CN103986389B - 交流电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

提供了一种交流电机的控制装置。一种用于控制具有逆变器的三相交流电机的控制装置，该控制装置包括：用于电机的电流的电流获取装置；用于电机的旋转角度的旋转角度获取装置；用于电流估计值的电流估计装置；用于第一电压指令值的第一电压指令值运算装置；用于电压指令参考值的电压指令参考值运算装置；用于第二电压指令值的第二电压指令值运算装置；控制模式切换装置，用于分别地基于第一电压指令值和第二电压指令值生成逆变器的驱动信号的第一控制模式和第二控制模式；以及转数运算装置。当转数大于阈值时，选择第一控制模式。当转数不大于阈值时，选择第二控制模式。

Description

交流电机的控制装置

技术领域

本公开涉及一种交流电机的控制装置。

背景技术

近年，由于降低燃料消耗和减少废气排放的社会需求，电动汽车和混合动力汽车（其每个安装有作为车辆的功率源的交流电机）引起了注意。例如，在一些混合动力汽车中，由二次电池等构成的直流电源和交流电机经由逆变器等构建的电力转换装置而彼此连接；并且直流电源的直流电压由逆变器转换为交流电压从而驱动交流电机。

在安装在这种混合动力汽车和电动汽车中的交流电机的控制装置中，已知下述一种技术：在该技术中，在一个相中设置有用于感测相电流的电流传感器，从而减少了电流传感器的数量，借此可以减小逆变器的三个相的输出端子附近的结构的尺寸并且可以降低交流电机的控制系统的成本（例如，参见专利文献1）。

在专利文献1中，按照下面的方式执行单相控制：对于一个相，使用该一个相的电流传感器值；并且对于其他相，使用三相交流电流指令值作为其他相的电流估计值，该三相交流电流指令值可以通过基于电角对d轴电流指令值和q轴电流指令值进行逆dq变换而获取。通过对d轴电流指令值和q轴电流指令值进行逆dq变换所获取的三相交流电流指令值未成为正确地反映交流电机的实际电流的信息，并且因此交流电机的控制很可能变得不稳定。特别地，当交流电机的转数小时，每采样间隔中电流感测值的电流改变和旋转角度运动变小并且因此缺乏实际信息，其因此很可能使得交流电机的控制更加不稳定。

[专利文献1]JP-A第2008-86139号（对应于US2008/0079385-A1）

发明内容

本公开的目的是提供一种交流电机的控制装置，该交流电机的控制装置即使在交流电机的转数小的低速旋转范围中也可以稳定地驱动交流电机。

根据本公开的一个方面，一种具有由逆变器控制的施加电压的三相交流电机的控制装置，该控制装置控制电机的驱动并且包括：电流获取装置，用于从电流传感器获取电流感测值，该电流传感器布置在作为电机的三个相中的一个相的电机的传感器相上；旋转角度获取装置，用于从旋转角度传感器获取旋转角度感测值，该旋转角度传感器感测电机的旋转角度；电流估计装置，用于根据电流感测值和旋转角度感测值，对电流估计值进行运算；第一电压指令值运算装置，用于根据与电机的驱动有关的电流指令值和要被反馈的电流估计值，对第一电压指令值进行运算；电压指令参考值运算装置，用于根据电流指令值、使用电机的理论公式，对电压指令参考值进行运算；第二电压指令值运算装置，用于对电压指令参考值进行校正，以便对第二电压指令值进行运算；控制模式切换装置，用于在第一控制模式与第二控制模式之间进行切换，第一控制模式用于基于第一电压指令值来生成与逆变器的驱动有关的驱动信号，第二控制模式用于基于第二电压指令值来生成驱动信号；以及转数运算装置，用于根据旋转角度感测值，对电机的转数进行运算。当转数大于预定确定阈值时，控制模式切换装置选择第一控制模式。当转数不大于预定确定阈值时，控制模式切换装置选择第二控制模式。

在以上控制装置中，对电压指令参考值进行校正并且对第二电压指令值进行运算，以及在低速旋转范围中，基于第二电压指令值在第二控制模式中控制交流电机的驱动。以这种方式，根据以上控制装置，在低速旋转范围中，可以从交流电机启动的时间起稳定地控制交流电机的驱动，并且驱动交流电机直到交流电机停止的时间。

附图说明

根据参照附图而进行的下面的详细描述，本公开的以上的和其他的目的、特征以及优点将变得更加明显。在附图中：

图1是示出本公开的第一实施例的交流电机驱动系统的构造的示意图；

图2是示出本公开的第一实施例的电动机控制装置的构造的示意图；

图3是示出本公开的第一实施例的控制部的构造的框图；

图4A、图4B以及图4C是示出在高速旋转范围中交流电机的运动的时间图；

图5A、图5B以及图5C是示出在中速旋转范围中交流电机的运动的时间图；

图6A、图6B以及图6C是示出在低速旋转范围中交流电机的运动的时间图；

图7A、7B、7C以及7D是示出当交流电机的转数为0[rpm]时、基于电压指令参考值来执行控制时交流电机的运动的时间图；

图8A、8B、8C以及8D是示出当交流电机的转数为0[rpm]时、执行两相控制时交流电机的运动的时间图；

图9A和图9B是示出根据本公开的第一实施例的死区时间校正的时间图；

图10A和图10B是示出本公开的第一实施例的幅度校正的图形；

图11是示出本公开的第一实施例的驱动控制处理的流程图；

图12示出根据本公开的第一实施例的FF控制处理的流程图；

图13A至图13G是示出当执行根据本公开的第一实施例的FF控制处理时交流电机的运动的时间图；

图14至图14G是示出当执行根据本公开的第一实施例的FF控制处理时交流电机的运动的时间图；

图15是示出本公开的第二实施例的控制部的构造的框图；

图16A和图16B是示出根据本公开的第二实施例的死区时间校正的时间图。

具体实施方式

在下文中，将基于附图来描述根据本公开的交流电机的控制装置。就这点而言，在下文中的多个实施例中，将通过相同的附图标记来表示基本上相同的构造，并且将省略对其的描述。

（第一实施例）

如图1所示，作为根据本公开的第一实施例的交流电机2的控制装置的电动机控制装置10被应用到用于驱动电动车辆的电动机驱动系统1。

电动机驱动系统1包括交流电机2、直流电源8、电动机控制装置10等。

交流电机2是例如用于生成驱动电动车辆的驱动轮6的转矩的电动机。本实施例的交流电机2是永磁同步类型的三相交流电机。

假定电动车辆包括用于通过电能来驱动驱动轮6的车辆（诸如混合动力汽车、电动汽车以及由燃料电池供电的车辆）。本实施例的电动车辆是设置有引擎3的混合动力车辆，并且交流电机2是所谓的电动发电机（在附图中由“MG”所标记），其具有作为生成用于驱动驱动轮6的转矩的电动机的功能，以及具有作为由从引擎3和驱动轮6所传送的车辆的动能所驱动的、并且可以生成电力的发电机的功能。

交流电机2经由传动装置4（例如，变速箱）耦接到车轴5。以这种方式，由交流电机2的驱动所生成的转矩经由传动装置4来旋转车轴5，从而驱动驱动轮6。

直流电源8是可以对电力进行充电和放电的电力存储装置，例如，诸如镍金属氢化物电池或锂离子电池的二次电池、以及双电层电容器。直流电源8连接到电动机控制装置10的逆变器12（参见图2），即，这样地构建直流电源8以便将电力提供给交流电机2并且经由逆变器12将电力从交流电机2提供给直流电源8。

车辆控制电路9由微型计算机等构成，并且其中设置有CPU、ROM、I/O以及用于连接这些元件的基线（bass line），所有这些未在附图中示出。车辆控制电路9通过软件处理以及通过硬件处理来控制整个电动车辆，软件处理通过由CPU运行预先所存储的程序来执行并且硬件处理由专用电子电路来执行。

这样地构建车辆控制电路9以便可以从各种传感器和开关获取信号，诸如从加速度传感器获取加速度信号、从制动开关获取制动信号、以及从换挡（shift）开关获取换挡信号，所有这些未在附图中示出。此外，车辆控制电路9基于这些所获取的信号检测车辆的驱动状态，并且将与驱动状态相对应的转矩指令值trq*输出到电动机控制装置10。此外，车辆控制电路9将指令信号输出到用于控制引擎3的驱动的引擎控制电路（未示出）。

