CN103595330B - 双绕组音圈电机推力补偿系统 - Google Patents

Abstract

一种双绕组音圈电机推力补偿系统，其用于驱动具有主绕组和副绕组的音圈电机，所述音圈电机的副绕组设置于每对主绕组之间；该系统包括主绕组开关驱动电路，其基于第一受控电压源供电驱动作为音圈电机的主要工作绕组的主绕组，以提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组开关驱动电路，其基于第二受控电压源供电驱动作为补偿绕组的副绕组，从而提供与主绕组相反的推力波动以对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；其中，主绕组和副绕组的第一、第二受控电压源的电压U_dc1、U_dc2被配置为满足一定关系。

Description

双绕组音圈电机推力补偿系统

技术领域

本发明涉及音圈电机，具体的讲，涉及一种具有推力补偿功能的音圈电机以及相应的驱动电路。

背景技术

音圈电机(Voice Coil Motor，VCM)是基于洛伦兹力原理设计而成的一种电机，它能将电信号直接转化成直线位移而不需要任何中间转换机构。与其他类型的电动机相比，音圈电机具有许多优点，如结构简单、体积小、重量轻、惯性小、比推力大等，具有广阔的应用前景，主要应用在高精度、高频激励、快速和高加速度的定位系统中，在光学和测量系统、光学装配以及航空航天方面也有广泛的应用。

目前在超高精度伺服控制领域音圈电机伺服驱动控制器的设计方案主要可以分为线性功率放大器方案和PWM(脉宽调制)功率变换器方案。当超高精度伺服系统采用线性功率放大器方案进行设计时，具有电流响应快，消除了系统由于开关器件开关斩波所产生的推力纹波，提高了输出推力的稳定性。但是当采用线性功率放大器方案时，首先存在着电流响应存在超调，同时存在电流跃变时的非线性区。其次控制器的设计受到的限制较大，高性能控制的难度较高。并且当超高精度伺服系统采用线性功率放大器方案进行设计时，系统器件发热量大，能量损耗较多。超精定位伺服系统的一重要发展方向是高过载、高加速度，无疑对元器件的功率等级要求更高，线性功率放大器方案已经愈来愈难以满足超高精度伺服控制系统功率的需求。

而当超高精度伺服系统采用PWM功率变换器方案进行设计时，由于采用数字处理器对系统的控制信号进行控制，使得音圈电机伺服控制系统的控制系统设计更加的灵活，可以采用更多更复杂的控制方式对系统的驱动性能进行控制，同时系统具有响应速度快，效率高的优点。但是采用PWM功率变换器方案也存在着一定的不足。首先由于开关器件开关斩波不可避免的在系统中会产生电流纹波，从而电流波动所引起的推力波动(由开关器件开关斩波在系统中所产生的推力波动在下文中统称推力波动)会对超高精度音圈电机伺服驱动控制系统的控制性能产生较大的影响。其次采用PWM功率变换器方案时为防止开关电路上下桥臂的直通而设置的死区时间也会在驱动系统中引起不稳定现象。

目前，为了减小PWM功率变换器方案在系统中产生的推力波动，往往采用高开关频率的驱动方式。例如，设计者为了减小推力波动将开关器件的开关频率提升到200kHz，此时，相比于传统伺服电机驱动控制系统所采用的10kHz的开关频率，系统的推力波动减小为原来的5％，但是与此同时，由于开关器件的开关频率提升到了原来的20倍，开关器件的开关损耗也将提升到了原来的20倍，同时由于开关器件的开关频率上升，对开关器件的要求也将提升，驱动系统的成本加大。并且，提升开关频率也将提高控制系统的控制难度和驱动系统驱动电路的设计难度，大大降低了系统的稳定性。

根据前文的分析，可知，当音圈电机伺服控制系统采用传统PWM功率变换器方案时其系统结构简图如图13所示，由于系统中开关器件的开关斩波，会在主绕组中产生电流波动，从而引起音圈电机伺服系统输出推力的波动。

传统伺服所采用的10kHz下，音圈电机伺服驱动系统的输出推力如图14A至14C所示。

从图14A至14C中可以看出，此时音圈电机伺服系统在输出小推力状态下，系统的输出推力波动的范围为9.3398N～3.3324N，输出平均推力为6.3361N，输出推力波动的峰峰值为6.0074N。

