CN107769780A - 模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路 - Google Patents

模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路 Download PDF

Info

Publication number
CN107769780A
CN107769780A CN201710696007.5A CN201710696007A CN107769780A CN 107769780 A CN107769780 A CN 107769780A CN 201710696007 A CN201710696007 A CN 201710696007A CN 107769780 A CN107769780 A CN 107769780A
Authority
CN
China
Prior art keywords
sigma
delta
measurement window
adc
motors
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201710696007.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107769780B (zh
Inventor
延斯·巴伦申
马蒂亚斯·博格思
本诺·克普尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of CN107769780A publication Critical patent/CN107769780A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107769780B publication Critical patent/CN107769780B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/462—Details relating to the decimation process
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本公开内容涉及操作sigma‑delta模拟至数字转换器(ADC)的方法、sigma‑delta ADC以及操作交流电机的方法和电路。在一些实施例中，操作sigma‑delta模拟至数字转换器(ADC)的方法包括：使用sigma‑delta ADC的sigma‑delta调制器将模拟输入信号转换成数字数据序列；根据测量窗口的第一条件设置sigma‑delta ADC的抽取滤波器的第一配置；使用抽取滤波器的低通滤波器(LPF)对数字数据序列进行滤波；以及响应于测量窗口的变化，根据测量窗口的第二条件设置抽取滤波器的第二配置。

Description

模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路
技术领域
本发明的实施例总体上涉及电路，更具体地，涉及模拟至数字转换的系统和方法。
背景技术
AC(交流)电机如三相电机在诸如机动车辆、工业和HVAC(供热、通风与空气调节)等应用中日益普及。通过用电子设备代替在传统电机中使用的机械换向器，实现了改进的可靠性、改进的耐久性和小型化。三相电机的另外的优点包括例如更好的速度对扭矩特性、更快的动态响应和更大的速度范围。通常，AC电机(例如三相电机)具有生成脉冲宽度调制(PWM)信号的控制器，该PWM信号被用于产生用于耦接至电机的不同相的电力开关的驱动信号。这些PWM信号可以确定供给电机线圈的平均电压和平均电流，从而控制电机速度和扭矩。
对于AC电机的闭环控制，可以例如经由反馈路径将电机的状态提供至电机系统的控制器。例如，测量三相电机的相电流并且将测量值发送至控制器，控制器基于相电流的测量值来生成PWM控制信号。在电机控制应用中，常常使用模拟至数字转换器(ADC)来将模拟信号(例如，三相电机的每个相中的相电流)转换成数字数据。
发明内容
根据一个实施例，一种操作sigma-delta模拟至数字转换器(ADC)的方法包括：使用sigma-delta ADC的sigma-delta调制器将模拟输入信号转换成数字数据序列；根据测量窗口的第一条件为sigma-delta ADC的抽取滤波器设置第一配置；使用抽取滤波器的低通滤波器(LPF)对数字数据序列进行滤波；以及响应于测量窗口的变化，根据测量窗口的第二条件为抽取滤波器设置第二配置。
附图说明
在以下附图和描述中阐述本发明的一个或更多个实施例的细节。本发明的其他特征、目的和优点将从说明书和附图中以及从权利要求中变得明显。在附图中，相同的附图标记通常表示遍及各个视图的相同部件，为了简洁起见，通常将不再对遍及各个视图的相同部件进行重复描述。为了更全面地理解本发明，现在参考结合附图进行的以下描述，在附图中：
图1示出了三相电机系统的示意图；
图2示出了三相电机系统的时序图；
图3A和图3B示出了在三相电机系统的两个不同工作条件下的两个不同的测量窗口；
图4示出了可重构的sigma-delta ADC的框图；
图5示出了sigma-delta ADC的不同低通滤波器的分布；
图6示出了抽取滤波器；
图7示出了不同类型的抽取滤波器的数字输出范围与抽取因子；
图8示出了可重构的抽取滤波器；
图9示出了测量窗口在测量周期内的位置的调节；
图10示出了三相电机电路；
图11示出了操作sigma-delta ADC的方法的流程图；以及
图12示出了操作sigma-delta ADC的方法的流程图。
具体实施方式
下面详细讨论当前优选实施例的实现和使用。然而，应当理解，本发明提供了可以在各种特定背景下实现的许多适用的发明构思。所讨论的特定实施例仅说明了实现和使用本发明的特定方式，而不限制本发明的范围。
将在特定背景下，即响应于测量窗口的变化而自适应地将三相电机的相电流转换成数字值，参照示例性实施例来描述本发明。本发明的实施例还可以在不同的工作条件下应用于其他类型的模拟至数字转换应用。
在电机控制应用中，常常使用sigma-delta ADC来测量三相电机的三相电流。在各个实施例中，响应于测量窗口的变化而自适应地调节sigma-delta ADC的抽取滤波器的滤波器阶数(R)和/或抽取率(D)。在一些实施例中，选择R和D，使得由馈送至抽取滤波器中的R×D样本占据的时间间隔小于测量窗口的持续时间，并且针对抽取滤波器的输出端处的数字值实现预定的位精度。在调节R和D时，还自适应地调节sigma-delta ADC的缩放单元的增益因子，使得sigma-delta ADC的总增益在测量窗口改变之前和改变之后保持基本相同。
参照图1，电机系统100包括经由三个半桥而连接至电源Vsup(其示出为电容器Cs两端的电压Vsup)的AC电机101(例如，三相电机101)。三个半桥中的每个半桥包括与低边开关(例如，Tla、Tlb或Tlc)串联耦接的高边开关(例如，Tha、Thb或Thc)，其中，高边开关耦接至电源Vsup的高电位端子，而低边开关耦接至电源的低电位端子。例如，第一半桥包括与低边开关Tla串联耦接的高边开关Tha。在第一半桥中，高边开关Tha的栅极耦接至栅极驱动器GDha的输出端，高边开关Tha的漏极端子耦接至电源Vsup，高边开关Tha的源极端子耦接至低边开关Tla的漏极端子。低边开关Tla的栅极耦接至栅极驱动器GDla的输出端，低边开关Tla的源极经由分流电阻器Ra耦接至低电位端子(例如，电接地端子)。高边开关Tha的源极端子在节点Pa处与低边开关Tla的漏极端子连接，节点Pa也被称为相节点Pa。第二半桥和第三半桥的拓扑与第一半桥的拓扑类似，因此此处不再重复。如图1所示，三相电机101的三个相分别经由三个导电路径(例如电线)110、120和130耦接至相节点Pa、Pb和Pc。在另一实施例中，分流电阻器位于高边开关的源极路径中或漏极路径中。
AC电机101可以是任何种类的多相电机(例如，多于三相)，并且三个电机仅仅是一个示例。AC电机101可以是同步电机、感应电机、开关磁阻电机等。所公开的实施例使用三相电机作为示例，应理解，其他类型的AC电机也可以被使用并且在本公开的范围内。
如图1所示，分流电阻器Ra两端的分流电压Va、分流电阻器Rb两端的分流电压Vb和分流电阻器Rc两端的分流电压Vc被发送至ADC模块140并且被转换成数字值。ADC模块140可以包括一个或更多个合适的模拟至数字转换器。例如，ADC模块140可以具有三个sigma-delta ADC，其中，三个sigma-delta ADC中的每个sigma-delta ADC将输入模拟信号(例如，分流电压Va、Vb和Vc)中的一个转换成数字值。ADC模块140的输出表示输入模拟信号(例如，Va、Vb和Vc)的测量值，经由数据路径143将输入模拟信号(例如，Va、Vb和Vc)的测量值发送至PWM模块150。数据路径143在一些实施例中是多位数据路径。PWM模块150通过生成PWM脉冲来控制三相电机101的工作，PWM脉冲也被称为PWM控制信号(例如，PWMha、PWMla、PWMhb、PWMlb、PWMhc、PWMlc)，PWM控制信号控制高边开关(例如，Tha、Thb或Thc)和低边开关(例如，Tla、Tlb或Tlc)的工作，其继而控制供给至三相电机101的电压和/或电流。由PWM模块150生成的PWM脉冲可以通过栅极驱动器(例如，GDha、GDla、GDhb、GDlb、GDhc、GDlc)来缓冲，并且栅极驱动器的输出被用于驱动高边开关和低边开关。PWM模块150可以是或包括例如微处理器、微控制器、用于电机控制的专用集成电路(ASIC)。在一些实施例中，PWM模块150通过例如监测由ADC模块140供给的分流电压Va、Vb和Vc的测量值来监测三相电机101的状态，并且生成PWM脉冲以控制三相电机101的工作。PWM模块150可以经由控制路径145、通过例如响应于三相电机101的不同工作条件而自适应地修改ADC模块140的配置来控制ADC模块140的工作，控制路径145可以是多位数据路径。在下文中讨论关于自适应地修改ADC模块140的配置的细节。
