CN103607150B

CN103607150B - 双绕组音圈电机推力补偿系统

Info

Publication number: CN103607150B
Application number: CN201310460563.4A
Authority: CN
Inventors: 李立毅; 潘东华; 郭庆波; 王明义; 熊思亚
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2013-09-30
Filing date: 2013-09-30
Publication date: 2016-04-13
Anticipated expiration: 2033-09-30
Also published as: CN103607150A; WO2015043375A1; JP2016533144A; US9621085B2; JP6236524B2; US20160211783A1

Abstract

一种双绕组音圈电机推力补偿系统，用于驱动具有设置于每对主绕组之间的副绕组的音圈电机；其中，主绕组为音圈电机的主要工作绕组，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定。本发明提出的该方案不仅能够极大地削弱音圈电机伺服系统的推力波动，并且能够使得系统在较低的开关频率下实现对音圈电机伺服驱动控制系统超高精度控制，提高了系统的稳定性，减小了系统的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。

Description

双绕组音圈电机推力补偿系统

技术领域

本发明涉及音圈电机，具体的讲，涉及具有推力补偿功能的音圈电机驱动控制系统。

背景技术

音圈电机(VoiceCoilMotor，VCM)是基于洛伦兹力原理设计而成的一种电机，它能将电信号直接转化成直线位移而不需要任何中间转换机构。与其他类型的电动机相比，音圈电机具有许多优点，如结构简单、体积小、重量轻、惯性小、比推力大等，具有广阔的应用前景，主要应用在高精度、高频激励、快速和高加速度的定位系统中，在光学和测量系统、光学装配以及航空航天方面也有广泛的应用。

目前在超高精度伺服控制领域音圈电机伺服驱动控制器的设计方案主要可以分为线性功率放大器方案和PWM功率变换器方案。当超高精度伺服系统采用线性功率放大器方案进行设计时，具有电流响应快，消除了系统由于开关器件开关斩波所产生的推力纹波，提高了输出推力的稳定性。但是当采用线性功率放大器方案时，首先存在着电流响应存在超调，同时存在电流跃变时的非线性区。其次控制器的设计受到的限制较大，高性能控制的难度较高。并且当超高精度伺服系统采用线性功率放大器方案进行设计时，系统器件发热量大，能量损耗较多。超精定位伺服系统的一重要发展方向是高过载、高加速度，无疑对元器件的功率等级要求更高，线性功率放大器方案已经愈来愈难以满足超高精度伺服控制系统功率的需求。

而当超高精度伺服系统采用PWM功率变换器方案进行设计时，由于采用数字处理器对系统的控制信号进行控制，使得音圈电机伺服控制系统的控制系统设计更加的灵活，可以采用更多更复杂的控制方式对系统的驱动性能进行控制，同时系统具有响应速度快，效率高的优点。但是采用PWM功率变换器方案也存在着一定的不足。首先由于开关器件开关斩波不可避免的在系统中会产生电流纹波，从而电流波动所引起的推力波动(由开关器件开关斩波在系统中所产生的推力波动在下文中统称推力波动)会对超高精度音圈电机伺服驱动控制系统的控制性能产生较大的影响。其次采用PWM功率变换器方案时为防止开关电路上下桥臂的直通而设置的死区时间也会在驱动系统中引起不稳定现象。

目前，为了减小PWM功率变换器方案在系统中产生的推力波动，往往采用高开关频率的驱动方式。例如，设计者为了减小推力波动将开关器件的开关频率提升到200kHz，此时，相比于传统伺服电机驱动控制系统所采用的10kHz的开关频率，系统的推力波动减小为原来的5％，但是与此同时，由于开关器件的开关频率提升到了原来的20倍，开关器件的开关损耗也将提升到了原来的20倍，同时由于开关器件的开关频率上升，对开关器件的要求也将提升，驱动系统的成本加大。并且，提升开关频率也将提高控制系统的控制难度和驱动系统驱动电路的设计难度，大大降低了系统的稳定性。

对超高精度伺服控制领域中音圈电机伺服驱动控制器的研究热点主要有两个方向，一是提高线性功率放大器的功率等级和响应速度，从而获得更加的系统伺服控制性能，二是研究如何减小PWM功率变换器方案下的系统的推力波动，提高系统的控制性能。

根据前文的分析，可知，当音圈电机伺服控制系统采用PWM功率变换器方案时如图24所示，由于系统中开关器件的开关斩波，会在主绕组中产生电流波动，从而引起音圈电机伺服系统输出推力的波动，如图23所示。