若按照目前常规的对系统输出推力波动的解决办法，将系统驱动电路的开关频率提升至200kHz时，此时系统输出推力的仿真波形如图15A至15C所示。

可以看出，当系统驱动电路的开关频率提升到200kHz时，系统的输出推力的波动范围为6.9954N～6.6935N，输出推力波动的峰峰值为0.3019N，输出推力波动相比于10kHz的开关频率减小为原来的5％。

发明内容

针对超高精度伺服控制领域中音圈电机伺服驱动控制系统中采用PWM功率变换器控制方案时的推力波动对系统所产生的影响，本发明提出了如下的方案来在不提高系统PWM开关频率的基础上有效的减小采用PWM功率变换器方案时的系统的推力波动，提高系统的工作性能，降低系统驱动电路的设计难度，加强系统的稳定性，减小系统的损耗。

本发明的目的之一在于克服现有技术的不足之处，提供一种新的系统来消除或避免采用PWM功率变换器方案时所产生的推力波动对系统伺服性能所产生的影响。

基于以上目的，本发明的一个方面提供了一种双绕组音圈电机推力补偿系统，包括设置于音圈电机的每对主绕组之间的副绕组；主绕组为音圈电机的主要工作绕组，由基于一个单独的受控电压源供电的主绕组开关驱动电路驱动，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组由基于一个单独的受控电压源供电的副绕组开关驱动电路驱动，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；

其中，主绕组和副绕组的受控电源电压U_dc1、U_dc2满足

$U_{\mathrm{dc}2}=\frac{\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·L_2+M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}{U}_{\mathrm{dc}1}$

其中，副绕组的各项参数需满足以下关系：

$R_2=R_1\frac{L_2+\frac{K_{f2}}{K_{f1}}\·M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}$

式中U_dc1为主绕组驱动电路电源电压值；

U_dc2为副绕组驱动电路电源电压值；

R₁为主绕组的绕组电阻值；

R₂为副绕组的绕组电阻值；

L₁为主绕组的绕组自感值；

L₂为副绕组的绕组自感值；

M为主副绕组的绕组互感值

K_f1为主绕组推力系数

K_f2为副绕组推力系数。

优选的是，副绕组电阻R₂的大小可调以使得系统在对推力波动进行较好的削减的同时又能保留较大的平均推力。

通过使得R₂的阻值大小可调可实现系统在不同的工作模式下转换，从而可使得适用于不同的应用环境。

进一步的是，副绕组电阻R₂的值被设计为与主绕组的电阻值R₁成正比。

可选的是，副绕组电阻值R₂与主绕组的电阻值R₁的比值被设计为与副绕组电感值和主绕组电感值的比值成正比，且比例因数大于1。

优选的是，主绕组、副绕组的驱动电路是H型全桥驱动电路。

本发明的音圈电机伺服系统主副绕组产生的合成输出推力保持恒定，实现了在较低的开关频率下的音圈电机的高精度伺服控制，增强了系统控制的灵活性，使得控制系统能够采用多种复杂的智能控制策略，有效提升了系统的控制性能，并且提高了驱动控制系统的稳定性，降低了驱动控制器的成本。

附图说明

图1以一对极双绕组音圈电机为例示出了依照本发明的一种双绕组音圈电机的结构图

图2A主、副绕内外层式绕制

图2B主、副绕内外层式绕制剖开图

图2C主、副绕上下层式绕制立体图

图2D主、副绕上下层式绕制剖开图

图3A主、副绕组填缝式绕制示意图

图3B为图3A的放大图

图3C为图3A的端面视图

图4A多极双绕组音圈电机的结构示意图

图4B多极双绕组音圈电机的结构示意图

图5A主、副绕组上下层绕制的方式与磁钢、永磁体的设置关系；

图5B主、副绕组内外层绕制的方式与磁钢、永磁体的设置关系；

图6主绕组输出推力和副绕组输出推力的匹配关系图

图7示出了第一种实施例中的双绕组推力补偿系统驱动控制原理图

图8A至8C示出了第一种实施例中的双绕组推力补偿系统的推力仿真波形，其中图A为系统输出推力仿真总体结果图，图B为在系统在0.001-0.003s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，图C为系统在0.038s～0.04s输出推力仿真结果的局部放大图

图9A第一种实施例中的主绕组和副绕组输出推力的局部放大图

图9B第一种实施例中的主副绕组输出推力合力仿真图

图10主副绕组输出推力示意图

图11A至11C为第二种实施例中的主副绕组推力仿真波形图，其中图11A为系统输出推力仿真总体结果图，图11B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，图11C为系统在0.015s～0.016s输出推力仿真结果的局部放大图