在图1的示例中，高边开关Tha、Thb或Thc和低边开关Tla、Tlb或Tlc被示出为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。也可以使用其他合适的电力开关如绝缘栅双极晶体管(IGBT)。具有三个半桥的三相电机系统100仅仅是一个示例，也可以使用用于多相电机系统的其他拓扑。除了电机控制应用以外，本文公开的响应于信号采集系统(例如，模拟至数字转换系统)中的工作条件变化而自适应地修改ADC的配置的原理还可以应用于其他的应用。此外，在本公开的实施例中，三个模拟输入信号(例如，三个分流电压)被并行地转换成数字值，本领域技术人员将理解，本文公开的自适应的信号采集系统和方法可以用于任何数量的模拟输入信号，例如少于或多于三个模拟输入信号。在另一实施例中，信号采集系统具有单个负载或单个待测量输入值，并且测量的定时取决于信号采集系统的工作条件。此外，对于三相电机系统(例如，电机系统100)，可以仅测量来自半桥中的两个半桥的相电流，这是因为第三个相电流可以例如使用基尔霍夫(Kirchhoff)定律来计算。
在各个实施例中，同时测量三相电机101的相电流(例如，分别在电路径110、120和130中流动的Ia、Ib和Ic)。取决于电机或负载的结构，由于高边开关和低边开关的开关活动性，相电流可以在其在一个PWM周期(例如，图2中从T1至T7的时间段)期间的标称值的约5％至约10％或甚至更高之间变化。如果所有相电流的测量时间彼此接近或者理想地为同时，则可以提高电机101的扭矩控制的精度。因此，在一些实施例中，并行地和/或同时测量所有三个相的相电流(例如，Ia、Ib和Ic)。例如，可以使用三个ADC将Ia、Ib和Ic或者分流电压Va、Vb和Vc并行地转换成数字值。可以使用相同的控制信号(例如，相同的时钟信号、相同的计数器和/或相同的使能信号)来控制三个ADC(例如，三个sigma-deltaADC)，使得三个ADC并行地(有时也称为同时地)将模拟电压转换成数字值。
仍参照图1，当相应的低边开关激活(例如，接通)并且相电流流过分流电阻器时，通过将相应的分流电压转换成数字值来测量每个相电流。例如，为了测量相电流Ia，在低边开关Tla激活(例如，晶体管Tla接通)时测量分流电阻器Ra两端的分流电压Va。如上所讨论的，在一些实施例中，同时对所有三个相电流Ia、Ib和Ic进行测量或采样，因此所有三个分流电压Va、Vb和Vc在适合于测量的时间间隔(也被称为测量窗口)内被转换成数字值。在图2中，时刻T3与时刻T4之间的时间间隔示出了所有低边开关激活时的测量窗口。下文中将参照如2、图3A和图3B来讨论测量窗口的更多细节。
在图1的示例中，分流电阻器Ra、Rb和Rc位于低边电流路径中(例如，在低边开关与参考电压电平如电接地端子之间)，因此相电流在低边开关激活时流过分流电阻器。本领域技术人员将理解，分流电阻器可以位于高边电流路径中(例如，在高边开关与电源Vsup之间)，在这种情况下，可以在高边开关激活(例如，接通)时测量相电流。本公开使用了分流电阻器在低边电流路径中的示例，应理解，本文公开的原理可以适合于在高边电流路径中具有分流电阻器的系统。
图2示出了图1所示的三相电机系统100在中心对齐的PWM模式下高边开关和低边开关的激活和去激活的时序图。在中心对齐的PWM模式下，与电力开关(例如，高边开关和低边开关)的不同占空比对应的PWM控制信号没有两个沿是对齐的，并且PWM信号的沿彼此对称。占空比可以指开关的接通时间与开关的接通时间和关断时间的总和(开关周期)之间的比率。在图2中，从时刻T1至时刻T9示出了高边开关的PWM控制信号PWMha、PWMhb和PWMhc，其中，T1至T7之间的时间间隔表示PWM周期，并且T7至T9之间的时间间隔表示下一个PWM周期的开始部分。时刻T1、T2……和T7中的每一个表示电力开关的切换时间(例如，从接通切换至关断或从关断切换至接通)。图2所示的“高”电压电平表示用于激活高边开关(例如，接通高边晶体管)的合适的电压电平，并且“低”电压电平表示用于去激活高边开关(例如，关断高边晶体管)的合适的电压电平。在一些实施例中，低边开关的PWM控制信号PWMla、PWMlb和PWMlc与相应高边开关的PWM控制信号互补，因此在图2中未示出。在另一示例中，使用沿对齐的模式来代替中心对齐的模式。在沿对齐的模式下，高边开关具有相同的开关状态(例如，接通或关断)，并且低边开关具有相同的开关状态(例如，与高边开关的开关状态相反)。在沿对齐的模式下的开关周期结束时，高边开关和低边开关的开关状态相对于其在开关周期开始时的开关状态发生改变。为了开始新的开关周期，高边开关和低边开关在开关周期开始时切换回它们各自原来的开关状态。与中心对齐的模式相比，沿对齐的模式下的电力开关中的每个电力开关的接通和关断常常是中心对齐的模式的两倍，以在每个切换周期期间实现相似的电流纹波。在一些实施例中，在沿对齐的模式下，可以用于测量相电流的时间间隔仅是中心对齐模式下的时间间隔的一半。在一些实施例中，可以以不同的方式来生成PWM图案，例如，针对一个相的PWM信号可以被偏移某一相移角(与其他不对称)，并且可以用不同的定时来限定测量窗口。
如图2所示，在时刻T1与T2之间以及在时刻T5与T6之间，两个高边开关(例如，Thb和Thc)和一个低边开关(例如，Tla)激活。在时刻T2与T3之间以及在时刻T4与T5之间，两个低边开关(例如，Tla和Tlb)和一个高边开关(例如，Thc)激活。在时刻T3与T4之间的时间间隔期间，所有三个低边开关(例如，Tla、Tlb和Tlc)激活。对于图1所示的三相电机系统100，相电流Ia、Ib和Ic分别在时刻T3与T4之间的时间间隔期间流过分流电阻器Ra、Rb和Rc。因此，时刻T3与T4之间的时间间隔形成测量窗口，在该测量窗口期间，可以通过测量分流电压Va、Vb和Vc来并行地测量相电流Ia、Ib和Ic。注意，分流电压通过等式Vx＝Ix×Rx与相电流直接相关，其中，x＝a、b或c。本领域技术人员将理解，对于在高边路径中具有分流电阻器的三相电机系统，时刻T6与T7之间的时间间隔形成测量窗口，在该测量窗口期间，可以并行地测量相电流Ia、Ib和Ic。为了避免高边开关和低边开关在改变其开关状态时通过其的击穿电流，在一些实施例中，在一个开关的去激活与另一个开关的激活之间引入了最小的死区(例如，高边开关和相应的低边开关两者均被去激活的时间间隔)。在一些实施例中，与关断相比，开关可以更快地接通。虽然在电力开关的激活与去激活之间存在死区，但是这样的死区与每个开关周期的持续时间(例如，两个相邻的开关时刻如T1、T2……T7之间的时间间隔)相比通常可以忽略不计。因此，在图2、图3A和图3B中未示出死区。
图2中所示的时序图仅仅是一个示例。三相电机的相的切换顺序取决于转子位置，并且相在转子的一个旋转期间改变其作用。因此，其他时序图是可能的，但是本文所公开的原理适用于任何时序图。在下面的讨论中，从时刻T1至T7的PWM周期还可以被称为测量周期。
图3A和图3B示出了在图1所示的电机系统100的不同工作条件下的两个不同的测量窗口。在一些实施例中，当三相电机101要求低扭矩时，切换时刻T1、T2和T3以及切换时刻T4、T5和T6彼此接近，从而在PWM周期W内产生大的测量窗口MW1，如图3A所示。注意在图3A中，测量窗口MW1的持续时间(有时被称为测量窗口大小)被选为短于时刻T3与T4之间的持续时间(在图3A中未标记T3和T4，参见图2的标记)。这允许时刻T3与测量窗口MW1的起始之间的测量延迟S1。测量延迟S1可以被用作相电流在切换电力开关之后的稳定时间(例如以减小切换噪声对电流测量的影响)和/或用作ADC测量单元的稳定时间以允许模拟部分中的偏置电流的稳定或数字滤波器中群延迟的补偿。因此，在测量窗口MW1内，待测量的模拟信号(例如，分流电压)已经稳定并且可以被准确地测量。在图3A的示例中，测量延迟S1是非零值。在其他实施例中，测量延迟S1使用零值。图3A还示出了测量窗口MW1的末端与时刻T4之间的余量m1。在图3A的示例中，余量m1具有非零值。在其他实施例中，余量m1为零。PWM周期W的起始与测量窗口MW1的起始之间的延迟称为起始延迟并且由SD1表示。在一些实施例中，在T3与T4之间的明确时间点处，例如在相电流接近其平均值的点处，测量相电流。可以通过起始延迟SD1来控制测量窗口的起始以在T3与T4之间的预定时间点处获得转换结果。
图3B示出了当三相电机101要求高扭矩时的测量窗口。对于高扭矩工作条件，切换时刻T1、T2和T3以及切换时刻T4、T5和T6的分开间隔大于低扭矩工作条件，从而在PWM周期W内产生小的测量窗口MW2，如图3B所示。在各种实施例中，高扭矩条件下的测量窗口MW2的持续时间小于低扭矩条件下的测量窗口MW1的持续时间。与图3A类似，测量窗口MW2具有测量延迟S2和余量m2，并且测量窗口MW2的起始延迟表示为SD2。起始延迟SD2可以与图3A中的起始延迟SD1相同或者不相同。例如，如果起始延迟SD2用于补偿抽取滤波器的群延迟，则当抽取滤波器的特性改变时(例如，抽取因子或滤波器阶数的改变)或当测量窗口改变时，起始延迟SD2可以与起始延迟SD1不同。
图4示出了实施例sigma-delta ADC 400的框图。在一些实施例中，通过使用例如sigma-delta ADC 400将模拟输入转换成数字值来测量模拟输入信号(例如，分流电压)。如图4所示，实施例sigma-delta ADC 400包括sigma-delta调制器410、抽取滤波器420、增益调节模块430和配置模块440。sigma-delta调制器410以采样频率fs在输入端413处对模拟输入信号进行采样，并且在输出端415处将模拟输入信号转换成数字流(例如，数字数据序列)。在一些实施例中，调制器410在测量窗口外被设置成省电模式。例如，可以出于省电的原因而在测量窗口外禁用调制器410(例如，关闭调制器和/或门控驱动调制器的时钟信号)，并且可以在起始延迟(例如，图3A和图3B中的SD1和SD2)之后在测量窗口内启用调制器410。在这种情况下，起始延迟还可以补偿调制器410的稳定时间。sigma-delta调制器410的输出端415处的数字流在一些实施例中包括一位数据流(例如，具有一位分辨率的数字数据序列)，然而在其他实施例中也可以使用多位sigma-delta调制器输出。来自sigma-delta调制器的数据流具有采样速率fs，其通常比模拟输入信号的奈奎斯特(Nyquist)采样频率高很多(大二至三个数量级)。例如，对于具有约20KHz的相频率的三相电机系统，sigma-delta调制器的采样频率fs可以为约20MHz。在一些实施例中，大的采样频率允许使用简单的LPF423，并且可以在抽取滤波器420的输出端处提供更多位分辨率。sigma-delta调制器在本领域中是已知的，并且此处不再重复细节。