传统伺服所采用的10kHz下，音圈电机伺服驱动系统的输出推力如图25A至25C所示。

从图25A至25C中可以看出，此时音圈电机伺服系统在输出小推力状态下，系统的输出推力波动的范围为9.3398N～3.3324N，输出平均推力为6.3361N，输出推力波动的峰峰值为6.0074N。

若按照目前常规的对系统输出推力波动的解决办法，将系统驱动电路的开关频率提升至200kHz时，此时系统输出推力的仿真波形如图26A至26C所示。

可以看出，当系统驱动电路的开关频率提升到200kHz时，系统的输出推力的波动范围为6.9954N～6.6935N，输出推力波动的峰峰值为0.3019N，输出推力波动相比于10kHz的开关频率减小为原来的5％。

发明内容

针对超高精度伺服控制领域中音圈电机伺服驱动控制系统中采用PWM功率变换器控制方案时的推力波动对系统所产生的影响，本发明设计了如下的方案来在不提高系统PWM开关频率的基础上有效的减小采用PWM功率变换器方案时的系统的推力波动，提高系统的工作性能，降低系统驱动电路的设计难度，加强系统的稳定性，减小系统的损耗。

发明的一个方面提供了一种双绕组音圈电机推力补偿系统，包括设置于音圈电机的每对主绕组之间的副绕组；主绕组为音圈电机的主要工作绕组，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定。

优选的是，主绕组由基于一个或者两个独立的受控电压源供电的主绕组开关驱动电路驱动。

优选的是，副绕组由基于两个独立的受控电压源供电的副绕组开关驱动电路驱动。

优选的是，主绕组、副绕组的驱动电路是H型全桥驱动电路。

优选的是，副绕组驱动电路采用两个独立受控电压源，即第二直流电压源和第三直流电压源供电，并且该第二直流电压源和第三直流电压源通过Buck直流斩波调压电路、Boost直流斩波调压电路或Buck-Boost斩波调压电路来进行获得来进行获得。

优选的是，主绕组采用两个独立的受控电压源供电的主绕组开关驱动电路驱动，并且主绕组双电源驱动电路的电源，即第一、第四直流电压源可以通过Buck直流斩波电路来获得。

本发明提出的该方案不仅能够极大的削弱了音圈电机伺服系统的推力波动，并且能够使得系统在较低的开关频率下实现对音圈电机伺服驱动控制系统超高精度控制，提高了系统的稳定性，减小了系统的损耗，并且大大降低了驱动控制器的成本。

附图说明

图1示出了一对极双绕组音圈电机；

图2A示出了主、副绕内外层式绕制；

图2B为主、副绕内外层式绕制剖开图；

图2C为主、副绕上下层式绕制立体图；

图2D为主、副绕上下层式绕制剖开图；

图3A至3C给出了填缝式主、副绕组绕制方式；

图4A为多极双绕组音圈电机的结构示意图；

图4B为多极双绕组音圈电机的结构示意图；

图5A示出了主、副绕组上下层绕制的方式与磁钢、永磁体的设置关系；

图5B示出了主、副绕组内外层绕制的方式与磁钢、永磁体的设置关系；

图6为单电源主副绕组输出推力的补偿关系图；

图7为原始单电源推力补偿系统示意图；

图8为双电源全桥驱动电路结构简图；

图9为双电源推力补偿控制系统推力补偿效果示意图；

图10A为基于本发明的第一种实施方式的改进型双绕组推力补偿系统的结构框图；

图10B为基于本发明的第一种实施方式的改进型双绕组推力补偿系统的结构简图；

图11A至11C为基于本发明的第一种实施方式下改进双绕组系统的输出推力仿真波形图，其中11A为系统输出推力仿真总体结果图，11B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，11C为系统在0.015s～0.016s输出推力仿真结果的局部放大图；

图12为基于本发明的第一种实施方式下的改进双绕组系统的输出推力仿真波形局部放大图；

图13A至13C为变占空比下改性型双绕组推力补偿系统输出推力仿真波形，其中13A为系统输出推力仿真总体结果图，13B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，13C为系统在0.06s～0.061s输出推力仿真结果的局部放大图；

图14变占空比下系统输出推力仿真波形局部放大图1；

图15变占空比下系统输出推力稳态仿真波形局部放大图；

图16一种Buck直流斩波电路的结构简图；

图17采用Buck直流斩波电路作为控制电源下的双绕组推力补偿系统的结构简图；

图18A至18C双绕组推力补偿系统的推力仿真波形图，其中18A为系统输出推力仿真总体结果图，18B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，18C为系统在0.085s～0.086s输出推力仿真结果的局部放大图；