如图2所示，电动机控制装置10包括逆变器12和控制部15。

逆变器12具有根据交流电机2的驱动状态和根据车辆请求而施加在其上的逆变器输入电压VH，逆变器输入电压VH是由升压转换器（未示出）将直流电源8的直流电压所升至的电压。逆变器12具有以桥接模式连接的六个开关元件（未示出）。更具体地，开关元件由设置在高电势侧的上开关元件（在下文中被称为“上SW”）和设置在低电势侧的下开关元件（在下文中被称为“下SW”）构成。与交流电机2的各个相相对应地设置有串联连接的上SW和下SW。关于开关元件，例如，可以使用IGBT（绝缘栅型双极晶体管）、MOS（金属氧化物半导体）晶体管、以及双极晶体管用于开关元件。基于从控制部15的PWM信号生成部28（参见图3）所输出的PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL来接通和关断开关元件。以这种方式，逆变器12控制要施加在交流电机2上的三相交流电压vu、vv、vw。当交流电机12具有由逆变器12所生成的、施加在其上的三相交流电压vu、vv、vw时，交流电机使得其被驱动控制。

在本实施例中，当上SW接通并且下SW关断的状态被切换为上SW关断并且下SW接通的状态时，或当上SW关断并且下SW接通的状态被切换为上SW接通并且下SW关断的状态时，为了防止由于上SW和下SW同时接通所导致的上/下短路，设置了死区时间时间段Tdt，在该死区时间时间段Tdt中，上SW和下SW两者关断。根据开关元件设计预先设置死区时间时间段Tdt。所设置的死区时间时间段Tdt存储在控制部15的存储部（未示出）中。

电流传感器13被设置在交流电机2的任一个相中。在本实施例中，电流传感器13被设置在W相中，并且在下文中，将设置有电流传感器13的W相称为“传感器相”。电流传感器13感测穿过作为传感器相的W相的W相电流感测值iw_sns，并且将W相电流感测值iw_sns输出到控制部15。控制部15获取W相电流感测值iw_sns。就这点而言，在本实施例中，电流传感器13被设置在W相中，但是其可以被设置在任一相中。在下文中，将在本实施例中描述传感器相为W相的构造。

旋转角度传感器14设置在交流电机2的转子（未示出）附近，并且感测电角θe以及将所感测的电角θe输出到控制部15。控制部15获取电角θe。本实施例的旋转角度传感器14是分解器（resolver）。另外，旋转角度传感器14可以是其他种类的传感器，例如，旋转编码器。

在此，将描述交流电机2的驱动控制。根据基于由旋转角度传感器14所感测的电角θe的交流电机2的转子的转数（在下文中，根据需要简单地称为“交流电机2的转数N”）和来自车辆控制电路9的转矩指令值trq*，电动机控制装置10驱动作为电动机的交流电机2以执行动力操作，从而消耗电力；或驱动作为发电机的交流电机2以执行发电操作，从而生成电力。具体地，根据转数N和转矩指令值trq*是正还是负，电动机控制装置10将交流电机2的操作切换为下面的四个模式：

<1.正向旋转/动力操作>当转数N为正并且转矩指令值trq*为正时，交流电机2消耗电力；

<2.正向旋转/发电操作>当转数N为正并且转矩指令值trq*为负时，交流电机2生成电力；

<3.反向旋转/动力操作>当转数N为负并且转矩指令值trq*为负时，交流电机2消耗电力；以及

<4.反向旋转/发电操作>当转数N为负并且转矩指令值trq*为正时，交流电机2生成电力。

当转数N>0（正向旋转）并且转矩指令值trq*>0、或转数N<0（反向旋转）并且转矩指令值trq*<0时，逆变器12通过开关元件的开关操作来将从直流电源8所提供的直流电力转换为交流电力，并且将交流电力提供给交流电机2，从而以这样的方式驱动交流电机2以便输出转矩（以便执行动力操作）。

另一方面，当转数N>0（正向旋转）并且转矩指令值trq*<0、或转数N<0（反向旋转）并且转矩指令值trq*>0时，逆变器12通过开关元件的开关操作来将由交流电机2所生成的交流电力转换为直流电力，并且将直流电力提供给直流电源8，借此交流电机2执行发电操作。

接下来，将基于图3来描述控制部15的细节。如图3所示，控制部15包括转数运算部16、电流指令值运算部21、电压指令参考值运算部22、电压指令参考值校正部23、电流估计部24、电压指令值运算部25、切换确定部26、三相电压指令值运算部27、PWM信号生成部28、三相电流指令值运算部31、死区时间校正值运算部32、幅度校正系数运算部40等。

转数运算部16基于电角θe对交流电机2的转数N进行运算。电流指令值运算部21基于从车辆控制电路9所获取的转矩指令值trq*，在被设置为交流电机2的旋转坐标的旋转坐标系（d-q坐标系）中对d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*进行运算。在本实施例中，参照预先所存储的映射来对d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*进行运算，但是可以这样地构建d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*以便借助于数学公式等来进行运算。

电压指令参考值运算部22基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*、借助于作为电动机的理论公式的电压等式，对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行运算。d轴电压指令值参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref是从d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*直接地运算得出的，并且d轴电压指令值参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref还可以被认为是前馈项（在下文中，被称为“FF”）。

电压指令参考值校正部23对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，并且对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算。

稍后将详细描述：用于在电压指令参考值运算部22中对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行运算的方法，以及用于在电压指令参考值校正部23中对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算的方法。

电流估计部24基于W相电流感测值iw_sns和电角θe对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。在本实施例中，电流估计部24基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*以及W相电流感测值iw_sns和电角θe，对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。具体地，电流估计部24使得通过对d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*进行逆dq变换所计算出的U相电流指令值iu*和V相电流指令值iv*成为U相电流估计值iu_est和V相电流估计值iv_est。然后，电流估计部24对U相电流估计值iu_est、V相电流估计值iv_est、以及W相电流感测值iw_sns进行dq变换，以对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。

用于对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算的方法不限于此方法，而且可以采用基于W相电流感测值iw_sns和电角θe对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算的任何方法。此外，可以根据任何方法对U相电流估计值iu_est和V相电流估计值iv_est进行运算，或如果不需要针对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est的运算则不需要进行运算。

电压指令值运算部25对作为从电流估计部24所反馈的d轴电流估计值id_est与d轴电流指令值id*之间的差异的d轴电流偏差Δid进行运算，并且以d轴电流偏差Δid收敛到0[A]以便使得d轴电流估计值id_est跟随d轴电流指令值id*的方式、根据PI运算对第一d轴电压指令值vd*_1进行运算。此外，电压指令值运算部25对作为从电流估计部24所反馈的q轴电流估计值iq_est与q轴电流指令值iq*之间的差异的q轴电流偏差Δiq进行运算，并且以q轴电流偏差Δiq收敛到0[A]以便使得q轴电流估计值iq_est跟随q轴电流指令值iq*的方式、根据PI运算对第一q轴电压指令值vq*_1进行运算。

切换确定部26在选择第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*、与选择第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*之间进行切换，d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*被用于与逆变器12的驱动有关的驱动信号（稍后描述的PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL）的运算。在本实施例中，当转数N大于给定的切换确定阈值A时，切换确定部26选择第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*。此外，当转数N不大于给定的切换确定阈值A时，切换确定部26选择第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*。在下文中，基于第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1生成与逆变器12的驱动有关的驱动信号并且控制交流电机2的驱动的操作将被称为“估计电流反馈控制（在下文中，根据需要反馈将被描述为“FB”）”。估计电流反馈控制还可以被认为是使用一个相的电流感测值（在本实施例中为W相电流感测值iw_sns）的单相控制。此外，基于第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2生成与逆变器12的驱动有关的驱动信号并且控制交流电机2的驱动的操作将被称为“FF电压指令控制（在下文中，根据需要被称为“FF控制”）”。在本实施例中，“估计电流反馈控制模式”对应于“第一控制模式”并且“FF电压指令控制（FF控制）模式”对应于“第二控制模式”。在此，在本实施例中，考虑到电流传感器被设置在一个相中，所以就术语的广义而言，“估计电流反馈控制”和“FF控制”也可以被认为是“单相控制”。

在本实施例中，可以考虑基于转数N在估计电流反馈控制与FF控制之间进行切换，即，基于转数N切换控制模式。更详细地，当转数N大于确定阈值A时，执行估计电流反馈控制模式；并且当转数N不大于确定阈值A时，执行FF控制模式。

