CN103595251A - 用于电源中的非耗散性泄放的集成接通时间延长器 - Google Patents

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Abstract

一种用于开关式电源的控制器，包括过零检测器、驱动逻辑和接通时间延长器块。过零检测器被联接以在电源的输入电压的过零之前产生第一信号。驱动逻辑响应于反馈信号而产生一个驱动逻辑输出信号，其中所述驱动逻辑输出信号代表初始接通时间。所述接通时间延长器块联接到过零检测器和驱动逻辑，以响应于驱动逻辑输出信号产生一个驱动信号。驱动信号控制一个开关的切换以从电源的滤波电容器移除电荷。驱动信号代表开关的总接通时间，总接通时间等于初始接通时间和延长接通时间的和，其中所述延长接通时间响应于所述第一信号。

Description

用于电源中的非耗散性泄放的集成接通时间延长器
本申请为分案申请，其原申请的申请日为2011年2月9日，申请号为201110035279.3，名称为“用于电源中的非耗散性泄放的集成接通时间延长器”。
技术领域
本发明总体上涉及电源，且更具体地涉及用于开关式电源的控制器。
背景技术
电子器件使用电力来运行。开关式电源由于其高效率、小尺寸和轻重量而被广泛用于为当今许多电子器件供电。常规的墙装插座提供了高电压交流电。在开关式电源中，通过能量传递元件来转换高电压交流(ac)电输入，以提供良好的稳定的（regulated）直流(dc)电输出。开关式电源控制电路通常通过感测输出并且在闭环中控制该输出，来提供输出调整。在运行中，通过变化开关式电源中的开关的占空比（通常是开关接通时间与整个开关周期的比）来利用开关来提供想要的输出。
当设计开关式电源时，通常将对诸如效率、尺寸、重量和成本的要求纳入考虑。通常，控制开关式电源的切换的控制器被设计为一个集成电路，该集成电路具有各种不同的端子，这些端子可用作输入端子、输出端子或两者。当开关式电源的开关和控制器集成在一起时，该集成电路的两个端子对应于开关的两端。该集成电路的各种不同端子可被用作该控制器的反馈端子、功能程序端子或输入电压感测端子。对于开关式电源的某些应用，交流输入电压被感测以确定该交流输入电压的过零。通常，本文中的交流输入电压也被称为线路输入电压。过零一般指的是该交流输入电压与零电压交叉的时刻。换句话说，过零指的是交流输入电压的量值将符号从正变到负或从负变到正的时刻。线路输入电压的过零可被用于各种不同应用。线路输入电压的过零可被用于确定交流线路频率，或可被用于更新电源的控制器的内部时钟。
在用于照明应用的一种调光中，三端双向可控硅开关(triac)调光器电路通常移除交流输入电压的一部分，以限制供给到白炽灯的电压和电流的量。这被称为相位调光,因为通常便于关于以度来计量的交流输入电压周期的一小部分来指定丢失的电压的位置。一般地，所述交流输入电压是正弦波形，而交流输入电压的周期被称为全线路循环。就此而言，交流输入电压的半个周期被称为半线路循环。交流输入电压的整个周期具有360度，而一个半线路循环具有180度。通常，相位角是对所述调光器电路对每个半线路循环移除多少度（从基准0度算起）的度量。虽然相位角调光适用于直接接收被改变的交流线电压的白炽灯，但对于发光二极管（LED）灯通常会产生问题。LED灯需要稳定的电源提供来自交流电力线路的稳定电流和稳定电压。常规稳定电源通常被设计为忽略交流电压的失真(distortion)。这些常规稳定电源的目的是输送一个恒定的稳定输出，直到一个低输入电压使得它们彻底关闭为止。就此而言，常规稳定电源不会对该LED灯调光。除非用于LED灯的电源被专门设计为以想要的方式识别并且响应来自三端双向可控硅开关调光器电路的电压，否则三端双向可控硅开关调光器很可能产生不可接受的结果，例如LED灯的闪烁、LED灯在高相位角闪光，以及LED灯的色移。因此，电源可包括改进的常规电源控制器，该控制器被设计为通过直接感测交流输入电压以确定交流输入电压何时由于调光器电路而被关断，来响应三端双向可控硅开关调光器电路。通常，交流输入电压是用常规控制器的集成电路外部的电路来直接感测的。感测的交流输入电压可由改进的常规控制器的集成电路在专用于接收感测的交流输入电压的一个端子处或在执行多个功能的另一个端子处接收。
使用具有LED灯的三端双向可控硅开关调光器电路的另一个困难来自三端双向可控硅开关其自身的性质。一个三端双向可控硅开关是一个表现为受控交流开关的半导体组件。换句话说，它对于交流电压来说表现为一个断开的开关，直到它在控制端子处接收到一个使得该开关闭合的触发信号为止。只要经过该开关的电流保持在被称为维持电流的一个值以上，该开关就保持闭合。大多数的白炽灯从交流电源获取非常多的电流，以允许三端双向可控硅开关的可靠的和连续的运行。然而，由驱动了LED灯的有效率的电源从交流电源得到的低电流可能不足以让三端双向可控硅开关在交流线路周期的期望的部分中保持导通。因此，常规电源控制器设计通常依赖于包括了假负载——有时称为泄放器电路(bleeder circuit)——的电源，以从电源的输入获得足够的额外电流以使得三端双向可控硅开关在被触发之后保持导通。一般地，常规的泄放器电路在常规电源控制器的集成电路的外部。然而，使用在常规电源控制器的集成电路的外部的常规泄放器电路要求使用额外的组件，这对成本和效率造成了不利影响。
对于电源设计的另一重要考虑是从交流电源获得的输入电流相对于交流输入电压波形的形状和相位。交流电源的电压波形标称地是正弦的。然而，由于许多开关电源呈现给该交流电源的非线性负载，由该电源从所述交流电源获得的电流的波形是非正弦的和/或与交流输入电压异相。这导致了在交流干线配电系统中的损耗的增加，并且，在世界上许多地方，迫使电源制造商保证从电源获得的输入电流是正弦的并且和交流输入电压波形同相，这已然成为立法的或主动的要求的主题。
以此方式对输入电流波形的校正被称为功率因数校正(PFC)，且通常要求一个到该电源的输入阶，该输入阶被专门设计以执行功率因数校正的功能。如果该输入交流电流和电压波形是正弦的且完美地同相，则该电源的功率因数是1。换句话说，功率因数校正后的输入将会对交流源呈现一个负载，该负载等效于将一个可变电阻与该交流电源并联。随着输入电流相对于交流源电压的谐波失真和/或相位偏移的增加，功率因数降到1以下。功率因数的要求通常要求功率因数大于0.9，且可对输入电流波形的谐波含量有要求。
增加电源的功率因数的普遍方法包括，使用升压转换器或回扫转换器以建立接近于理想正弦波形且同时与交流源电压同相的输入电流波形。增加电源的功率因数的另一种方法是利用泄放器电路。开关式电源通常包括一个滤波电容器，该滤波电容器对经过该开关式电源的开关的高频电流滤波。泄放器电路可有利于滤波电容器的放电，放电帮助将滤波电容器上的电压下拉，以使得在滤波电容器上的电压基本遵循交流输入电压的正值。就此而言，泄放器电路帮助建立接近于理想正弦波形且同时与交流源电压同相的输入电流波形。然而，对于许多应用，常规的泄放器电路通常是在电源控制器的集成电路外部的电路。通常，常规的泄放器电路是用联接在电源的输入处的一个电阻器来实现的。然而，如上所述，使用在常规电源控制器的集成电路的外部的常规泄放器电路要求使用额外的组件，这对成本和效率造成了不利影响。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：过零检测器，被联接以在所述电源的输入电压的过零之前产生第一信号；驱动逻辑，被联接以响应于代表所述电源的输出的反馈信号而产生一个驱动逻辑输出信号，其中所述驱动逻辑输出信号代表初始接通时间；以及接通时间延长器块，联接到所述过零检测器和所述驱动逻辑，以响应于所述驱动逻辑输出信号而产生一个驱动信号，所述驱动信号用于控制要被联接到所述控制器的一个开关的切换以从所述电源的滤波电容器移除电荷，其中所述驱动信号代表所述开关的总接通时间，所述总接通时间等于所述初始接通时间和延长接通时间的和，其中所述延长接通时间响应于所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述第一信号是先决条件信号，用于指示对于所述电源的输入电压的过零是否存在先决条件。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长器块被配置为增加所述开关的延长接通时间，直到所述先决条件信号指示所述先决条件不再存在为止，或直到所述总接通时间达到过零时间阈值为止。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长器块被联接以接收过零脉冲信号，所述过零脉冲信号包括代表所述过零时间阈值的时间周期。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于所述电源的输入电压小于过零电压阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于流经所述开关的开关电流小于过零电流阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器被联接以产生一个过零信号以指示过零状况存在，且其中所述驱动逻辑响应于所述过零信号和所述反馈信号产生所述驱动逻辑输出信号。
在一个优选的实施方案中，所述控制器和所述开关被包括在一个集成电路中。
在一个优选的实施方案中，所述控制器是用于开关式电源的集成电路控制器。
根据本发明的又一方面，提供一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：过零检测器，被联接以在所述电源的输入电压的过零之前产生第一信号；驱动逻辑，被联接以响应于代表所述电源的输出的反馈信号而产生一个驱动逻辑输出信号，其中所述驱动逻辑输出信号代表初始接通时间；以及接通时间延长器块，具有一个锁存器以产生一个驱动信号来控制包括在所述电源中的所述开关的切换，其中所述锁存器被联接以响应于所述驱动逻辑输出信号而被置位，且其中所述驱动信号用于控制要被联接到所述控制器的一个开关的切换以从所述电源的滤波电容器移除电荷，其中所述驱动信号代表所述开关的总接通时间，所述总接通时间等于所述初始接通时间和延长接通时间的和，其中所述延长接通时间响应于所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述第一信号是先决条件信号，用于指示对于所述电源的输入电压的过零是否存在先决条件。
在一个优选的实施方案中，如果所述先决条件信号指示所述先决条件不再存在，或如果所述总接通时间达到过零时间阈值，则所述锁存器被联接以被复位。