图19A主绕组和副绕组输出推力的局部放大图；

图19B绕组输出推力合力的局部放大图；

图20A为基于本发明的第二种实施方式下的改进型双绕组推力补偿系统的结构框图；

图20B为基于本发明的第二种实施方式下的改进型双绕组推力补偿系统的结构简图；

图21A至21C为基于本发明的第二种实施方式下的双绕组双电源推力补偿系统的推力仿真波形图，其中21A为系统输出推力仿真总体结果图，21B为在系统在0-0.0008s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，21C为系统在0.066s～0.067s输出推力仿真结果的局部放大图；

图22为基于本发明的第二种实施方式下，系统在Buck电路驱动下的结构简图；

图23主绕组输出推力在开关器件开关斩波的影响之下的推力变化波形图；

图24原始H型全桥电路的结构简图；

图25A至25C为10kHz下原始音圈电机伺服驱动系统的输出推力仿真图，其中25A为系统输出推力仿真总体结果图，25B为在系统在0-0.001s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，25C为系统在0.03s～0.031s输出推力仿真结果的局部放大图；

图26A至26C为200kHz下原始音圈电机伺服驱动系统的输出推力仿真图，其中图26A为系统输出推力仿真总体结果图，26B为在系统在0-0.0002s之间的输出推力仿真结果的局部放大图，26C为系统在0.008s～0.0082s输出推力仿真结果的局部放大图。

具体实施方式

为了克服现有的超高精度伺服控制领域中音圈电机伺服驱动控制系统中采用PWM功率变换器方案时所产生的推力波动对系统伺服性能所产生的影响，本发明提出了一种新的音圈电机结构以及相应的伺服驱动控制系统驱动控制方案。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：在音圈电机主绕组的另一侧，设计一补偿辅助副绕组，通过副绕组产生于主绕组完全相反的推力波动，从而应用副绕组使得音圈电机的主绕组和副绕组产生的推力波动相互抵消。在PWM功率变换器方案下，音圈电机伺服系统主副绕组产生的合成输出推力保持恒定，实现了在较低的开关频率下的音圈电机的高精度伺服控制，增强了系统控制的灵活性，使得控制系统能够采用多种复杂的智能控制策略，有效提升了系统的控制性能，并且提高了驱动控制系统的稳定性，降低了驱动控制器的成本。

图1以一对极双绕组音圈电机为例示出了依照本发明的一种双绕组音圈电机的结构图。在普通电机绕组，主绕组100中增添另一套绕组，即副绕组200，从而实现电机副绕组200所产生推力变化与主绕组100的推力波动幅值相同、方向相反，进而实现电机推力波动的抑制，使得系统具有更高的定位精度。

主、副绕组100、200的分布及设计与驱动控制系统所需每套绕组的电气时间常数及电机气隙磁场的分布有关。

绕组100、200的绕制形式分为分层式及填缝式。例如，如图2A至2D给出了分层式的两种结构，其中，图2A、2B为主、副绕组内外层分层示意图，图2C、2D为主、副绕组上下层分层示意图。

从图2A、2B可见，副绕组200被包围在两层主绕组100之间，内侧的主绕组包围在绕组支柱300外层。

从图2C、2D可见，副绕组200被夹在上、下两层主绕组100之间，绕组支柱300则自上而下穿过上层主绕组、副绕组以及下层主绕组。

图3A至3C给出了填缝式主、副绕组绕制方式。在特定设计需求下，副绕组200漆包线直径较小，也可以考虑将副绕组200漆包线填充在主绕组100的缝隙中。

图4A、4B给出了采用多极双绕组的音圈电机的结构示意图。电机初级绕组(100、200、300)通过环氧胶被灌封在初级支撑板400内，初级支撑板通过初级支撑座500进行支撑。次级磁钢600通过次级支撑结构700借助轭板710进行连接。上述结构构成了电机完整的结构形式。

图5A、5B则分别给出经不同形式的分层式绕制后得到的内外层和上下层绕组与磁钢以及永磁铁的位置设置关系。

本发明方案在音圈电机中引入副绕组200后，对其进行通电使其产生于主绕组100相反的推力波动，从而可实现对主绕组推力波动的补偿。副绕组200对主绕组100推力波动的波长原理如图9所示。