三相电压指令值运算部27基于从旋转角度传感器14所获取的电角θe，将d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*逆dq变换为U相电压指令值vu*、V相电压指令值vv*、以及W相电压指令值vw*。

PWM信号生成部28基于三相交流的电压指令值vu*、vv*、vw*以及作为施加在逆变器12上的电压的逆变器输入电压VH，对与逆变器12的开关元件的接通和关断有关的PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL进行运算。

然后，当基于PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL接通和关断逆变器12的开关元件时，生成三相交流电压vu、vv、vw，并且当三相交流电压vu、vv、vw被施加到交流电机2上时，以输出根据转矩指令值trq*的转矩的方式来控制交流电机2的驱动。在此，三相交流电压vu、vv、vw对应于“施加的电压”。

三相电流指令值运算部31基于电角θe，将d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*逆dq变换为U相电流指令值iu*、V相电流指令值iv*、以及W相电流指令值iw*。在下文中，根据需要U相电流指令值iu*、V相电流指令值iv*、以及W相电流指令值iw*将被称为“三相电流指令值iu*、iv*、iw*”。

死区时间校正值运算部32对d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt进行校正，d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt对应于当在死区时间时间段Tdt中关断上SW和下SW时所导致的电压误差。

幅度校正系数运算部40基于W相电流感测值iw_sns和W相电流指令值iw*对幅度校正系数Ka进行运算。

稍后将详细描述d轴死区时间校正值vd_dt、q轴死区时间校正值vq_dt、以及幅度校正系数Ka。

在此，将基于图4A、图4B、图4C至图6A、图6B、图6C来描述估计电流反馈控制模式。图4A、图4B、图4C是高速旋转范围的示例，图5A、图5B、图5C是中速旋转范围的示例，以及图6A、图6B、图6C是低速旋转范围的示例。在此，“高速旋转、中速旋转、以及低速旋转”仅被用于相对的含义，并且不意味着具体的转数。换言之，当假定：图4A、图4B、图4C中的转数为N1；图5A、图5B、图5C中的转数为N2；以及图6A、图6B、图6C中的转数为N3时，则N1、N2、以及N3之间的关系为简单地N1≥N2≥N3。此外，在图4A到图4C至图6A到图6C中，假定采样间隔Ts相同。在图4A、图4B、图4C至图6A、图6B、图6C中，图4A、图5A以及图6A示出了d轴电流、图4B、图5B以及图6B示出了q轴电流，以及图4C、图5C以及图6C示出了电角运动Δθe和电流改变Δiw与采样间隔Ts之间的关系。此外，在图4A、图5A以及图6A和图4B、图5B以及图6B中，d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq由实线表示，反之d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*由虚线表示。此外，图4A、图5A以及图6A和图4B、图5B以及图6B中的每个示出了下述情况：在该情况中，在时间Tc之前的第一步骤中执行基于具有在其中各自设置有电流传感器的两个相的电流感测值的两相控制，并且在时间Tc时将两相控制切换为基于一个相的电流感测值（在本实施例中为W相的电流感测值iw_sns）的估计电流反馈控制。

如图4A和图4B所示，当在转数N高的高速旋转范围中将两相控制切换为估计电流反馈控制时，在估计电流反馈控制中d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的波动范围与在两相控制中d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq没有很大的差异。

这是因为下述原因：如图4C所示，当与转数N无关、采样间隔Ts相同时，在采样间隔Ts处电角运动Δθe和电流改变Δiw变为相对大的值，并且因此还容易地反映在估计电流反馈控制中的实际信息。

另一方面，如图5A和图5B所示，当在转数为中等的中速旋转范围中将两相控制切换为估计电流反馈控制时，在估计电流反馈控制中d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的波动范围与在两相控制中d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq相比较大，并且因此控制变得不稳定。

这是因为下述原因：如图5C所示，在采样间隔Ts处电角运动Δθe和电流改变Δiw变为小于在转数N高的高速旋转范围中的电角运动Δθe和电流改变Δiw，并且因此实际信息变得缺乏。

此外，如图6A和图6B所示，当在低速旋转范围中将两相控制切换为估计电流反馈控制时，在估计电流反馈控制中d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的波动范围与当转数N在中速旋转范围中时的d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq相比更加大，并且因此控制变得更加不稳定。

如图6C所示，当转数N小时，在采样间隔Ts处电角运动Δθe和电流改变Δiw变为接近于0。这是因为下述原因：在本实施例中，U相电流指令值iu*被用作U相电流估计值iu_est并且V相电流指令值iv*被用作V相电流估计值iv_est，使得当对于指令而变化的值的电流改变Δiw变为近似0[A]时，反馈的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est几乎不变化。

以这种方式，当转数N在低速旋转范围中时，在采样间隔Ts处电角运动Δθe和电流改变Δiw变小。换言之，反映到反馈的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est的实际信息变得缺乏。由于这个原因，反馈的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est的估计精度降低，使得当在低速旋转范围中执行估计电流反馈控制时，可能不可以稳定地驱动交流电机2。

因此，在本实施例中，当转数N不大于给定的切换确定阈值A时，替代于估计电流反馈控制，执行基于第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2（在两者中的每个中对FF项进行校正）的FF控制。

将描述由电压指令参考值运算部22所运算的d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref。

首先，电动机的电压等式通常表示为下面的等式（1.1）、等式（1.2）。

vd=Ra×id+Ld×(d/dt)×id-ω×Lq×iq ....(1.1)

vq=Ra×iq+Lq×(d/dt)×iq+ω×Ld×id+ω×ψ ....(1.2)

此外，当忽略表示瞬时属性的时间微分项（d/dt）、以及在等式（1.1）中使用d轴电压指令参考值vd_ref作为vd和使用d轴电压指令值id*作为id、并且在等式（1.2）中使用q轴电压指令参考值vq_ref作为vq和使用q轴电压指令值iq*作为iq时，等式（1.1）、等式（1.2）被重写为等式（2.1）、等式（2.2）。

vd_ref=Ra×id*-ω×Lq×iq* ....(2.1)

vq_ref=Ra×iq*+ω×Ld×id*+ω×ψ ....(2.2)

在等式中的参考标记如下。

Ra：电枢电阻

Ld、Lq：d轴自感、q轴自感

ω：电角速率

ψ：电枢永磁交链通量

就这点而言，可以将作为交流电机2的机器常数的电枢电阻Ra、d轴自感Ld和q轴自感Lq、以及电枢永磁交链通量ψ设置为固定值，或可以通过计算来进行计算。此外，可以将接近实际特性的值与机器常数的实际测量值表示为映射，并且可以基于转矩指令值trq*（或d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*）来对机器常数进行运算。

由电压指令参考值运算部22基于电角θe对电角速率ω进行运算。此外，电角速率ω可以从转数N运算得到。

在此，当转数N为0[rpm]时，电角速率ω也变为0[rad/s]，并且因此，等式（2.1）、等式（2.2）中的ω项变为0。因此，由电压指令参考值运算部22所运算的d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref仅剩电阻项，如等式（3）、等式（4）所示。

vd_ref=Ra×id* ....(3)

vq_ref=Ra×iq* .....(4)

如等式（3）、等式（4）所示，当转数N为0[rpm]时，d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref基于电枢电阻Ra。因此，依赖于电枢电阻的值Ra和电流指令值，d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref变为小值。此外，存在下述情况：在该情况中，理论电压指令参考值以与交流电机2和电动机控制装置10有关的物理因子等而不同于根据指令生成转矩的与交流电机2的实际驱动有关的电压指令值。由于这个原因，如图7A和图7B所示，当基于从电压等式所计算出的d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref控制交流电机2时，通过交流电机2的d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq几乎变为0[A]。因此，未生成用于实际地驱动交流电机2所需要的转矩，并且因此不可以启动交流电机2。

就这点而言，如图8C和图8D所示，当在两个相中设置有电流传感器时并且基于两个相的电流感测值执行反馈控制（两相控制）时、当转数为0[rpm]时，基于绝对值大于d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref的d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*的电压被施加在交流电机2上，由此与d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*相对应的d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq通过交流电机2。

就这点而言，在图7A至图7D和图8A至图8D中，图7A和图8A示出了d轴电流，图7B和图8B示出了q轴电流，图7C和图8C示出了d轴电压，以及图7D和图8D示出了q轴电压。此外，在图7A和图8A以及图7B和图8B中，实线示出了d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq，反之虚线示出了d轴电流指令值id*和q轴电流值iq*。另外，在图7C和图8C以及图7D和图8D中，虚线示出了当执行两相控制时所运算出的d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*，并且单点划线示出了d轴电压指令值vd*的均值vd_mean和q轴电压指令值vq*的均值vq_mean，以及双点划线示出了d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref。为了清楚地示出d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref，与图8C和图8D相比，以沿着纵向方向放大的状态示出了图7C和图7D。

