CN103928842A - 采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路 - Google Patents

Abstract

采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，属于集成电路领域，本发明目的是在不增加驱动器功耗的同时增大驱动器的电压增益-3dB带宽，增强高频调制电流输出能力，改善输出高频电流信号的眼图特性。本发明采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和源极跟随器；所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NMOS晶体管N_n1、NMOS晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；所述源极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NMOS晶体管N_n3和NMOS晶体管N_n4。

Description

采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路

技术领域

本发明涉及10Gbps及10Gbps以上速率的高速激光二极管驱动器集成电路，属于集成电路领域。

背景技术

人们对于网络接入到基于万维网(WEB)应用和集成多媒体应用(如声音/数据/图像)的爆炸性需求催生了对更宽带宽的网络的强烈要求。微电子及光网络技术的快速演进能够推动带宽容量的不断增长，促使人们能够不断地向更快的网络过度，从10Mb/s、100Mb/s、1Gb/s一直到10Gb/s。

10G PON(passive optical network，无源光网络)的技术如今已经成熟，正走向大规模应用阶段，为加快推进其大规模应用速度，有必要增强10G PON的各个模块的集成度和性能，并降低功耗和价格，尤其是在整个PON系统中负责光电信号转换接口的光收发模块。在光收发系统中，激光二极管驱动器主要实现把电信号转换成光信号的功能，其调制电流输出能力影响着激光二极管输出光功率的大小，其输出电信号的抖动性能和眼图质量也对整个光通信系统的误码率产生一定的影响。

如图1所示，传统的10Gb/s或10Gbps以上速率的高速激光二极管驱动放大器一般由m(m＝1,2...)级差分放大器级联而成。当工作速率达到10Gb/s或更高时，为了减少overshoot，ringing等现象以提高信号的眼图质量，通常需要减少第1级放大器的输入端的回波损耗(return loss)和最后一级(第m级)的输出端的回波损耗。而为了使驱动放大器能够输出可变的调制电流，一般需通过控制m级激光二极管驱动放大器中第n(n＝1,2...m)级放大器的电压增益来实现，第n级放大器为可控增益放大器级。如图2所示，第n级放大器由差分放大器和跟随器组成，差分放大器由晶体管N_n1、N_n2，负载电阻R_n1、R_n2及可控电流源I_n1组成；其中晶体管N_n1、N_n2为共发射极(双极型晶体管)或共源极(CMOS晶体管)。跟随器则由晶体管N_n3、N_n4和可控电流源I_n2，I_n3构成，N_n3和N_n4若采用双极型晶体管时，跟随器为发射极跟随器，N_n3和N_n4若采用CMOS晶体管时，跟随器为源极跟随器。

其中差分放大器对上一级给的输入信号Von_n-1和Vop_n-1进行放大，而发射极/源极跟随器则主要是为了给下一级放大器提供正确的直流偏置电压。Von_n和Vop_n为整个可变增益放大器的输出节点。第n级放大器的偏置电流源都是可控制的，通过改变偏置电流的大小来控制该级放大器的电压增益，进而控制整个驱动放大器电路的电压增益和输出调制电流的大小。当可变偏置电流I_n1变大时，输入寄生电容C_in,n(等效元件)随着I_n1的不断增加而增大。如果该级放大器的四个晶体管采用双极型晶体管时，C_in,_n的增加是由于双极型晶体管在正向偏置工作状态下的基极-发射极之间的充电电容随着集电极偏置电流的增加而变大的结果；如果放大器晶体管采用CMOS晶体管时，C_in,n的变大是由于CMOS晶体管的栅-源电压随着漏电流的不断增加而增大造成的。由于C_in,n变大时，第n-1级放大器的负载电容就会跟着变大，主极点频率会降低，因此造成第n-1级放大器的电压增益-3dB带宽变小，进而使整个激光二极管驱动器的-3dB带宽减小。为了克服由C_in,n引起的电压增益带宽变化，通常需要通过减小第n-1级放大器的负载电阻值和增益以达到足够宽的电压增益带宽来补偿。同时第n级及其后级放大器通常需要通过增加偏置电流来增加电压增益，以便满足一定的输出调制电流的要求，这样不仅增加了整个放大器的功耗，也增加了第n级及其后级放大器电路的设计难度。

发明内容

本发明提供了一种采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，目的是在不增加驱动器功耗的同时增大驱动器的电压增益-3dB带宽，增强高频调制电流输出能力，改善输出高频电流信号的眼图特性。