仍参照图4，抽取滤波器420包括两个功能模块：低通滤波器(LPF)423和下采样器425(也被称为抽取器425)。在实际实现中，LPF 423和下采样器425可以被实现在相同的电路模块或硬件模块中，然而LPF 423和下采样器425也可以被实现在不同的电路模块或硬件模块中。在一些实施例中，LPF 423具有数字截止频率π/D，其中，π是与采样频率fs的一半对应的归一化数字频率(单位为弧度/秒)，并且D是抽取器425的抽取因子。可以使用不同类型的滤波器来构建LPF 423，例如无限冲击响应(IIR)滤波器、有限线冲击响应(FIR)滤波器、同步滤波器、梳状滤波器等。LPF 423减少或去除其输入信号(例如，一位数字流)在数字频率π/D以上的频率分量，并且在由下采样器425对LPF的输出进行下采样(也称为抽取)时防止抽取过程中的混叠。下采样器425通过因子D(也称为抽取因子D、抽取率D和下采样因子D)来减小数字信号的采样频率。抽取滤波器420可以包括多级处理(图4中未示出)，其中，每级具有LPF和抽取器。除了去除调制器的数字流415在数字频率π/D以上的频率分量以外，LPF423还用于对输入信号“取平均”，从而将数字流415转换成多位数字值。由抽取器425用因子D对来自LPF 423的多位数字值进行抽取，并且在抽取滤波器420的数据路径417处发出n位数字值。抽取滤波器420有时称为sigma-delta解调器420。
图4示出了耦接至抽取滤波器420的输出端的增益调节模块430。在一些实施例中，增益调节模块430包括将抽取滤波器420的输出乘以缩放因子的乘法器。在其他实施例中，增益调节模块430包括除法器单位以输出归一化的数据格式。利用乘法器或除法器，增益调节模块430用缩放因子对抽取滤波器420的输出进行缩放。sigma-delta ADC 400的输出419对应于增益调节模块430的输出。在一些实施例中，图4中的配置模块440设置抽取滤波器420的配置和增益调节模块430的缩放因子。外部接口450允许由控制器(例如图1中的PWM模块150)来控制配置模块440。
图5示出了具有不同阶数的LPF滤波器423的一些示例性权重分布。在一些实施例中，LPF 423的阶数与LPF 423的结构中的延迟元件的数量有关。在图5的示例中，在顶部示出了测量窗口，针对一阶LPF、二阶LPF和三阶LPF示出了LPF 423的权重分布(例如，滤波器系数的量值)。如图5的示例中所示，一阶LPF可以具有均匀的权重分布，这意味着在计算LPF423的输出时来自sigma-delta调制器410的所有数字样本被LPF 423相等地加权。相反，二阶LPF的权重分布可以具有三角形形状，其中，在计算LPF 423的输出时滤波器中间的数字样本被加权最多。对于三阶LPF，权重分布可以是非线性的，但是仍可以在滤波器的中间处具有最高的权重。
图6示出了具有无限冲击响应(IIR)结构的抽取滤波器420的示例。特别地，在图6中示出了Sinc3滤波器。如图6所示，可以通过级联三级以高采样速率fs工作的累加器620(也称为积分器)、然后是以低采样速率fs/D工作的三级级联的微分器630来实现Sinc3滤波器420，其中，D是抽取因子，其中，具有抽取因子D的抽取器610被布置在累加器620与微分器630之间。在图6中，抽取滤波器的LPF和抽取器一起被实现在一个电路模块中，因此Sinc3滤波器是图4中的抽取滤波器420的一个示例。可以通过级联K级累加器620、然后是K级级联的微分器630来将图6所示的结构一般化以用于任何Sinck滤波器，其中K＝1、2、3、4……，其中，具有抽取因子D的抽取器610被布置在累加器620与微分器630之间。在一些实施例中，Sinck滤波器420的LPF滤波器的阶数被限定为K。
Sinck滤波器可以被实现为IIR滤波器，其可以由有限冲击响应(FIR)滤波器来近似，FIR滤波器计算D×K个输入样本(例如，具有采样频率fs的D×K个连输输入样本)的加权平均以产生输出值，其中，D是抽取因子并且K是LPF滤波器的阶数。在图1的电机系统100中，相电流在测量周期的某段时间(例如，测量窗口)期间流过所有的分流电阻器(例如，Ra、Rb和Rc)。因此，在一些实施例中，由在计算加权平均时使用的D×K个输入样本占据的时间间隔被设计成在测量窗口范围内。对于对N个输入样本取平均的滤波器，由N个输入样本占据的时间间隔被称为滤波器的跨度(span)。在一些实施例中，Sinck滤波器的跨度小于或等于测量窗口的持续时间，其中Sinck滤波器的跨度可以通过D×K/fs来计算。抽取因子D有时被称为抽取滤波器420的过采样率(OSR)或sigma-deltaADC 400的过采样率(OSR)。
如以上所讨论的，LPF 423对多个输入数字样本(例如，来自sigma-delta调制器410的多个一位数字样本)取平均以产生多位输出值。在一些实施例中，LPF 423的位分辨率与抽取滤波器420的位分辨率相同。通常，由LPF 423取平均以产生输出值的输入数字样本越多，输出值的位分辨率就越高。对于图6所示的Sinck滤波器，抽取滤波器的输出的位分辨率由K*log2D来确定，其中，K是LPF滤波器的阶数，并且D是抽取因子。
图7针对四个不同类型的抽取滤波器示出了抽取滤波器420的最大输出水平与抽取因子。沿x轴的值表示抽取因子D，并且沿y轴的值表示最大输出水平(例如，抽取滤波器针对包括1’s和0’s的一位输入数据流的最大输出值)。例如，对于具有抽取因子32的Sinc3滤波器，最大输出水平是32,768，其对应于抽取滤波器的输出值的约12位分辨率。
测量窗口的持续时间在电机系统的不同工作条件下会发生改变。例如，如图3A和图3B所示，当电机的扭矩高时，测量窗口小；当电机的扭矩低时，测量窗口大。在本公开的实施例中，响应于测量窗口的变化(例如，测量窗口的持续时间的变化)而自适应地调节LPF423的阶数和抽取器425的抽取因子D，使得LPF 423的跨度在测量窗口的持续时间范围内。这确保了在测量窗口中存在由sigma-delta调制器生成的足够的数字样本被LPF 423平均以产生输出值。考虑在低扭矩条件下10μs的测量窗口对于电机系统可用的示例。使用具有D＝64的抽取因子的三阶Sinc3滤波器(K＝3)，并且sigma-delta调制器的采样频率是20MHz。回想Sinc3滤波器的等效FIR滤波器对D×K＝64×3＝192个样本取平均，这对应于9.6μs，因此抽取滤波器420(例如，具有抽取因子64的Sinc3滤波器)的以上配置可以被用于10μs的测量窗口。当电机扭矩的增大使测量窗口的持续时间减小为例如2μs时，可以调节(例如，减小)LPF的阶数和/或抽取器的抽取因子，以相应地减小LPF滤波器的跨度。例如，在以上示例中考虑具有20MHz的采样频率的Sinc3滤波器。为了适应更小的测量窗口，可以将抽取因子D从64减小至8，从而导致LPF的等于由8×3＝24个样本占据的时间间隔(约1.2μs)的更小跨度。相反，当测量窗口的持续时间增大时，可以调节(例如，增大)LPF的阶数和/或抽取器的抽取因子以相应地增大LPF滤波器的跨度。
在一些实施例电机系统中，高扭矩对应于高相电流，并且低扭矩对应于低相电流。在以上示例中，低相电流(例如，低扭矩和大测量窗口)允许LPF滤波器的较长跨度，并且高相电流(例如，高扭矩和小测量窗口)允许LPF滤波器的较小跨度。图7示出了LPF滤波器的较长跨度可以为LPF的输出提供较高的位分辨率，并且LPF滤波器的较短跨度可以为LPF的输出提供较低的位分辨率。因此，在一些实施例中，模拟信号(例如，相电流或分流电压)的测量值的数字分辨率(例如，位分辨率)随模拟输入信号的信号电平(例如，相电流值或分流电压值)而变化。例如，小模拟输入信号(例如，低扭矩条件下的相电流)在被例如sigma-deltaADC转换成数字值之后可以具有高位分辨率(例如，16位分辨率)，而大输入模拟信号(例如，高扭矩条件下的相电流)在例被如sigma-deltaADC转换成数字值之后可以具有低位分辨率(例如，8位分辨率)。在一些实施例中，模拟输入信号的信号电平(例如，电流值或电压值)确定了测量窗口的条件(例如，测量窗口大小、测量窗口在测量周期内的位置和模拟输出信号的信号电平)，因此被用于确定sigma-delta ADC的配置(例如，LPF 423的阶数K、抽取器425的抽取因子D、增益调节模块430的增益F和偏置OFFS)。模拟输入信号的信号电平还可以被用于确定用于测量电机系统的配置(例如，起始延迟SD1)。
在一些实施例中，自适应地调节LPF滤波器的跨度(例如，通过调节LPF滤波器的阶数和/或抽取器的抽取因子)，使得LPF滤波器的跨度与测量窗口的持续时间基本相同，同时仍在测量窗口的持续时间范围内，从而针对给定的测量窗口大小来最大化LPF的输出值的位分辨率。在其他实施例中，自适应地调节LPF滤波器的跨度，使得LPF滤波器的跨度在测量窗口的持续时间范围内，并且在LPF滤波器的输出端处提供预定的位分辨率。在又一些其他实施例中，LPF滤波器的跨度小于测量窗口的持续时间。例如，当LPF滤波器的跨度已经足够长以产生具有期望的位分辨率的输出时，即使测量窗口的大小增大，LPF滤波器的跨度也可以保持不变。
以上所公开的方法可以有利地用于测量电机的相电流。作为示例，考虑机动车辆转向系统的应用。当机动车辆高速行驶时，电机需要低扭矩，但是期望精确控制方向盘。为了精确地控制方向盘，需要对相电流进行高精度(例如，高位分辨率)测量。相反，当汽车低速行驶(例如，在停车场转弯)时，电机需要高扭矩，但是相电流的测量不需要具有高位分辨率。以上公开的方法可以用于响应于电机系统的不同工作条件而自适应地改变抽取滤波器的配置，从而实现低扭矩条件下的高位分辨率测量和高扭矩条件下的低位分辨率测量。相比之下，具有固定配置(例如，滤波器的阶数、抽取因子)的常规抽取滤波器可能必须被设计成具有小的滤波器跨度，使得抽取滤波器的跨度可以在小的测量窗口范围内，因此仅可以提供固定的低位分辨率测量。
