作第二控制器包括以第二采样速率操作第二控制器，第二采样速率大于第一采样速率。在一个实施例中，对第一电流和第二电流进行求和包括使用第一电流镜来镜像去往电源节点的第一电流，并且使用第二电流镜来镜像去往电源节点的第二电流。
在一个实施例中，确定第一电流还包括在数字域中确定第一电流的幅值以形成数字的第一幅值，以及使用第一电流数模（D/A）变换器将数字的第一幅值变换成第一电流。同样确定第二电流还包括在数字域中确定第二电流的幅值以形成数字的第二幅值，以及使用第二电流数模（D/A）变换器将数字的第二幅值变换成第二电流。在一些情况下，第一D/A变换器具有比第二D/A变换器更高的位分辨率。
在一个实施例中，该方法还包括：基于测量来确定第三电流，以及在电源节点处对第三电流与第一电流和第二电流进行求和。确定第三电流包括操作具有第三带宽的第三控制器，第三带宽大于第一带宽并且大于第二带宽。在这样的实施例中，第一控制器可以包括积分（I）控制器，第二控制器可以包括比例（P）控制器，并且第三控制器可以包括微分（D）控制器。备选地，其它控制器类型可以用于第一、第二和第三控制器。
根据另一实施例，一种电路包括第一控制路径和第二控制路径，第一控制路径和第二控制路径具有被耦合至电源节点的输入。第一控制路径包括具有第一带宽的第一控制器，使得第一控制路径被配置为在电源节点处产生第一输出电流。同样，第二控制路径包括具有第二带宽的第二控制器，第二带宽高于第一带宽，使得第二控制路径被配置为在电源节点处产生第二输出电流。第一控制器可以包括比例积分（PI）控制器，并且第二控制器可以包括比例微分（PD）控制器。
在一个实施例中，该电路还包括第三控制路径，第三控制路径具有被耦合至电源节点的输入，使得第三控制路径包括具有第三带宽的第三控制器，第三带宽高于第二带宽，并且第三控制路径被配置为在电源节点处产生第三输出电流。第一控制器可以包括积分（I）控制器，第二控制器可以包括比例（P）控制器，并且第三控制器可以包括微分（D）控制器。备选地，可以使用其它控制器类型。
在一个实施例中，第一控制路径的输入经由第一输入级被耦合至电源节点，并且第二控制路径的输入经由第二输入级被耦合至电源节点。备选地，第一控制路径的输入和第二控制路径的输入经由输入级被耦合至电源节点。输入级可以包括具有被耦合至电源节点的第一输入的比较器。
在一个实施例中，电路还包括被耦合于输入级与第一控制路径之间的抽取器，并且第一控制路径包括第一数字控制电路，第一数字控制电路具有被耦合至抽取器的输出的输入。电路还可以包括第一电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至第一数字控制电路的输出的第一输入。此外，第二控制路径可以包括第二数字控制电路，第二数字控制电路具有被耦合至输入级的输入，以及具有被耦合至第二数字控制电路的输出的第一输入的第二IDAC。第一控制路径还可以包括被耦合于第一IDAC与电源节点之间的第一电流镜，使得第一电流镜包括第一电流镜比率。同样，第二控制路径还可以包括被耦合于第一IDAC与电源节点之间的第二电流镜，使得第二电流镜包括第二电流镜比率。在一些情况下，第一电流镜比率大于第二电流镜比率。第一电流镜还可以包括比第二电流镜更高的电容。
根据另一实施例，一种电源系统包括：模数变换器（ADC），具有被耦合至电源输出节点的输入、第一控制路径以及第二控制路径。第一控制路径包括：第一数字控制器，包括被耦合至ADC的输出的输入；第一电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至第一数字控制器的输出的输入；以及第一电流镜，具有被耦合至第一IDAC的输出的输入，以及被耦合至电源输出节点的输出。第二控制路径，包括：第二数字控制器，包括被耦合至ADC的输出的输入；第二电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至第二数字控制器的输出的输入；以及第二电流镜，具有被耦合至第二IDAC的输出的输入，以及被耦合至电源输出节点的输出。第二控制路径的带宽大于第一控制路径的带宽。
在一个实施例中，第一电流镜具有比第二电流镜更高的电流镜比率。在一些情况下，第一电流镜包括具有第一栅极电容的第一输出晶体管，第二电流镜包括具有第二栅极电容的第二输出晶体管，并且第一栅极电容大于第二栅极电容。
在一个实施例中，第一数字控制器被配置为操作于第一采样速率，第二数字控制器被配置为操作于第二采样速率，并且第二采样速率大于第一采样速率。第一数字控制器可以包括比例积分（PI）控制器，并且第二数字控制器可以包括比例微分（PD）控制器。备选地，可以使用其它控制器类型。