下面，对双绕组音圈电机驱动电路的实现实施例进行详细说明。

实施例1

图6是单电源主副绕组输出推力的补偿关系图。

通过图6可以看出，在单电源主副绕组推力补偿下，副绕组的输出推力波动能有效的削减主绕组产生的推力波动，但是副绕组在对主绕组推力波动进行削减的同时还对主绕组的输出平均推力进行削减，最终减小了主绕组和副绕组输出合力的平均值，削弱了系统的输出能力。由于副绕组输出推力与副绕组的绕组电流成正比，所以本实施例所需要实现的是在不改变副绕组的绕组电流变化趋势的条件下降低副绕组的绕组平均电流。

对图7所示的单电源双绕组推力补偿系统的副绕组驱动电路进行进一步的分析，可得，副绕组的平均电流可以看成是开通时间段内(即VT1、VT3、VT1’和VT3’上为开通信号，VT2、VT4、VT2’和VT4’上为关断信号)的平均电流和关断时间段内(即VT1、VT3、VT1’和VT3’上为关断信号，VT2、VT4、VT2’和VT4’上为导通信号)的平均电流的组合，若是能够在开通时间段内和关断时间段内采用不同的直流侧电压的话，通过开通时间段内的平均电流和关断时间段内的平均电流的不同组合，即可以实现调整副绕组平均输出电流的目的。

所以，将两个电压源分别采用不同的电压U_dc1和U_dc2，如图8所示，就可以通过控制使得电路在开通时间段内和关断时间段内采用不同的直流侧电压，从而将绕组输出电流的波形进行平移，达到控制绕组输出平均电流的目的，此时主绕组与副绕组的推力补偿效果图如图9所示。

根据本发明的设计要求，本实施例提出了改进的双电源H型全桥驱动电路作为副绕组的驱动电路，构建新的双绕组推力补偿系统，系统的结构简图如图10所示。

可以看出，此时副绕组驱动电路900采用的是改进的双电源H型全桥驱动电路，主绕组和副绕组两套驱动电路800、900采用完全相同的半导体功率器件，同时半导体功率器件上的驱动信号也完全相同，保证主绕组和副绕组驱动电路同步进行开通与关断，即保证主绕组的输出推力和副绕组的输出推力同步进行上升和下降。

按照前文的分析，通过调整副绕组驱动电路中的两个电源的电压值U_dc21和U_dc22，即可以在保持副绕组在由于开关器件斩波所产生的电流波动(下文中全部略写成电流波动)不变的条件下，调整副绕组电流在一个开关周期之内的平均值(下文中全部略写是电流平均值)。当将副绕组的电流平均值调整为零时，此时副绕组的输出平均推力也为零，即副绕组仅对主绕组的推力波动进行补偿，而同时不会对主绕组的输出平均推力产生影响。

此外，在本实施例中，改进型双绕组推力补偿系统在开通时间段内，副绕组电流受到电源U_dc21的控制而上升(或下降)，在关断时间段内，副绕组电流受到电源U_dc22的控制而相反的变化，即下降(或上升)。因此，为了保证副绕组电流波动的不变，需要保证副绕组驱动电路的两个电源的电压之和保持不变。即

U_dc21+U_dc22＝const公式1.1

而副绕组驱动电路900的两个电源电压值之差则影响副绕组平均电流，通过调整副绕组驱动电路的两个电源电压值之差可以在保证副绕组电流波动不变的条件下将副绕组平均电流调整为零。

通过对该实施例的双绕组推力补偿系统的状态微分方程组进行求解，可以得到，当副绕组电阻和驱动电路电压满足如下条件时

\{\begin{matrix} R_{2} = R_{1} \frac{L_{2} + \frac{K_{f 2}}{K_{f 1}} M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} M} \\ U_{d c 21} = (2 - 2 D) \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} U_{d c 1} \\ U_{d c 22} = 2 D \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} U_{d c 1} \end{matrix}