本发明所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路采用两种技术方案。

第一种技术方案：采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和源极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NMOS晶体管N_n1、NMOS晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述源极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NMOS晶体管N_n3和NMOS晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NMOS晶体管N_n3的漏极和NMOS晶体管N_n4的漏极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n1的漏极、电容C_n1的一端和NMOS晶体管N_n3的栅极；电容C_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n2的栅极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NMOS晶体管N_n2的漏极同时连接NMOS晶体管N_n4的栅极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NMOS晶体管N_n1的栅极；

NMOS晶体管N_n1的源极和NMOS晶体管N_n2的源极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n3的源极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n4的源极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

第二种技术方案：采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和发射极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NPN双极型晶体管N_n1、NPN双极型晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述发射极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NPN双极型晶体管N_n3和NPN双极型晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NPN双极型晶体管N_n3的集电极和NPN双极型晶体管N_n4的集电极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n1的集电极、电容C_n1的一端和NPN双极型晶体管N_n3的基极；电容C_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n2的基极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NPN双极型晶体管N_n2的集电极同时连接NPN双极型晶体管N_n4的基极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NPN双极型晶体管N_n1的基极；

NPN双极型晶体管N_n1的发射极和NPN双极型晶体管N_n2的发射极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n3的发射极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n4的发射极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

本发明的优点：本发明提出的在m级高速激光二极管驱动放大器的可控增益放大器级(第n级放大器)中引入负电容中和技术，可以显著减小在高输出高频调制电流情况下的第(n-1)级放大器的负载电容，提高整个激光驱动器的电压增益带宽，增强其高频调制电流输出能力，降低由于带宽不足引起的确定性抖动(deterministic jitter)，改善输出高频电流信号的眼图特性，降低系统误码率。

附图说明

图1是高速激光二极管驱动放大器的原理框图；

图2是背景技术中涉及的传统10Gbps或10Gbps以上速率的高速激光二极管驱动放大器中第n级放大器的具体电路图；

图3是实施方式一所述采用负电容中和技术的10Gbps或10Gbps以上速率的激光二极管驱动器集成电路的第n级放大器的具体电路图；

图4是电容随偏置电流变化曲线对比图；三条曲线分别为：采用实施方式一所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器中的第n级放大器，利用负电容中和前的栅极-源极电容(或基极-发射极电容)Cπ随偏置电流变化曲线；利用负电容中和后的第n级放大器单端输入寄生电容C_in,n随偏置电流变化曲线；等效负电容Cn随偏置电流变化曲线；

图5是采用传统和本发明激光二极管驱动放大器(10Gbps或10Gbps以上速率)的前n-1级放大器增益变化曲线对比图；图中虚线为采用传统的激光二极管驱动放大器的前n-1级放大器增益变化曲线，实线为采用本发明激光二极管驱动放大器的前n-1级放大器增益变化曲线；

图6是具体实施例第1级放大器的具体电路图；

图7是具体实施例第2级放大器的具体电路图；

图8是具体实施例第3级放大器的具体电路图；

图9是具体实施例第4级放大器的具体电路图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1、图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

其特征在于，m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和源极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NMOS晶体管N_n1、NMOS晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述源极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NMOS晶体管N_n3和NMOS晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NMOS晶体管N_n3的漏极和NMOS晶体管N_n4的漏极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n1的漏极、电容C_n1的一端和NMOS晶体管N_n3的栅极；电容C_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n2的栅极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NMOS晶体管N_n2的漏极同时连接NMOS晶体管N_n4的栅极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NMOS晶体管N_n1的栅极；

NMOS晶体管N_n1的源极和NMOS晶体管N_n2的源极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n3的源极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n4的源极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

电容C_n1和电容C_n2可以是线性电容，如MIM电容；或压控可变电容，如MOS varactor电容等。

本实施方式中第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，其余m-1级放大器采用任意差分放大器。

负载电阻R_n1、NMOS晶体管N_n1的漏极和电容C_n1的公共节点Vcp_n为差分放大器的输出端；连接NMOS晶体管N_n3的栅极；负载电阻R_n2、NMOS晶体管N_n2的漏极和电容C_n2的公共节点Vcn_n为差分放大器的输出端；连接NMOS晶体管N_n4的栅极。

N_n1、N_n2、N_n3和N_n4采用NMOS晶体管；第n级放大器的单端输入寄生电容Cin,n的大小取决于N_n1的栅极和源极之间的等效电容大小。

电容C_n1和电容C_n2为实现负电容中和技术的核心器件，第n级放大器的差分放大器的输入信号连接第n-1级放大器的输出信号Von_n-1、Vop_n-1，由于差分电路本身所固有的特性，其输入信号Von_n-1、Vop_n-1相位相差180度，因此在第n级放大器输入端C_n1/C_n2的等效负电容C_n的电容值为负数，且该等效负电容C_n与单端输入寄生电容C_in,n(主要是栅极-源极电容)并联在一起，因而可以利用C_n1/C_n2产生的等效负电容C_n来中和随着偏置电流增大而不断变大的单端输入寄生电容C_in,n，其效果如图4所示。