在此，当在转数N为0[rpm]的状态下、将在两相控制中被施加到交流电机2的d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*应用到电压等式时，d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*表示为下面的等式（5）、等式（6）。

vd*=Ra×id*+vd_cmp ....(5)

vq*=Ra×iq*+vq_cmp ....(6)

即，在两相控制中，电压指令值通过反馈控制而增加直到与d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*相对应的电流通过为止。由于这个原因，还可以考虑通过反馈控制生成d轴电压指令校正值vd_cmp和q轴电压指令校正值vq_cmp。可以考虑d轴电压指令校正值vd_cmp和q轴电压指令校正值vq_cmp中的每个对应于根据电压等式所计算出的理论电压指令参考值和根据指令生成转矩的与交流电机2的实际驱动有关的电压指令值之间的差异。

同时，在本实施例中，为了防止当同时接通逆变器12的上SW和下SW时所导致的上/下短路，设置了死区时间时间段Tdt，在该死区时间时间段Tdt中关断上SW和下SW。通过设置死区时间时间段Tdt，存在实际地施加在交流电机2上的电压不同于理论值的情况。由死区时间时间段Tdt所导致的理论值与实际值之间的差异而导致的电压误差的影响随着转速降低和转矩变小而变大。

因此，在本实施例中，考虑等式（5）和等式（6）中的d轴电压指令校正值vd_cmp和q轴电压指令校正值vq_cmp是由死区时间时间段Tdt的电压误差所导致的，死区时间校正值运算部32计算d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt，并且电压指令参考值校正部23校正d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref。

在此，将基于图9A和图9B描述d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt的运算。

图9A示出了与U相相对应的上SW和下SW的接通和关断。如图9A所示，当将上SW接通并且下SW关断的状态切换为上SW关断并且下SW接通的状态时，为了防止由上SW和下SW接通所导致的上/下短路，设置了死区时间时间段Tdt，在该死区时间时间段Tdt中，上SW和下SW两者关断。根据开关元件设计预先设置死区时间时间段Tdt为给定值。在此，这对于从下SW接通并且上SW关断的状态切换为下SW关断并且上SW接通的状态的情况，以及对于除了U相之外的V相和W相相同。

各个相的死区时间校正值vu_dta、vv_dta、vw_dta表示为下面的等式（7）。等式（7）中的fc是用于生成PWM信号的三角波的频率，并且VH是逆变器输入电压。

vu_dta=vv_dta=vw_dta=Tdt×fc×VH .....(7)

此外，如图9B所示，当U相电流iu为正时，将死区时间校正值vu_dta相加到U相电流iu，反之，当U相电流iu为负时，从U相电流iu减去死区时间校正值vu_dta。这对于V相和W相相同。

在本实施例中，V相和W相在其中不设置有电流传感器，使得不可以确定各个相（具体地，U相和W相）的电流是正还是负。在此，在本实施例中，三相电流指令值运算部31对三相电流指令值iu*、iv*、iw*进行运算，并且基于三相电流指令值iu*、iv*、iw*确定各个相的电流是正还是负。换言之，“基于每个相的电流指令值是正还是负确定死区时间校正值是正还是负”。

具体地，当U相电流指令值iu*为正时，设置U相死区时间校正值vu_dt=vu_dta；反之，当U相电流指令值iu*为负时，设置U相死区时间校正值vu_dt=-vu_dta。此外，当V相电流指令值iv*为正时，设置U相死区时间校正值vv_dt=vv_dta；反之，当V相电流指令值iv*为负时，设置V相死区时间校正值vv_dt=-vv_dta。另外，当W相电流指令值iw*为正时，设置W相死区时间校正值vw_dt=vw_dta；反之，当W相电流指令值iw*为负时，设置W相死区时间校正值vw_dt=-vw_dta。

然后，基于电角θe将U相死区时间校正值vu_dt、V相死区时间校正值vv_dt、以及W相死区时间校正值vw_dt dq变换为d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt。

将所计算出的d轴死区时间校正值vd_dt相加到d轴电压指令参考值vd_ref，并且将所计算出的q轴死区时间校正值vq_dt相加到q轴电压指令参考值vq_ref，借此可以确保启动交流电机2所需要的电压，并且因此可以从交流电机2停止的状态启动交流电机2的驱动。类似地，可以从交流电机被驱动的状态停止交流电机2的驱动，借此可以停止交流电机2。

同时，在其中关断上SW和下SW的实际死区时间很可能不同于预先设置的死区时间时间段Tdt。此外，被用于电压等式的运算的机器常数很可能包括误差。因此，在本实施例中，考虑到死区时间的变化和机器常数的误差，进行进一步的校正。

在本实施例中，当转数N在低速旋转范围（特别地，0[rpm]）中时，假定电压相位几乎等于电流指令相位，并且基于W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns校正电压幅度。

在此，将通过以转数N为0[rpm]的情况作为示例来概念性地描述电压幅度校正。

如图10A所示，当将与基于某一电流指令矢量i*（id*，iq*）的电压指令矢量v*（vd*，vq*）相对应的电压施加到交流电机2时，假定实际地通过交流电机2的电流的电流矢量i（id，iq）不同于电流指令矢量i*（id*，iq*）。在此，如图10B所示，电压指令矢量v*（vd*，vq*）乘以电流指令矢量i*（id*，iq*）与实际地通过交流电机2的电流的电流矢量i（id，iq）的幅度的比例，从而运算校正的电压指令矢量v’*（vd’*，vq’*），并且与校正的电压指令矢量v’*（vd’*，vq’*）相对应的电压被施加到交流电机2。以这种方式，可以使得实际地通过交流电机2的电流的电流矢量i（id，iq）接近电流指令矢量i*（id*，iq*）。

如图3所示，本实施例设置有幅度校正系数运算部40。幅度校正系数运算部40计算幅度校正系数Ka，幅度校正系数Ka为W相电流指令值iw*与W相电流感测值iw_sns的比例。幅度校正系数Ka如等式（8）中所示。

Ka=iw*/iw_sns .....(8)

当对幅度校正系数Ka进行运算时，为了避免通过将0乘以其他数的所谓的“零乘”或将其他数除以0的所谓的“零除”而降低运算精度，在W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns在0[A]附近的情况下，即在W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns在包括0[A]的给定范围中的情况下，期望对幅度校正系数Ka进行插值。因此，在本实施例中，固定幅度校正系数Ka，例如，固定为1。在此，当确定W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns在包括0[A]的给定范围中时，不仅可以将幅度校正系数Ka固定为1而且幅度校正系数Ka还可以例如采用最近一次的值。以这种方式，用于对幅度校正系数Ka进行插值的方法不限于指定的方法。另外，还推荐以幅度校正系数Ka在包括例如1的给定范围内的方式来设置幅度校正系数Ka的上限和下限。

电压指令参考校正部23借助于由死区时间校正值运算部32所运算的d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt、以及由幅度校正系数运算部40所运算的幅度校正系数Ka，对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，从而对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算。将通过等式（9）和等式（10）示出第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2。

vd*_2=Ka×(vd_ref+vd_dt) ....(9)

vq*_2=Ka×(vq_ref+vq_dt) ....(10)

在此，将基于图11和图12所示的流程图来描述根据本实施例的交流电机2的驱动控制处理。图11和图12所示的处理由控制部15执行。此外，图12是用于描述图11中的FF控制处理的下级流程。

如图11所示，在第一步骤S101中（在下文中，省略“步骤”并且简单地表示为“S”），从旋转角度传感器14获取电角θe并且对转数N进行运算。此外，从电流传感器13获取W相电流感测值iw_sns。

在S102中，电流估计部24基于W相电流感测值iw_sns和电角θe来对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。在本实施例中，电流估计部24基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*以及W相电流感测值iw_sns和电角θe来对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。即，在本实施例中，电流估计部24总是与转数N无关地对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。

在S103中，确定转数N是否不大于给定的切换确定阈值A。如果确定转数N不大于切换确定阈值A（S103：是），则例程继续到S106。当确定转数N大于切换确定阈值A时（S103：否），例程继续到S104。