在一个优选的实施方案中，所述锁存器还被联接以响应于所述驱动逻辑输出信号而被复位。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长器块被联接以接收过零脉冲信号，所述过零脉冲信号包括代表所述过零时间阈值的时间周期。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于所述电源的输入电压小于过零电压阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于流经所述开关的开关电流小于过零电流阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器被联接以产生一个过零信号以指示过零状况存在，且其中所述驱动逻辑响应于所述过零信号和所述反馈信号产生所述驱动逻辑输出信号。
在一个优选的实施方案中，所述控制器和所述开关被包括在一个集成电路中。
在一个优选的实施方案中，所述控制器是用于开关式电源的集成电路控制器。
根据本发明的再一方面，提供一种开关式电源，包括：开关；能量传递元件，联接到所述开关，且被联接以响应于输入电压而产生输出；滤波电容器，与所述能量传递元件和所述开关并联；以及控制器，被联接以响应于所述输入电压而调整所述输出，其中所述控制器包括：过零检测器，被联接以在所述输入电压的过零之前产生第一信号；驱动逻辑，被联接以响应于代表所述电源的输出的反馈信号而产生一个驱动逻辑输出信号，其中所述驱动逻辑输出信号代表初始接通时间；以及接通时间延长器块，联接到所述过零检测器和所述驱动逻辑，以响应于所述驱动逻辑输出信号而产生一个驱动信号，所述驱动信号用于控制要被联接到所述控制器的一个开关的切换，以从所述滤波电容器移除电荷从而将所述滤波电容器上的电压下拉，以使得所述滤波电容器上的电压基本遵循所述输入电压的值，其中所述驱动信号代表所述开关的总接通时间，所述总接通时间等于所述初始接通时间和延长接通时间的和，其中所述延长接通时间响应于所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述电源还包括一个调光器电路，联接在所述电源的一个输入与所述能量传递元件之间，以控制将所述输入电压与所述能量传递元件断开以使所述输入电压变弱的时间的量。
在一个优选的实施方案中，所述调光器电路是三端双向可控硅开关调光器电路。
在一个优选的实施方案中，所述三端双向可控硅开关调光器电路包括用于保持所述三端双向可控硅开关调光器电路免于关断的最小维持电流，且其中所述接通时间延长器块被配置为维持经过所述三端双向可控硅开关调光器电路的电流，以使得经过所述三端双向可控硅开关调光器电路的电流不落到所述最小维持电流以下。
在一个优选的实施方案中，所述电源的输出被联接到包括发光二极管阵列的负载。
在一个优选的实施方案中，所述第一信号是先决条件信号，用于指示对于所述电源的输入电压的过零是否存在先决条件。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长器块被配置为增加所述开关的延长接通时间，直到所述先决条件信号指示所述先决条件不再存在为止，或直到所述总接通时间达到过零时间阈值为止。
在一个优选的实施方案中，所述接通时间延长器块被联接以接收过零脉冲信号，所述过零脉冲信号包括代表所述过零时间阈值的时间周期。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于所述电源的输入电压小于过零电压阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器响应于流经所述开关的开关电流小于过零电流阈值而产生所述第一信号。
在一个优选的实施方案中，所述过零检测器被联接以产生一个过零信号以指示过零状况存在，且其中所述驱动逻辑响应于所述过零信号和所述反馈信号产生所述驱动逻辑输出信号。
在一个优选的实施方案中，所述控制器和所述开关被包括在一个集成电路中。
在一个优选的实施方案中，所述控制器是集成电路控制器。
附图说明
通过下文结合附图的具体实施方式的描述，将对本发明的上述和其他方面、特征和优点更为明了，在附图中：
图1是示出了根据本发明的一个实施方案的一个利用控制器的示例的开关电源的功能框图。
图2A是示出了根据本发明的一个实施方案的图1的开关电源的示例的已整流的输入电压波形的图。
图2B是示出了根据本发明的一个实施方案的图2A的示例的已整流的输入电压波形的一部分以及相应的过零信号的图。
图3是示出了根据本发明的一个实施方案的在连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)下运行的开关电源的示例开关电流波形的图。
图4A是示出了根据本发明的一个实施方案的在DCM下运行的开关电源的一个示例开关电流波形以及相应的过零信号的图。
图4B是示出了根据本发明的一个实施方案的在DCM下运行的开关电源的另一示例开关电流波形以及相应的过零信号的图。
图5是示出了根据本发明的一个实施方案的示例开关电流波形和相应的过零信号的图。
图6是示出了根据本发明的一个实施方案的利用调光器电路和控制器的示例开关电源的功能框图。
图7A是示出了根据本发明的一个实施方案的图6的开关电源的示例的已整流的输入电压波形的图。
图7B是示出了根据本发明的一个实施方案的图7A的示例的已整流的输入电压波形的一部分以及相应的过零信号的图。
图8A是示出了根据本发明的一个实施方案的开关电源的另一个示例的已整流的输入电压波形的图。
图8B是示出了根据本发明的一个实施方案的图8A的示例的已整流的输入电压波形的一部分以及相应的过零信号的图。
图9A是示出了根据本发明的一个实施方案的控制器的功能框图。
图9B是示出了根据本发明的一个实施方案的图9A的控制器的接通时间延长器块的功能框图。
图10是示出了根据本发明的一个实施方案的图9A和图9B的控制器和接通时间延长器块的信号的各种不同波形的图。
在这几幅附图中，相应的附图标记指示了相应的组件。本领域技术人员将理解，图中的元件仅为简单和清楚而绘出，且不一定是按照比例绘出。例如，图中某些元件的尺寸可相对于其它元件被放大，以帮助增进对本发明的各个不同实施方案的理解。同样，通常不对在商业上可行的实施方案中有用的或必须的共同且公知的元件进行描绘，以便使本发明的各个不同实施方案更少地受到干扰。
具体实施方式
本文公开了对用于照明的LED驱动器进行三端双向可控硅开关调光的非耗散性集成的泄放器的方法和装置的实施方案。在下文的说明书中，提出了许多具体细节，以提供对实施方案的透彻理解。然而，相关领域技术人员将理解，此处描述的技术可在缺少一个或多个具体细节的情况下或使用其他方法、组件、材料等实现。在其他情况下，公知的结构、材料或操作未被详细示出或描述，以免引起本发明的某些方面模糊。
在本申请文件全文中，对“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”的引述意味着，关于该实施方案或实施例而描述的结构或特性包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“在一个实施例中”或“在一实施例中”在本申请文件全文中各处的出现，并不一定指的是同一个实施方案或实施例。此外，具体的特征、结构或特性可被结合在一个或多个实施方案或实施例中的任意适合的组合和/或子组合中。另外，应理解，本文所提供的附图仅为解释目的而提供给本领域技术人员，且所述附图并不一定按比例绘出。
对于开关式电源的某些应用，直流输出电压被感测以确定交流输出电压的过零。对于发光二极管(LED)的相位调光应用，线路输入电压的过零的持续时间将由电源控制器感测。对交流输入电压的过零的持续时间的确定，将向该电源控制器指示调光器电路正在被使用，且因此改变了电源的输出所被调整到的量。对于本发明的实施方案，电源控制器利用了接通时间延长器，以延长开关的接通时间，这有利于确定线路输入电压的过零。
此外，对于利用三端双向可控硅开关的LED相位调光应用，可利用泄放器电路来从该电源的输入取走额外的电流，以帮助该三端双向可控硅开关调光器电路的三端双向可控硅开关保持导通。三端双向可控硅开关是一个表现为受控交流开关的半导体组件。换句话说，它对于交流电压来说表现为一个断开的开关，直到它在控制端子处接收一个使得该开关闭合的触发信号为止。只要经过该开关的电流保持在被称为维持电流的一个值以上，该开关就保持闭合。大多数的白炽灯从交流电源获取了太多的电流，以允许三端双向可控硅开关的可靠的和稳定的运行。然而，由驱动了LED灯的有效率的电源从交流电源得到的低电流可能不足以让三端双向可控硅开关在交流线路周期的期望的部分周期中保持导通。可利用泄放器电路以从电源的输入取走额外的电流以使得三端双向可控硅开关调光器电路的三端双向可控硅开关保持导通。一般地，泄放器电路在电源控制器的外部。然而，对于本发明的实施方案，被电源控制器用来延长开关接通时间的接通时间延长器也可被用作泄放器电路。所述接通时间延长器允许电源中的开关比其预期接通时间保持接通更久。就此而言，从滤波电容器移除了更多的电荷，且从电源的输入取走了额外的电流。
所述泄放器电路也可被用于功率因数校正(PFC)目的。增加电源的功率因数的一种方法是利用泄放器电路。开关式电源通常包括一个滤波电容器，该滤波电容器对穿过开关式电源的开关的高频电流滤波。泄放器电路可有利于滤波电容器的放电，放电帮助将滤波电容器上的电压下拉，以使得在滤波电容器上的电压基本遵循交流输入电压的正值。就此而言，泄放器电路帮助建立接近于理想正弦波形且同时与交流源电压同相的输入电流波形。然而，对于许多应用，泄放器电路通常是在电源控制器的集成电路外部的电路。通常，泄放器电路是用联接在电源的输入处的一个电阻器来实现的。此技术方案可能是不理想的，因为泄放器电路将耗散能量（以热的形式），并且要求使用额外的组件，对成本和效率造成不利影响。然而，对于本发明的实施方案，被电源控制器用来延长开关接通时间的接通时间延长器也可被用作泄放器电路。通过将开关的接通时间延长超过预期的接通时间，从滤波电容器移除了更多的电荷，且滤波电容器上的电压基本遵循交流输入电压的正值。
此外，交流输入电压通常是用常规控制器的集成电路外部的电路来直接感测的。感测的交流输入电压可由常规控制器在专用于接收感测的交流输入电压的一个端子处或在执行多个功能的另一个端子处接收。然而，附加的端子对于开关式电源的常规控制器来说，是不想要的成本和尺寸。常规控制器的集成电路外部的电路也为开关式电源增加了成本。利用本发明的实施方案，可以通过使用经过开关式电源的开关的电流，来间接地感测输入电压。结果，将已经用作开关的一端的端子也用来间接感测交流输入电压，将不再需要专用于仅感测交流输入电压的端子，也将不再需要用于感测交流输入电压的外部电路。
首先参见图1，示出了示例开关电源100的功能框图，该示例开关电源100包括：交流输入电压VAC102，桥式整流器104，已整流的电压VRECT106，能量传递元件T1108，能量传递元件T1108的初级绕组110，能量传递元件T1108的次级绕组112，开关S1114，输入返回116，箝位电路118，滤波电容器CF120，整流器D1122，输出电容器C1124，输出量UO，输出电压VO，输出电流IO，反馈电路128，反馈信号UFB130，控制器138，驱动信号140，电流感测输入信号142，以及开关电流ID144。同样在图1中示出了的是联接到开关电源100的负载126。在图1中示出的示例开关电源100一般被配置为回扫式调整器，该回扫式调整器是可受益于本发明的教导的开关电源拓扑结构的一个实施例。然而，应理解，开关电源调整器的其他已知拓扑结构和配置也可受益于本发明的教导。