根据一个实施例，第一电流镜被配置为提供比第二电流镜更高的平均输出电流。在另一实施例中，第二控制路径被配置为衰减在电源节点处的瞬变，瞬变具有比第一控制路径的带宽更高的频率。
根据一个实施例，该电源系统还包括：控制数据接口，被耦合至第一数字控制器和第二数字控制器的输出；以及另一功能块，被耦合至控制数据接口的输出。控制数据接口被配置为对第一数字控制器和第二数字控制器的输出中的至少一个输出进行滤波、抽取和/或内插，并且另一功能块可以包括转换速率增强块。
本发明的实施例的优势包括能够以稳定方式在高频率对功率线路提供电压控制，而仍然维持低的内部功耗。在一些实施例中，实现成本与其它实施例相比被减小，这是由于减小和/或最小化控制器的高速和/或高采样速率。
通过缩放或调解电流来针对模拟域中的系数（诸如Ki、Kp和Kd）采用系数缩放的实施例的优势允许简单的数字路径实现和高的可实现操作频率。
实施例的又一优势包括能够改进在传感器总线上的数据传输速率，这是由于更快并且更精确的决定行为而引起，该行为通过对线路的谐振效应的更好控制来实现。在一些实施例中，这一更精确的决定行为可以减小码间串扰。
虽然已经参考说明性实施例描述本发明，但是并不旨在以限制性含义解释这一描述。对于本领域技术人员而言，通过参考该描述，说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其它实施例将变得明显。

Claims (29)

1.一种控制电源节点的方法，所述方法包括：
测量所述电源节点的电压；
基于所述测量来确定第一电流，其中确定所述第一电流包括操作具有第一带宽的第一控制器；
基于所述测量来确定第二电流，其中确定所述第二电流包括操作具有第二带宽的第二控制器，所述第二带宽大于所述第一带宽；以及
在所述电源节点处对所述第一电流和所述第二电流进行求和。
2.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述第一控制器包括比例积分（PI）控制器；并且
所述第二控制器包括比例微分（PD）控制器。
3.根据权利要求1所述的方法，其中：
操作所述第一控制器包括以第一采样速率操作所述第一控制器；并且
操作所述第二控制器包括以第二采样速率操作所述第二控制器，所述第二采样速率大于所述第一采样速率。
4.根据权利要求1所述的方法，其中对所述第一电流和所述第二电流进行求和包括：
使用第一电流镜来镜像去往所述电源节点的所述第一电流；并且
使用第二电流镜来镜像去往所述电源节点的所述第二电流。
5.根据权利要求1所述的方法，其中：
确定所述第一电流还包括：
在数字域中确定所述第一电流的幅值以形成数字的第一幅值，以及
使用第一电流数模（D/A）变换器将所述数字的第一幅值变换成所述第一电流；并且
确定所述第二电流还包括：
在所述数字域中确定所述第二电流的幅值以形成数字的第二幅值，以及
使用第二电流数模（D/A）变换器将所述数字的第二幅值变换成所述第二电流。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述第一D/A变换器具有比所述第二D/A变换器更高的位分辨率。
7.根据权利要求1所述的方法，还包括：
基于所述测量来确定第三电流，其中确定所述第三电流包括操作具有第三带宽的第三控制器，所述第三带宽大于所述第一带宽并且大于所述第二带宽；以及
在所述电源节点处对所述第三电流与所述第一电流和所述第二电流进行求和。
8.根据权利要求7所述的方法，其中：
所述第一控制器包括积分（I）控制器；
所述第二控制器包括比例（P）控制器；并且
所述第三控制器包括微分（D）控制器。
9.根据权利要求1所述的方法，还包括向电子器件供应功率，所述电子器件具有被耦合至所述电源节点的电源。
10.一种电路，包括：
第一控制路径，具有被耦合至电源节点的输入，其中
所述第一控制路径包括具有第一带宽的第一控制器，并且所述第一控制路径被配置为在所述电源节点处产生第一输出电流；以及
第二控制路径，具有被耦合至所述电源节点的输入，其中
所述第二控制路径包括具有第二带宽的第二控制器，所述第二带宽高于所述第一带宽，并且所述第二控制路径被配置为在所述电源节点处产生第二输出电流。
11.根据权利要求10所述的电路，其中：
所述第一控制器包括比例积分（PI）控制器；并且
所述第二控制器包括比例微分（PD）控制器。