图12A主绕组和副绕组推力仿真波形局部放大图

图12B绕组输出推力合力推力仿真波形局部放大图

图13采用传统PWM功率变换器方案下音圈电机控制系统结构图

图14A为10kHz下原始音圈电机伺服驱动系统的的输出推力仿真总体结果图，图14B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，图14C为系统在0.03s～0.031s输出推力仿真结果的局部放大图。

图15A为200kHz下原始音圈电机伺服驱动系统的输出推力仿真总体结果图，图15B为系统在0-0.0002s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，图15C为系统在0.008s～0.0082s输出推力仿真结果的局部放大图。

具体实施方式

如前所述，为了克服现有的超高精度伺服控制领域中音圈电机伺服驱动控制系统中采用PWM功率变换器方案时所产生的推力波动对系统伺服性能所产生的影响，本发明提出了一种新的音圈电机结构以及相应的伺服驱动控制系统驱动控制方案，该方案不仅能够极大的削弱了音圈电机伺服系统的推力波动，并且能够使得系统在较低的开关频率下实现对音圈电机伺服驱动控制系统超高精度控制，提高了系统的稳定性，减小了系统的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。

本发明解决该技术问题所采用的技术方案是：在音圈电机主绕组的另一侧，设计一补偿辅助副绕组，通过副绕组产生于主绕组完全相反的推力波动，从而应用副绕组使得音圈电机的主绕组和副绕组产生的推力波动相互抵消。在PWM功率变换器方案下，音圈电机伺服系统主副绕组产生的合成输出推力保持恒定，实现了在较低的开关频率下的音圈电机的高精度伺服控制，增强了系统控制的灵活性，使得控制系统能够采用多种复杂的智能控制策略，有效提升了系统的控制性能，并且提高了驱动控制系统的稳定性，降低了驱动控制器的成本。

图1以一对极双绕组音圈电机为例示出了依照本发明的一种双绕组音圈电机的结构图。在普通电机绕组，主绕组100中增添另一套绕组，即副绕组200，从而实现电机副绕组200所产生推力变化与主绕组100的推力波动幅值相同、方向相反，进而实现电机推力波动的抑制，使得系统具有更高的定位精度。

主、副绕组100、200的分布及设计与驱动控制系统所需每套绕组的电气时间常数及电机气隙磁场的分布有关。

绕组100、200的绕制形式分为分层式及填缝式。例如，如图2A至2D给出了分层式的两种结构，其中，图2A、2B为主、副绕组内外层分层示意图，图2C、2D为主、副绕组上下层分层示意图。

从图2A、2B可见，副绕组200被包围在两层主绕组100之间，内侧的主绕组包围在绕组支柱300外层。

从图2C、2D可见，副绕组200被夹在上、下两层主绕组100之间，绕组支柱300则自上而下穿过上层主绕组、副绕组以及下层主绕组。

图3A至3C给出了填缝式主、副绕组绕制方式。在特定设计需求下，副绕组200漆包线直径较小，也可以考虑将副绕组200漆包线填充在主绕组100的缝隙中。

图4A、4B给出了采用多极双绕组的音圈电机的结构示意图。电机初级绕组(100、200、300)通过环氧胶被灌封在初级支撑板400内，初级支撑板通过初级支撑座500进行支撑。次级磁钢600通过次级支撑结构700借助轭板710进行连接。上述结构构成了电机完整的结构形式。

图5A、5B则分别给出经不同形式的分层式绕制后得到的内外层和上下层绕组与磁钢以及永磁铁的位置设置关系。

本发明方案在音圈电机中引入副绕组200后，对其进行通电使其产生于主绕组100相反的推力波动，从而可实现对主绕组推力波动的补偿。副绕组200对主绕组100推力波动的波长原理如图6所示。

下面，对第一种双绕组音圈电机驱动电路的实现实施例进行详细说明。

参照图7，本第一种实施例的所采取的双绕组音圈电机驱动电路是：主绕组100与副绕组200的主绕组驱动电路800和副绕组驱动电路900均采用传统的H型全桥驱动电路。两套驱动电路800，900采用完全相同的半导体功率器件，同时半导体功率器件上的驱动信号也完全相同，保证主绕组和副绕组驱动电路同步进行开通与关断，即保证主绕组的输出推力和副绕组的输出推力同步进行上升和下降。