公式1.2

其中，

U_dc1为第一左桥臂、第一右桥臂，即第一直流电压源的电压值；

U_dc21为第二左桥臂，即第二直流控电压源的电压值；

U_dc22为第二右桥臂，即第三直流电压源的电压值；

R₁为主绕组电阻；

R₂为副绕组电阻；

L₁为主绕组电感；

L₂为副绕组电感；

M为主绕组与副绕组间的互感；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数；

D为双电源驱动电路开关器件占空比。

此时，副绕组能够在任意时刻对主绕组推力波动进行补偿，并且不对主绕组输出平均推力产生影响。

当系统驱动电路采用常规伺服系统所采用的10kHz的开关频率时，采用本实施例的此时系统的输出推力仿真波形如图11A至图18C所示。

仿真波形图中可以看出，此时副绕组的输出推力能够较好的对主绕组输出推力进行补偿，同时副绕组的输出平均推力基本保持在零，降低了副绕组输出平均推力对主绕组输出推力的影响。同时通过局部放大图12可以看出，此时主绕组输出推力为8.2733N～5.4372N，主绕组输出推力的波动值为2.8361N，主绕组输出平均推力为6.8553N。双绕组系统的输出推力的合力为6.8597N～6.8521N，输出平均推力的波动范围为7.6mN，输出推力合力平均值为6.8559N，满足设定的性能指标，推力波动被削减了99.73％，同时未对绕组输出推力平均值产生影响，仿真结果验证了该设计的正确性和合理性。

而后对变占空比下双绕组推力补偿系统的工作性能进行仿真实验，对系统的快速响应能力和动态下的推力补偿效果进行验证。系统输出推力的仿真结果如图13A至13C所示。

从仿真波形图中，在变占空比条件下，副绕组能够较快的跟踪主绕组输出推力的变化，绕组输出推力的响应速度主要受电气时间常数的限制，同时通过局部放大图14可以看出，在变化的过程中双绕组系统输出推力合力的波动值仍然限制在限定的范围之内，并且在绕组输出推力下降的过程中，主副绕组输出推力的合力的波动值反而会减小。

同时通过局部放大图15可以看出，系统调整之后的稳态跟踪性能良好，变占空比仿真实验下主绕组输出推力为-5.4372N～-8.2733N，主绕组输出推力的波动值为2.8361N，主绕组输出平均推力为-6.8553N。双绕组系统的输出推力的合力为-6.8521N～-6.8597N，输出平均推力的波动范围为7.6mN，输出推力合力平均值为-6.8559N，满足设定的性能指标，推力波动被削减了99.73％，同时未对绕组输出推力平均值产生影响，仿真结果验证了本实施例双绕组推力补偿系统具有较好的动态推力波动补偿能力，动态响应能力好。

在实际系统中，副绕组驱动电路900的可控电源U_dc21和U_dc22可以通过Buck直流斩波调压电路，简称Buck电路来获得，Buck直流斩波电路的结构简图如图16所示。

可以看出来，Buck直流斩波电路同样是通过对开关器件VT的精确斩波控制来实现精确调压的。通过提高Buck直流斩波电路的开关器件的开关频率和调整电感L和电容C的参数匹配关系，可以获得具有较高稳态电压输出能力和较好快速响应性能的Buck直流输出电压。

采用Buck直流斩波电路作为副绕组驱动电路控制电源下的双绕组推力补偿系统的结构简图如图17所示。

可以看出Buck电路1和Buck电路2分别代替了原始电路结构中的U_dc21和U_dc22的功能。同时，通过前文的理论分析和恒定占空比及变占空比下系统的仿真实验结果可以看出，副绕组在一个开关周期之内的输出电流总是基本保持在零，这使得对Buck直流斩波电路的开关器件VT、电感L和电容C的要求就降低了很多，可以较为容易在基本不改变电路设计结构和参数匹配的关系下有效的提高Buck电路的开关器件的开关斩波频率，进而使得系统获得更佳的控制性能。

现对在实际系统下当副绕组的控制电源电路采用的是Buck直流降压斩波电路时的电路的控制性能进行仿真分析，系统输出推力的仿真结果如图18A至18C所示。

通过仿真结果可以看出，实际工作条件下，当采用Buck直流斩波调压电路作为副绕组驱动电路900受控电压的来源时，系统仍然能够较好的实现副绕组推力补偿的目的。

通过仿真波形图可以看出，当考虑半导体器件管压降及Buck电路中的电感和电容的充放电过程对Buck电路工作性能的影响，对Buck电路的占空比进行精确的设计后，双绕组推力补偿系统能够较好的对主绕组的输出推力进行补偿。通过局部放大图19A和图19B可以看出，此时主绕组的输出推力的范围为8.2682N～5.4272N，主绕组输出推力波动的峰峰值为2.841N，主绕组输出平均推力为6.8477N，而经过副绕组补偿之后，双绕组推力补偿系统的输出推力的合力变为6.8892N～6.809N，系统输出推力合力波动的峰峰值为0.0802N，输出推力的平均值为6.8491，绕组输出推力波动被削减了97.17％，同时未对绕组输出推力平均值产生削弱，实现了本发明的该方案的设计目标。