暂时返回参考图4，当由sigma-delta调制器410在测量窗口期间生成的样本进入抽取滤波器420时，抽取滤波器420可以仅在测量窗口期间工作。抽取滤波器420可以在测量窗口外被冻结(例如，不工作)。类似地，sigma-delta调制器410可以在测量窗口外被冻结，这有助于在测量窗口开始附近减小稳定时间。当在测量窗口期间生成的足够样本(例如，D×K个样本)进入LPF 423时，抽取滤波器420可以工作一次(而不是在测量窗口内连续工作)来产生模拟信号(例如，分流电压)的测量结果，这被称为抽取滤波器的单次工作模式。在其他实施例中，例如存在在测量窗口期间生成的足够的待处理输入样本时，抽取滤波器420在测量窗口内连续工作。
针对可重配置的抽取滤波器的各种实现是可能的。图8示出了可重配置的抽取滤波器800的框图，其与图6的Sinc3滤波器类似，但是具有额外的部件和连接。例如，积分器(例如，620、620’和620”)的输出被发送至多路复用器(MUX)640作为输入，并且MUX 640由控制信号660来控制以选择输入之一作为MUX 640的输出。类似地，微分器(例如，630、630’和630”)的输出被发送至MUX 650作为输入，并且MUX 650由控制信号660’来控制以选择输入之一作为MUX 650的输出，控制信号660’可以与控制信号660相同。抽取器610由控制信号670来控制以调节抽取率D。在一些实施例中，控制信号660和660’被配置成从K阶积分器和K阶微分器中选择MUX 640和MUX 650的输出以形成Sinck滤波器。例如，当选择第一积分器620的输出作为MUX 640的输出并且选择第一微分器630的输出作为MUX 650的输出时，形成Sinc1滤波器。类似地，选择第二积分器620’的输出和第二微分器630’的输出以形成Sinc2滤波器，等等。本领域技术人员将理解，可以级联更多级的积分器和微分器来形成具有其他阶数(例如，K＞3)的Sinck滤波器，并且MUX 640和MUX 650将被修改成容纳更多的输入。在其他实施例中，抽取滤波器420可以是软件模块，例如在数字信号处理器上运行的软件模块，在这种情况下，可以通过软件选择来容易地重新配置抽取滤波器420。
图9示出了测量窗口在时刻T3与T4之间的间隔内的位置的调节。当测量窗口的持续时间小于时刻T3与T4之间的时间间隔时，可以例如通过调节起始延迟SD1来调节测量窗口在时间间隔内的位置以容纳最小测量延迟。这是有利地，因为其允许模拟信号在T3与T4之间的时间间隔内的期望点处被测量。例如，可以通过选择测量延迟S1为(T4-T3-MW)/2来选择测量窗口位于T3与T4之间的时间间隔的中间，其中MW是测量窗口的持续时间。测量延迟S1和起始延迟SD1的其他选择也是可行的。在一些实施例中，测量延迟S1的末端和起始延迟SD1的末端对应于抽取滤波器420考虑(在计算LPF 423的输出时使用的)模拟输入信号的第一样本时的相同时间点。可以通过使用用于生成PWM控制信号的相同时间参考(例如，相同的定时器)来容易地控制和实现PWM单元中的起始延迟。在一些实施例中，如果测量窗口的位置和大小在占空比改变时保持恒定，则起始延迟也保持恒定。在图9中，波形1010示出了指示测量周期的起始的脉冲P1。波形1020和1030提供了下述示例，该示例示出了测量窗口MW1在时刻T3与时刻T4之间的短时间间隔P2内的位置。波形1040和1050提供了另一示例，该示例示出了测量窗口MW2在时刻T3与时刻T4之间的长时间间隔P3内的位置。
返回参考图4，在一些实施例中，调节抽取滤波器420的配置改变了抽取滤波器420的增益。例如，Sinck滤波器的DC增益是DK，其中D是抽取因子，并且K是Sinck滤波器的阶数。图4中的增益调节模块430用缩放因子F来缩放抽取滤波器420的输出。在各个实施例中，缩放因子F可以与抽取滤波器420一起被调节(例如，当调节抽取滤波器420的配置时)以维持sigma-delta ADC 400的基本恒定的增益。在一个示例性实施例中，具有第一配置(例如，LPF 423的阶数K和抽取器425的抽取因子D)的抽取滤波器420的增益是G1，并且增益调节模块430的缩放因子被设定为F1。当抽取滤波器420的增益例如由于响应于测量窗口的变化而设置的抽取滤波器420的第二配置而改变时，增益调节模块的缩放因子被设定为F2，使得G1×F1与G2×F2基本相同或相似。维持sigma-delta ADC400的基本恒定的增益使得sigma-delta ADC的输出值与内部模块的配置(例如，抽取滤波器420的配置和增益调节模块430的缩放因子)无关。通过使sigma-delta ADC 400的输出值419与sigma-delta ADC 400的内部配置去耦合，输出值419可以容易地由系统中的其他模块解释和使用而例如无需在不同的工作条件下补偿抽取滤波器420的不同增益因子。这展示了本公开的另一优点。在其他实施例中，增益调节模块430将正偏置或负偏置OFFS添加至经缩放的抽取滤波器的输出，以例如表示正模拟输入值或负模拟输入值。OFFS的值可以取决于经缩放的抽取结果的可用数字范围。
图10示出了三相电机电路2000。电阻器Ra、Rb和Rc两端的分流电压分别由sigma-delta调制器2170、2170’和2170”接收，并且分别被转换成数字样本(例如，一位数字样本)流2160、2160’和2160”。sigma-delta解调器2180、2180’和2180”接收来自相应sigma-delta调制器的数字样本，并且将数字样本转换成具有期望的位分辨率的多位数字值。在一些实施例中，由时钟生成模块2060生成的调制器时钟信号被发送至所有的sigma-delta调制器和sigma-delta解调器。调制器时钟信号可以是或者包括用于控制sigma-delta调制器和sigma-delta解调器的工作的采样时钟信号。时钟生成模块2060还可以生成要被发送至PWM定时器2050的PWM时钟信号。PWM定时器2050可以对PWM时钟信号进行计数以追踪测量周期和每个测量周期内的定时。PWM定时器2050耦接至三个控制模块2010、2020和2030，每个控制模块可以是或包括PWM控制模块。在一些实施例中，控制模块2010、2020和2030中的每个控制模块将PWM定时器2050的状态与用于比较的某预设值(也被称为对比值)进行比较，并且生成相应电力开关的PWM控制信号PWMla/PWMha、PWMlb/PWMhb和PWMlc/PWMhc(参见图1)。控制模块2040将PWM定时器2050的状态与某预设的对比值(例如，与测量窗口的末端对应的定时器值)进行比较，并且生成控制sigma-delta解调器的工作的控制信号。
在一些实施例中，PWM定时器2050可以被构建为上/下计数器，从而在可配置的周期值PER与0之间进行计数。在一些实施例中，周期值PER限定了PWM周期的定时步数，而由时钟生成模块2060传递至PWM定时器2050的时钟频率fCLK限定了每个定时步的长度(例如，定时粒度)。根据一个实施例，如图3A和图3B所示的中心对齐的PWM模式的PWM周期W为约2×PER/fCLK。在图3A和图3B的示例中，PWM定时器2050可以在一个PWM周期中从0至PER向上计数，然后从PER至零向下计数。PWM控制模块(例如，2010、2020和2030)可以各自将PWM定时器2050的计数值与对比值进行比较。在一些实施例中，当PWM定时器2050的计数值在预定范围内(例如，大于预设的对比值或小于预设的对比值)时，激活电力开关的PWM控制信号，否则就去激活电力开关的PWM控制信号。预设的对比值可以与PWM控制信号的激活时间的长度对应，在这种情况下，预设的对比值也可以被称为占空比对比值。对比值可以由系统控制单元基于之前的相电流测量的结果来被计算或调节，并且被发送至PWM控制模块。例如，在中心对齐的PWM模式下，对比值围绕PER/2波动，并且基于测量的相电流值来被调节。
仍参照图10，在一些实施例中，sigma-delta调制器2170和sigma-delta解调器2180被集成在半导体器件中，例如电机控制的半导体芯片。PWM定时器2050和控制模块2010、2020、2030和2040也可以被集成在半导体芯片中。在一些其他实施例中，所有三个相的sigma-delta调制器和sigma-delta解调器(例如，2170/2170’/2170”、2180/2180’/2180”)都被集成在半导体芯片中。在另一实施例中，三相电机电路2000的除分流电阻器Ra和Rb和Rc以外的所有部件或模块都被集成在半导体芯片中。在又另一实施例中，三相电机电路2000被实现在控制板上，例如印刷电路板(PCB)。
图11和图12分别示出了根据一些实施例的操作sigma-delta模拟至数字转换器(ADC)的方法的流程图。应当理解，图11和图12中所示的实施例方法是许多可能的实施例方法的示例。本领域普通技术人员将认识到许多变型、替选方案和修改。例如，可以添加、去除、替换、重新排列和重复如图11或图12中所示的各个步骤。
参照图11，在步骤3010处，使用sigma-delta ADC的sigma-delta调制器将模拟输入信号转换成数字数据序列。在步骤3020处，根据测量窗口的第一条件来设置sigma-deltaADC的抽取滤波器的第一配置。在步骤3030处，使用抽取滤波器的低通滤波器(LPF)对数字数据序列进行滤波。在步骤3040处，响应于测量窗口的变化，根据测量窗口的第二条件来设置抽取滤波器的第二配置。
图12示出了操作sigma-delta ADC的实施例方法。特别体地，本文中描述了用于迭代地设置或更新sigma-delta ADC的配置和用于测量电机系统的配置的方法。在步骤4010处，在起始延迟(例如，图9中的SD1)结束时开始测量窗口(例如，图9中的MW1)。sigma-deltaADC的配置(例如，LPF 423的阶数K、抽取器425的抽取因子D、增益调节模块430的增益F和偏置OFFS)和用于测量电机系统的配置(例如，起始延迟SD1)可以使用预定的初始设置或者使用来自最后迭代的设置作为当前的配置。在步骤4020处，例如由一个或更多个sigma-deltaADC使用sigma-delta ADC的当前配置和用于测量电机系统的当前配置来测量电机系统的相电流。在步骤4030处，基于测量的相电流值来计算用于生成PWM控制信号的新占空比。在步骤4040处，基于新占空比来计算可用的测量窗口大小。例如，图2、图3A和图3B示出了占空比与可用的测量窗口大小之间的关系。