在S104中，执行估计电流反馈控制，并且电压指令值运算部25基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*以及d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est来对第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1进行运算。在此，当就在S104之前的处理的S103中做出了肯定确定时，即，当在紧接之前执行FF控制时，期望在PI运算中，将最近的d轴电压指令值vd*和最近的q轴电压指令值vq*设置为PI积分项的初始值。以这种方式，当将FF项校正处理切换为估计电流反馈控制处理时，可以防止d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*突然地改变。

在S105中，选择第一d轴电压指令值vd*_1作为d轴电压指令值vd*并且选择第一q轴电压指令值vq*_1作为q轴电压指令值vq*。

在当转数N不大于切换确定阈值A（S103：是）时例程所继续到的S106中，替代于估计反馈控制执行FF控制。

在此，将基于图12中所示的流程图来描述S106中的FF控制处理。

在S161中，三相电流指令值运算部31基于d轴电流指令值id*、q轴电流指令值iq*以及电角θe来对三相电流指令值iu*、iv*、iw*进行运算。

在S162中，死区时间校正值运算部32对d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt进行运算。

在S162中，幅度校正系数运算部40对幅度校正系数Ka进行运算。

在S164中，电压指令参考值运算部22基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*、借助于电压等式来对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行运算。

在S165中，电压指令参考值校正部23基于d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt以及幅度校正系数Ka对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，从而对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算（参见等式（9）和等式（10））。

返回到图11，在S106之后例程所继续到的S107中，选择第二d轴电压指令值vd*_2作为d轴电压指令值vd*并且选择第二q轴电压指令值vq*_2作为q轴电压指令值vq*。

在S108中，三相电压指令值运算部27基于电角θe将d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*进行逆dq变换，从而对三相电压指令值vu*、vv*、vw*进行运算。

在S109中，PWM信号生成部28基于逆变器输入电压VH来对三相电压指令值vu*、vv*、vw*进行PWM调制，从而计算PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL，并且将PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL输出到逆变器12。

然后，基于PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL接通和关断逆变器12的开关元件，借此生成三相交流电压vu、vv、vw。三相交流电压vu、vv、vw被施加到交流电机2上，借此由交流电机2输出根据转矩指令值trq*的转矩。

图13A至图13G示出了从交流电机2停止（即，转数N为0[rpm]）的状态到通过FF控制启动交流电机2并且转数N达到确定阈值A[rpm]的状态的交流电机2的运动。此外，图14A至图14G示出了从转数N为确定阈值A[rpm]的状态到通过FF控制停止交流电机2的状态的交流电机2的运动。在图13A至图13G和图14A至图14G中，图13A和图14A示出了转矩，图13B和图14B示出了转数，图13C和图14C示出了d轴电流，图13D和图14D示出了q轴电流，图13E和图14E示出了d轴电压，图13F和图14F示出了q轴电压，以及图13G和图14G示出了幅度校正系数。此外，在图13A和图14A、图13C和图14C以及图13D和图14D中，实线示出了实际转矩值trq、d轴实际电流值id、或q轴实际电流值iq，反之，虚线示出了转矩指令值trq*、d轴电流指令值id*、或q轴电流指令值iq*。另外，在图13E和图14E以及图13F和图14F中，虚线示出了第二d轴电压指令值vd*_2或第二q轴电压指令值vq*_2，反之，双点划线示出了d轴电压指令参考值vd_ref或q轴电压指令参考值vq_ref。

如图13E所示，在转数N小于确定阈值A的低速旋转范围中，第二d轴电压指令值vd*_2的绝对值大于尚未根据d轴死区时间校正值vd_dt和幅度校正系数Ka而校正的d轴电压指令参考值vd_ref的绝对值。类似地，如图13F所示，第二q轴电压指令值vd*_2的绝对值大于尚未根据q轴死区时间校正值vq_dt和幅度校正系数Ka而校正的q轴电压指令参考值vq_ref的绝对值。

通过将基于根据d轴死区时间校正值vd_dt、q轴死区时间校正值vq_dt、以及幅度校正系数Ka而校正的第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vd*_2的三相交流电压vu、vv、vw施加在交流电机2上，如图13C和图13D所示，几乎等于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*的d轴实际电流值id和q轴实际电流值通过交流电机2。此外，如图13A所示，交流电机2输出几乎等于转矩指令值trq*的实际转矩值trq。另外，如图13B所示，转数N从0[rpm]增加到确定阈值A[rpm]。即，可以从转数N为0[rpm]的停止状态起稳定地启动交流电机2。类似地，如图14B所示，可以根据指令，从转数N近似地为确定阈值A的状态起稳定地停止交流电机2。

以这种方式，在低速旋转范围中，通过执行FF控制可以适当地启动、驱动以及停止交流电机2。

如以上详细描述地，本实施例的电动机控制装置10对具有由逆变器12所控制的施加的电压vu、vv、vw的三相交流电机2的驱动进行控制。

在电动机控制装置10的控制部15中，执行下面的处理。从被设置在交流电机2的任一相（在本实施例中为W相）的传感器相中的第一电流传感器13获取W相电流感测值iw_sns（图11中的S101）。此外，从用于感测交流电机2的旋转角度的旋转角度传感器14获取电角θe（S101）。

电流估计部24基于W相电流感测值iw_sns和电角θe对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算（S102）。在本实施例中，电流估计部24除了基于W相电流感测值iw_sns和电角θe之外，还基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*，对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。此外，电压指令值运算部25基于与交流电机2的驱动有关的d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*以及反馈的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est，对第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1进行运算（S104）。

电压指令参考值运算部22基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*、借助于电动机的理论公式来对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行运算（S164）。电压指令参考值校正部23对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，并且对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算（S165）。

转数运算部16基于电角θe对交流电机2的转数N进行运算（S101）。

切换确定部26在估计电流反馈控制模式与FF控制模式之间进行切换，估计电流反馈控制模式用于基于第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1生成与逆变器12的驱动有关的PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL，FF控制模式用于基于第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2生成PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL。

在本实施例中，当转数N大于给定的确定阈值A时（S103：否）执行估计电流反馈控制模式，反之，当转数N不大于给定的确定阈值A时（S103：是）执行FF控制模式。具体地，当转数N大于给定的确定阈值A时（S103：否），切换确定部26选择第一d轴电压指令值值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*（S105）。此外，当转数N不大于给定的确定阈值A时（S103：是），切换确定部26选择第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2作为d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*（S107）。

在本实施例中，第一电流传感器13被设置在W相中，并且省略U相和W相的电流传感器，换言之，可以降低电流传感器的数量。以这种方式，可以减小在逆变器12的三个相输出端子附近的构造的尺寸并且可以降低电动机控制装置10的成本。

当执行对借助于一个相（在本实施例中为W相）的电流感测值iw_sns所估计的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行反馈、从而控制交流电机2的驱动的估计电流反馈控制模式时，在转数N小的低速旋转范围中，每采样间隔Ts的电角运动Δθe和电流改变Δiw变小并且实际信息变得缺乏，使得控制很可能变得不稳定。

由于这个原因，在本实施例中，在转数N不大于切换确定阈值A的低速旋转范围中，基于d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*借助于电动机的理论公式（例如，电压等式）对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行运算，来替代估计电流反馈控制。然而，存在下述情况：在该情况中，根据电动机的理论公式所计算出的理论电压指令参考值以与交流电机2和电动机控制装置10有关的物理因子等而不同于可以根据指令生成转矩的与交流电机2的实际驱动有关的电压指令值。具体地，当在启动或停止交流电机2的低速旋转范围中，基于简单地根据电动机的理论公式所运算出的d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref对交流电机2的驱动进行控制时，存在要施加在交流电机2上的电压不合适并且因此可能不可以稳定地驱动交流电机2的可能性。

因此，在本实施例中，对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，从而对第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算。然后，在低速旋转范围中，基于第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2对交流电机2的驱动进行控制。以这种方式，在低速旋转范围中，可以从交流电机2启动的时间起稳定地控制交流电机2的驱动，并且驱动交流电机2直到交流电机2停止的时间。

控制部15还包括死区时间校正值运算部32。此外，设置死区时间时间段Tdt，在该死区时间时间段Tdt中，当从上SW和下SW中的一个接通并且其中的另一个关断的状态到上SW和下SW中的一个关断并且其中的另一个接通的另一状态时，关断上SW和下SW两者，上SW在逆变器12的高电势侧，下SW在逆变器12的低电势侧。死区时间校正值运算部对与由死区时间时间段Tdt所导致的电压误差相对应的d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt进行运算（图12中的S162）。然后，电压指令参考值校正部23基于d轴死区时间校正值vd_dt校正d轴电压指令参考值vd_ref，并且基于q轴死区时间校正值vq_dt校正q轴电压指令参考值vq_ref（S165）。