实施例2

在上面的叙述中，可以得到，当副绕组采用双电源全桥驱动电路，主绕组和副绕组驱动电路采用相同的开关斩波信号时，可以通过对副绕组双电源驱动电路的两个电源的电压值进行调整，使得副绕组能够在任意时刻对主绕组推力波动进行补偿，同时副绕组输出平均推力为零，不会对主绕组输出平均推力产生影响，但是在实际工作条件下，当副绕组驱动电路的受控电源采用Buck直流斩波电路获得时，由于实际条件下Buck斩波电路工作性能的限制，推力波动补偿效果有所降低，电机的动态响应能力受到影响；而当主绕组采用双电源全桥驱动电路时，通过调整双电源驱动电路的两个电源的电压值，可以在较小的绕组输出推力波动的条件下对主绕组的输出平均推力进行调整，但是仅有主绕组采用双电源全桥电路时，在保证系统输出推力波动非常小的条件下，系统的输出平均推力的范围是受限的。

而当音圈电机伺服系统应用于超高精度伺服系统中时，为了在实际工作条件下获得最小的系统输出推力波动和最佳的系统控制性能，可以将主绕组和副绕组均采用双电源驱动电路，通过对主绕组进行控制，使得主绕组输出推力波动减小，通过副绕组对主绕组推力波动进行补偿，以使音圈电机伺服系统获得最小的推力波动，即同时对主绕组和副绕组双电源电路的受控电源电路进行调整，使得在实际工作条件下，主绕组和副绕组能够在最佳匹配条件下工作，系统获得最小的输出推力波动。

基于本发明的第二种实施方式下的改进型双绕组推力补偿系统的结构简图如图20A、B所示。

可以看出，在本实施例中，主绕组与副绕组都采用了改进的双电源全桥驱动电路。此时调整主绕组驱动电路的驱动电压源的电压值U_dc11和U_dc12，可以减小主绕组输出的推力波动，通过控制副绕组驱动电路的两个电压源U_dc21和U_dc22的电压值，可以使副绕组对主绕组输出推力波动进行补偿，并且副绕组输出平均推力为零，消除副绕组对主绕组输出平均推力的影响。并且，当伺服系统通过调整占空比调整系统输出平均推力时，通过主绕组驱动电路和副绕组驱动电路的同时调整，增强系统在动态过程中的输出推力的平稳性，提升系统输出推力调节的快速性，加强系统的动态响应能力。同时在实际应用过程中，在本实施例中的主绕组和副绕组受控电压源U_dc11、U_dc12、U_dc21和U_dc22都采用同一电源调制形式来实现，例如都采用Buck直流斩波电路来实现，进而可以削弱受控电源调制过程中所产生的电压波动引起的系统输出推力波动，进一步的减小系统的输出推力波动。

此时，本实施例中的主绕组和副绕组驱动电路中的受控电压源的电压值和副绕组电阻值可以按照如下方式来进行设计。

\{\begin{matrix} U_{d c 11} = \frac{R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{(F_{\max} \cdot D_{\max} + F_{\min} \cdot D_{\min} - 2 F_{\max} \cdot D_{\min})}{(D_{\max} - D_{\min})} \\ U_{d c 12} = \frac{R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{(F_{\max} \cdot D_{\min} - F_{\min} \cdot D_{\max})}{(D_{\max} - D_{\min})} \\ R_{2} = R_{1} \cdot \frac{L_{2} + \frac{K_{f 2}}{K_{f 1}} \cdot M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \\ U_{d c 21} = \frac{(1 - D) \cdot R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \frac{F_{\max} - F_{\min}}{D_{\max} - D_{\min}} \\ U_{d c 22} = \frac{D \cdot R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \frac{F_{\max} - F_{\min}}{D_{\max} - D_{\min}} \end{matrix}

(公式1.3)