在保证主绕组的输出推力和副绕组的输出推力同步进行上升和下降的基础下，为实现副绕组对主绕组推力波动的完全补偿，则需要副绕组任意时刻，均能产生于主绕组大小相等，方向相反的推力波动。由于主绕组的输出推力与主绕组电流成正比，比例因子为主绕组推力系数K_f1；由于副绕组的输出推力与副绕组电流成正比，比例因子为主绕组推力系数K_f2。故为了使得副绕组推力波动能够在任意时刻均能够对主绕组推力波动进行补偿，需要调整副绕组电流波动使其能够对主绕组电流波动进行有效补偿即可。对主绕组与副绕组在不同状态下的微分方程进行分析，可得，在音圈电机主绕组和副绕组的绕组电感L₁，L₂均一定的条件下，主绕绕组驱动电路800和副绕组驱动电路900中的直流电压源的电压值U_dc1和U_dc2主要影响绕组在驱动电路开通或者关断阶段内的绕组电流波动的峰峰值，而绕组电阻R₁，R₂则主要影响绕组在驱动电路开通或者关断阶段内的绕组电流的变化趋势。

故为使副绕组200能够在任意时刻均能够完全补偿主绕组100的推力波动，根据对主绕组100和副绕组200微分方程的求解，可以得到副绕组200的绕组电阻R₂和副绕组驱动电路中的直流电压源的电压U_dc2需要满足如下条件。

$U_{\mathrm{dc}2}=\frac{\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·L_2+M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}{U}_{\mathrm{dc}1}$    公式1.1

$R_2=R_1\frac{L_2+\frac{K_{f2}}{K_{f1}}M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}M}$    公式1.2

式中U_dc1为主绕组驱动电路电源电压值；

U_dc2为副绕组驱动电路电源电压值；

R₁为主绕组的绕组电阻值；

R₂为副绕组的绕组电阻值；

L₁为主绕组的绕组自感值；

L₂为副绕组的绕组自感值；

M为主副绕组的绕组互感值；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数。

可以根据公式(1.1)和公式(1.2)来对副绕组及其驱动电路进行设计，使得双绕组推力补偿系统实现消除输出推力中的推力波动，实现主副绕组输出推力合力保持恒定的设计目标，提高系统的伺服工作性能。

采用实施例1所设计的双绕组推力补偿系统时，此时系统驱动电路采用常规伺服系统所采用的10kHz的开关频率时，此时系统的推力仿真波形如图8A至8C所示。

通过仿真波形可以看出，采用副绕组对主绕组推力波动进行补偿，极大的削弱了音圈电机伺服驱动系统的输出推力波动，保证了主副绕组输出推力合力的恒定。通过局部放大图9A和9B可以得到，此时主绕组输出推力波动范围为8.2599N～5.4239N，输出推力波动的峰峰值为2.836N。主绕组和副绕组输出推力的合力波动范围为0.9443N～0.9371N，输出推力波动的峰峰值为0.0072N。可以看出，实施例1所采用的副绕组有效的对主绕组的推力波动进行了补偿，采用双绕组系统之后，主副绕组输出推力合力的波动为主绕组推力波动0.25％，实现了在低开关频率之下(10kHz)对音圈电机输出推力波动的更有效的削减，提高了音圈电机伺服系统的控制性能和工作精度。相比于传统音圈电机高开关频率(200kHz)驱动方案，实施例1既降低了系统的损耗和控制难度，又提高了系统的驱动控制性能，并且提高了系统的稳定性和可靠性，降低了系统的成本。

但是，本实施例仍然存在一定的不足之处。通过图9A和图9B可以看出，相比于主绕组在一个开关周期之内的平均输出推力(后文中统称为平均推力)6.8419N，采用本实施例的双绕组推力补偿之后音圈电机的输出推力仅剩下0.9407N。因此，可以说明本实施例中的副绕组在主绕组推力波动进行补偿的同时，也一定程度的削弱了主绕组的平均推力。

这样，当音圈电机伺服系统应用于超高精度伺服领域时，由于对电机输出推力波动具有较为苛刻的要求，就必须按照实施例1中论述的驱动器参数设计公式(1.1)和(1.2)对驱动器参数进行精确设计，以使音圈电机伺服系统获得最小的推力波动，这可能会造成较大的设计工作量。