在步骤4050处，做出关于是否需要更新测量窗口大小的决定。例如，如果可用的测量窗口大小小于当前的测量窗口大小，则需要更新(例如，减小)测量窗口大小以在可用的测量窗口大小的范围内。相反，当可用的测量窗口大小大于当前的测量窗口大小，则可以更新(例如，增大)测量窗口大小以为sigma-delta ADC的输出提供更多位分辨率。另一示例，例如当可用的测量窗口大小基本保持不变或当即使具有更大的可用测量窗口大小也不需要更多位分辨率时，测量窗口大小可以保持不变。如果关于是否需要更新测量窗口大小的决定为是，则继续步骤4060；否则进行至步骤4010。在步骤4060处，基于更新的测量窗口大小来计算用于sigma-delta ADC的配置(例如，LPF 423的阶数K、抽取器425的抽取因子D、增益调节模块430的增益F和偏置OFFS)的合适值。
在步骤4070处，基于更新的测量窗口大小来计算用于测量电机系统的配置(例如，起始延迟SD1)的合适值。在步骤4080处，在PWM周期中的预定时间、例如在当前测量窗口结束时或当PWM定时器计数至零时，应用所计算的值(例如，LPF 423的阶数K、抽取器425的抽取因子D、增益调节模块430的增益F和偏置OFFS以及起始延迟SD1)来更新sigma-delta ADC的配置和用于测量电机系统的配置。在测量窗口大小保持不变的情况下，sigma-delta ADC的配置和用于测量电机系统的配置可以保持不变。在步骤4080之后，该方法返回至步骤4010以进行下一次迭代。
本公开的一个一般方面包括一种操作sigma-delta模拟至数字转换器(ADC)的方法，包括：使用sigma-delta ADC的sigma-delta调制器将模拟输入信号转换成数字数据序列；根据测量窗口的第一条件设置sigma-delta ADC的抽取滤波器的第一配置；使用抽取滤波器的低通滤波器(LPF)对数字数据序列进行滤波；以及响应于测量窗口的变化，根据测量窗口的第二条件设置抽取滤波器的第二配置。
实现可以包括以下特征中的一个或更多个特征。在一些实施例中，模拟输入信号在第一时间间隔期间具有第一信号电平，其大于在第二时间间隔期间的第二信号电平，该方法还包括将第一信号电平转换成第一数字值并且将第二信号电平转换成第二数字值，并且第一数字值具有小于第二数字值的第二位分辨率的第一位分辨率。根据一些实施例，该方法还包括用缩放因子对抽取滤波器的输出进行缩放，其中，设置第二配置包括调节缩放因子，并且sigma-delta ADC的增益在第一配置与第二配置之间保持基本相同。在一个实施例中，测量窗口的第一条件包括测量窗口的第一持续时间和模拟输入信号的信号电平。在另一实施例中，测量窗口的第一条件包括测量窗口的第一持续时间和测量窗口在测量周期内的第一位置。测量窗口的第一条件还可以包括模拟输入信号的信号电平。数字数据序列可以包括以第一采样频率获得的数字样本，并且设置第一配置包括设置LPR的阶数(R)和抽取滤波器的抽取率(D)，其中，由R×D个数字样本占据的时间间隔小于测量窗口的第一持续时间。滤波可以包括对数字数据序列的在自测量窗口开始的预定稳定时间之后到达的部分进行滤波。设置第一配置可以包括选择R和D的组合，使得在LPF的输出端处实现第一预定的位分辨率。
在一些实施例中，滤波产生测量的相电流值，其中，测量窗口的变化通过下述过程来确定，该过程包括：基于测量的相电流值来计算占空比值，基于占空比来计算更新的测量窗口大小，以及将更新的测量窗口大小与测量窗口的第一持续时间进行比较。在其他实施例中，设置第二配置包括根据测量窗口在第二条件下的第二持续时间来修改R和D，使得时间间隔小于第二持续时间，并且在LPF的输出端处实现第二预定的位分辨率。可以在测量周期中的预定时间处执行对R和D的修改。该方法还可以包括用缩放因子对抽取滤波器的输出进行缩放，从而产生经缩放的输出，并且在设置第二配置时调节缩放因子使得sigma-deltaADC的增益在第一配置与第二配置保持基本相同。该方法还可以包括将偏置值添加至经缩放的输出。该方法还可以包括根据经缩放的输出的数字范围来调节偏置值。
本公开的另一个一般方面包括一种sigma-delta模拟至数字转换器(ADC)，包括：sigma-delta调制器，该sigma-delta调制器被配置成将模拟输入信号转换成数字数据序列；以及抽取滤波器，该抽取滤波器包括具有滤波器阶数(R)的低通滤波器(LPF)和具有抽取因子(D)的下采样器，其中，LPF被配置成对数字数据序列进行滤波，下采样器被配置成对LPF的输出进行下采样，滤波器阶数(R)和抽取因子(D)中的至少一个是可调节的，滤波器阶数(R)和抽取因子(D)中的至少一个被配置成响应于测量窗口的变化来被调节。
实现可以包括以下特征中的一个或更多个特征。在一个实施例中，sigma-delta调制器被配置成在测量窗口外处于省电模式。在各个实施例中，sigma-delta ADC还包括耦接至sigma-delta ADC的控制器，其中，控制器被配置成响应于测量窗口的变化而调节R和D中的至少一个，使得由数字数据序列的R×D个样本所占据的时间间隔小于测量窗口的持续时间，同时为sigma-delta ADC的输出实现预定的位精度。sigma-deltaADC还可以包括具有可调节的缩放因子的缩放单元，其中，缩放单元被配置成用缩放因子对抽取滤波器的输出进行缩放，其中，缩放因子被配置成与R和D中的至少一个一起被调节，使得sigma-delta ADC的总增益在测量窗口变化之前和变化之后保持基本相同。
本公开的另一个一般方面包括一种操作AC电机的方法，包括：从AC电机的第一相接收第一模拟信号并且从AC电机的第二相接收第二模拟信号；分别使用第一sigma-delta模拟至数字转换器(ADC)和第二sigma-delta ADC将接收的第一模拟信号转换成第一数字值并且将接收的第二模拟信号转换成第二数字值；根据测量窗口来设置第一sigma-deltaADC和第二sigma-delta ADC中的每一个的sigma-delta抽取滤波器的配置；以及响应于测量窗口的变化而自适应地调节sigma-delta抽取滤波器的配置。
实现可以包括以下特征中的一个或更多个特征。例如，转换包括并行地转换接收的第一模拟信号和接收的第二模拟信号。在一些实施例中，转换还包括使用第一sigma-delta ADC和第二sigma-delta ADC中的相应sigma-delta ADC的sigma-delta调制器将接收的第一模拟信号和接收的第二模拟信号中的每一个转换成数字输出，以及使用相应sigma-delta抽取滤波器的低通滤波器(LPF)对数字输出进行滤波。自适应地调节可以包括修改第一sigma-delta ADC和第二sigma-delta ADC的LPF的阶数(R)和过采样率(OSR)中的至少一个。第一sigma-delta ADC和第二sigma-delta ADC中的每一个的sigma-delta调制器可以具有采样速率(fs)，其中，由R×OSR/fs确定的时间间隔在测量窗口的持续时间范围内。测量窗口的变化可以包括测量窗口的持续时间的变化，其中，自适应地调节包括调节R和OSR的组合，使得针对第一数字值和第二数字值实现预定的位精度，并且使得在测量窗口的变化之后，时间间隔在测量窗口的持续时间范围内。
根据一个实施例，测量窗口的变化包括测量窗口在测量周期内的位置的变化，其中，自适应地调节还包括调节时间间隔在测量窗口的持续时间内的位置。在一个实施例中，测量窗口对应于以下时间段，在该时间段期间，电流流过AC电机的第一半桥中的第一分流电阻器和AC电机的第二半桥中的第二分流电阻器。在其他实施例中，在AC电机的不同扭矩条件下，测量窗口的位置和持续时间中的至少一个发生改变。当AC电机的扭矩减小时，测量窗口的持续时间可以增大，而当AC电机的扭矩增大时，测量窗口的持续时间可以减小。
在一些实施例中，自适应地调节还包括根据sigma-delta抽取滤波器的配置来调节第一sigma-delta ADC的缩放因子和第二sigma-delta ADC的缩放因子，使得第一sigma-delta ADC的总增益和第二sigma-delta ADC的总增益在测量窗口改变之前和改变之后保持基本相同。在一个实施例中，该方法还包括基于第一数字值和第二数字值来控制AC电机的第一半桥和第二半桥中的电流。在各个实施例中，该方法还包括：从AC电机的第三相接收第三模拟信号；使用第三sigma-delta ADC将第三接收的模拟信号转换成第三数字值；根据测量窗口来设置第三sigma-delta ADC的sigma-delta抽取滤波器的配置；以及响应于测量窗口的变化而自适应地调节第三sigma-delta ADC的sigma-delta抽取滤波器的配置。
根据本公开的另一方面，一种电路包括：第一sigma-delta解调器，其被配置成从耦接至AC电机的第一相的第一sigma-delta调制器接收第一数字样本序列作为输入；第二sigma-delta解调器，其被配置成从耦接至AC电机的第二相的第二sigma-delta调制器接收第二数字样本序列作为输入，其中，第一sigma-delta解调器和第二sigma-delta解调器中的每一个具有相同的输入数据速率并且包括低通滤波器(LPF)和下采样器，其中，LPF的阶数(R)和下采样器的抽取率(D)是可重新配置的；以及控制模块，其被配置成根据AC电机的不同工作条件来调节LPF的阶数和下采样器的抽取率。
实现可以包括以下特征中的一个或更多个特征。在一些实施例中，AC电机的测量窗口的持续时间根据AC电机的不同工作条件而发生变化，其中，控制模块被配置成调节R和D，使得与R×D个数字样本对应的时间间隔在AC电机的不同工作条件下小于测量窗口的持续时间。该电路还可以包括用于第一sigma-delta解调器和第二sigma-delta解调器中的每一个的缩放单元，其中，缩放单元的缩放因子是可重新配置的。控制模块可以被配置成修改缩放因子，使得第一sigma-delta解调器和第二sigma-delta解调器中的每一个的总增益在AC电机的不同工作条件下保持基本相同。当AC电机的扭矩增大时，测量窗口的持续时间可以减小，而当AC电机的扭矩减小时，测量窗口的持续时间可以增大。
根据一些实施例，该电路还包括第一sigma-delta调制器和第二sigma-delta调制器。该电路还可以包括AC电机。第一sigma-delta调制器和第一sigma-delta解调器可以被集成在半导体器件中。第二sigma-delta调制器和第二sigma-delta解调器也可以被集成在半导体器件中。在一个实施例中，该电路还包括第三sigma-delta解调器，第三sigma-delta解调器被配置成从耦接至AC电机的第三相的第三sigma-delta调制器接收第三数字样本序列作为输入，其中，第三sigma-delta解调器与第一sigma-delta解调器具有相同的输入数据速率并且包括第三低通滤波器(LPF)和第三下采样器，其中，第三LPF的阶数和第三下采样器的抽取率是可重新配置的，以及其中，控制模块被配置成根据AC电机的不同工作条件来调节第三LPF的阶数和第三下采样器的抽取率。