在低速旋转范围和低转矩范围中，由死区时间时间段Tdt所导致的电压误差的影响大。因此，在本实施例中，具体地，为了确保从转数N为0[rpm]的状态起启动交流电机2所需要的电压，电压指令参考值校正部23根据与根据死区时间时间段Tdt的电压误差相对应的d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt，对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正。更具体地，电压指令参考值校正部23将d轴死区时间校正值vd_dt相加到d轴电压指令参考值vd_ref从而对d轴电压指令参考值vd_ref进行校正，以对第二d轴电压指令值vd*_2进行运算，反之，电压指令参考值校正部23将q轴死区时间校正值vq_dt相加到q轴电压指令参考值vq_ref从而对q轴电压指令参考值vq_ref进行校正，以对第二q轴电压指令值vq*_2进行运算。以这种方式，可以适当地对被用于低速旋转范围中的交流电机2的驱动的第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算，并且因此在低速旋转范围中可以稳定地控制交流电机的驱动。

此外，控制部15还包括幅度校正系数运算部40。幅度校正系数运算部40基于作为与传感器相（在本实施例中为W相）相对应的电压指令值的W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns，对幅度校正系数Ka进行运算（S153）。在本实施例中，使得W相电流指令值iw*与W相电流感测值iw_sns的比例成为幅度校正系数Ka。然后，电压指令参考值校正部23基于幅度校正系数Ka来对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正（S155）。

在其中关断上SW和下SW两者的实际死区时间很可能不同于预先设置的死区时间时间段Tdt。此外，被用于电压等式的运算的机器常数很可能包括误差。因此，在本实施例中，基于W相电流指令值iw*和W相电流感测值iw_sns对幅度校正系数Ka进行运算，并且基于幅度校正系数Ka来对d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref进行校正。以这种方式，可以适当地对被用于低速旋转范围中的交流电机2的驱动控制的第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算，借此在低速旋转范围中可以稳定地控制交流电机2的驱动。

此外，当W相电流感测值iw_sns为零或在包括零的范围中时，幅度校正系数运算部40对幅度校正系数Ka进行插值。在本实施例中，当W相电流感测值iw_sns在包括零的范围中时，幅度校正系数运算部40将幅度校正系数Ka固定为例如1。以这种方式，可以避免将其他数除以0的所谓的“零除”，并且因此防止第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2的运算精度受到损害。

就这点而言，考虑到装置的分辨能力和感测误差，假定“零”不仅包括精确的0[A]而且还包括在基本上等于0[A]的范围中的值。

此外，幅度校正系数运算部40设置幅度校正系数Ka的上限和下限。以这种方式，可以防止第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2的运算精度受到损害。

在本实施例中，控制部15构成了“电流获取装置”、“旋转角度获取装置”、“电流估计装置”、“第一电压指令值运算装置”、“电压指令参考值运算装置”、“第二电压指令值运算装置”、“控制模式切换装置”、“转数运算装置”、“死区时间校正值运算装置”、以及“校正系数运算装置”。更详细地，电流估计部24构成了“电流估计装置”，并且电压指令值运算部25构成了“第一电压指令值运算装置”。电压指令参考值运算部22构成了“电压指令参考值运算装置”，并且电压指令参考值校正部23构成了“第二电压指令值运算装置”。转数运算部16构成了“转数运算装置”，并且切换确定部26构成了“控制模式切换装置”。此外，死区时间校正值运算部32构成了“死区时间校正值运算装置”，并且幅度校正系数运算部40构成了“校正系数运算装置”。

此外，图11的S101对应于作为“电流获取装置”、“旋转角度获取装置”、以及“转数运算装置”的功能的处理，S102对应于作为“电流估计装置”的功能的处理，S104对应于作为“第一电压指令值运算装置”的功能的处理。图12的S164对应于作为“电压指令参考值运算装置”的功能的处理，图12的S165对应于作为“第二电压指令值运算装置”的功能的处理。图11的S105和S107对应于作为“控制模式切换装置”的功能的处理。此外，图12的S162对应于作为“死区时间校正值运算装置”的功能的处理，以及图12的S163对应于作为“校正系数运算装置”的功能的处理。

此外，W相对应于“传感器相”，W相电流感测值iw_sns对应于“传感器相电流感测值”，W相电流指令值iw*对应于“传感器相电流指令值”，以及电角θe对应于“旋转角度感测值”。d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est中的每个对应于“电流估计值”，并且d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*中的每个对应于“电流指令值”。第一d轴电压指令值vd*_1和第一q轴电压指令值vq*_1中的每个对应于“第一电压指令值”。d轴电压指令参考值vd_ref和q轴电压指令参考值vq_ref中的每个对应于“电压指令参考值”，并且第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2中的每个对应于“第二电压指令值”。

此外，d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt中的每个对应于“死区时间校正值”，并且幅度校正系数Ka对应于“校正系数”。

另外，PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WL中的每个对应于“驱动信号”。

（第二实施例）

本公开的第二实施例与以上所述的实施例的不同之处在于用于对死区时间校正值进行运算的方法，所以将基于图15以及图16A和图16B主要对此不同点进行描述。

如图15所示，本实施例的控制部15与以上所述的实施例的不同之处在于死区时间校正值运算部35和三相电流指令值运算部36。

死区时间校正值运算部35具有未进行逆dq变换而直接地输入到其的d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*。

此外，三相电流指令值运算部36基于电角θe，将d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*逆dq变换为W相电流指令值iw*。在本实施例中，未对U相电流指令值iu*和V相电流指令值iv*进行运算。所运算出的W相电流指令值iw*被输出到幅度校正系数运算部40，并且被用于幅度校正系数Ka的运算。

在此，将基于图16A和图16B来描述在死区时间校正值运算部35中对死区时间校正值进行运算的方法。

在本实施例中，基于死区时间时间段Tdt对d-q坐标上的死区时间校正值v_dt进行运算。死区时间校正值v_dt表示为下面的等式（11）。等式中的K是到d-q坐标的变换系数。

v_dt=K×Tdt×fc×VH .....(11)

然后，根据d轴电流指令值id*和q轴电流指令值iq*的大小，在d轴和q轴之间对死区时间校正值v_dt进行分割，借此对d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt进行运算。在等式（12）和等式（13）中示出了本实施例中的d轴死区时间校正值vd_dt和q轴死区时间校正值vq_dt。

vd_dt=v_dt×(id*/Ia) ....(12)

vq_dt=v_dt×(iq*/Ia) ....(13)

另外，以这种方式，可以适当地对被用于控制低速旋转范围中的交流电机的驱动的第二d轴电压指令值vd*_2和第二q轴电压指令值vq*_2进行运算，使得在低速旋转范围中可以更加稳定地控制交流电机2的驱动。

此外，本实施例可以产生与以上所述的实施例相同的效果。

在本实施例中，死区时间校正值运算部35构成了“死区时间校正值运算装置”。

（其他实施例）

（A）在以上所述的实施例中，在低速旋转范围中的FF控制中，考虑到电压指令校正值是在死区时间时间段中的电压误差，并且基于死区时间校正值对电压指令参考值进行校正，该电压指令校正值与根据电压公式所计算出的理论电压指令值和根据指令生成转矩的与交流电机的实际驱动有关的电压指令之间的差异相对应。在其他实施例中，只要电压指令校正值是与理论电压指令参考值和根据指令生成转矩的与交流电机的实际驱动有关的电压指令值之间的差异相对应的值，则电压指令校正值不限于基于死区时间校正值的值，并且可以是在低速旋转范围中可以稳定地驱动交流电机的任意值。换言之，可以基于任意值对电压指令参考值进行校正。此外，可以根据除了以上所述的实施例中所描述的方法之外的方法对死区时间校正值进行运算。

（B）在以上所述的第一实施例中，在死区时间校正值运算中，三相电流指令值被用来确定每个相的相电流是正还是负。在其他实施例中，可以基于电流感测值来确定传感器相的电流是正还是负。换言之，可以说基于电流指令值或电流感测值是正还是负来确定死区时间校正值是正还是负。