式中U_dc11为主绕组驱动电路左桥臂受控电压源的电压值；

U_dc12为主绕组驱动电路右桥臂受控电压源的电压值；

U_dc21为副绕组驱动电路左桥臂受控电压源的电压值；

U_dc22为副绕组驱动电路右桥臂受控电压源的电压值；

R₁为主绕组电阻；

R₂为副绕组电阻；

L₁为主绕组电感；

L₂为副绕组电感；

M为主绕组与副绕组间的互感；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数；

F_max为一个开关周期内伺服系统所需要的最大正向平均推力；

F_min为一个开关周期内伺服系统所需要的最大负向平均推力；

D_max为考虑开关死区条件下的主绕组双电源全桥驱动电路的最大占空比；

D_min为考虑开关死区条件下的主绕组双电源全桥驱动电路的最小占空比；

α为使主绕组输出推力能够充分满足系统推力要求而预留的裕度系数，0<α<1；

通过仿真实验来验证理论分析的正确性和合理性，当采用与实施例1仿真实验中相同的音圈电机和开关信号开关频率时，此时系统的输出推力仿真波形如图21所示。

从仿真波形图中可以看出，主绕组和副绕组均采用双电源电路进行设计后，双绕组超精度伺服控制系统的绕组输出推力合力的波动进一步的减小，并且通过局部放大图21B可以看出，在暂态过程中，通过主绕组与副绕组双电源驱动控制两路的两个受控电压源的配合，在暂态调节过程中的绕组输出推力合力的波动被进一步的减小了，暂态特性好。同时通过局部放大图21C可以看出，此时稳态条件下，主绕组输出推力的波动范围为6.8627N～6.8112N，在一个开关周期内的主绕组输出推力的波动量为0.0515N，输出平均推力为6.8370N，而主绕组和副绕组输出推力合力的稳态波动范围为6.8372N～6.8371N，在一个开关周期内绕组输出推力合力的波动量为0.0001N，输出合力的平均推力为6.83715N。相比于传统单绕组H型全桥驱动电路方案，系统输出推力波动量减小为原来的0.00157％，相比于实施例2下只有副绕组采用双电源结构的方案，系统输出推力合力的波动量减小为原来的1.316％。仿真实验验证了理论分析的正确性和合理性，主绕组和副绕组均采用双电源驱动方案可以进一步的削弱音圈电机超精度伺服系统输出推力波动量，使得系统获得更加的伺服驱动性能。

而在实际系统中，若采用Buck电路作为主绕组和副绕组驱动电路的控制电源时，本实施例下的音圈电机伺服系统的结构简图如图22所示。

可以看出，此时主绕组和副绕组双电源驱动电路的电源均是通过Buck直流斩波电路来获得，通过对Buck直流斩波电路的参数进行设计，可以在稳态条件下，使系统获得最小的输出推力波动，减小Buck电路开关器件开关斩波在实际工作条件下对系统输出推力波动的影响；在动态过程中，通过对主绕组和副绕组驱动电路中的Buck电路同时进行调整，减小系统的动态调节过程中的推力波动，提高输出平均推力的动态响应能力。

应当理解，除以上提及的Buck直流斩波电路外，还可以采用Boost直流斩波电路，或Buck-Boost斩波电路获得主绕组和副绕组驱动电路中的电源。

综上所述仅为本发明较佳的实施例，并非用来限定本发明的实施范围。即凡依本发明申请专利范围的内容所作的等效变化及修饰，皆应属于本发明的技术范畴。

Claims

1.一种双绕组音圈电机推力补偿系统，用于驱动具有设置于每对主绕组之间的副绕组的音圈电机；其中，主绕组为音圈电机的主要工作绕组，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；

该系统包括

连接于音圈电机主绕组的第一H形全桥驱动电路，其包括串联连接的第一场效应管和第四场效应管的第一左桥臂，串联连接的第二场效应管和第三场效应管的第一右桥臂；

第一PWM控制单元，用于向第一左桥臂、第一右桥臂的场效应管提供控制信号；

第一直流电压源，为所述第一左桥臂和第一右桥臂同时供电：

连接于音圈电机副绕组的第二H形全桥驱动电路，其包括串联连接的第五场效应管和第八场效应管构成的第二左桥臂，串联连接的第六场效应管和第七场效应管的第二右桥臂；

第二PWM控制单元，用于向第二左桥臂、第二右桥臂的场效应管提供控制信号；

第二直流电压源为所述第二左桥臂供电，和

第三直流电压源为所述第二右桥臂供电：

其中，第二直流电压源和第三直流电压源被配置为：

\{\begin{matrix} R_{2} = R_{1} \frac{L_{2} + \frac{K_{f 2}}{K_{f 1}} M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} M} \\ U_{d c 21} = (2 - 2 D) \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} U_{d c 1} \\ U_{d c 22} = 2 D \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} U_{d c 1} \end{matrix}