本发明的实施例的优点包括改进的信号采集质量。通过响应于不同的工作条件而自适应地调节sigma-delta ADC的配置，可以优化抽取滤波器的跨度与ADC输出的位分辨率之间的折衷。在电机控制应用中，通过自适应地调节ADC的配置，在低扭矩工作条件下为精确的电机控制获得了高位分辨率ADC输出，并且在高扭矩工作条件下实现了LPF滤波器的小跨度以适应小的测量窗口。由于sigma-delta ADC可以接收具有很低信号幅度(例如，约100mV)的模拟信号作为输入，因此sigma-delta ADC可以直接耦接至分流电阻器而不需要放大器来放大分流电压。这节省了与放大器相关联的成本，而该成本在考虑放大器的带宽、噪声和共模抑制需求的情况下可能很高。此外，由于放大器需要稳定时间，这减小了测量窗口大小，因此本公开的方法可以通过不使用放大器来提供大的测量窗口大小。实施例方法的另一优点包括sigma-delta ADC的基本恒定的增益，这是通过利用对抽取滤波器的配置的调节来自适应地调节sigma-delta ADC的增益调节模块的缩放因子而获得的。ADC的基本恒定的增益因子使得其他模块能够更容易地使用来自ADC的测量值而不需要知道ADC的内部配置。例如，控制回路可以监测ADC输出值并且做出控制决定，而不必补偿由ADC的抽取滤波器的不同配置引起的不同的增益因子。
虽然已经主要结合特定示例性实施例示出和描述了本发明，但是本领域技术人员应该理解，可以在不偏离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下做出配置及其细节的各种改变。本发明的范围因此由所附的权利要求来确定，并且目的是落在权利要求的等同形式的意义和范围内的所有改变被权利要求包含。

Claims (42)

1.一种操作sigma-delta模拟至数字转换器ADC的方法，包括：
使用所述sigma-delta ADC的sigma-delta调制器将模拟输入信号转换成数字数据序列；
根据测量窗口的第一条件设置所述sigma-delta ADC的抽取滤波器的第一配置；
使用所述抽取滤波器的低通滤波器LPF对所述数字数据序列进行滤波；以及
响应于所述测量窗口的变化，根据所述测量窗口的第二条件设置所述抽取滤波器的第二配置。
2.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述模拟输入信号在第一时间间隔期间具有第一信号电平，所述第一信号电平大于在第二时间间隔期间的第二信号电平；
所述方法还包括将所述第一信号电平转换成第一数字值以及将所述第二信号电平转换成第二数字值；以及
所述第一数字值具有第一位分辨率，所述第一位分辨率小于所述第二数字值的第二位分辨率。
3.根据权利要求2所述的方法，还包括用缩放因子对所述抽取滤波器的输出进行缩放，其中，设置所述第二配置包括调节所述缩放因子，以及所述sigma-delta ADC的增益在所述第一配置与所述第二配置之间保持基本相同。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述测量窗口的第一条件包括所述测量窗口的第一持续时间和所述模拟输入信号的信号电平。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述测量窗口的第一条件包括所述测量窗口的第一持续时间和所述测量窗口在测量周期内的第一位置。
6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述测量窗口的第一条件还包括所述模拟输入信号的信号电平。
7.根据权利要求6所述的方法，其中，所述数字数据序列包括以第一采样频率获得的数字样本，以及设置所述第一配置包括设置所述LPF的阶数R和所述抽取滤波器的抽取率D，其中，由R×D个数字样本所占据的时间间隔小于所述测量窗口的第一持续时间。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述滤波包括对所述数字数据序列的自所述测量窗口开始起的预定稳定时间之后到达的部分进行滤波。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，设置所述第一配置包括选择R和D的组合，使得在所述LPF的输出端处实现第一预定的位分辨率。
10.根据权利要求7所述的方法，其中，所述滤波产生测量的相电流值，其中，所述测量窗口的变化通过下述过程来确定，所述过程包括：
基于所述测量的相电流值来计算占空比值；
基于所述占空比来计算更新的测量窗口大小；以及
将所述更新的测量窗口大小与所述测量窗口的第一持续时间进行比较。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，设置所述第二配置包括根据所述测量窗口在所述第二条件下的第二持续时间来修改R和D，使得所述时间间隔小于所述第二持续时间，并且在所述LPF的输出端处实现第二预定的位分辨率。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，在测量周期中的预定时间处来执行对R和D的修改。
13.根据权利要求11所述的方法，还包括：
用缩放因子对所述抽取滤波器的输出进行缩放，从而产生经缩放的输出；以及
在设置所述第二配置时调节所述缩放因子，使得所述sigma-delta ADC的增益对于所述第一配置和所述第二配置保持基本相同。
14.根据权利要求13所述的方法，还包括将偏置值添加至所述经缩放的输出。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括根据所述经缩放的输出的数值范围来调节所述偏置值。
16.一种sigma-delta模拟至数字转换器ADC，包括：
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置成将模拟输入信号转换成数字数据序列；以及
抽取滤波器，所述抽取滤波器包括：
具有滤波器阶数R的低通滤波器LPF，其中，所述LPF被配置成对所述数字数据序列进行滤波；以及
具有抽取因子D的下采样器，其中，所述下采样器被配置成对所述LPF的输出进行下采样，其中，所述滤波器阶数R和所述抽取因子D中的至少一个是能够调节的，其中，所述滤波器阶数R和所述抽取因子D中的至少一个被配置成响应于所述测量窗口的变化来被调节。
17.根据权利要求16所述的sigma-delta ADC，其中，所述sigma-delta调制器被配置成在所述测量窗口之外处于省电模式。
18.根据权利要求16所述的sigma-delta ADC，还包括耦接至所述sigma-delta ADC的控制器，其中，所述控制器被配置成响应于所述测量窗口的变化而调节R和D中的至少一个，使得由所述数字数据序列的R×D个样本所占据的时间间隔小于所述测量窗口的持续时间，同时针对所述sigma-delta ADC的输出实现预定的位精度。
19.根据权利要求18所述的sigma-delta ADC，还包括：
具有能够调节的缩放因子的缩放单元，其中，所述缩放单元被配置成用所述缩放因子对所述抽取滤波器的输出进行缩放，其中，所述缩放因子被配置成与R和D中的至少一个一起被调节，使得所述sigma-delta ADC的总增益在所述测量窗口变化之前和变化之后保持基本相同。
20.一种操作交流AC电机的方法，包括：
从所述AC电机的第一相接收第一模拟信号并且从所述AC电机的第二相接收第二模拟信号；
使用第一sigma-delta模拟至数字转换器ADC将接收的第一模拟信号转换成第一数字值，并且使用第二sigma-delta ADC将接收的第二模拟信号转换成第二数字值；
根据测量窗口来设置所述第一sigma-delta ADC和所述第二sigma-delta ADC中的每一个的sigma-delta抽取滤波器的配置；以及
响应于所述测量窗口的变化而自适应地调节所述sigma-delta抽取滤波器的配置。
21.根据权利要求20所述的方法，其中，所述转换包括并行地转换所述接收的第一模拟信号和所述接收的第二模拟信号。
22.根据权利要求20所述的方法，其中，所述转换还包括：
使用所述第一sigma-delta ADC和所述第二sigma-delta ADC中的相应sigma-deltaADC的sigma-delta调制器将所述接收的第一模拟信号和所述接收的第二模拟信号中的每一个转换成数字输出；以及
使用相应sigma-delta抽取滤波器的低通滤波器LPF对所述数字输出进行滤波。
23.根据权利要求22所述的方法，其中，所述自适应地调节包括修改所述第一sigma-delta ADC和所述第二sigma-delta ADC的LPF的阶数R和过采样率OSR中的至少一个。
24.根据权利要求23所述的方法，其中，所述第一sigma-delta ADC和所述第二sigma-delta ADC中的每一个的sigma-delta调制器具有采样速率fs，其中，由R×OSR/fs确定的时间间隔在所述测量窗口的持续时间范围内。
25.根据权利要求24所述的方法，其中，所述测量窗口的变化包括所述测量窗口的持续时间的变化，其中，所述自适应地调节包括调节R和OSR的组合，使得针对所述第一数字值和所述第二数字值实现预定的位精度，并且使得在所述测量窗口的变化之后，所述时间间隔在所述测量窗口的持续时间范围内。
26.根据权利要求24所述的方法，其中，所述测量窗口的变化包括所述测量窗口在测量周期内的位置的变化，其中，所述自适应地调节还包括调节所述时间间隔在所述测量窗口的持续时间内的位置。
27.根据权利要求20所述的方法，其中，所述测量窗口对应于以下时间段，在所述时间段期间，电流流过所述AC电机的第一半桥中的第一分流电阻器和所述AC电机的第二半桥中的第二分流电阻器。
28.根据权利要求20所述的方法，其中，在所述AC电机的不同扭矩条件下，所述测量窗口的位置和持续时间中的至少一个发生改变。