12.根据权利要求10所述的电路，还包括第三控制路径，所述第三控制路径具有被耦合至所述电源节点的输入，其中
所述第三控制路径包括具有第三带宽的第三控制器，所述第三带宽高于所述第二带宽，并且所述第三控制路径被配置为在所述电源节点处产生第三输出电流。
13.根据权利要求12所述的电路，其中：
所述第一控制器包括积分（I）控制器；
所述第二控制器包括比例（P）控制器；并且
所述第三控制器包括微分（D）控制器。
14.根据权利要求10所述的电路，其中：
所述第一控制路径的所述输入经由第一输入级被耦合至所述电源节点；并且
所述第二控制路径的所述输入经由第二输入级被耦合至所述电源节点。
15.根据权利要求10所述的电路，其中所述第一控制路径的所述输入和所述第二控制路径的所述输入经由输入级被耦合至所述电源节点。
16.根据权利要求15所述的电路，其中所述输入级包括具有被耦合至所述电源节点的第一输入的比较器。
17.根据权利要求16所述的电路，其中：
所述电路还包括被耦合于所述输入级与所述第一控制路径之间的抽取器；
所述第一控制路径包括第一数字控制电路，所述第一数字控制电路具有被耦合至所述抽取器的输出的输入；
第一电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至所述第一数字控制电路的输出的第一输入；
所述第二控制路径包括第二数字控制电路，所述第二数字控制电路具有被耦合至所述输入级的输入；以及
第二IDAC，具有被耦合至所述第二数字控制电路的输出的第一输入。
18.根据权利要求17所述的电路，其中：
所述第一控制路径还包括被耦合于所述第一IDAC与所述电源节点之间的第一电流镜，所述第一电流镜包括第一电流镜比率；并且
所述第二控制路径还包括被耦合于所述第一IDAC与所述电源节点之间的第二电流镜，所述第二电流镜包括第二电流镜比率。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一电流镜比率大于所述第二电流镜比率。
20.根据权利要求18所述的电路，其中所述第一电流镜包括比所述第二电流镜更高的电容。
21.一种电源系统，包括：
模数变换器（ADC），具有被耦合至电源输出节点的输入；
第一控制路径，包括：
第一数字控制器，包括被耦合至所述ADC的输出的输入，
第一电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至所述第一数字控制器的输出的输入，
第一电流镜，具有被耦合至所述第一IDAC的输出的输入，以及被耦合至所述电源输出节点的输出；以及
第二控制路径，包括：
第二数字控制器，包括被耦合至所述ADC的输出的输入，
第二电流数模变换器（IDAC），具有被耦合至所述第二数字控制器的输出的输入，
第二电流镜，具有被耦合至所述第二IDAC的输出的输入，以及被耦合至所述电源输出节点的输出，其中所述第二控制路径的带宽大于所述第一控制路径的带宽。
22.根据权利要求21所述的电源系统，其中所述第一电流镜具有比所述第二电流镜更高的电流镜比率。
23.根据权利要求21所述的电源系统，其中：
所述第一电流镜包括具有第一栅极电容的第一输出晶体管；
所述第二电流镜包括具有第二栅极电容的第二输出晶体管；并且
所述第一栅极电容大于所述第二栅极电容。
24.根据权利要求21所述的电源系统，其中
所述第一数字控制器被配置为操作于第一采样速率；
所述第二数字控制器被配置为操作于第二采样速率；并且
所述第二采样速率大于所述第一采样速率。
25.根据权利要求21所述的电源系统，其中：
所述第一数字控制器包括比例积分（PI）控制器；并且
所述第二数字控制器包括比例微分（PD）控制器。
26.根据权利要求21所述的电源系统，其中所述第一电流镜被配置为提供比所述第二电流镜更高的平均输出电流。
27.根据权利要求21所述的电源系统，其中所述第二控制路径被配置为衰减在所述电源节点处的瞬变，所述瞬变具有比所述第一控制路径的所述带宽更高的频率。
28.根据权利要求21所述的电源系统，还包括：
控制数据接口，被耦合至所述第一数字控制器和所述第二数字控制器的输出，所述控制数据接口被配置为对所述第一数字控制器和所述第二数字控制器的所述输出中的至少一个输出进行滤波、抽取和/或内插；以及
另一功能块，被耦合至所述控制数据接口的输出。
29.根据权利要求28所述的电源系统，其中所述另一功能块包括转换速率增强块。
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