开关电源100从一个未稳定的（unregulated）输入电压向负载126提供输出功率。在一个实施例中，输入电压是交流输入电压VAC102。在另一个实施例中，输入电压是已整流的交流输入电压，诸如已整流的电压VRECT106。如所示，桥式整流器104接收交流输入电压VAC102，并产生已整流的电压VRECT106。所述桥式整流器104还被联接到能量传递元件T1108。在本发明的某些实施方案中，能量传递元件T1108可以是耦合的电感器。在其他实施方案中，能量传递元件T1108可以是变压器。在图1的实施例中，能量传递元件T1108包括两个绕组，一个初级绕组110和一个次级绕组112。然而，应理解能量传递元件T1108可具有多于两个绕组。所述初级绕组110还被联接到开关S1114，开关S1114然后进一步被联接到输入返回116。在一个实施方案中，开关S1114可以是一个晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一个实施例中，控制器138可用单片集成电路实现，或用分立电子组件实现，或用单片集成电路和分立的电子组件的组合实现。控制器138和开关S1114可形成集成电路146的一部分，且可被制造为混合的或单片的集成电路。
另外，箝位电路118在图1的实施方案中被示为与能量传递元件T1108的初级绕组110并联。滤波电容器CF120可与初级绕组110和开关S1114并联。换句话说，滤波电容器CF120可联接到桥式整流器104和输入返回116。能量传递元件T1108的次级绕组112被联接到整流器D1122。在图1的实施例中，整流器D1122被例示为二极管。然而，在某些实施方案中，整流器D1122可以是一个晶体管，被用作同步整流器。输出电容器C1124和负载126在图1中均被示为联接到整流器D1122。一个输出被提供给负载126，且可被提供为稳定输出电压VO、稳定输出电流IO或两者的组合。
开关式电源100还包括用于稳定输出的电路，所述输出被例示为输出量UO。一般地，稳定输出量UO可以是输出电压VO、输出电流IO或两者的组合。反馈电路128被连接，以感测开关式电源的输出量UO并且产生反馈信号UFB130。在其他实施方案中，反馈信号UFB130可从对变压器输入侧的代表了输出量UO的一个或多个量的感测中获得。反馈电路128还被连接到控制器138的一个端子，从而使得该控制器138接收反馈信号UFB130。控制器138还包括用于接收电流感测输入信号142的端子。电流感测输入信号142代表了在开关S1114中的开关电流ID144。此外，开关S1114从控制器138接收驱动信号140。
在运行中，图1的开关电源100从一个未稳定的输入——诸如交流输入电压VAC102——将输出功率提供给负载126。交流输入电压VAC102被桥式整流器104所接收，并且产生已整流的电压VRECT106。滤波电容器CF120对来自开关S1114的高频电流滤波。对于其他应用，滤波电容器CF120可以足够大，以使得直流电压被施加到能量传递元件T1108。然而对于具有功率因数校正（PFC）的电源，可利用小的滤波电容器CF120，以允许施加到能量传递元件T1108的电压基本遵循已整流的电压VRECT106。就此而言，滤波电容器CF120的值可被选择，以使得滤波电容器CF120上的电压在输入线路电压的每个半线路循环期间达到基本为零。或者换句话说，滤波电容器CF120上的电压基本遵循交流输入电压VAC102的正值。作为结果，过零状况可被控制器138检测到。此外，如将进一步讨论的，由控制器138利用的接通时间延长器将更多的电荷从滤波电容器CF120移除。作为结果，滤波电容器CF120的放电帮助将初级绕组110处的电压下拉，这可帮助控制器138检测交流输入电压VAC102的过零。
开关电源100利用能量传递元件T1108来在初级绕组110和次级绕组112之间传递电压。箝位电路118被联接到初级绕组110，以限制开关S1114上的最大电压。开关S1114响应于驱动信号140而被断开和闭合。众所周知，闭合的开关可以传导电流且被认为接通，而断开的开关不能传导电流且被认为关断。在一些实施方案中，开关S1114可以是晶体管，且开关S1114和控制器138可形成集成电路146的一部分。在运行中，开关S1114的切换在整流器D1122处产生了脉动电流。整流器D1122中的脉动电流被输出电容器C1124滤波，以在负载126处产生基本恒定的输出电压VO、输出电流IO或两者的组合。在一些实施方案中，负载126是LED阵列。
反馈电路128感测电源100的输出量UO，以将反馈信号UFB130提供给控制器138。反馈信号UFB130可以是电压信号或是电流信号，且将关于输出量UO的信息提供给控制器138。此外，控制器138接收电流感测输入信号142，该信号142中继了开关S1114中的开关电流ID144。可用多种方式感测开关电流ID144，例如分立电阻器两端的电压，或当晶体管导通时在该晶体管两端的电压。控制器138利用了由电流感测输入信号142所指示的开关电流ID144，来确定交流输入电压VAC102的过零。如下文将进一步详述，控制器138然后产生代表了有关交流输入电压VAC102的过零的信息的过零信号。此外，如下文将进一步详述，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器，以确定交流输入电压VAC102何时处于过零状况。该过零信号可被用于校准控制器的内部频率，或确定何时利用相位调光器电路。
控制器138输出一个驱动信号140，以响应于各种不同的系统输入来操作开关S1114，从而将输出量UO基本调整到理想值。在一个实施方案中，驱动信号140可以是具有可变长度的逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲波形，其中逻辑高值对应于闭合开关，而逻辑低值对应于断开开关。在另一个实施方案中，驱动信号140可由基本固定长度的逻辑高(或接通）脉冲组成，且驱动信号140可以是通过改变每振荡器循环数的接通脉冲数来调整的。
接下来参见图2A，图1的开关电源的已整流的电压VRECT106的示例波形图被示为包括：半线路循环202、过零电压阈值204、峰值电压VP205以及VRECT106的一部分206。图2B示出了示例已整流的电压VRECT106的所述部分206，以及相应的过零信号208。
一般地，交流输入电压VAC102是正弦波形，其中交流输入电压VAC102的周期称为一个全线路循环。数学地表达为：VAC(t)＝VPsin(2πfLt)。其中VP205是交流输入电压VAC102的峰值电压，而fL是线路输入电压的频率。或者换句话说，fL是交流输入电压VAC102的线路频率。应理解，全线路循环是线路频率fL的倒数，或数学地表达为：全线路循环=1/fL。如上所述，当到桥式整流器104的输入是交流输入电压VAC102时，已整流的电压VRECT106是桥式整流器104的总的输出（resultantoutput）。对于图2A中所示的示例已整流的电压VRECT106，桥式整流器104已转换了交流输入电压VAC102，以使得桥式整流器104的输出是正值，或者数学地表达为：VRECT＝|VAC|＝|VPsin(2πfLt)|。作为结果，已整流的电压VRECT106重复每个半线路循环202。图2A还示出了过零电压阈值VZC204。对于一些实施方案，过零电压阈值VZC204基本等于0。对于其他实施方案，过零电压阈值VZC204基本是已整流的电压VRECT106的峰值电压VP205的五分之一。例如，如果已整流的电压VRECT106的峰值电压VP205是基本等于125V，则过零电压阈值VZC204基本等于25V。在另一个实施方案中，过零电压阈值VZC204基本是已整流的电压VRECT106的峰值电压VP205的四分之一。应理解，随着过零电压阈值VZC204的值更为接近零电压，过零信号208就更为精确。然而，已整流的电压VRECT106的值越接近零电压，对于控制器138的实施方案来说感测已整流的电压VRECT106的值可能就越困难。具体地，当已整流的电压VRECT106处于或接近于零电压时，控制器138通过由电流感测输入信号142提供的开关电流ID144来感测已整流的电压VRECT106的值可能有些困难。就此而言，控制器138的实施方案对于过零电压阈值VZC204可具有非零值，以允许当已整流的电压VRECT106处于或接近于零电压时感测过零状况。此外，已整流的电压VRECT106不能达到零，部分地是由于滤波电容器CF120的选定值。
图2B示出了示例已整流的电压VRECT106的所述部分206和相应的过零信号208。控制器138感测交流输入电压VAC102和已整流的电压VRECT106的值，以产生过零信号208。当已整流的电压VRECT106低于过零电压阈值VZC204时，过零信号208改变到一个状态，该状态指示存在一个过零状况。过零信号208一直维持该状态，直到已整流的电压VRECT106大于过零电压阈值VZC204为止。对于图2B中示出的实施例，过零信号208是具有逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲波形。当已整流的电压VRECT106小于过零电压阈值VZC204时，过零信号208的值是逻辑高。当已整流的电压VRECT106大于过零电压阈值VZC204时，过零信号208的值是逻辑低。过零信号208指示过零状况存在的时间长度，被表示为过零脉冲宽度TZ210。对于图2B中所示的实施例，过零脉冲宽度TZ表示了当过零信号208为逻辑高时的时间长度。
图2A中示出的已整流的电压VRECT106是具有正值的交流输入电压VAC102，或者数学地表达为：VRECT＝|VAC|＝|VPsin(2πfLt)|。其间已整流的电压VRECT106的值在零电压附近的时间对应于何时交流输入电压VAC102的值接近于和零电压相交，因此有此术语“过零”。换句话说，检测已整流的电压VRECT106何时在零电压附近，相当于检测交流输入电压VAC102何时与零电压相交。如图2B中所示，当已整流的电压VRECT106小于过零电压阈值VZC204时，过零信号208脉冲为高，以给控制器138指示过零状况。换句话说，当-VZC＜VAC(t)＜VZC时，过零信号208脉冲为高，以指示过零状况。对于本发明的实施方案，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器来确定交流输入电压VAC102的过零。
图3中示出了各种不同运行模式的开关电流。图1的开关式电源的示例开关电流波形的图被示为包括：开关周期TS304，开关接通时间tON306，开关关断时间tOFF308，梯形310和三角形312。图3示出了，当该控制器在连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)下运行时，开关电流ID302的关于时间的大致波形。开关电流ID302的大致波形表示了图1中所示的开关电流ID144的实施例。
在任意开关周期TS304期间，开关S1114可响应于来自控制器138的驱动信号140而导通，以稳定输出量UO。开关周期TS304可被分成两个时间区段：开关接通时间tON306和开关关断时间tOFF308。开关接通时间tON306表示了开关周期TS304中开关S1114可导通的部分。开关关断时间tOFF308表示了开关周期TS304中的其余的当开关S1114不能导通时的部分。图3的电流波形示出了两种基础运行模式。梯形310是连续导电模式(CCM)的特征，而三角形312是不连续导电模式(DCM)的特征。在CCM期间，在开关接通时间tON306开始之后，开关电流ID302立即基本为非零。在DCM，开关电流ID302在开关接通时间tON306开始之后立即基本为零。在开关关断时间tOFF308期间，开关电流ID302对于CCM和DCM都基本为零。根据本发明的实施方案的开关电源100可在CCM或DCM下运行。
接下来参见图4A，示例开关电流波形和总的过零信号432的图被示为包括：开关电流ID144、限流阈值ILIM402，过零电流阈值IZC404，开关循环T-2406至T8426，以及过零脉冲宽度TZ434。图4A展示了当电源100在不连续导电模式（DCM）下运行时，开关电流ID144随着时间推移的大致波形的一个实施例。一般地，从T-2406至T8426的每个开关循环具有一个开关周期TS304。在本发明的某些实施方案中，开关周期TS304可以是恒定的时间长度。在本发明的其他实施方案中，控制器138可改变开关周期TS304的长度。在本发明的其他实施方案中，开关周期TS304（且因此开关频率fS，其中）和预期的开关接通时间tON306均在一个半线路循环202中被维持恒定。
对于本发明的实施方案，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器来确定交流输入电压VAC102何时与零电压相交。图4A示出了在从T-2406至T8426的几个开关循环上的开关电流ID144的实施例。限流阈值ILIM402确定了开关S1114允许的最大电流。如果开关电流ID144达到了限流阈值ILIM402，则开关S1114在开关循环的剩余部分关断。当到某一段时间结束时，开关电流ID144还没有达到过零电流阈值ILIM404，则如下文结合图5所进一步讨论的，可存在可能的过零状况。
应理解，N是，在确定过零状况确实存在并且过零信号432从指示无过零状况的状态改变到指示有过零状况的状态之前，被控制器138检测作为可能的过零状况的连续的开关循环的数量。此外，当过零信号432正在指示过零状况存在时，该控制器等待N个连续的开关循环，以允许控制器138决定过零状况不存在，然后控制器138改变过零信号432的状态以指示无过零状况。控制器138可等待这N个连续的开关循环，以考虑可导致过零状况误检测的任何噪声。例如，如果N等于4（如图4B中所示），则当可能的过零状况在四个连续的开关循环发生时，控制器138确定过零状况存在。在另一个实施例中，如果N等于1（如图4A中所示），则控制器138在初次发生可能的过零状况时就确定过零状况存在。N的值可部分地根据电源100的输入处的预期噪声量来确定。N的值越低，则控制器138就越快地确定过零状况是存在还是不存在，但对过零状况的确定会更易受电源100的输入处的噪声的影响。就此而言，过零信号432可错误地指示交流输入电压VAC102的过零状况存在，或错误地指示交流输入电压VAC102的过零状况不存在。然而，N值不应大到使得控制器138不能检测过零状况的存在，因为在达到该N值之前，已整流的电压VRECT106已落至过零电压阈值VZC204之下然后升至过零电压阈值VZC204之上。
在一个实施方案中，过零信号432的逻辑低值指示了无过零状况存在，而过零信号432的逻辑高值指示了有过零状况存在。在另一个实施方案中，过零信号432的逻辑高值指示了无过零状况存在，而过零信号432的逻辑低值指示了有过零状况存在。
对于图4A中所示的实施例，N等于1，且控制器138在初次发生可能的过零状况时就确定过零状况存在，并且在同一个开关循环期间就改变过零信号432的状态。在图4A的实施例中，当开关S1114关断且开关电流ID144落至零电流时，过零信号432改变到指示过零状况的状态。在开关循环T-2406，T-1408和T0410，开关电流ID144超过了过零电流阈值IZC404，且因此，控制器138没有检测到过零状况。对于图4A的实施例，当不存在过零状况时，过零信号432是逻辑低值。然而，在开关循环T1412，开关电流ID144在某一段时间内未达到过零电流阈值IZC404。由于在图4A的实施例中N等于1，所以控制器138确定对于交流输入电压VAC102存在过零状况。作为结果，过零信号432在开关循环T1412期间改变到指示过零状况的状态。
对于开关循环T2414到T6422，开关电流ID144始终未达到过零电流阈值IZC404，控制器138确定交流输入电压VAC102的过零状况继续存在。作为结果，过零信号432保持在逻辑高值。在开关循环T7424，开关电流ID144超过了过零电流阈值IZC404，控制器138确定无过零状况存在。由于N等于1，所以过零信号432在开关循环T7424期间变到逻辑低值。对于图4A的实施例，当开关S1114在开关循环T7424期间关断且开关电流ID144落到零电流时，过零信号432改变到指示了无过零状况的一个状态。如图4A所示，过零脉冲宽度TZ434是过零信号432指示了过零状况的时间的长度。
接下来参见图4B，开关电流波形和总的过零信号432的另一图被示为包括：开关电流ID144，限流阈值ILIM402，过零电流阈值IZC404，开关循环T0410至T10430，过零脉冲宽度TZ434，以及延迟时间tX436。图4B展示了，当电源100在DCM下运行时，开关电流ID144随着时间推移的大致波形的一个实施例。图4B还示出了与图4A所示的相同的开关电流ID144，然而，对于图4B来说，N等于4，且图4B示出了开关循环T0至T10（而不是如图4A中所示的开关循环T-2至T8）。控制器138在可能的过零状况之后等待四个连续的开关循环，然后确定过零状况确实存在，且过零信号432改变状态以指示过零状况。此外，当过零信号432指示过零状况存在时，控制器138等待4个连续的无过零状况的开关循环，然后控制器138改变过零信号432的状态以指示无过零状况。控制器138等待4个连续的开关循环，以考虑响起的任何噪声，并且保证过零状况确实存在。虽然图4B将N示为等于4，但N可以是任何正整数。然而，N值不应大到使得控制器138不能检测过零状况的存在，因为在达到该N值之前，开关电流ID144已落至过零电流阈值IZC404之下然后升至过零电流阈值IZC404之上。
在开关循环T0410,开关电流ID144超过了过零电流阈值IZC404，结果是，控制器138未确定过零状况存在，过零信号432维持在逻辑低值。在开关循环T1412期间，开关电流ID144在一定量的时间内未达到过零电流阈值IZC404，从而控制器138确定可能的过零状况存在，然而，过零信号432仍然维持在逻辑低值，因为控制器138在确定过零状况存在之前要等待可能的过零状况的四个连续的开关循环。从图4B的实施例可知，对于开关循环T2414到T4418，开关电流ID144也在一定量的时间内未达到过零电流阈值IZC404。开关循环T4418是可能的过零状况存在的第四个连续的开关循环。就此而言，控制器138确定对于交流输入电压VAC102确实存在过零状况，过零信号432改变到指示过零状况存在的状态。
对于图4B中所示的实施例，过零信号432从逻辑低值转变到逻辑高值。然而，过零信号432直到延迟时间tX436的结束才转变到逻辑高值。延迟时间tX436指示了在控制器138确定过零状况确实存在和控制器138更新过零信号432之间的时间长度。在一个实施方案中，更新过零信号的延迟时间tX436可由实现数量N所用的滤波器而引起。在另一个实施方案中，延迟时间tX436可将过零信号432的更新一直延迟到下一个开关循环。参见图4A，延迟时间tX436基本等于0。对于本发明的实施方案，可优选延迟时间tX436为0。然而，控制器138的包括了延迟时间tX436为0的实施方案可能需要额外的电路（未示出）。因此，控制器138的某些实施方案可包括非零延迟时间tX436，以减少成本和/或电路复杂度。
对于开关循环T5420和T6422，开关电流ID144仍然未达到过零电流阈值IZC404，从而控制器确定交流输入电压VAC102的过零状况继续存在，且过零信号432保持在逻辑高值。在开关循环T7424，开关电流ID144在某一段时间内超过了过零电流阈值IZC404，这指示着交流输入电压VAC102的过零状况可能不再存在，然而，控制器138等待开关电流ID144指示过零状况可能不再存在的4个连续的开关循环，然后确定交流输入电压VAC102不再处于过零状况。对于开关循环T8426到T10430，开关电流ID144在某一段时间内超过了过零电流阈值IZC404。开关循环T10430是过零状况可能不再存在的第四个连续的开关循环，从而控制器138确定过零状况不存在。作为结果，过零信号432改变到指示无过零状况存在的状态。然而，过零信号432直到延迟时间tX436的结束才转变到逻辑低值。延迟时间tX436指示了在控制器138确定过零状况不存在和控制器138更新过零信号432之间的时间长度。在又一实施方案中，延迟时间tX436可将过零信号432的更新一直延迟到下一个开关循环。如图4B所示，过零脉冲宽度TZ434是过零信号432指示过零状况存在的时间长度。
接下来参见图5，示例开关电流波形和总的过零信号532的另一图被示为包括：开关电流ID144，过零电流阈值IZC504，过零时间阈值tZC506，开关循环TM508至TM+3514，以及过零脉冲宽度TZ434。此外，在每个开关循环TM508至TM+3514期间，存在开关S1114的接通时间tON和延长接通时间tONX。一般地，每个开关循环TM508至TM+3514均具有一个开关周期TS304。在本发明的一些实施方案中，开关周期TS304可以是恒定的时间长度。在本发明的其他实施方案中，控制器138可改变开关周期TS304的长度。对于图5中所示的示例过零信号532，N值是2，且延迟时间tX是基本等于0。
在本发明的一个实施方案中，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器来为交流输入电压VAC102确定是否存在过零状况。如将进一步讨论的，控制器138也将开关S1114的接通时间延长器作为非耗散性的集成泄放器电路来利用。当开关电流ID144在过零时间阈值tZC506之内未达到过零电流阈值IZC504时，控制器138确定过零状况存在。当开关电流ID144在开关S1144的最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504时，控制器138将接通时间tON延长，直到过零电流阈值IZC504已达到为止或直到延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC506为止。接通时间tON被延长的时间量被称为延长接通时间tONX。对于某些实施方案，过零时间阈值tZC506基本等于5μs。当选择过零时间阈值tZC506的值时，过零时间阈值tZC506应该长于最小的预期的接通时间tON，但不显著长于开关周期TS304。一般地，控制器138可以用过零时间阈值tZC506的更大的值来更准确地感测开关电流ID144。
在开关循环TM508，开关电流ID144在开关S1114的最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504。开关S1114并没有关断，而是保持接通，且该开关的接通时间tON被延长，直到开关电流ID144达到过零电流阈值IZC504为止或直到总共的接通时间（也即，接通时间tON和延长接通时间tONX的和）达到过零时间阈值tZC506为止。对于开关循环TM508，接通时间tON被延长了延长接通时间tONX，然而，开关电流ID144在接通时间tON和延长接通时间tONX的和达到过零时间阈值tZC506之前就达到了过零电流阈值IZC504。作为结果，当开关电流ID144达到过零电流阈值IZC504时，开关S1114被关断，且开关电流ID144下降到基本为零。控制器138未检测到过零状况，且作为结果，过零信号532指示无过零状况。
在开关循环TM+1510，开关电流ID144在最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504，且控制器138将该接通时间tON延长了延长接通时间tONX。如所示，开关电流ID144在延长接通时间tONX期间达到了过零电流阈值IZC504。不同于开关循环TM508，当接通时间tON和延长接通时间tONX的和基本等于过零时间阈值tZC506时，开关电流ID144达到过零电流阈值IZC504。控制器138未检测到过零状况，过零信号532保持在逻辑低值。
在开关循环TM+2512，开关电流ID144在最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504，且控制器138将该接通时间tON延长了延长接通时间tONX。如上所述，当延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC506且开关电流ID144低于过零电流阈值IZC504时，控制器138将开关S1114关断。在图5所示的实施例中，开关电流ID144在最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504，且控制器138延长了开关S1114的接通时间。接通时间tON被延长，直到开关电流ID144达到过零电流阈值IZC504为止或直到延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC506为止。对于开关循环TM+2512，在开关电流144达到过零电流阈值IZC504之前，延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC506。作为结果，控制器138确定可存在可能的过零状况。然而，过零信号532不改变状态，因为控制器138在确定过零状况存在之前要等待两个连续的可能的过零状况的开关循环。
在开关循环TM+3514，开关电流ID144再次在最初的接通时间tON内未达到过零电流阈值IZC504，且控制器138将该接通时间tON延长了延长接通时间tONX。与开关循环TM+2512相似，开关电流ID144在延长接通时间tONX达到过零时间阈值tZC506之前未达到过零电流阈值IZC504。因此，开关循环TM+3514是具有可能的过零状况的第二个连续的开关循环。作为结果，控制器138确定过零状况存在，过零信号532改变状态。
过零电流阈值IZC504和过零时间阈值tZC506被选择以对应于过零电压阈值VZC204。如上所述，当开关电流ID144直到过零时间阈值tZC506时仍未达到过零电流阈值IZC504时，控制器138检测过零状况。过零电流阈值IZC504和过零时间阈值tZC506被固定，以使得过零状况对应于已整流的电压VRECT106的落在过零电压阈值VZC204之下的值。换句话说，过零电流阈值IZC504和过零时间阈值tZC506被固定，以使得过零状况对应于交流输入电压VAC102的落在正的过零电压阈值VZC204和负的过零电压阈值VZC204之间的值，或者数学地表达为：-VZC＜VAC(t)＜VZC。
当开关S1114接通时，开关S1114的电压和电流之间的关系可被表示为
Figure BDA0000416546680000221
其中LP是初级绕组110的电感。对于在DCM下运行的电源100，在任何开关循环期间，这一关系均可被进一步表达为：其中IPEAK是开关电流ID144的峰值。然而，在一个开关循环中，VAC的值可被认为是恒定的，因为接通时间tON相对于输入电压VAC102的周期较小。如上所述，当开关S1114在DCM下处于接通时，利用开关S1114的电压和电流之间的关系，过零电流阈值IZC504和过零时间阈值tZC506被固定，且可被选择以对应于过零电压阈值VZC204，或数学地表达为：
Figure BDA0000416546680000223
开关S1114接通越久，就有越多的电荷从滤波电容器CF120被移除。因此，与不具有接通时间延长器的控制器相比，被控制器138用来确定过零时间阈值tZC506的接通时间延长器可以从滤波电容器CF120移除更多的电荷。作为结果，滤波电容器CF120的放电帮助将初级绕组110处的电压下拉，这可帮助控制器138进行功率因数校正(PFC)和检测交流输入电压VAC102的过零。如上所述，在常规开关电源中提供了泄放器电路以利于电源100的滤波电容器CF120的放电，并且帮助将能量传递元件T1108的初级绕组110处的电压下拉。然而，常规的泄放器电路通常是在集成电路控制器的外部。在控制器138的集成电路146的外部的电路可对开关式电源增加不想要的成本。此外，通常的泄放器电路（也即电阻器）以热的形式耗散能量，并且降低开关式电源的效率。由控制器138利用的接通时间延长器为电源100提供了一个和控制器138集成在一起的泄放器电路。因此，接通时间延长器块904在本文中可被称为控制器138内部（也即，集成在其内）的泄放器电路。此外，由于所述接通时间延长器允许更多的电路流过初级绕组，因此本来会被常规泄放器耗散的能量被传递到电源100的输出。就此而言，由控制器138利用的接通时间延长器作用为一个非耗散性泄放器电路。此外，当开关周期TS304（且因此开关频率fS，其中
Figure BDA0000416546680000231
）和预期的开关接通时间tON对于一个半线路循环202为恒定时，控制器138的接通时间延长器也允许自适应泄放，因为延长接通时间tONX的值可以变化。如上所述，对于在DCM下运行的电源100，在开关S1114的电压和电流之间的关系可被表示为：
Figure BDA0000416546680000232
当预期的开关接通时间tON对于整个半线路循环202为恒定时，开关电流的峰值IPEAK依赖于交流输入电压VAC102的值。就此而言，交流输入电压VAC102的值越高，开关电流的峰值IPEAK就越可能在过零电流阈值IZC504之上。另外，交流输入电压VAC102的值越高，开关电流ID144达到过零电流阈值IZC504就越快。因此，控制器138可通过响应于交流输入电压VAC102的值而变化延长接通时间tONX的量来提供自适应泄放，以使得由所述接通时间延长器所提供的泄放的量与交流输入电压VAC102的值相适应。
接下来参见图6，示出了利用了调光器电路608的示例开关电源的功能框图，其中包括：交流输入电压VAC102，能量传递元件T1108，能量传递元件T1108的初级绕组110，能量传递元件T1108的次级绕组112，开关S1114，输入返回116，箝位电路118，滤波电容器CF120，控制器138，驱动信号140，电流感测输入信号142，以及开关电流ID144。此外，该开关电源还包括整流器604，已整流的电压VRECT606，调光器电路608，调光器输出电压VDO610，以及输入电流IIN612。应理解，图6中示出的开关电源类似于图1中示出的开关电源100，不过加上了调光器电路608。
所述能量传递元件T1108，能量传递元件T1108的初级绕组110，能量传递元件T1108的次级绕组112，开关S1114，输入返回116，箝位电路118，滤波电容器CF120，控制器138，驱动信号140，电流感测输入信号142，以及开关电流ID144的连接和功能如上所述。调光器电路608联接到交流输入电压VAC102并且产生调光器输出电压VDO610。所述调光器电路608还联接到整流器604。整流器604接收调光器输出电压VDO610并且输出已整流的电压VRECT606。如图6中所示，整流器604被与滤波电容器CF120并联。对于本发明的一些实施方案，整流器604是如图1所示的桥式整流器。
当联接到该电源的负载126是发光二极管(LED)阵列时，可利用所述调光器电路608来限制输送给该电源的功率的量。从而，输送到LED阵列的负载的电流被限制，且LED阵列变暗。在一个实施方案中，调光器电路608是相位调光器电路。在另一个实施方案中，三端双向可控硅开关调光器电路可被用作调光器电路608。当交流输入电压VAC102与零电压相交时，三端双向可控硅开关调光器将交流输入电压VAC102从电源断开连接。在一段给定时间之后，三端双向可控硅开关调光器将交流输入电压VAC102与电源重新连接。根据所想要的调光的量，三端双向可控硅开关调光器控制将交流输入电压VAC102从电源断开连接的时间的量。一般地，调光越多，对应的三端双向可控硅开关调光器将交流输入电压VAC102从电源断开连接的时间就越长。对于利用了三端双向可控硅开关调光器电路的LED相位调光应用，该三端双向可控硅开关要求一个最小维持电流，以保持三端双向可控硅开关其自身免于关断。根据本发明的实施方案，所述控制器138将开关S1114的接通时间延长器作为非耗散性的集成泄放器电路来利用，该电路帮助确保经过三端双向可控硅开关的电流(也即，IIN612)不落到三端双向可控硅开关的维持电流之下。图7A和7B示出了已整流的电压VRECT606的一个实施例，以及随后的过零信号。
图7A示出了图6中所示的已整流的电压VRECT606的示例波形，包括：半线路循环702，过零电压阈值704，峰值电压VP705，以及VRECT606的一部分706。图7B示出了示例的已整流的电压VRECT606的所述部分706，以及相应的过零信号708。半线路循环702、过零电压阈值VZC704以及过零信号708是图2A和2B的半线路循环202、过零电压阈值VZC204以及过零信号208的另外的实施例。
如上所述，交流输入电压VAC102是正弦波形，其中交流输入电压VAC102的周期被称为全线路循环。数学地表达为：VAC(t)＝VPsin(2πfLt)。其中VP705是交流输入电压VAC102的峰值电压，而fL是线路输入电压的频率。已整流的电压VRECT606是桥式整流器606和调光器电路608的总的输出。对于图7A的实施例，已整流的电压VRECT606的每个半线路循环702的开头的电压电平基本等于0，这对应于当调光器电路608将交流输入电压VAC102从电源断开连接时。当调光器电路608将交流输入电压VAC102与电源重新连接时，已整流的电压VRECT606基本遵循了交流输入电压VAC102的正值。或者数学地表达为：VRECT＝|VDO|。
与图2A相似，对于某些实施方案，过零电压阈值VZC704基本等于0。对于其他实施方案，过零电压阈值VZC704基本是已整流的电压VRECT606的峰值电压VP705的五分之一。在一个实施例中，如果已整流的电压VRECT606的峰值电压VP705是基本等于125V，则过零电压阈值VZC704基本等于25V。在另一个实施方案中，过零电压阈值VZC704基本是已整流的电压VRECT606的峰值电压VP705的四分之一。应理解，随着过零电压阈值VZC704的值更为接近零电压，过零信号708就更为精确。然而，如上文结合图2A所讨论，可为过零电压阈值VZC704选择非零值。
图7B示出了示例已整流的电压VRECT606的所述部分706和相应的过零信号708。本发明的实施方案利用开关S1114的接通时间延长器以产生过零信号708。当已整流的电压VRECT106低于过零电压阈值VZC704时，过零信号708指示存在一个过零状况。过零信号708是具有逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲波形。对于图7B中所示的实施例，当已整流的电压VRECT606小于过零电压阈值VZC704时，过零信号708的值是逻辑高。当已整流的电压VRECT606大于过零电压阈值VZC704时，过零信号708的值是逻辑低。对于本发明的实施方案，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器来确定交流输入电压VAC102的过零。
如上文关于图2B所述，检测已整流的电压VRECT606何时接近于零电压对应于检测交流输入电压VAC102何时与零电压相交。在将图7B中所示的过零信号708与图2B中所示的过零信号208的比较中，图7B的过零脉冲TZ710比图2B的过零脉冲TZ210更宽，这是由于调光器电路608将交流输入电压VAC102断开连接。如上所述，调光的量对应于调光器电路608将交流输入电压VAC102从电源断开连接期间的时间长度。调光器电路608将交流输入电压VAC102保持从电源断开连接越久，已整流的电压VRECT606基本等于零电压就越久。作为结果，过零脉冲TZ710的长度对应于由调光器电路608提供的调光的量。
接下来参见图8A，已整流的电压VRECT801的另一个示例波形图被示为包括：半线路循环802，过零电压阈值VZC804，峰值电压VP805以及已整流的电压VRECT801的一部分806。图8B示出了已整流的电压VRECT801的所述一部分806以及相应的过零信号808。
已整流的电压VRECT801的示例波形类似于图7A中所示的已整流的电压VRECT606。在图7A的实施例中，已整流的电压VRECT606是交流输入电压VAC102经过了调光器电路608和整流器604后的结果。如关于图6、7A和7B所述，已整流的电压VRECT606是调光器电路608（诸如三端双向可控硅开关调光器）在每个半线路循环802的开头将交流输入电压VAC102断开连接的结果。然而，图8A和8B所示的已整流的电压VRECT801是调光器电路608在每个半线路循环802的末尾将交流输入电压VAC102断开连接的结果。作为结果，已整流的电压VRECT801在每个半线路循环802的末尾基本等于零电压。在每个半线路循环802的开头，已整流的电压VRECT801基本遵循交流输入电压VAC102的正值，直到调光器电路608将交流输入电压VAC102从电源断开连接为止。然后已整流的电压VRECT801的值放电到基本为零电压，直到下一个半线路循环的开头为止。
图8B示出了已整流的电压VRECT801的所述一部分806以及相应的过零信号808。通过开关电流ID144间接地感测交流输入电压VAC102，以产生过零信号808。当已整流的电压VRECT801小于过零电压阈值VZC804时，过零信号808指示存在过零状况。对于本发明的实施方案，控制器138利用开关S1114的接通时间延长器来确定交流输入电压VAC102的过零。
在将图8B中所示的过零信号808与图2B中所示的过零信号208的比较中，图8B的过零脉冲TZ810比图2B的过零脉冲TZ210更宽，这是由于调光器电路608将交流输入电压VAC102断开连接。在将图8B中所示的过零信号808与图7B中所示的过零信号708的比较中，图8B的过零脉冲TZ810发生在半线路循环802的末尾附近，而不是如图7B中所示发生在半线路循环802的开头附近。
接下来参见图9A，控制器938的功能框图被示为包括：反馈信号UFB930，驱动信号940，电流感测信号942，驱动逻辑块902，接通时间延长器块904，过零检测器906，过零信号908，以及过零时间阈值脉冲ZCP924。过零检测器906还包括：时钟信号910，比较器914，参考信号916，与门917，S-R锁存器918，触发器922，以及可选的过零滤波器926。控制器938、反馈信号UFB930、驱动信号940和电流感测信号942是图1和图6中示出的控制器138、反馈信号UFB130、驱动信号140和电流感测信号142的实例。此外，过零信号908是图2、4A、4B、7B和8B中示出的过零信号的一个实例。在一个实施例中，驱动逻辑块902和接通时间延长器块904可在此处被总称为驱动信号产生器。图9A和9B中还示出了信号注释(signal annotations)驱动逻辑输出DLO950，过零时间阈值脉冲ZCP924，以及比较器输出CO952。图10中示出各个信号的波形。
控制器938、反馈信号UFB930、驱动信号940和电流感测信号942的连接和功能均如上所述。在控制器938之内，驱动逻辑块902联接到接通时间延长器块904和过零检测器906。驱动逻辑块902接收电流感测信号942和反馈信号UFB930，并且输出一个驱动逻辑输出DLO950到接通时间延长器块904。驱动逻辑块902还联接到过零检测器906，并且接收过零信号908。过零检测器906联接到并且接收电流感测信号942。如将进一步讨论，过零检测器906接收电流感测信号942，并且输出过零信号908到驱动逻辑块902。
驱动逻辑块902利用反馈信号UFB930、电流感测信号942和过零信号908来产生驱动逻辑输出信号DLO950，所述驱动逻辑输出信号DLO950将关于驱动信号940的状态和控制器938的状态的信息提供给接通时间延长器块904。所述接通时间延长器块904还联接到过零检测器906，并且接收比较器914的输出——此处称为比较器输出CO952（也即，先决条件(pre-condition)信号）。此外，接通时间延长器块904接收过零时间阈值脉冲ZCP924。过零时间阈值脉冲ZCP924是一个具有逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲波形。逻辑低区段的长度基本等于过零时间阈值tZC506，而在过零时间阈值脉冲ZCP924的连续的下降沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。
接通时间延长器块904利用所接收的驱动逻辑输出DLO950、过零时间阈值脉冲ZCP924和比较器输出CO952，以输出驱动信号940。如上所述，驱动信号940被利用来控制电源的开关（例如图1的开关S1114）的切换。驱动信号940也被过零检测器906的触发器922所接收。此外，接通时间延长器块904实现了关于图5所讨论的接通时间延长器。
驱动逻辑块902从电流感测信号942接收关于开关电流ID144的信息，并从反馈信号UFB930接收关于输出量UO的信息，以及过零信号908。利用这一信息，驱动逻辑块902提供关于预期的驱动信号的信息，来控制开关S1114的接通和关断。在一个实施例中，驱动逻辑块902可利用电流感测信号942来确定开关电流ID144何时达到限流阈值ILIM402，以关断开关S1114。连同比较器输出CO952和过零时间阈值脉冲ZCP924一起，驱动逻辑输出DLO950被接通时间延长器块904接收。如将进一步讨论的，取决于比较器输出CO952和过零时间阈值脉冲ZCP924的值，接通时间延长器块904可延长由驱动逻辑块902提供的预期的驱动信号的接通时间。
过零检测器906还包括比较器914，其接收电流感测信号942和参考信号916,。在图9A的实施例中，比较器914在其同相输入（non-inverting input）处接收电流感测信号942，且在其反相输入（inverting input）处接收参考信号916。因此，在一个实施方案中，电流感测信号942小于参考信号916（且因此比较器914的输出为低），这指示了电源的过零状况的先决条件的存在（也即，可能存在过零状况）。电流感测信号942和参考信号916可以是电流信号或电压信号。电流感测信号942提供了关于开关电流ID144的信息。当电流感测信号942是电流信号时，参考信号916可以是过零电流阈值IZC404，而比较器914是电流比较器。如上所述，可用多种方式感测开关电流ID144，例如分立电阻器两端的电压，或当晶体管导通时在晶体管两端的电压。对于这些实施例，电流感测信号942是电压信号。当电流感测信号942是电压信号时，参考信号916可以是对应于过零电流阈值IZC404的参考电压，而比较器914是电压比较器。
比较器914还被联接到与门917和接通时间延长器块904。比较器914的输出被接通时间延长器块904接收。与门917也被联接以接收过零时间阈值脉冲ZCP924。联接到接收了比较器输出CO952的与门917的输入的圈，指示在比较器914和与门917之间联接了一个反相器，以使得与门917接收反相的比较器输出CO952。例如，当过零时间阈值脉冲ZCP924处于逻辑高值且比较器输出CO952处于逻辑低值时，与门917的输出处于逻辑高值。
S-R锁存器918在复位输入端接收与门917的输出，复位输入在本文中也称为S-R锁存器918的R输入。此外，S-R锁存器918在置位输入端接收时钟信号910，置位输入在本文中也称为S-R锁存器918的S输入。时钟信号910提供关于开关周期TS的信息，且在某些实施方案中可来自振荡器(未示出)。时钟信号910是具有可变长度的逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲信号。时钟信号910的连续的上升沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。一旦时钟信号910脉冲到逻辑高值，时钟信号910就迅速落到逻辑低值。就此而言，S-R锁存器918是在时钟信号910的上升沿被置位的。然而，S-R锁存器918是在与门917的输出处于逻辑高值时被复位的。也就是说，当比较器输出CO952指示由电流感测信号942提供的开关电流ID144未超过由参考信号916提供的过零电流阈值IZC404时，锁存器918复位。在图9A的实施例中，S-R锁存器918的输出是得自Q输出(Q-bar output)。就此而言，当置位S-R锁存器918时，S-R锁存器918的输出是逻辑低值。当复位S-R锁存器918时，S-R锁存器的输出是逻辑高值。
触发器922联接到S-R锁存器918，并且接收S-R锁存器918的输出。在一个实施方案中，触发器922是D触发器。所述触发器922在D输入端接收锁存器918的输入。此外，触发器922在时钟输入端接收驱动信号940。所述驱动信号940是具有可变长度的逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲信号。在一个实施方案中，闭合（即，接通）的开关S1114对应于驱动信号940的逻辑高值，而断开（即，关断）的开关114对应于驱动信号940的逻辑低值。联接到触发器922的时钟输入的圈，指示了触发器922在驱动信号940的下降沿更新。换句话说，当开关S1114关断时，触发器922的输出更新。触发器922还被联接到过零滤波器926。如所示，过零滤波器926接收触发器922的输出并且输出过零信号908。触发器922的输出基本等于过零信号908，然而，过零滤波器926被联接，以降低触发器922的输出的噪声。此外，过零滤波器926通过以下方式实现了上面讨论的数量N：除非N个连续的开关循环具有可能的过零状况，否则阻止过零信号908指示过零状况的存在。然而，当N等于1时，过零滤波器926可以从过零检测器906中被略去。
在开关周期TS的开头，电流感测信号942小于参考信号916，且就此而言，比较器914的输出是逻辑低。换句话说，在开关周期TS的开头，开关电流ID144小于过零电流阈值IZC404。如上所述，在一个实施方案中，所述过零电流阈值IZC404是非零值，其导致比较器914在交流输入电压VAC102的过零之前就输出先决条件信号（也即，比较器输出952）。在开关周期TS的开头，时钟信号910脉冲到逻辑高值，且S-R锁存器918的输出被置位到逻辑低值。时钟信号910迅速脉冲到逻辑低值，且S-R锁存器918维持前一值。对于这一实施例，S-R锁存器918维持逻辑低值。
当开关S1114断开（即，关断）时，触发器922更新。换句话说，触发器922更新该触发器922的输出，以在驱动信号940的下降沿镜像反映(mirror)触发器922的D输入。一般地，D触发器在时钟输入的上升沿更新。然而，由于触发器922的时钟输入处的圈表示一个反相器，所以触发器922在驱动信号940的下降沿更新。
如果在达到过零时间阈值脉冲ZCP924提供的过零时间阈值tZC之前（或者换句话说，在过零时间阈值脉冲ZCP924转变到逻辑高值之前），由电流感测信号942提供的开关电流ID144未超过由参考信号916提供的过零电流阈值IZC404，则检测到过零状况，且与门917的输出为逻辑高值。与门917的逻辑高输出使S-R锁存器918复位，且S-R锁存器918的输出是逻辑高值。在驱动信号940的下降沿，触发器922更新，且触发器922的输出传递(forward)了S-R锁存器918的逻辑高输出。在一个实施例中，触发器922的输出被过零滤波器926滤波，且总的过零信号908是逻辑高值。在一个实施方案中，过零滤波器926的输出在延迟时间tX436之后更新，如关于图4B所讨论的。在另一个实施方案中，过零滤波器926的输出在下一个开关循环更新。此外，过零滤波器926可在过零检测器906决定过零状况的存在之前实现所述N个连续的具有可能的过零状况的开关循环。在一个实施例中，过零滤波器926可包括用来计数其中触发器922的输出是逻辑高值的连续的开关循环的数量的逻辑电路。因此过零滤波器926可输出过零信号908，所述过零信号908仅当n个可能的过零状况已发生之后才指示过零状况的存在，如上文关于图4B所描述。在一个实施例中，过零滤波器926可利用多个触发器和一个多路复用器来实现数量N。在另一个实施例中，过零滤波器926可利用一个计数器来实现数量N。在一些实施例中，关于图4B讨论的延迟时间tX436可以取决于用于过零滤波器926的组件。对于本发明的实施方案，可优选延迟时间tX436为0。然而，包括为0的延迟时间tX436的控制器138的实施方案可能要求额外的电路。因此，控制器138的一些实施方案可能包括非0的延迟时间tX436，以降低成本和/或电路复杂度。
如果在达到过零时间阈值脉冲ZCP924提供的过零时间阈值tZC之前（或者换句话说，在过零时间阈值脉冲ZCP924转变到逻辑高值之前），由电流感测信号942提供的开关电流ID144超过由参考信号916提供的过零电流阈值IZC404，则未检测到过零状况，且与门917的输出为逻辑低值。S-R锁存器918未被复位，且S-R锁存器918的逻辑低值在驱动信号940的下降沿被传递到触发器922的输出。在一个实施例中，触发器922的输出被过零滤波器926滤波，且总的过零信号908处于逻辑低值。在一个实施例中，过零滤波器926的输出在延迟时间tX436之后更新，如关于图4B所讨论的。在另一个实施方案中，过零滤波器926的输出在下一个开关循环更新。此外，过零滤波器926可在过零检测器906决定过零状况不再存在之前实现所述N个连续的具有可能的过零状况的开关循环。在一个实施例中，过零滤波器926可包括用来计数其中触发器922的输出是逻辑低值的连续的开关循环的数量的逻辑电路。因此过零滤波器926可以在仅当N个不具有过零状况的开关循环之后才输出指示过零状况不再存在的过零信号908，如上文关于图4B所描述。
接下来参见图9B，接通时间延长器块904的框图被示为包括：过零时间阈值脉冲ZCP924，驱动信号940，驱动逻辑输出DLO950，比较器输出CO952，可选的单稳态多谐振荡器954，反相器964，S-R锁存器958，或门960，下降沿延迟器961和与门968。此外，图9B示出了信号注释A962、B970、C956以及反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000321
各个信号的波形在图10中示出。
过零时间阈值脉冲ZCP924、驱动信号940、驱动逻辑输出DLO950以及比较器输出CO952的连接和功能均如上所述。此外，接通时间延长器块904可以可选地包括单稳态多谐振荡器954，该单稳态多谐振荡器954联接到并且接收驱动逻辑输出DLO950。如上所述，驱动逻辑输出DLO950将关于控制器的状态和预期的驱动信号的信息提供给接通时间延长器块904。驱动逻辑输出DLO950是具有可变长度的逻辑高区段和逻辑低区段的矩形脉冲波形，且在连续的上升沿之间的时间长度基本等于开关周期TS。单稳态多谐振荡器954接收驱动逻辑输出DLO950，且在驱动逻辑输出DLO950的每个上升沿产生一个脉冲。单稳态多谐振荡器954的输出被表示为信号C956，其示例波形在图10中被示为波形C1056。单稳态多谐振荡器954联接到S-R锁存器958。对于图9B中所示的实施例，单稳态多谐振荡器954联接到S-R锁存器958的S输入端。S-R锁存器958在S输入端接收单稳态多谐振荡器954的输出，信号C956。在另一个实施方案中，信号C956可由一个振荡器(未示出)产生。
此外，接通时间延长器块904联接到比较器输出952和过零时间阈值脉冲ZCP524。比较器输出952是被下降沿延迟器961接收的，所述下降沿延迟器961将比较器输出952的下降沿延迟了延迟时间tD。下降沿延迟器961还联接到或门960，而下降沿延迟器961的输出被表示为信号CO，该输出在或门960的一个输入端被接收。或门960的另一个输入端接收过零时间阈值脉冲ZCP924。或门960还联接到与门968，而或门960的输出被表示为信号A962，该输出在与门968的一个输入端被接收。
此外，与门968还联接到反相器964。反相器964联接到并且接收驱动逻辑输出DLO950。反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000322
被从反相器964输出并且被与门968接收。与门968还联接到S-R锁存器958的R输入端。与门968的输出被表示为信号B970，在S-R锁存器958的R输入端被接收。S-R锁存器958利用在S输入端和R输入端的值，以输出驱动信号940。
如图9B所示，当比较器输出CO952指示开关电流ID144小于过零电流阈值IZC时，或门960的输出可阻止与门968复位S-R锁存器958。换句话说，当比较器输出CO952指示了开关电流ID144小于过零电流阈值IZC时，或门960的输出可阻止S-R锁存器958输出一个逻辑低值，且从而延长了开关S1114的接通时间。如图10中将进一步示出的，或门960的输出阻止了S-R锁存器958复位，从而延长了开关S1114的接通时间，直到比较器输出CO952指示了开关电流ID144已达到过零电流阈值IZC为止，或直到过零时间阈值脉冲ZCP924指示了过零时间阈值tZC已被达到为止。然而，如果开关电流ID144在由驱动逻辑输出DLO950提供的最初的开关接通时间期间超出了过零电流阈值IZC，或者换句话说当驱动逻辑输出DLO950处于逻辑高值时，S-R锁存器958在驱动逻辑输出DLO950的下降沿复位，因为驱动逻辑输出DLO950提供了关于预期的驱动信号的信息，且与门968的输出在其两个输入均为逻辑高时将仅复位S-R锁存器958。关于图9A和图9B所讨论的信号的各种不同波形将在图10中示出。
接下来参见图10，示出了对应于图9A和9B的各种不同波形。图10示出了用于为了过零检测而实现接通时间延长的控制器938和接通时间延长器块904的各种不同波形之间的不同。ID1044,DLO1050,
Figure BDA0000416546680000331
CO1052,ZCP1024,A1062,B1070,C1056,以及驱动信号1040对应于：开关电流ID144,驱动逻辑输出DLO950,反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000332
下降沿延迟比较器输出CO,过零时间阈值脉冲ZCP924,以及信号注释A962、B970和C956，以及驱动信号940。此外，图10示出了开关循环1002、1004和1006。如所示，每个开关循环具有一个开关周期TS。
对于图10中所示的实施例，在每个开关循环的开头，驱动逻辑输出DLO1050处于逻辑高值。此外,因为开关电流ID1044小于过零电流阈值IZC，所以比较器输出CO1052处于逻辑低值。过零时间阈值脉冲ZCP1024在每个开关循环的开头处于逻辑低值。或门960的输出，即波形A1062，处于逻辑低值。与门968接收波形A1062的逻辑低值和反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000333
(当前处于逻辑低值)，且作为结果，波形B1070在每个开关循环的开头是逻辑低值。单稳态多谐振荡器954接收驱动逻辑输出DLO1050并且输出一个逻辑高脉冲，以波形C1056示出。在每个开关循环的开头，波形C1056处于逻辑高值，而波形B1070处于逻辑低值。作为结果，S-R锁存器958输出处于逻辑高值的驱动信号1040，且开关S1114接通，且开关电流ID1044开始增加。波形C1056迅速落到逻辑低值，且S-R锁存器958维持了先前值。在每个开关循环的开头，S-R锁存器958维持逻辑高值，且开关S1114保持接通。然而，当波形B1070在R输入端脉冲到逻辑高值时，S-R锁存器958输出了逻辑低值，且因此将开关S1114关断。波形B1070脉冲到逻辑高值的各种不同条件将在下文进一步讨论。
在开关循环1002，开关电流ID1044在由驱动逻辑输出DLO1050提供的初始接通时间tON期间超过了过零电流阈值IZC。或者换句话说，开关电流ID1044在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿之前超过了过零电流阈值IZC。当开关电流ID1044超过过零电流阈值IZC时，比较器输出CO1052转变到逻辑高值。对于开关循环1002，当比较器输出CO1052转变到逻辑高值时，波形ZCP1024仍然处于逻辑低值，作为结果，波形A1062转变到逻辑高值。对于示例开关循环1002，由于与门968接收了由于反相器964的反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000341
所以当驱动逻辑输出DLO1050转变到逻辑低值时，波形B1070脉冲到逻辑高值。换句话说，当反相驱动逻辑输出
Figure BDA0000416546680000342
转变到逻辑高值时，波形B1070转变到逻辑高值。在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿，波形B转变到逻辑高值，且S-R锁存器958被复位，而驱动信号1040落到逻辑低值。就此而言，开关S1114关断，且开关电流ID1044落至基本为零。当开关电流ID1044落到过零电流阈值IZC之下时，比较器输出CO1052落到逻辑低值。然而，由于下降沿延迟器961，比较器输出CO1052的下降沿被延迟了延迟时间tD。
在开关循环1004，开关电流ID1044在由驱动逻辑输出DLO1050提供的初始接通时间tON期间未超过所述过零电流阈值IZC，且控制器延长了开关S1114的接通时间。或者换句话说，开关电流ID1044在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿之前未超过所述过零电流阈值IZC，且比较器输出CO1052维持在逻辑低值。如图10所示，延长接通时间tONX是在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿之间的时间长度，且当开关S1114关断时。换句话说，延长接通时间tONX是在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿和驱动信号1040的下降沿之间的时间长度。此外，开关电流ID1044在过零时间阈值脉冲ZCP1024的上升沿之前确实超过了所述过零电流阈值IZC。当开关电流ID1044超过过零电流阈值IZC时，比较器输出CO1052脉冲到逻辑高值，且或门960输出逻辑高值（在图10中示为波形A1062转变到逻辑高值）。与门968的一个输入从波形A1062接收逻辑高值，而与门968的另一个输入从反相驱动逻辑输出接收逻辑高值。作为结果，波形B1070转变到逻辑高值，并且复位锁存器958。驱动信号1040落至逻辑低值，且将开关S1114关断，而开关电流ID1044落至基本为0。当开关电流ID1044落到过零电流阈值IZC之下时，比较器输出CO1052落到逻辑低值。然而，由于下降沿延迟器961，比较器输出CO1052的下降沿被延迟了延迟时间tD。
在开关循环1006，开关电流ID1044在由驱动逻辑输出DLO1050提供的初始接通时间tON期间未超过所述过零电流阈值IZC，且控制器延长了开关S1114的接通时间。此外，开关电流ID1044在过零时间阈值脉冲ZCP1024的上升沿之前未超过过零电流阈值IZC。如所示，延长接通时间tONX是在驱动逻辑输出DLO1050的下降沿之间的时间长度，且当开关S1114关断时。对于整个开关循环1006，比较器输出CO1052维持在逻辑低值。因此，波形A在过零时间阈值脉冲ZCP1024的上升沿转变到逻辑高值。当波形ZCP1024转变到逻辑高值时，波形B1070将转变到逻辑高值，然后S-R锁存器958复位，且驱动信号1040落至逻辑低值，且将开关S1114关断，且开关电流ID1044基本落至零。
虽然已经借助于本发明的具体实施方案、实施例和应用描述了在这里公开的本发明，本领域技术人员仍可在不背离权利要求中所提出的本发明的范围的前提下对本发明作出诸多修改和变更。

Claims (17)

1.一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：
比较器，所述比较器具有一个输出，一个第一输入和一个第二输入，所述第一输入被联接以接收代表经过所述电源的开关的电流的电流感测信号，以及所述第二输入被联接以接收代表过零电流阈值的参考信号；
驱动逻辑块，被联接以响应于所述电流感测信号和响应于代表所述电源的输出的反馈信号而产生一个驱动逻辑块输出信号，其中所述驱动逻辑块输出信号代表所述开关的接通时间以调整所述电源的输出；以及
接通时间延长器块，被联接以响应于所述比较器的所述输出和响应于所述驱动逻辑块输出信号来控制所述开关，其中所述接通时间延长器块增加所述开关的接通时间，直到所述比较器的所述输出指示所述电流感测信号达到所述过零电流阈值为止，或者直到所述开关的所述接通时间达到一个过零时间阈值为止。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述比较器是被包括在所述控制器的一个过零检测器中，所述过零检测器被联接以响应于所述比较器的输出而产生一个过零信号，所述过零信号指示所述电源的输入电压的一个过零状况，所述比较器的输出指示在所述过零时间阈值之前经过所述开关的电流未超过所述过零电流阈值。
3.根据权利要求2所述的控制器，其中所述过零检测器还包括一个过零滤波器，所述过零滤波器被联接以检测是否有其中在所述过零时间阈值之前经过所述开关的所述电流未超过所述过零电流阈值的所述开关的连续的开关循环，以及所述过零滤波器被联接以响应于上述情形而产生指示所述过零状况的所述过零信号。
4.根据权利要求1所述的控制器，其中所述接通时间延长器块被联接以接收过零脉冲信号，所述过零脉冲信号包括代表所述过零时间阈值的时间周期。
5.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器和所述开关被包括在一个集成电路中。
6.根据权利要求1所述的控制器，其中所述控制器是用于开关式电源的集成电路控制器。
7.根据权利要求1所述的控制器，其中所述接通时间延长器块进一步包括一个锁存器以产生一个驱动信号来控制所述开关的切换，其中所述锁存器被联接以响应于所述驱动逻辑块输出信号而被置位以接通所述开关。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中所述锁存器被联接以响应于所述比较器指示所述电流感测信号达到所述过零电流阈值或者响应于所述开关的接通时间达到所述过零时间阈值而被复位以关断所述开关。
9.根据权利要求8所述的控制器，其中所述锁存器还被联接以响应于所述驱动逻辑块输出信号而被复位。
10.一种用于开关式电源的控制器，所述控制器包括：
过零检测器，被联接以在所述电源的输入电压的过零之前产生第一信号；
驱动逻辑块，被联接以响应于代表所述电源的输出的反馈信号而产生一个驱动逻辑块输出信号，其中所述驱动逻辑块输出信号代表初始接通时间；以及
接通时间延长器块，被联接至所述过零检测器和所述驱动逻辑块以响应于所述第一信号和所述驱动逻辑块输出信号来产生一个驱动信号，所述驱动信号用于控制要被联接到所述控制器的一个开关的切换以从所述电源的滤波电容器移除电荷，其中所述驱动信号代表所述开关的总接通时间，所述总接通时间等于所述初始接通时间和延长接通时间的和，其中所述延长接通时间响应于所述第一信号；
其中所述过零检测器响应于流经所述开关的开关电流小于过零电压阈值而产生所述第一信号。
11.根据权利要求10所述的控制器，其中所述第一信号是条件信号，用于指示一个过零状况是否存在。
12.根据权利要求11所述的控制器，其中所述接通时间延长器块被配置为增加所述开关的延长接通时间，直到所述条件信号指示所述过零状况不再存在为止，或者直到所述总接通时间达到过零时间阈值为止。
13.根据权利要求12所述的控制器，其中所述接通时间延长器块被联接以接收一个过零脉冲信号，所述过零脉冲信号包括代表所述过零时间阈值的时间周期。
14.根据权利要求10所述的控制器，其中所述过零检测器被联接以产生一个过零信号以指示一个过零状况存在，且其中所述驱动逻辑块响应于所述过零信号和所述反馈信号产生所述驱动逻辑块输出信号。
15.根据权利要求10所述的控制器，其中所述控制器和所述开关被包括在一个集成电路中。
16.根据权利要求10所述的控制器，其中所述控制器是用于开关式电源的集成电路控制器。
17.一种电源，包括：
开关；
能量传递元件，被联接到所述开关，且被联接以响应于输入电压而产生输出；
滤波电容器，与所述能量传递元件和所述开关并联；以及
一个根据权利要求1至16中任一项所述的控制器，所述控制器被联接以响应于所述输入来调整所述输出。
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