29.根据权利要求28所述的方法，其中，当所述AC电机的扭矩减小时，所述测量窗口的持续时间增大，其中，当所述AC电机的扭矩增大时，所述测量窗口的持续时间减小。
30.根据权利要求20所述的方法，其中，所述自适应地调节还包括：
根据所述sigma-delta抽取滤波器的配置来调节所述第一sigma-delta ADC的缩放因子和所述第二sigma-delta ADC的缩放因子，使得所述第一sigma-delta ADC的总增益和所述第二sigma-delta ADC的总增益在所述测量窗口改变之前和改变之后保持基本相同。
31.根据权利要求30所述的方法，还包括：
基于所述第一数字值和所述第二数字值来控制所述AC电机的第一半桥中的电流和所述AC电机的第二半桥中的电流。
32.根据权利要求20所述的方法，还包括：
从所述AC电机的第三相接收第三模拟信号；
使用第三sigma-delta ADC将接收的第三模拟信号转换成第三数字值；
根据所述测量窗口来设置所述第三sigma-delta ADC的sigma-delta抽取滤波器的配置；以及
响应于所述测量窗口的变化而自适应地调节所述第三sigma-delta ADC的sigma-delta抽取滤波器的配置。
33.一种操作交流AC电机的电路，包括：
第一sigma-delta解调器，所述第一sigma-delta解调器被配置成从耦接至交流AC电机的第一相的第一sigma-delta调制器接收第一数字样本序列作为输入；
第二sigma-delta解调器，所述第二sigma-delta解调器被配置成从耦接至所述AC电机的第二相的第二sigma-delta调制器接收第二数字样本序列作为输入，
其中，所述第一sigma-delta解调器和所述第二sigma-delta解调器中的每一个具有相同的输入数据速率并且包括低通滤波器LPF和下采样器，其中，所述LPF的阶数R和所述下采样器的抽取率D是能够重新配置的；以及
控制模块，所述控制模块被配置成根据所述AC电机的不同工作条件来调节所述LPF的阶数和所述下采样器的抽取率。
34.根据权利要求33所述的电路，其中，所述AC电机的测量窗口的持续时间根据所述AC电机的不同工作条件而变化，其中，所述控制模块被配置成调节R和D，使得在所述AC电机的不同工作条件下与R×D个数字样本对应的时间间隔小于所述测量窗口的持续时间。
35.根据权利要求34所述的电路，还包括用于所述第一sigma-delta解调器和所述第二sigma-delta解调器中的每一个的缩放单元，其中，所述缩放单元的缩放因子是能够重新配置的。
36.根据权利要求35所述的电路，其中，所述控制模块被配置成修改所述缩放因子，使得所述第一sigma-delta解调器和所述第二sigma-delta解调器中的每一个的总增益在所述AC电机的不同工作条件下保持基本相同。
37.根据权利要求36所述的电路，其中，当所述AC电机的扭矩增大时，所述测量窗口的持续时间减小，以及当所述AC电机的扭矩减小时，所述测量窗口的持续时间增大。
38.根据权利要求33所述的电路，还包括所述第一sigma-delta调制器和所述第二sigma-delta调制器。
39.根据权利要求38所述的电路，还包括所述AC电机。
40.根据权利要求38所述的电路，其中，所述第一sigma-delta调制器和所述第一sigma-delta解调器被集成在半导体器件中。
41.根据权利要求40所述的电路，其中，所述第二sigma-delta调制器和所述第二sigma-delta解调器被集成在所述半导体器件中。
42.根据权利要求33所述的电路，还包括第三sigma-delta解调器，所述第三sigma-delta解调器被配置成从耦接至所述AC电机的第三相的第三sigma-delta调制器接收第三数字样本序列作为输入，其中，所述第三sigma-delta解调器与所述第一sigma-delta解调器具有相同的输入数据速率并且包括第三低通滤波器LPF和第三下采样器，其中，所述第三LPF的阶数和所述第三下采样器的抽取率是能够重新配置的，以及其中，所述控制模块被配置成根据所述AC电机的不同工作条件来调节所述第三LPF的阶数和所述第三下采样器的抽取率。
CN201710696007.5A 2016-08-19 2017-08-15 模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路 Active CN107769780B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/242,265 US9742430B1 (en) 2016-08-19 2016-08-19 System and method for analog to digital conversion
US15/242,265 2016-08-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107769780A true CN107769780A (zh) 2018-03-06
CN107769780B CN107769780B (zh) 2021-04-30

Family

ID=59581577

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710696007.5A Active CN107769780B (zh) 2016-08-19 2017-08-15 模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9742430B1 (zh)
JP (1) JP6599943B2 (zh)
CN (1) CN107769780B (zh)
DE (1) DE102017118961A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109347395A (zh) * 2018-12-04 2019-02-15 东莞稳控智能技术有限公司 伺服系统电流采样可变阶数sinc滤波的方法和结构
CN111886797A (zh) * 2018-03-19 2020-11-03 图拉E技术公司 脉冲电机控制
CN113702695A (zh) * 2021-09-06 2021-11-26 上海新纪元机器人有限公司 一种σδ型adc电流采样控制方法和装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019028681A1 (zh) * 2017-08-08 2019-02-14 深圳市汇顶科技股份有限公司 转换模块以及转换电路
US10348326B2 (en) * 2017-10-23 2019-07-09 Infineon Technologies Ag Digital silicon microphone with interpolation
CN110108352B (zh) * 2019-05-10 2021-12-14 上海岚盒信息技术有限公司 振动巡检仪及其低功耗测量方法、计算机可读存储介质
DE102020108928A1 (de) 2020-03-31 2021-09-30 Infineon Technologies Ag Vorrichtung mit einem Sensor, Steuerung und entsprechende Verfahren
US11373678B2 (en) * 2020-09-17 2022-06-28 Western Digital Technologies, Inc. Data storage device using windowed delta-sigma analog-to-digital converter in digital current control loop
DE112022004298T5 (de) * 2021-09-06 2024-07-18 Asahi Kasei Microdevices Corporation Signalverarbeitungssystem, signalverarbeitungsverfahren und signalverarbeitungsprogramm

Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6538588B1 (en) * 2000-09-18 2003-03-25 Qualcomm, Incorporated Multi-sampling Σ-Δ analog-to-digital converter
US20070192392A1 (en) * 2006-02-16 2007-08-16 Sigma Tel, Inc. Decimation filter
CN101040437A (zh) * 2004-10-13 2007-09-19 模拟装置公司 用于通信系统的滤波器
US20080298519A1 (en) * 2005-11-21 2008-12-04 Fujitsu Ten Limited Receiver Device
CN101326724A (zh) * 2005-12-06 2008-12-17 Nxp股份有限公司 Sigma Delta型模数转换器
CN102378917A (zh) * 2009-04-08 2012-03-14 罗斯蒙德公司 线路噪声分析和检测以及测量错误减少
CN102571092A (zh) * 2012-01-20 2012-07-11 钜泉光电科技(上海)股份有限公司 适用于零偏置输入的电能计量芯片的adc电路
US20130066934A1 (en) * 2011-09-08 2013-03-14 Renesas Electronics Corporation Semiconductor device
US8462030B2 (en) * 2004-04-27 2013-06-11 Texas Instruments Incorporated Programmable loop filter for use with a sigma delta analog-to-digital converter and method of programming the same