此外，在其他实施例中，当每个相的电流指令值为零或在包括零的给定的范围中时，可以使得死区时间校正值为零。此外，为了防止当每个相的电流指令值过零时死区时间校正值突然改变，根据需要可以执行低通滤波处理等的平滑处理。在此，以上所描述的“给定的范围”可以与在校正系数的运算中与幅度校正系数的插值有关的“给定的范围”相同或不同。

（C）在以上所述的实施例中，基于电流指令值与电流感测值的比例对电压指令参考值进行校正。在其他实施例中，当基于电流指令值和电流感测值进行校正时，不仅基于比例进行校正而且还可以进行任意校正。此外，不必需基于电流指令值和电流感测值进行校正。

此外，当电流感测值在包括零的给定的范围中时，可以将校正因子固定为除了1之外的值，或可以通过连续地运算（例如，滤波处理等）对校正因子进行插值。此外，不必需设置校正系数的上限和下限。

（D）可以考虑到估计电流反馈控制处理的运算精度等，适当地设置与在FF控制处理和估计电流反馈控制处理之间进行切换有关的转数的确定阈值。此外，在以上所述的实施例中，根据一个确定阈值进行FF项校正处理与估计电流反馈控制处理之间的切换。在其他实施例中，为了避免在FF项校正处理与估计电流FB控制处理之间的切换中的摆动，可以在转数增加侧和转数降低侧将转数的确定阈值设置为不同的值。即，转数的确定阈值可以具有在转数增加侧和转数降低侧所设置的滞后性。在这种情况下，当假定在增加侧的确定阈值为Au并且假定在降低侧的确定阈值为Ad时，期望例如，Au>Ad，但是可以接受Au<Ad。

（E）在以上所述的实施例中，在电流估计部中，通过考虑电流指令值是用于除了传感器相之外的相的估计值，对d轴电流估计值和q轴估计值进行运算。

电流估计部中的运算方法不限于此方法，并且可以采用基于电流感测值和电角所执行的任意方法，并且该方法可以使用其他参数等。此外，可以通过基于电流指令值和反馈的电流估计值来计算第一电压指令值的任意方法来计算第一电压指令值，并且该方法可以使用其他参数等。

另外，在以上所述的实施例中，通常与转数无关地对d轴电流估计值、q轴电流估计值、第一d轴电压指令值、以及第一q轴电压指令值进行运算。在其他实施例中，当转数大于确定阈值时，对d轴电流估计值、q轴电流估计值、第一d轴电压指令值、以及第一q轴电压指令值进行运算，反之，当转数不大于确定阈值时，可以停止对d轴电流估计值、q轴电流估计值、第一d轴电压指令值、以及第一q轴电压指令值的运算。

在下文中，将以示例的方式描述电流估计部可以采用的电流估计方法。

（i）基于使用电流指令相位的参考角度和幅度的运算

例如，类似于JP-A2004-159391，通过将U相电流感测值（Iu）除以“根据电流指令相角和电角所生成的U相电流参考角度（θ’）”来计算电流幅度（Ia），并且通过将在电角（其为从U相电流参考角度（θ’）偏移±120[°]）处的正弦值乘以电流幅度（Ia）来计算其他两个相的电流估计值Iv、Iw（等式14.1至14.3）。

Ia=Iu/[√(1/3)×({-sin(θ’)})] ....(14.1)

Iv=√(1/3)×Ia×({-sin(θ’+120[°])} ....(14.2)

Iw=√(1/3)×Ia×({-sin(θ’+240[°])} ....(14.3).

在下文中，在（ii）至（iv）中，将基于传感器相为W相的假定进行描述。

（ii）使用电流指令值基于传感器相参考相位的操作

借助于U相电流指令值iu*和V相电流指令值iv*中的至少一个、W相电流检测值iw_sns以及电角θe、对沿着对应于传感器相的α轴方向的α轴电流iα和沿着与传感器相相交的β轴方向的β轴电流iβ进行运算，并且通过α轴电流iα和β轴电流iβ的反正切函数（acrtan）来计算传感器相参考电流相位θx。将在等式（15）中示出传感器相参考电流相θx的运算等式。

θx=tan^-1(iβ/iα) .....(15)

此外，基于传感器相参考电流相位θx和W相电流检测值iw_sns来对U相电流估计值iu_est或V相电流估计值iv_est进行运算，并且基于U相电流估计值iu_est或V相电流估计值iv_est、W相电流检测值iw_sns以及电角θe对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。就这点而言，在U相电流估计值iu_est或V相电流估计值iv_est的运算中，可以执行避免将其他数除以0的“零除”和将0乘以其他数的“零乘”的校正处理。

（iii）通过对α轴电流差分进行的运算

通过关注α轴电流iα和β轴电流iβ处于“正弦波和余弦波”的关系中，以及α轴电流iα与β轴电流iβ之间的相位差为90[°]，基于α轴电流差分值Δiα对β轴电流估计值iβ_est进行运算。在此，当控制部中的运算是离散系统时，相对于实际β轴电流iβ以电角运动Δθe的一半来对α轴电流差分值Δiα进行延迟。考虑到这点，优选地是通过以校正量H来校正实际β轴电流iβ来对β轴电流估计值iβ_est进行运算，校正量H是通过将最近一次的α轴电流iα和这次的α轴电流iα的平均值乘以电角运动Δθe的一半（Δθe/2）而获得的。然后，借助于α轴电流iα和β轴电流估计值iβ_est对传感器相参考电流相位θx进行运算。随后的运算与在（ii）中的运算相同。

（iv）根据循环公式进行的运算

通过使用W相轴在旋转坐标系的d-q坐标轴上相对地旋转，对W相估计误差Δiw_est进行积分，从而使得d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est分别地渐进到d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq。

基于最近一次的d轴电流估计值id_est和最近一次的q轴电流估计值iq_est以及这次的电角θe，对传感器相分量的W相电流参考值iw_bf进行运算，并且计算作为W相电流参考值iw_bf与W相电流检测值iw_sns之间的差异的W相估计误差Δiw_est。通过将W相估计误差Δiw_est乘以过滤元件的增益K来计算校正的误差KΔiw_est，并且基于Δiu=0且Δiv=0的假定通过dq变换来计算沿着传感器相方向的d轴校正值id_crr和q轴校正值iq_crr。然后，所计算出的d轴校正值id_crr和所计算出的q轴校正值iq_crr生成了沿着传感器相方向的校正矢量，并且在d-q坐标中对校正矢量进行积分，借此对d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est进行运算。此外，可以采用下面的运算：进一步对沿着与传感器相正交的正交方向的校正值进行运算；沿着传感器相方向的校正值和沿着正交方向的校正值的生成矢量生成了校正矢量；以及在d-q坐标上对校正矢量进行积分。

（F）在以上所描述的实施例中，针对d-q坐标描述了“电流估计值”、“电流指令值”、“第一电压指令值”、“第二电压指令参考值”以及“死区时间校正值”。然而，只要这些值可以被用于交流电机的控制，则可以使用任意值并且该值可以是基于各个相的值或基于各个轴的值。

（G）可以根据任意方法控制对要被施加到交流电机上的电压进行控制的逆变器。例如，可以这样地构建逆变器以便通过在正弦波PWM控制模式与过调制PWM控制模式之间适当地切换来对其进行控制。

（H）在以上所描述的实施例中，描述了下述示例：在该示例中，在W相中设置有电流传感器并且W相为传感器相。在其他实施例中，电流传感器可以设置在U相中并且U相可以是传感器相。替选地，电流传感器可以设置在V相中并且V相可以是传感器相。

（I）在以上所描述的实施例中，描述了在一个相中设置电流传感器的示例。在其他示例中，例如，可以在传感器相或在除了传感器相之外的其他相中设置用于感测如下电流传感器（在下文中，被称为控制传感器）中的异常的独立电流传感器（在下文中，被称为异常感测传感器）：该点电流传感器用于感测被用于控制的电流。作为示例可以提供诸如单相双通道构造和两相单通道构造的传感器构造，但是在任意相中可以设置任意数量的电流传感器；在单相双通道构造中，控制传感器和异常感测传感器被设置在一个相中，在两相单通道构造中，控制传感器被设置在一个相中而异常感测传感器被设置在除了该一个相之外的任意一个相中。

（J）在以上所述的实施例中，旋转角度传感器感测电角θe，并且将电角θe输出到控制部。在其他实施例中，旋转角度传感器可以感测机械角度θm并且可以将机械角度θm输出到控制部，以及在控制部中机械角度θm可以被转换为电角θe。此外，机械角度θm可以替代电角θe生成“旋转角度感测值”。另外，可以基于机械角度θm来计算转数N。