作为对以上实施例中的方案的改进，现对本发明的第二种实施例进行描述。

本实施例在当音圈电机伺服系统应用的领域及场合对音圈电机输出推力波动的要求不是特别的苛刻时，对第一种实施中的电机副绕组参数的设计进行一定的改变，实现了在削弱副绕组对主绕组推力波动补偿效果的同时，减小副绕组对主绕组平均推力的削减，使得音圈电机主副绕组输出推力合力在推力波动和平均推力之间取得一个新的平衡点：既对推力波动进行较好的削减，又能保留较大的平均推力。

由前文的分析可得，双绕组电机系统中，绕组推力波动与绕组电流波动成正比，而绕组输出平均推力与绕组平均电流成正比。在第一种实施例所示的双绕组推力补偿系统中，绕组驱动电路800、900中的直流电压源的电压值U_dc1，U_dc2主要影响绕组在驱动电路开通或者关断阶段内的绕组电流波动的峰峰值，而绕组电阻R₁，R₂则主要影响绕组在驱动电路开通或者关断阶段内的绕组电流的变化趋势。故当副绕组200的绕组电阻R₂和驱动电路电源均按照公式(1.1)和公式(1.2)进行设计时，副绕组能够在任意时刻对主绕组推力波动进行完美的补偿。

但是这么做的后果是在副绕组对主绕组推力波动大幅削减的同时，对主绕组平均推力也大幅的削弱。而副绕组对主绕组平均推力的削减程度主要是受到副绕组电阻R₂和副绕组驱动电路电压U_dc2的影响。

故针对音圈电机伺服系统应用的领域及场合对音圈电机输出推力波动的要求不是特别的苛刻时的应用，在本实施例中采用一种折中的方式对第一种实施例进行改进，即，在保持副绕组驱动电路电压U_dc2保持不变的条件下，调整副绕组电阻R₂的大小，使得系统在对推力波动进行较好的削减的同时又能保留较大的平均推力。

此时，主副绕组输出推力的示意图如图10所示。

从图10中可以看出，由于副绕组驱动电路的电源U_dc2保持不变，使得副绕组在主绕组推力波动的波峰和波谷处仍然可以对主绕组推力波动进行完美的补偿。而在其他时刻，将图10与图6进行对比，可以看出由于改变了副绕组200电阻R₂，使得副绕组200推力波动的变化趋势发生了改变，不再是时刻与主绕组推力波动大小相等，方向相反了，故对主绕组推力波动的补偿能力有所削弱。但与此同时，通过图10可以看出，此时副绕组对主绕组平均推力的削弱也降低了，得到了一种折中的平衡：使得系统在对推力波动进行较好的削减的同时又能保留较大的平均推力。

对第一种实施例中的双绕组系统的状态方程组进行分析求解，可以得到当保持副绕组驱动电路电源U_dc2满足公式(1.1)的条件下，副绕组电阻R₂可以按照公式(1.3)所示的形式进行调整，

$R_2={\mathrm{AR}}_1\frac{L_2}{L_1}$    公式1.3

式中，A>1。

此时，在对音圈电机驱动系统的输出推力波动要求不是十分苛刻的条件下，系统可以在电机推力波动和电机平均推力之间取得一个较为恰当的平均解，既削减了推力波动，又保留了平均推力。

通过仿真实验验证理论分析的正确性和合理性。对于同一台音圈电机，当采用本实施例中的方案，并取A＝9时，系统推力的仿真波形如图11A至11C所示。

从图11A至11C中可以看出，在对副绕组200的电阻R₂进行调整之后，整个系统的平均推力得到明显的提高。从局部放大图12A和图12B中可以看出，主绕组的推力波动范围为8.3253N～5.4091N，主绕组输出平均推力为6.8672N，推力波动值为2.9162N，而主绕组与副绕组推力的合力的波动范围为6.8025N～6.0842N，绕组输出推力合力的平均值为6.4434N，合推力的波动值为0.7183N，推力波动减小了为75.37％，绕组输出平均推力的合力为主绕组输出平均推力的93.83％，达到了双绕组推力补偿系统设计的性能，验证了前文引申方案理论分析的正确性和合理性。

可以看出，对副绕组200电阻R₂进行调整后，虽然双绕组推力补偿系统的推力波动的补偿效果有所降低，但是双绕组推力补偿系统的输出平均推力得到了明显的提高，可以达到第一种实施例的输出平均推力的6.85倍，从而已经能够适应对推力波动要是不是特别苛刻的伺服应用领域的需要。