其中，

U_dc21为第二左桥臂，即第二直流电压源的电压值；

U_dc22为第二右桥臂，即第三直流电压源的电压值；

R₁为主绕组电阻；

R₂为副绕组电阻；

L₁为主绕组电感；

L₂为副绕组电感；

M为主绕组与副绕组间的互感；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数；

D为主副绕组的全桥驱动电路的占空比。

2.根据权利要求1所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：该第二直流电压源和第三直流电压源通过Buck直流斩波调压电路、Boost直流斩波调压电路或Buck-Boost斩波调压电路来进行获得。

3.根据权利要求1或2所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：该音圈电机的主绕组、副绕组的绕制形式为分层式或填缝式。

4.根据权利要求3所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：副绕组被包围在两层主绕组之间，内侧的主绕组包围在绕组支柱外层；或副绕组被夹在上、下两层主绕组之间，绕组支柱则自上而下穿过上层主绕组、副绕组以及下层主绕组。

5.根据权利要求1或2所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：电机的由主绕组、副绕组和支柱组成的初级绕组通过环氧胶被灌封在初级支撑板内，初级支撑板通过初级支撑座进行支撑；次级磁钢通过次级支撑结构借助轭板进行连接。

6.一种双绕组音圈电机推力补偿系统，用于驱动具有设置于每对主绕组之间的副绕组的音圈电机；其中，主绕组为音圈电机的主要工作绕组，提供音圈电机驱动系统工作中所需要的输出电磁推力；副绕组为补偿绕组，提供与主绕组相反的推力波动，对主绕组的推力波动进行补偿，从而使得音圈电机主绕组与副绕组输出推力的合力保持恒定；

该系统包括

第一直流电压源为所述第一左桥臂供电；

第四直流电压源为所述第一右桥臂供电：

第二直流电压源为所述第二左桥臂供电，

第三直流电压源为所述第二右桥臂供电：

其中，第一直流电压源、第二直流电压源、第三直流电压源和第四电压源被配置为：

\{\begin{matrix} U_{d c 11} = \frac{R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{(F_{\max} \cdot D_{\max} + F_{\min} \cdot D_{\min} - 2 F_{\max} \cdot D_{\min})}{(D_{\max} - D_{\min})} \\ U_{d c 12} = \frac{R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{(F_{\max} \cdot D_{\min} - F_{\min} \cdot D_{\max})}{(D_{\max} - D_{\min})} \\ R_{2} = R_{1} \cdot \frac{L_{2} + \frac{K_{f 2}}{K_{f 1}} \cdot M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \\ U_{d c 21} = \frac{(1 - D) \cdot R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \frac{F_{\max} - F_{\min}}{D_{\max} - D_{\min}} \\ U_{d c 22} = \frac{D \cdot R_{1}}{α \cdot K_{f 1}} \frac{\frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot L_{2} + M}{L_{1} + \frac{K_{f 1}}{K_{f 2}} \cdot M} \frac{F_{\max} - F_{\min}}{D_{\max} - D_{\min}} \end{matrix}

式中

U_dc11为第一左桥臂，即第一直流电压源的电压值；

U_dc12为第一右桥臂，即第四直流电压源的电压值；

U_dc21为第二左桥臂，即第二直流电压源的电压值；

U_dc22为第二右桥臂，即第三直流电压源的电压值；

R₁为主绕组电阻；

R₂为副绕组电阻；

L₁为主绕组电感；

L₂为副绕组电感；

M为主绕组与副绕组间的互感；

K_f1为主绕组推力系数；

K_f2为副绕组推力系数；

D为主副绕组的双电源全桥驱动电路的占空比；

α为使主绕组输出推力能够充分满足系统推力要求而预留的裕度系数，0<α<1。

7.根据权利要求6所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：该第一直流电压源、第二直流电压源、第三直流电压源和第四直流电压源通过Buck直流斩波调压电路、Boost直流斩波调压电路或Buck-Boost斩波调压电路来进行获得。

8.根据权利要求6或7所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：该音圈电机的主绕组、副绕组的绕制形式为分层式或填缝式。

9.根据权利要求8所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：副绕组被包围在两层主绕组之间，内侧的主绕组包围在绕组支柱外层；或副绕组被夹在上、下两层主绕组之间，绕组支柱则自上而下穿过上层主绕组、副绕组以及下层主绕组。

10.根据权利要求6或7所述的双绕组音圈电机推力补偿系统，其特征在于：电机的由主绕组、副绕组和支柱组成的初级绕组通过环氧胶被灌封在初级支撑板内，初级支撑板通过初级支撑座进行支撑；次级磁钢通过次级支撑结构借助轭板进行连接。