具体实施方式二：下面结合图1、图3和图4说明本实施方式，本实施方式所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和发射极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NPN双极型晶体管N_n1、NPN双极型晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述发射极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NPN双极型晶体管N_n3和NPN双极型晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NPN双极型晶体管N_n3的集电极和NPN双极型晶体管N_n4的集电极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n1的集电极、电容C_n1的一端和NPN双极型晶体管N_n3的基极；电容C_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n2的基极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NPN双极型晶体管N_n2的集电极同时连接NPN双极型晶体管N_n4的基极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NPN双极型晶体管N_n1的基极；

NPN双极型晶体管N_n1的发射极和NPN双极型晶体管N_n2的发射极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n3的发射极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n4的发射极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

电容C_n1和电容C_n2可以是线性电容，如MIM电容；或压控可变电容，如MOS varactor电容等。

本实施方式中第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，其余m-1级放大器采用任意差分放大器。

负载电阻R_n1、NPN双极型晶体管N_n1的漏极和电容C_n1的公共节点Vcp_n为差分放大器的输出端；连接NPN双极型晶体管N_n3的基极；负载电阻R_n2、NPN双极型晶体管N_n2的集电极和电容C_n2的公共节点Vcn_n为差分放大器的输出端；连接NPN双极型晶体管N_n4的基极。

N_n1、N_n2、N_n3和N_n4采用NPN双极型晶体管；第n级放大器的单端输入寄生电容C_in,n的大小取决于N_n1的栅极和源极之间的等效电容大小。电容C_n1和电容C_n2为实现负电容中和技术的核心器件，第n级放大器的差分放大器的输入信号连接第n-1级放大器的输出信号Von_n-1、Vop_n-1，由于差分电路本身所固有的特性，其输入信号Von_n-1、Vo_pn-1相位相差180度，因此在第n级放大器输入端C_n1/C_n2的等效负电容C_n的电容值为负数，且该等效负电容C_n与单端输入寄生电容C_in,n(主要是基极-发射极电容)并联在一起，因而可以利用C_n1/C_n2产生的等效负电容C_n来中和随着偏置电流增大而不断变大的单端输入寄生电容C_in,n，其效果如图4所示。

具体实施方式三：下面结合图5至图9说明本实施方式，本实施方式给出一个具体实施例，取m＝4，n＝2，所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路由4级放大器级联而成，第1级放大器为带有输入50Ω阻抗匹配功能的差分放大器，如图6所示；第2级放大器为带有负电容中和技术的可变增益差分放大器，如图7所示；第3级放大器为可实现信号极性反转的差分放大器，如图8所示；第4级放大器为带有activeback-termination反馈网络的open collector差分放大器，如图9所示。

第1级放大器中，偏置电流源I₁₁、I₁₂和I₁₃为固定偏置电流源，N₁₁和N₁₂采用NPN双极型晶体管。在输入端设置电阻R_ip和电阻R_in，输入电阻Ri_p两端分别连接输入端V_in+和V_b，电阻R_in两端分别连接输入端V_in-和V_b，电阻R_ip和R_in选值为50Ω以实现在0到10GHz带宽内输入回波损耗小于-10dB；双极型晶体管N₁₁/N₁₂的基极分别连接输入端V_in+/V_in-，N₁₁/N₁₂的发射极连接到一起并连到固定偏置电流I₁₁的一端V_m1，N₁₁/N₁₂的集电极分别连接到负载电阻R₁₁/R₁₂的端口以及发射极跟随器晶体管N₁₃/N₁₄的基极，即节点V_cn1/V_cp1；发射极跟随器晶体管N₁₃/N₁₄的发射极分别连接到偏置电流源I₁₂/I₁₃的端口V_on1/V_op1，且作为第1级差分放大器的输出节点。

第2级差分放大器采用实施方式二所述结构。输出端为V_on2/V_op2。

第3级放大器中，双极型晶体管N_31a/N_32a构成一个差分放大器，双极型晶体管N_31b/N_32b则构成另一个输入极性相反的差分放大器，晶体管N_31a/N_32a的发射极共同连接到开关SW₁的一端Vm_3a，晶体管N_31b/N_32b的发射极共同连接到开关SW₂的一端Vm_3b，开关SW₁和SW₂的另一端共同连接到偏置电流I₃₁的一端Vm₃，晶体管N_31a/N_32b的基极共同连接到V_on2，晶体管N_31b/N_32a的基极共同连接到V_op2，晶体管N_31a/N_31b的集电极共同连接到节点V_cn3，晶体管N_32a/N_32b的集电极共同连接到节点V_cp3；负载电阻R₃₁/R₃₂的一端分别连接到节点V_cn3/V_cp3；晶体管N₃₃/N₃₄的基极也分别连接到节点V_cn3/V_cp3，晶体管N₃₃/N₃₄的基极输出连接下一级节点A1/A2；晶体管N₃₃/N₃₄的发射极分别连接到偏置电流源I₃₂/I₃₃的一端V_on3/V_op3，构成第3级放大器的输出节点。通过闭合开关SW₁和断开开关SW₂，促使晶体管N_31a/N_32a处于正向工作状态、晶体管N_31b/N_32b处于截止状态，因此第3级放大器的输出节点V_op3/V_on3的极性跟输入节点V_op2/V_on2的极性相反；通过断开开关SW₁和闭合开关SW₂，促使晶体管N_31a/N_32a处于截止状态、晶体管N_31b/N_32b处于正向工作状态，因此第3级放大器的输出节点V_op3/V_on3的极性跟输入节点V_op2/V_on2的极性相同。

第4级放大器中双极型晶体管N₄₁/N₄₂的基极分别连接上一级放大器的输出节点V_on3/V_op3，晶体管N₄₁/N₄₂的发射极共同连接到偏置电流源的一端Vm₄，晶体管N₄₁/N₄₂的集电极作为整个激光二极管驱动器的输出节点V_out+/V_out-，且通过交流耦合连接方式连接到芯片外的激光二极管的两端并为激光二极管提供调制电流；电阻电容反馈网络R_f1/R_f2/C_f1和R_f3/R_f4/C_f2构成active back-termination，该反馈网络有益于在频率0到10GHz频带内获取优越的输出阻抗匹配性能，并有利于吸收由于阻抗不完全匹配造成的反射信号。电阻R_f1一端连接输出节点V_out+，另一端连接节点V_fp；电阻R_f2和并联电容C_f1一端共同连接到节点V_fp，另一端共同连接到A1；电阻R_f3一端连接输出节点V_out-，另一端连接节点V_fn；电阻R_f4和并联电容C_f2一端共同连接到节点V_fn，另一端共同连接到A2。

本发明的重要内容是在第2级可控增益差分放大器中引入了负电容中和技术。如图6～图9所示，由于电容C_n1和C_n2的交叉连接方式，在差分放大器输入端得到的等效C_n1和C_n2电容为负数。当不考虑晶体管N₂₁/N₂₂的基极电阻和基极-集电极电容时，第2级放大器的单端输入电容值为晶体管N₂₁/N₂₂的基极-发射极电容C_π，且C_π的值随着晶体管的集电极电流的增加而不断增大，此时第1级放大器的电压增益可表达为：

$G_{v1}=\frac{R_{11}({\mathrm{sC}}_{\mathrm{\μ}11}-g_{m11})}{1+s{R}_{11}(C_{\mathrm{\μ}11}+C_{\mathrm{\μ}13})}\·\frac{R_{L1}(g_{m13}+{\mathrm{sC}}_{\mathrm{\π}13})}{1+s{R}_{L1}(C_{\mathrm{\π}13}+C_{\mathrm{\π}21})}---\left(1\right)$

其中R₁₁为负载电阻，R_L1为第1级放大器在输出节点V_op1/V_on1处的等效负载电阻，g_m11为晶体管N₁₁/N₁₂的跨导，g_m13为晶体管N₁₃/N₁₄的跨导，C_μ11为晶体管N₁₁/N₁₂的的基极-集电极电容，C_μ13和C_π13分别为晶体管N₁₃/N₁₄的基极-集电极电容和基极-发射极电容，C_π21为晶体管N₂₁/N₂₂的基极-发射极电容，s为j*ω。显而易见，式(1)中存在2个零点和以下两个极点：

极点1： ${\mathrm{\ω}}_1=\frac{1}{R_{11}(C_{\mathrm{\μ}11}+C_{\mathrm{\μ}13})}$ 极点2： ${\mathrm{\ω}}_2=\frac{1}{R_{L1}(C_{\mathrm{\π}13}+C_{\mathrm{\π}21})}---\left(2\right)$

由于第2级放大器是增益可控放大器，且增益一般要比第1级大很多，因此第2级差分放大器的输入晶体管N₂₁/N₂₂的尺寸要远大于第1级放大器的输入晶体管N₁₁/N₁₂的尺寸，所以(1)式中的C_π21要远大于其他寄生电容。因此极点2为第1级放大器的主极点且决定着电压增益-3dB带宽。当需要不断增加输出高频激光二极管调制电流时，第2级放大器的偏置电流也需要不断地增大以提高输出调制电流，晶体管N₂₁/N₂₂的基极-发射极电容C_π21也就跟着偏置电流不断地变大，因而造成第1级放大器的主极点频率不断降低，进而使其-3dB带宽也跟随着不断降低，如图5虚线线条所示。

当在第2级放大器加入负电容C_n1/C_n2后，第1级放大器的电压增益变成为：

$G_{v1,\mathrm{nc}}=\frac{R_{11}({\mathrm{sC}}_{\mathrm{\μ}11}-g_{m11})}{1+s{R}_{11}(C_{\mathrm{\μ}11}+C_{\mathrm{\μ}13})}\·\frac{R_{L1}(g_{m13}+{\mathrm{sC}}_{\mathrm{\π}13})}{1+s{R}_{L1}(C_{\mathrm{\π}13}+C_{\mathrm{\π}21}-C_{n1})}---\left(3\right)$

由式(3)可见，除了主极点极点2的频率发生变化外，其余两个零点和极点1的频率不发生变化。适当地选择C_n1/C_n2的值可以显著提高极点2的频率，因此可增加第1级放大器的-3dB带宽，进而增加整个激光二极管驱动器的-3dB带宽。

由以上分析可见，本发明提出的带负电容中和技术的可变增益差分放大器可有效地提高大输出调制电流时高速激光二极管驱动器的电压增益带宽，有利于减小由于带宽不足引起的确定性抖动，改善输出信号的眼图性能。

Claims (4)

1.采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

其特征在于，m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和源极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NMOS晶体管N_n1、NMOS晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述源极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NMOS晶体管N_n3和NMOS晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NMOS晶体管N_n3的漏极和NMOS晶体管N_n4的漏极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n1的漏极、电容C_n1的一端和NMOS晶体管N_n3的栅极；电容C_n1的另一端同时连接NMOS晶体管N_n2的栅极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NMOS晶体管N_n2的漏极同时连接NMOS晶体管N_n4的栅极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NMOS晶体管N_n1的栅极；

NMOS晶体管N_n1的源极和NMOS晶体管N_n2的源极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n3的源极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NMOS晶体管N_n4的源极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

2.采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，它由m级放大器级联构成，m为大于或等于1的自然数；

其特征在于，m级放大器中的第n级放大器为采用负电容中和技术的可控增益放大器，n≤m，第n级放大器包括差分放大器和发射极跟随器；

所述差分放大器包括可控电流源I_n1、NPN双极型晶体管N_n1、NPN双极型晶体管N_n2、负载电阻R_n1、负载电阻R_n2、电容C_n1和电容C_n2；

所述发射极跟随器包括可控电流源I_n2、可控电流源I_n3、NPN双极型晶体管N_n3和NPN双极型晶体管N_n4；

电源VDD同时连接负载电阻R_n1的一端、负载电阻R_n2的一端、NPN双极型晶体管N_n3的集电极和NPN双极型晶体管N_n4的集电极；

负载电阻R_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n1的集电极、电容C_n1的一端和NPN双极型晶体管N_n3的基极；电容C_n1的另一端同时连接NPN双极型晶体管N_n2的基极和m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Von_n-1；

NPN双极型晶体管N_n2的集电极同时连接NPN双极型晶体管N_n4的基极、电容C_n2的一端和负载电阻R_n2的另一端；电容C_n2的另一端同时连接m级放大器中的第n-1级放大器的输出端Vop_n-1和NPN双极型晶体管N_n1的基极；

NPN双极型晶体管N_n1的发射极和NPN双极型晶体管N_n2的发射极的公共节点Vm_n连接可控电流源I_n1的正极，可控电流源I_n1的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n3的发射极同时连接可控电流源I_n2的正极和第n级放大器的输出端Vop_n，可控电流源I_n2的负极接地GND；

NPN双极型晶体管N_n4的发射极同时连接可控电流源I_n3的正极和第n级放大器的输出端Von_n，可控电流源I_n3的负极接地GND。

3.根据权利要求1或2所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，其特征在于，电容C_n1和电容C_n2均采用线性电容或压控可变电容来实现。

4.根据权利要求1或2所述采用负电容中和技术的高速激光二极管驱动器集成电路，其特征在于，电容C_n1和电容C_n2均采用MIM电容或MOS varactor电容来实现。