综上所述仅为本发明较佳的实施例，并非用来限定本发明的实施范围。即凡依本发明申请专利范围的内容所作的等效变化及修饰，皆应属于本发明的技术范畴。

通过前文对第一种实施例的分析可以看出，采用第一种实施例在对音圈电机推力波动进行精确补偿的同时会显著的削弱电机的输出平均推力。当音圈电机伺服系统对推力波动要是不是非常严格时，可以采用第二种实施例，通过调整副绕组电阻来提高系统输出平均推力，但是这回带来副绕组推力波动补偿效果降低，伺服系统推力波动增大的后果。

Claims (10)

1.一种双绕组音圈电机推力补偿系统，其用于驱动具有主绕组和副绕组的音圈电机，所述音圈电机的副绕组设置于每对主绕组之间；

该系统包括

主绕组开关驱动电路，其基于第一受控电压源供电驱动作为音圈电机的主要工作绕组的主绕组，以提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；

副绕组开关驱动电路，其基于第二受控电压源供电驱动作为补偿绕组的副绕组，从而提供与主绕组相反的推力波动以对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；

其中，主绕组和副绕组的第一、第二受控电压源的电压U_dc1、U_dc2被配置为满足

$U_{\mathrm{dc}2}=\frac{\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·L_2+M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}{U}_{\mathrm{dc}1}$

其中，主绕组和副绕组的各项参数满足以下关系：

$R_2=R_1\frac{L_2+\frac{K_{f2}}{K_{f1}}\·M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}$

式中U_dc1为主绕组驱动电路电源电压值；

U_dc2为副绕组驱动电路电源电压值；

R₁为主绕组的绕组电阻值；

R₂为副绕组的绕组电阻值；

L₁为主绕组的绕组自感值；

L₂为副绕组的绕组自感值；

M为主副绕组的绕组互感值；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数。

2.根据权利要求1的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：副绕组电阻R₂的大小可调以使得系统在对推力波动进行较好的削减的同时又能保留较大的平均推力。

3.根据权利要求2的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：副绕组电阻R₂的值被设计为与主绕组的电阻值R₁成正比。

4.根据权利要求2的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：副绕组电阻值R₂与主绕组的电阻值R₁的比值被设计为与副绕组电感值和主绕组电感值的比值成正比，且比例因数大于1。

5.根据权利要求1至4中任意一项的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：主绕组、副绕组的驱动电路均是H型全桥驱动电路。

6.一种双绕组音圈电机模块，包括音圈电机，该音圈电机包括主绕组、磁钢、以及永磁铁，还包括设置于音圈电机的每对主绕组之间的副绕组；

主绕组为音圈电机的主要工作绕组,由基于一个单独的受控电压源供电的主绕组开关驱动电路驱动，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组,由基于一个单独的受控电压源供电的副绕组开关驱动电路驱动，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；

其中，主绕组和副绕组的受控电源电压U_dc1、U_dc2被配置为满足

$U_{\mathrm{dc}2}=\frac{\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·L_2+M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}{U}_{\mathrm{dc}1}$

其中，副绕组的各项参数需满足一下关系：

$R_2=R_1\frac{L_2+\frac{K_{f2}}{K_{f1}}\·M}{L_1+\frac{K_{f1}}{K_{f2}}\·M}$

式中U_dc1为主绕组驱动电路电源电压值；

U_dc2为副绕组驱动电路电源电压值；

R₁为主绕组的绕组电阻值；

R₂为副绕组的绕组电阻值；

L₁为主绕组的绕组自感值；

L₂为副绕组的绕组自感值；

M为主副绕组的绕组互感值；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数。

7.根据权利要求6所述的双绕组音圈电机模块，其特征在于：该音圈电机的主绕组、副绕组的绕制形式为分层式或填缝式。

8.根据权利要求7所述的双绕组音圈电机模块，其特征在于：副绕组被包围在两层主绕组之间，内侧的主绕组包围在绕组支柱外层。

9.根据权利要求7所述的双绕组音圈电机模块，其特征在于：副绕组被夹在上、下两层主绕组之间，绕组支柱则自上而下穿过上层主绕组、副绕组以及下层主绕组。

10.根据权利要求6所述的双绕组音圈电机模块，其特征在于：电机的由主绕组、副绕组和支柱组成的初级绕组通过环氧胶被灌封在初级支撑板内，初级支撑板通过初级支撑座进行支撑；次级磁钢通过次级支撑结构借助轭板进行连接。