（K）在以上所述的实施例中，交流电机是用永磁同步类型的三相交流电机。在其他实施例中，交流电机可以是感应电机或其他同步电机。此外，以上所述的实施例的交流电机中的每个是所谓的电动发电机，其具有作为电动机的功能和作为发电机的功能两者。在其他实施例中，交流电机可以是不具有作为发电机的功能的电动机。

可以这样地构建交流电机以便操作为用于引擎的电动机并且启动引擎。此外，可以不设置引擎。另外，可以设置多个交流电机，并且还可以设置用于对多个交流电机的功率进行分流的功率分流机构。

（L）此外，根据本公开的交流电机的控制装置不仅可以被应用到具有一组逆变器和交流电机的系统（如在以上的实施例中所描述地），还可以被应用到具有两组或更多组逆变器和交流电机的系统。此外，根据本公开的交流电机的控制装置还可以被应用到具有并联到一个逆变器的多个交流电机的电气列车系统等。

另外，交流电机的控制装置被应用到电动车辆，但是也可以被应用到除了电动车辆之外的机器。

以上公开具有下面的方面。

根据本公开的一个方面，一种具有由逆变器控制的施加电压的三相交流电机的控制装置，该控制装置控制电机的驱动并且包括：电流获取装置，用于从电流传感器获取电流感测值，该电流传感器布置在作为电机的三个相中的一个相的电机的传感器相上；旋转角度获取装置，用于从旋转角度传感器获取旋转角度感测值，该旋转角度传感器感测电机的旋转角度；电流估计装置，用于根据电流感测值和旋转角度感测值，对电流估计值进行运算；第一电压指令值运算装置，用于根据与电机的驱动有关的电流指令值和要被反馈的电流估计值，对第一电压指令值进行运算；电压指令参考值运算装置，用于根据电流指令值、使用电动机的理论公式，对电压指令参考值进行运算；第二电压指令值运算装置，用于对电压指令参考值进行校正，以便对第二电压指令值进行运算；控制模式切换装置，用于在第一控制模式与第二控制模式之间进行切换，第一控制模式用于基于第一电压指令值来生成与逆变器的驱动有关的驱动信号，第二控制模式用于基于第二电压指令值来生成驱动信号；以及转数运算装置，用于根据旋转角度感测值，对电机的转数进行运算。当转数大于预定确定阈值时，控制模式切换装置选择第一控制模式。当转数不大于预定确定阈值时，控制模式切换装置选择第二控制模式。

当执行在其中对借助于一个相的电流感测值所估计的电流估计值进行反馈从而控制交流电机的驱动的单相控制时，在交流电机的转数小的低速旋转范围中，每采样间隔的电流感测值的电流改变和旋转角度运动小，借此交流电机的驱动控制很可能变得不稳定。

由于这个原因，在本公开中，在交流电机的转数不大于确定阈值的低速旋转范围中，替代于单相控制，基于电流指令值、借助于电动机的理论公式（例如，电压等式）来对电压指令参考值进行运算。然而，存在下述情况：在该情况中，根据电动机的理论公式所计算出的理论电压指令参考值以与交流电机和交流电机的控制装置有关的物理因子等而不同于根据指令生成转矩的与交流电机的实际驱动有关的电压指令值。具体地，当在交流电机启动和停止的低速旋转范围中基于简单地根据电动机的理论公式所运算出的电压指令参考值对交流电机的驱动进行控制时，存在施加在交流电机上的电压不合适、使得不可以稳定地驱动交流电机的可能性。

因此，在本公开中，对电压指令参考值进行校正并且对第二电压指令值进行运算，以及在低速旋转范围中，基于第二电压指令值在第二控制模式中控制交流电机的驱动。以这种方式，根据本公开，在低速旋转范围中，可以从交流电机启动的时间起稳定地控制交流电机的驱动，并且驱动交流电机直到交流电机停止的时间。

替选地，控制装置还可以包括：死区时间校正值运算装置，用于根据由死区时间时间段所导致的电压误差对死区时间校正值进行运算，当从上开关元件和下开关元件中的一个接通并且另外一个关断的状态切换至上开关元件和下开关元件中的所述一个关断并且所述另外一个接通的状态时，在死区时间时间段中，关断上开关元件和下开关元件两者。用于设置逆变器的上开关元件布置在高电势侧，并且用于设置逆变器的下开关元件布置在低电势侧。第二电压指令值运算装置基于死区时间校正值，对电压指令参考值进行校正。此外，控制装置还可以包括：校正系数运算装置，用于根据传感器相电流指令值和电流感测值来对校正系数进行运算，传感器相电流指令值是与传感器相相对应的电流指令值。第二电压指令值运算装置基于死区时间校正值和校正系数来对电压指令参考值进行校正。此外，当传感器相电流指令值或电流感测值为零或在包括零的预定范围中时，校正系数运算装置可以对校正系数进行插值。此外，校正系数运算装置可以设置校正系数的上限和下限。

注意，本申请中的流程图或流程图的处理包括部分（也被称为步骤），部分中的每个被表示为例如S100。此外，每个部分可以被分割为几个子部分，而同时几个部分可以被组合到单一部分中。此外，这样地配置的部分中的每个还可以被称为装置、模块或工具。

虽然参照本公开的实施例描述了本公开，但是应理解，本公开不限于这些实施例和构造。本公开旨在覆盖各种修改例和等价布置。另外，包括更多、更少或仅单一元件的各种组合和配置、其他组合和配置也在本公开的精神和范围之中。

Claims (5)

1.一种具有由逆变器控制的施加电压的三相交流电机的控制装置，所述控制装置控制所述电机的驱动，所述控制装置包括：

电流获取装置，用于从电流传感器获取电流感测值，所述电流传感器布置在作为所述电机的三个相中的一个相的所述电机的传感器相上；

旋转角度获取装置，用于从旋转角度传感器获取旋转角度感测值，所述旋转角度传感器感测所述电机的旋转角度；

电流估计装置，用于根据所述电流感测值和所述旋转角度感测值，对电流估计值进行运算；

第一电压指令值运算装置，用于根据与所述电机的驱动有关的电流指令值和要被反馈的所述电流估计值，对第一电压指令值进行运算；

电压指令参考值运算装置，用于根据所述电流指令值、使用电动机的理论公式，对电压指令参考值进行运算；

第二电压指令值运算装置，用于对所述电压指令参考值进行校正，以便对第二电压指令值进行运算；

控制模式切换装置，用于在第一控制模式与第二控制模式之间进行切换，所述第一控制模式用于基于所述第一电压指令值来生成与所述逆变器的驱动有关的驱动信号，所述第二控制模式用于基于所述第二电压指令值来生成所述驱动信号；以及

转数运算装置，用于根据所述旋转角度感测值，对所述电机的转数进行运算，

其中，当所述转数大于预定确定阈值时，所述控制模式切换装置选择所述第一控制模式，以及

其中，当所述转数不大于所述预定确定阈值时，所述控制模式切换装置选择所述第二控制模式。

2.根据权利要求1所述的控制装置，还包括：

死区时间校正值运算装置，用于根据由死区时间时间段所导致的电压误差对死区时间校正值进行运算，当从上开关元件和下开关元件中的一个接通并且另外一个关断的状态切换至所述上开关元件和所述下开关元件中的所述一个关断并且所述另外一个接通的状态时，在所述死区时间时间段中，关断所述上开关元件和所述下开关元件两者，

其中，用于设置所述逆变器的所述上开关元件布置在高电势侧，并且用于设置所述逆变器的所述下开关元件布置在低电势侧，以及

其中，所述第二电压指令值运算装置基于所述死区时间校正值，对所述电压指令参考值进行校正。

3.根据权利要求2所述的控制装置，还包括：

校正系数运算装置，用于根据传感器相电流指令值和所述电流感测值对校正系数进行运算，所述传感器相电流指令值是与所述传感器相相对应的电流指令值，

其中，所述第二电压指令值运算装置基于所述死区时间校正值和所述校正系数，对所述电压指令参考值进行校正。

4.根据权利要求3所述的控制装置，

其中，当所述传感器相电流指令值或所述电流感测值为零或在包括零的预定范围内时，所述校正系数运算装置对所述校正系数进行插值。

5.根据权利要求3或4所述的控制装置，

其中，所述校正系数运算装置设置所述校正系数的上限和下限。