CN103378796A (zh) * 2012-04-19 2013-10-30 发那科株式会社 具有δς调制型ad变换器的电动机控制装置
CN104168022A (zh) * 2014-08-08 2014-11-26 复旦大学 一种基于离散时间增量型σδadc的x射线ccd读出系统
US20140347201A1 (en) * 2012-02-24 2014-11-27 Infineon Technologies Ag Method and system for compensating a delay mismatch between a first measurement channel and a second measurement channel
CN105553487A (zh) * 2015-12-10 2016-05-04 中国航空工业集团公司西安航空计算技术研究所 一种基于软件无线电的机载导航通信处理模块

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9378751B2 (en) * 2008-06-19 2016-06-28 Broadcom Corporation Method and system for digital gain processing in a hardware audio CODEC for audio transmission
US8659455B2 (en) * 2012-05-30 2014-02-25 Infineon Technologies Ag System and method for operating an analog to digital converter
US9424626B2 (en) * 2014-09-25 2016-08-23 Sony Corporation Sigma-delta ADC with integrated raw image scaling filter
CN106063122B (zh) * 2014-09-30 2018-02-09 松下知识产权经营株式会社 电动机控制装置以及电动机控制方法

Patent Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6538588B1 (en) * 2000-09-18 2003-03-25 Qualcomm, Incorporated Multi-sampling Σ-Δ analog-to-digital converter
US8462030B2 (en) * 2004-04-27 2013-06-11 Texas Instruments Incorporated Programmable loop filter for use with a sigma delta analog-to-digital converter and method of programming the same
CN101040437A (zh) * 2004-10-13 2007-09-19 模拟装置公司 用于通信系统的滤波器
US20080298519A1 (en) * 2005-11-21 2008-12-04 Fujitsu Ten Limited Receiver Device
CN101326724A (zh) * 2005-12-06 2008-12-17 Nxp股份有限公司 Sigma Delta型模数转换器
US20070192392A1 (en) * 2006-02-16 2007-08-16 Sigma Tel, Inc. Decimation filter
CN102378917A (zh) * 2009-04-08 2012-03-14 罗斯蒙德公司 线路噪声分析和检测以及测量错误减少
US20130066934A1 (en) * 2011-09-08 2013-03-14 Renesas Electronics Corporation Semiconductor device
CN102571092A (zh) * 2012-01-20 2012-07-11 钜泉光电科技(上海)股份有限公司 适用于零偏置输入的电能计量芯片的adc电路
US20140347201A1 (en) * 2012-02-24 2014-11-27 Infineon Technologies Ag Method and system for compensating a delay mismatch between a first measurement channel and a second measurement channel
CN103378796A (zh) * 2012-04-19 2013-10-30 发那科株式会社 具有δς调制型ad变换器的电动机控制装置
CN104168022A (zh) * 2014-08-08 2014-11-26 复旦大学 一种基于离散时间增量型σδadc的x射线ccd读出系统
CN105553487A (zh) * 2015-12-10 2016-05-04 中国航空工业集团公司西安航空计算技术研究所 一种基于软件无线电的机载导航通信处理模块

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
SORORE BENABID 等: "HIGH LINEAR INTEGRATED LC FILTER FOR A CONTINUOUS-TIME BANDPASS SIGMA-DELTA ADC", 《 2003 46TH MIDWEST SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEMS》 *
杨银堂 等: "一种用于14位1.28MS/sΣΔADC的数字抽取滤波器设计", 《西安电子科技大学学报》 *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111886797A (zh) * 2018-03-19 2020-11-03 图拉E技术公司 脉冲电机控制
CN109347395A (zh) * 2018-12-04 2019-02-15 东莞稳控智能技术有限公司 伺服系统电流采样可变阶数sinc滤波的方法和结构
CN113702695A (zh) * 2021-09-06 2021-11-26 上海新纪元机器人有限公司 一种σδ型adc电流采样控制方法和装置
CN113702695B (zh) * 2021-09-06 2024-04-30 上海新纪元机器人有限公司 一种σδ型adc电流采样控制方法和装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN107769780B (zh) 2021-04-30
JP6599943B2 (ja) 2019-10-30
DE102017118961A1 (de) 2018-02-22
US9742430B1 (en) 2017-08-22
JP2018067909A (ja) 2018-04-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107769780A (zh) 模数转换器及其操作方法、操作电机的方法和电路
CN103368440B (zh) 确定电流空间矢量的方法和转换器
EP2845314B1 (en) Class d audio amplifier with adjustable loop filter characteristics
TWI427935B (zh) 在ｓｉｇｍａ-ｄｅｌｔａ類比-數位轉換器中產生回饋信號之方法及裝置
CN102914975B (zh) 具有可变控制系数的传感器接口
EP1593014A2 (en) Digital signal processor architecture optimized for controlling switched mode power supply
CN105027406B (zh) 具有斜率补偿功能的脉冲密度数/模转换器
CN104704376B (zh) 用于测量经过开关的电流的方法和装置
WO2013177306A2 (en) Soft switching power converters
CN103066954B (zh) 斜坡信号生成电路和斜坡信号调整电路
CN105205242A (zh) 一种空间矢量pwm谐波分析方法
CN104640053A (zh) 扬声器的直流阻抗检测方法、电路以及d类音频放大器
US10578654B2 (en) Apparatus and methods for processing sensed current
EP2124331B1 (en) Amplification circuit for driving a diffuser
JP2022096642A (ja) 誘導感知方法、デバイスおよびシステム
JP2004309386A (ja) 電流検出装置
CN111555689B (zh) 一种基于卡尔曼滤波的相电流过采样系统及方法
EP1792386A1 (en) Digital pulse width modulated controller
CN103782503A (zh) 电子换向电机
FR2827094A1 (fr) Procede pour generer des impulsions de commande pour des semi-conducteurs de puissance, decalees d'un signal pwm
CN114726285A (zh) 一种永磁同步电机电流环控制方法
JP2015061323A (ja) 電流検出装置
Li A low-cost configurable PWM controller using programmable system-on-chip
KR100926054B1 (ko) 고속 리셋 적분기를 구비한 능동형 고조파 필터
Su et al. An adaptive control method for two-phase DC/DC converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant