CN112117890A - 开关电源的控制电路和方法 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例涉及开关电源的控制电路和方法。一种控制电路被配置为控制功率因数校正(PFC)预调节器，PFC预调节器包括功率开关并且被配置为以转变操作模式和谷值跳过操作模式操作。控制电路基于电流阈值生成驱动信号来控制功率开关的切换。控制电路中的电流阈值发生器被配置为根据在谷值跳过操作模式下被跳过的谷值的数目来调制电流阈值。

Description

开关电源的控制电路和方法
技术领域
本公开涉及一种开关电源的控制电路。
背景技术
通常已知使用用于主动校正在通用电子装置(诸如计算机、电视、显示器等)中使用的开关电源的功率因数(称为功率因数校正(PFC))并且向荧光灯供应电力的器件，即从电力线吸收电流的开关预调节器，该电流是准正弦的并且与电源电压非反相。因此，这种类型的开关电源包括PFC电路和连接到PFC电路的输出的直流-直流(DC-DC)转换器。
典型的开关电源包括DC-DC转换器和连接到配电线的输入级或电路(通常为PFC电路)。PFC电路包括全波二极管整流桥和连接在下游以便根据正弦交流电源电压产生未调节的直流电压的电容器。电容器具有足够大的电容，使得与直流或恒定电压水平相比，在其端子处存在相对较小的纹波(ripple)。因此，整流桥的二极管将仅在电源电压的每个半周期的一小部分内导通(conduct)，因为电源电压的瞬时值在电源电压的每个半周期的大部分内都小于电容器的电压。结果是从电力线吸收的电流由一系列短脉冲组成，每个这样的电流脉冲的幅度约为所得到的平均输入电流值的5-10倍。
这会产生重大后果。首先，从电力线吸收的电流的峰值和RMS(均方根)值远高于正弦电流吸收的情况。结果，由于连接到电力线的所有公用设施的几乎同时的脉冲吸收，电力线上的电源电压会失真。另外，在三相电力系统的情况下，中性导体中的电流大大增加，并且由电力系统提供的势能或电力的利用率很低。实际上，由一系列电流脉冲形成的脉冲电流的波形包括很多奇次谐波，尽管这些谐波不会对提供给负载的功率有所贡献，但是有助于增加从电力线吸收的RMS电流并且因此增加了电力线上的能耗。
用定量的术语来说，这可以全部用功率因数(PF)和总谐波失真(THD)来表示，PF是有功功率(电源发送给负载的功率加上以热量形式在其中耗散的功率)与视在功率(RMS电压与所吸收的RMS电流的乘积)之比，THD通常是指与所有较大谐波相关联的能量相对于与基本谐波相关联的能量的百分比。通常，带有电容过滤器的电源的PF在0.4到0.6之间，THD高于100％。PFC电路(本文中称为PFC预调节器)被布置在整流桥与DC-DC转换器的输入之间，以允许从电源线吸收与电源电压非反相的准正弦电流，从而使PF接近1并且降低了THD。
图1示意性地示出了包括升压转换器19和脉冲宽度调制(PWM)控制器或控制电路1的PFC预调节器。PWM控制电路1具有可变频率，也称为“转变模式”(TM)，因为器件(device)工作在操作的连续导通模式(CCM)与不连续导通模式(DCM)之间的边界线上，其中这些模式中的每个模式是指通过升压转换器19的电感器L的电流IL的特性。特别地，控制电路1是恒定导通持续时间(COT)类型的，其中导通持续时间(on-time)被表示为TON并且对应于升压转换器19的每个切换周期的功率晶体管M的导通时段。根据COT控制方法，功率晶体管M的导通时段或时间TON被用作控制变量，并且在交流输入电源电压Vac的每个周期内，导通时间保持恒定在适当的值以获得由升压转换器19通过如图1所示的反馈控制回路生成的输出电压Vout的期望调节。升压拓扑是PFC预调节器最常见的拓扑，并且因此本文中作为示例进行描述。
升压转换器19包括：接收输入电源电压Vac的全波二极管整流桥2；用作高频过滤器的输入电容器C1，其一个端子被连接到二极管桥2并且另一端子被连接到参考电压节点，该参考电压节点在图1中被标记为地GND。跨输入电容器C1供应电压Vin。电感器L被连接到输入电容器C1的一个端子，MOS功率晶体管M的漏极端子被连接到如图1所示的电感下游的电感器L的一个端子，并且MOS功率晶体管M的源极端子被连接到地GND。升压二极管D的阳极被连接到电感器L和晶体管M的公共端子，升压二极管D的阴极被连接到升压或输出节点OUTN，该升压或输出节点OUTN具有连接在输出节点与地GND之间的输出电容器Co。升压转换器19跨输出电容器Co生成输出电压Vout，该输出电压Vout是DC电压。输出电压Vout的幅度高于电源电压Vin的峰值，对于由欧洲电力线或通用电力线供电的系统而言，通常为400V。输出电压Vout将被提供作为被连接到PFC预调节器的DC-DC转换器(图1中未示出)的输入电压。
控制电路1应当通过反馈控制回路将输出电压Vout保持为恒定值。控制电路1包括运算误差放大器3，该运算误差放大器3适于比较输出电压Vout的分压值，即，由Vr＝R2×Vout/(R2+R1)给出的电压Vr，其中电阻R1和R2彼此串联连接并且与输出电容器Co并联连接。误差放大器3在一个输入上接收例如值为2.5V的参考电压Vref，并且跨连接在误差放大器3的输出与地GND之间的电容器Ce生成输出误差信号Se。
误差信号Se被提供给PWM比较器5的反相输入，而信号Srs在PWM比较器5的非反相输入处被供应。信号Srs是在跨由电流发生器Ic供电的电容器Cc耦合的开关T1断开的时间段内，跨电容器Cc生成的电压斜坡，该时间段与功率晶体管M导通的时间段相一致。斜坡信号Srs控制功率晶体管M导通的持续时间TON。当PWM比较器5的输入处的信号Srs和Se相等时，PWM比较器将信号提供给控制电路或块6，该控制电路或块6适于控制功率晶体管M的激活和停用并且在这种情况下截止功率晶体管。
控制块6包括零电流检测(ZCD)块7，该ZCD块7的输入接收由与电感器L磁耦合的电感器Laux提供的辅助信号Saux。信号Saux表示由如图1所示的电感器L和Laux形成的变压器的铁芯的去磁。ZCD块7向“或”门8的一个输入提供脉冲信号，该“或”门8的另一输入被连接到启动器电路10，该启动器电路10在升压转换器19的初始加电时刻向“或”门8提供有源信号。“或”门8向具有由比较器5提供的复位输入R的置位复位(SR)触发器11的置位输入S提供输出信号S。SR触发器生成输出信号Q和与信号Q相反或互补的取反的输出信号Q'。信号Q被提供给驱动器12的输入，驱动器12响应于信号Q来提供驱动信号以控制功率晶体管M的导通和截止。因此，驱动器12响应于信号Q而生成驱动信号以控制开关M的导通和截止，其中驱动信号是有效的以控制功率开关M的导通时间段TON的持续时间，并且驱动信号在升压转换器19的每个切换周期Tsw中在截止时间段TOFF期间是无效的。由SR触发器11生成的信号Q'控制跨电容器Cc耦合的开关T1的闭合和断开。当信号Q是有效的以导通功率开关M时，信号Q'是无效的并且开关T1断开，从而允许电流发生器提供电流Ic以对电容器Cc充电并且跨该电容器生成电压Srs。相比之下，当信号Q是无效的以截止功率开关M时，信号Q'是有效的，从而闭合开关T1并且将PWM比较器5的非反相输入驱动到地GND，以防止PWM比较器提供复位信号以复位SR触发器11。
图2A和图2B是示出在操作期间在图1的升压转换器19中生成的一些信号的时序图。更具体地，图2A和图2B中的每个示出了晶体管M的栅极端子和源极端子之间的电压Vgs，其对应于由驱动器12提供给晶体管M的栅极驱动电压，如以上参考图1讨论的。还被示出的是功率晶体管M的漏极端子和源极端子之间的漏极源极电压Vds和通过电感器L的电流IL。
升压转换器19通常被控制为以可变的切换周期或频率操作，这通常被称为转变模式TM操作模式，其中升压转换器以操作的连续导通模式CCM与不连续导通模式DCM之间的边界线操作。如本领域技术人员将理解的，术语“连续”和“不连续”是指通过PFC预调节器中的电感器L的电流IL。此外，在操作的转变模式TM下，升压转换器19通常通过恒定导通时间COT控制来控制，其中功率晶体管M的导通时间TON保持恒定。在COT控制中，功率晶体管的导通时间TON被用作控制变量，并且在输入电源电压的每个周期期间，导通时间TON保持恒定在适当的值，以通过反馈控制回路来获得由PFC预调节器生成的输出电压的期望调节。在操作的转变模式TM下，PFC预调节器的操作永远不会精确地位于DCM操作模式与CCM操作模式之间的边界线，而是稍微以DCM操作模式操作，这也是本领域技术人员应当理解的。
实际上，典型地，当电感器L的电流为零时，晶体管M不导通，如图2A中的时间t1处的电感器电流IL和电压Vds所示。在电感器电流IL达到零的时间t1处的电压Vds仍然等于输出电压Vout(通常为400V)。此时，与功率晶体管M和二极管D的漏极端子相关联的寄生电容Cd的存储能量等于1/2·Cd·Vout2，如果晶体管在时间t1导通，则该能量需要被释放并且将被消耗在晶体管M的电阻RDS(on)中。相反，晶体管M的导通被延迟直到电压Vds减小之后。电压Vds的振荡是由电流IL以及由电感器L和晶体管M的寄生电容Cd形成的谐振电路引起的。如果电感器L的导通被延迟直到电压Vds具有减小的值，则存储在寄生电容Cd中并且在导通时在晶体管M中耗散的功率被大大减少。
控制块6中的零电流检测ZCD电路7允许延迟晶体管M的导通，使得晶体管在跨晶体管的电压Vds的谷值(“谷值开关”)处导通。该延迟在图2A中表示为延迟Td1，在图2B中表示为延迟Td，并且大约等于跨晶体管M的振荡信号Vds的周期的一半。在图2A中，电流IL在时间Td2变为正，其中Td2>Td1，因此存在其中晶体管M导通但电感器L的电流IL为负的时间间隔(Td2-Td1)，如图2A所示。
图1、图2A和图2B示出了恒定导通时间(COT)控制，本领域技术人员将理解，诸如谷值跳过等各种技术与这种控制一起使用以改善性能。这些技术中的一些可以改善损耗方面的性能，但是可能以其他方式(诸如THD)对性能产生不利影响。例如，谷值开关在使晶体管M导通之前忽略或跳过振荡信号Vds的谷值(即，谷值跳过)。该谷值跳过导致延迟晶体管M的导通并且可以减小开关损耗，但是影响了从电源线汲取的输入电流使其与输入电压不成比例，这可以增加PFC预调节器的THD。持续地需要用于PFC电路和开关电源的改进的控制方法和电路。
发明内容
在一个实施例中，一种控制电路被配置为控制功率因数校正(PFC)预调节器，PFC预调节器包括功率开关并且被配置为以转变操作模式和谷值跳过操作模式操作。控制电路基于电流阈值生成驱动信号来控制功率开关的切换。控制电路中的电流阈值发生器被配置为根据在谷值跳过操作模式下跳过的谷值的数目来调制电流阈值。
在控制电路的实施例中，转变操作模式是PFC预调节器的增强型恒定导通时间控制。在谷值跳过操作模式下跳过的谷值的数目是以下之一：一个谷值跳过、两个谷值跳过和三个谷值跳过。在其他实施例中，跳过的谷值的数目包括基于被跳过的附加谷值的操作，并且因此也可以包括基于四个或更多个谷值跳过的操作。在一些实施例中，PFC预调节器具有升压拓扑，并且在本公开的一些实施例中，功率开关是MOS功率晶体管。控制电路还可以包括被配置为控制功率开关的截止的脉冲宽度调制电路装置。
在本公开的实施例中，PFC预调节器被配置为接收交流输入电源电压，并且控制电路还包括片发生器，片发生器被配置为将输入电源电压的半周期划分为相等的时间片并且为时间片中的每个时间片分配编号。电流阈值发生器从片发生器接收当前时间片的该编号，并且还被配置为基于当前时间片的该编号来调制电流阈值。
在本公开的实施例中，控制电路还包括有限状态机，有限状态机被配置为生成驱动信号以控制功率开关的截止和导通。
在一些实施例中，PFC预调节器包括被耦合到功率开关的电感元件，并且控制电路包括电流感测比较器，该电流感测比较器包括被耦合到电流感测节点以接收指示通过电感元件的电流的电流感测信号的第一输入和被耦合到电流阈值发生器以接收电流阈值的第二输入。零电流检测节点被配置为提供指示通过电感元件的电流的零电流状态的信号。电流阈值发生器包括具有被耦合到零电流检测节点的阴极的二极管、以及多个开关和多个电阻器。多个开关中的每个开关与多个电阻器中的相应电阻器串联耦合在二极管的阳极与电流感测节点之间，其中多个开关之一基于跳过的谷值的数目而被激活。
在本公开的其他实施例中，PFC预调节器包括被耦合到功率开关的电感元件，并且控制电路包括电流感测比较器，该电流感测比较器包括被耦合到电流感测节点以接收指示通过电感元件的电流的电流感测信号的第一输入，并且包括被耦合到电流阈值发生器以接收电流阈值的第二输入。电流阈值发生器包括多个电流阈值电压节点，每个电流阈值电压节点被配置为接收相应的电流阈值电压。电流阈值发生器还包括多个开关，多个开关中的每个开关被耦合在多个电流阈值电压节点中的对应电流阈值电压节点与第二输入之间，其中多个开关之一基于跳过的谷值的数目而被激活。
附图说明
通过下面的详细描述，所公开的实施例的特征和优点将变得很清楚，下面的详细描述仅通过附图中的非限制性示例的方式进行说明，在附图中：
图1示出了根据现有技术的开关电源的控制器或控制电路；
图2A和图2B是示出了在图1的电路的操作期间生成的一些信号的时序图；
图3是图示出PFC预调节器的谷值跳过操作的信号时序图；
图4A是PFC预调节器的示意图，它实现了增强型恒定导通时间控制，以补偿由如参考图1、图2A、图2B和图3所描述的功率晶体管的漏极源极电压谐振引起的负电流；
图4B是图示出在增强型恒定导通时间控制期间图4A的PFC预调节器中的信号的信号时序图；
图5是示出在PFC预调节器的输入电流的半周期期间在图4A和图4B的增强型恒定导通时间控制中使用的电流阈值的信号图；
图6是图示出根据本公开的实施例的与图4A和图4B的增强型恒定导通时间控制以及PFC预调节器的输入电流的半周期期间的谷值跳过相结合使用的调制电流阈值的信号图；
图7是根据本公开的实施例的用于实现图6的调制电流阈值控制的数字功率因数校正控制电路的示意性功能框图；
图8是图示出根据本公开的一个实施例的图7的片发生器的操作的信号图；
图9是图示出根据本公开的一个实施例的图6的有限状态机的操作的状态图；
图10是图示出对于图7的数字功率因数校正控制电路针对被跳过的一个、两个和三个谷值的电流阈值的调制的信号图；
图11是根据本公开的另一实施例的用于实现图6的调制电流阈值控制的模拟功率因数校正控制电路的示意性功能框图；以及
图12是用于实现图6的调制电流阈值控制的模拟功率因数校正控制电路的另一实施例的示意性功能框图。
具体实施方式
本公开的实施例涉及一种功率因数校正(PFC)控制电路或控制器，该PFC控制电路或控制器被配置为在多模式操作中控制升压PFC预调节器以提供减小的总谐波失真(THD)，如将在下面的描述中更详细地描述的。术语“多模式操作”是指与谷值跳过操作模式相结合的转变操作模式TM，下面将分别对其每个进行详细描述。有多种技术在转变模式下控制PFC预调节器以减少总谐波失真，诸如美国专利号9,154,030和9,461,558中所述，它们中的每个在不与本文中阐述的具体教导和定义相矛盾的情况下通过引用整体并入本文。然而，谷值跳过操作模式减小了通过与电力线上的输入电压Vac不成比例的关系从电力线上汲取的输入电流Iin，这增加了PFC预调节器的THD。从电力线汲取的输入电流Iin与输入电压Vac之间的这种非比例关系在输入电压的零电压交叉点附近具有显著影响，从而导致较高的交叉失真，由此导致PFC预调节器的THD过高而无法接受。本公开的实施例允许PFC预调节器以转变模式TM与谷值跳过一起操作，同时具有可接受的THD水平，如以下描述中将更详细地描述的。
在描述根据本公开的实施例的PFC预调节器的多模式操作之前，将再次各自更详细地简要地描述转变操作模式TM和谷值跳过操作模式。转变操作模式TM在上面参考图2A和图2B讨论，并且广泛用于升压PFC预调节器。在TM模式下，功率晶体管M(图1)的PFC预调节器的每个切换周期在由控制回路确定的时间内导通，该控制回路可以通过多种不同方式实现，其中一种总体上在图1中被描绘。在功率晶体管M的导通时间TON之后，晶体管M截止，直到通过电感器L的电流达到零。由电感器L和功率晶体管M的寄生电容Cd以及节点OUTN上的二极管D的寄生电容形成的LC谐振电路如上所述导致节点OUTN上的电压Vds发生谐振，并且该谐振在(2*Vin+Vout)结束，或者如果该值小于零，则为零伏。如果此时功率晶体管M导通，或更具体地，如上文关于图2A和图2B所述，在给定的延迟之后导通，则PFC预调节器将在零伏切换(ZVS)和零电流切换附近工作，从而导致PFC预调节器具有高效率，如本领域技术人员将理解的。
参考图3，信号时序图示出了PFC预调节器的谷值跳过操作。谷值跳过操作模式是操作的转变模式TM的扩展，除了在谷值跳过中，功率晶体管M在第一次谐振之后不导通，而是在零电流检测电压信号VZCD的若干谐振周期(例如，1、2或3个)之后导通。以2*Vin+Vout或0(如果该值小于零)导通MOS允许保持零电压切换ZVS和零电流切换ZCS。为了提高中低负载的效率，经常使用这种模式。特别地，该模式允许限制PFC预调节器的切换频率。例如，如果切换频率高于最大频率，则多模式控制可以将模式从转变模式TM变为一个谷值跳过，并且从一个谷值跳过变为两个谷值跳过，以此类推。图3图示了零电流检测电压信号VZCD，其对应于图1的辅助信号Saux，该辅助信号Saux随着通过电感器L的电流IL的振荡而振荡。此外，图3示出了一个谷值跳过，其中VZCD信号的初始谷值V1被“跳过”，并且与图2A和图2B的VGS相对应的栅极驱动信号VGD未响应于该谷值而是有效的以导通功率晶体管M。而是，功率开关M在VZCD信号的第一振荡周期结束之后的延迟时间Td/2导通。
本公开的实施例可以与增强型恒定导通时间(eCOT)控制算法或升压PFC预调节器的控制回路结合使用，但是本公开的实施例不限于与eCOT控制算法一起使用。因此，在描述本公开的实施例之前，将首先参考图4A、图4B和图5更详细地描述eCOT控制算法。图4A是PFC预调节器20的示意图，该PFC预调节器20实现增强型恒定导通时间(eCOT)控制，或者补偿由于上面参考图1、图2A、图2B和图3而先前讨论的功率晶体管M的漏极源极电压Vds的谐振而导致的负电流。
PFC预调节器20接收输入交流电源电压Vac，并且在输出节点OUTN处生成调节后的输出电压Vout。PFC预调节器20包括开关M，优选地是MOS功率晶体管，并且还包括适于在预调节器的每个切换周期Tsw控制开关M的导通时间段TON和截止时间段TOFF的控制电路101。控制电路101包括斜坡发生器，该斜坡发生器包括被配置为生成斜坡电压Srs的元件Ic、Cc、T1、以及具有被配置为通过比较斜坡电压Srs与第一电压Se来确定开关M的导通时间段TON的最终时刻的元件5、11、12的截止电路装置。电流检测器、优选地为感测电阻RS检测通过开关M的电流Ics的值，并且生成指示该电流的值的电流感测信号VCS。控制电路101包括同步器50，该同步器50被配置为在开关M闭合的情况下，使斜坡电压Srs的起始Tstart与信号VCS与具有不同于零的值的另一信号Vt的交叉同步。特别地，同步是精确地发生的，或具有短的延迟或屏蔽时间Tleb，这在先前引用并且并入本文的美国专利No.9,461,558中有更详细的描述。
全波二极管整流桥2接收输入电压Vac，输入电容器C1(用作高频过滤器)的第一端子和第二端子分别被连接到二极管电桥2和地GND，跨输入电容器形成有电压Vin并且输入电流Iin被供应给输入电容器。电感器L被连接到输入电容器C1的第一端子和升压节点BN，MOS功率晶体管M的漏极端子被连接到升压节点BN并且MOS功率晶体管M的源极端子通过感测电阻RS被连接到地GND。二极管D的阳极被连接到升压节点BN，二极管D的阴极被连接到输出节点OUTN，输出电容器Co的第一端子被连接到输出节点，输出电容器Co的第二端子被连接到地GND。PFC预调节器跨输出电容器Co生成输出电压Vout，输出电压的幅度大于输入电压的最大峰值，对于由欧洲电力线或通用电力线供电的系统，通常为400V。所生成的输出电压Vout是直流电压，在输出电压上具有一些波纹，该直流电压又作为输入电压被提供给连接到PFC预调节器20的DC-DC转换器(未示出)。
在操作中，控制电路101借助于通过控制电路形成的反馈控制回路将输出电压Vout保持在相对恒定的值。控制电路101包括操作误差放大器3，操作误差放大器3适于被配置为比较输出电压Vout的分压值(即，由Vr＝R2×Vout/(R2+R1)给出的电压Vr)与参考电压Vref(例如，其值等于2.5V)，并且跨连接在误差放大器3的输出与地GND之间的外部电容器Ce生成输出误差信号Se。
误差信号Se被供应给PWM比较器5的反相输入，而信号Srs被供应给PWM比较器的非反相输入，信号Srs是跨电容器Cc的电压斜坡，该电容器Cc由电流发生器Ic在开关T1断开的时间段充电，该时间段与晶体管M导通的时间段相一致。如果信号Srs和Se相等，则比较器5向控制块6发送信号，该控制块6适于控制晶体管M并且在这种情况下其将其截止。块6包括零电流检测(ZCD)块7，该ZCD块7的输入从与电感器L耦合的电感器Laux接收信号Saux；信号Saux表示由电感L和Laux形成的变压器的铁芯的去磁。块7能够向“或”门8发送脉冲信号，该“或”门8的另一输入被连接到启动器10，该启动器10适于在初始时刻向“或”门8发送信号；“或”门8的输出信号S是置位复位触发器11的置位输入S，该置位复位触发器11的另一输入R是来自比较器5的输出处的信号，并且该置位复位触发器11具有输出信号Q。信号Q被发送到借助于信号GD来控制晶体管M的导通或截止的驱动器12的输入。
当电感器电流Ics的值等于具有不同于零的值的信号Vt(其紧接在MOS晶体管M的导通之后或与其同时发生)时，同步器50适于同步用于生成时间段TON的电压斜坡Srs的触发。因此，时间段TON的持续时间将与正斜坡Srs的持续时间基本一致。同步器50包括生成信号Vt的电压发生器90和比较器61，比较器61的非反相输入被连接到电阻RS以接收信号VCS并且比较器61的反相输入被连接以接收信号Vt。由电压发生器90生成的电压Vt具有固定的电压值，并且在图4B中表示为电流阈值电压VISET。比较器61将表示通过晶体管M的电流Ics的来自感测电阻RS的电压VCS与信号Vt进行比较。同步器50还包括逻辑电路，例如“与非”(NAND)门62，该逻辑电路从RS锁存器11接收输出信号Q并且接收通过延迟电路63提供的比较器61的输出。延迟电路63提供屏蔽时间Tleb。“与非”门62响应于这些所接收的输入信号而生成输出信号，并且提供输出信号以控制作为生成斜坡信号Srs的斜坡发生器的一部分的开关T1的闭合和断开。
延迟电路63还接收信号Q，并且在从信号Q变为高的瞬间起的预定时间Tleb中，延迟电路提供低输出信号，而与比较器61的输出状态无关。在已经经过时间Tleb之后，延迟电路63提供比较器61的输出的状态或水平状态作为延迟电路的输出。使用延迟电路63是因为，当功率晶体管M导通时，干扰或噪声流过感测电阻RS并且与表示电感器电流IL的有用信号VCS重叠。如图4B所示，这种干扰会以称为“前沿尖峰”的正尖峰出现，控制电路63的使用有助于获得抵抗这种干扰的提高的能力，如上面引用的美国专利号9,461,558中更详细地讨论的。
控制电路101通常被集成在硅芯片或集成电路中，除了外部电容器Ce通常是这种集成电路外面或“外部”的组件。
图4B是在图4A的PFC预调节器20的操作期间生成的一些信号的时序图。更具体地，图4B示出了被生成以驱动功率晶体管M的驱动电压VGD、跨感测电阻RS的电压信号VCS、以及零电流检测信号VZCD。
图5是图示出在PFC预调节器20的输入电流Iin的半周期期间在图4A和图4B的增强型恒定导通时间(eCOT)控制中使用的电流阈值ISET的信号图。电流阈值ISET对应于由图4A中的电压发生器90生成的电压信号Vt。如参考图4A所示和所述，由于在升压节点BN上的寄生电容Cd和电感器L，导致了在该升压节点上的电压的谐振，该谐振表现为图3所示的电流感测信号VCS和零电流检测电压VZCD。当ZCD块7检测到电感器电流IL的电流为零时，升压节点BN上的寄生电容以Vout被充电，并且该电容必须在功率晶体管M导通之前被放电以实现高效操作，如前所述。结果，在功率晶体管M导通时，电感器L中的电流IL从负值ineg开始，而不是从零开始。这在每个切换半周期产生电感器电流IL的峰值ILpk(参见图2A和图2B)，该峰值ILpk小于在功率开关M导通时电感器电流实际上为零电流时将达到的峰值，这增加了PFC预调节器20的THD。
本公开的实施例针对一种控制方法和电路，该控制方法和电路使得能够优化或减小利用谷值跳过控制的PFC预调节器的总谐波失真(THD)，如下面将更详细地描述的。在本说明书中，PFC预调节器被描述为通过以上参考图4A、图4B和图5所述的增强型恒定导通时间(eCOT)控制以及通过谷值跳过来控制。这在本说明书中以示例的方式完成，并且本公开的实施例不限于eCOT控制，而是可以包括用于与谷值跳过相结合来控制PFC预调节器的其他控制技术。
如以上参考图2A和图2B所描述的，在标准恒定导通时间(COT)控制中，功率晶体管M在电感器电流IL达到零之后的特定延迟被导通，并且在由PFC预调节器的控制回路计算的时间之后截止，其中在每个半周期内截止时间恒定。在eCOT控制中，功率晶体管M以与COT控制相同的方式导通，但是如图5所示，从电感器电流IL达到所计算的电流阈值ISET开始，在由控制回路计算的时间之后，功率晶体管M截止。在eCOT控制的先前方法中，电流阈值ISET在输入电流IIN的每个半周期内具有恒定值，如图5所示。电流阈值ISET的值可以从输入电流IIN的一个输入半周期变化到另一输入半周期，但是在给定的输入半周期内，电流阈值具有恒定值。图5还示出了在输入电流IIN的输入半周期期间，PFC调节器每个切换周期的电感器电流IL的增加和减小。
在本公开的实施例中，代替使电流阈值ISET的值在输入电流IIN的每个输入半周期保持恒定，而是基于通过PFC预调节器的谷值跳过控制而被跳过的谷值的数目来对每个输入半周期的电流阈值的值进行调节或调制，如现在将参考图6更详细地描述的。因此，本公开的实施例涉及如前所述在多模式操作中被控制的PFC预调节器，其中术语多模式操作是指与谷值跳过操作模式相结合的转变模式TM操作。如上所述，在本说明书中将转变模式TM操作假定为eCOT控制，尽管在本公开的其他实施例中使用与谷值跳过相结合的其他类型的转变模式TM控制。
参考图6，信号图示出了根据本公开的实施例的在PFC预调节器中在输入电流IIN的输入半周期期间与图4A和图4B的eCOT控制相结合使用的调制电流阈值ISET。如图所示，电流阈值ISET随时间变化，具体地是在所示的输入半周期的时间内。电流阈值ISET的特定变化或调制基于通过PFC预调节器的谷值跳过操作模式而被跳过的谷值的数目。图6图示出了调制电流阈值ISET的三个示例：当谷值跳过模式正在跳过谐振VZCD信号的一个谷值时的第一调制电流阈值ISET1；当谷值跳过模式正在跳过谐振VZCD信号的两个谷值时的第二调制电流阈值ISET2；当谷值跳过模式正在跳过谐振VZCD信号的三个谷值时的调制电流阈值ISET3。因此，调制电流阈值ISET1、ISET2和ISET3中的相应调制电流阈值基于跳过的谷值的数目来选择，并且所选择的阈值在输入半周期的时间内变化或被调制，如图6所示。调制电流阈值ISET的具体值相应地是在PFC预调节器的谷值跳过操作模式中被跳过的谷值的数目的函数。
用于实现图6的调制电流阈值控制算法的控制电路可以通过硬件、软件或两者的组合来实现，并且可以被集成在集成电路中。而且，硬件可以通过模拟电路装置或数字电路装置来实现，如现在将参考图7-图12更详细地描述的。图7-图12的示例实施例是包括一个、两个和三个谷值跳过操作模式的多模式实施例。本公开的其他实施例包括用于跳过更大数目谷值的谷值跳过模式，其中对于每个这种谷值跳过模式，电流阈值ISET在输入半周期内具有相应功能。
图7示出了根据本公开的一个实施例的包括用于实现图6的调制电流控制算法的控制电路701的PFC预调节器700。与上面参考图1或图4A先前描述的组件相同的PFC预调节器700的组件将不再详细描述，而仅将在描述控制电路701时根据需要进行讨论。预调节器700包括整流器702，该整流器702被配置为对输入电压Vac进行整流并且提供输入电流Iin以跨输入电容器C1生成输入电压Vin。ZCD比较器704经由辅助绕组(winding)Laux检测电感器电流IL的零电流(即，跨Laux的零电压)，并且响应于检测到这种零电流状态而生成有效的ZCD输出信号。事件驱动的有限状态机(FSM)706从ZCD比较器704接收输出信号，并且基于该输出信号和其他信号控制功率晶体管M的导通和截止，这将在下面更详细地描述。计时器708生成时序控制信号，该时序控制信号包括对功率晶体管M的导通时间TON进行计时的计数。计时器708基于来自FSM 706的计时器开始信号TS和来自电压控制回路电路装置722的设置导通时间ON的值的导通时间信号TONS来生成用于对导通时间TON进行计时的该计数，这也将在下面更详细地描述。计时器708还生成计时器结束信号TE，该计时器结束信号TE被供应给FSM 706，以指示所生成的计数的值指示已经达到导通时间TON，并且以这种方式，指示计时器已经计时了导通时间TON。
模数转换器(ADC)710接收输入电压Vin，并且根据该模拟输入电压生成对应的数字化输入电压，该数字化输入电压被供应给片发生器712和电流阈值发生器714。片发生器712将输入电压Vin的半周期划分为离散的相等时间片TS，如图8所示。将半周期划分为N个时间段或片TS，片发生器为N个时间片TS中的每个分配编号以标识半周期中的时间片。响应于来自ADC 710的输入电压Vin的数字值，片发生器712将当前时间片TS的片编号参数NUM_SLICE提供给电流阈值发生器714。电流阈值发生器714然后生成将由控制电路700利用的电流阈值ISET的瞬时数字值。来自发生器714的该数字电流阈值ISET被供应给数模转换器(DAC)716，DAC 716将数字电流阈值转换为表示数字电流阈值的对应的模拟电压，并且该模拟电压被供应给电流感测比较器718的第一输入。电流感测比较器718的第二输入接收跨感测电阻器RS生成的电流感测信号VCS。电流感测比较器718生成比较信号Vcomp，该比较信号Vcomp响应于电流感测信号VCS达到来自DAC 716的与电流阈值ISET相对应的模拟电压而被激活。在操作中，电流阈值发生器714基于来自片发生器712的片编号参数NUM_SLICE以及由电压控制回路电路装置722提供的将被跳过的谷值数目参数NUM_V-SKIP来生成数字电流阈值ISET。NUM_SLICE参数指示数字化输入电压Vin的当前相位，使得由电流阈值发生器714生成的数字电流阈值ISET是该相位和输入电压Vin的电流数字化值(来自ADC 710)的函数，即，ISET＝f(NUM_SLICE，Vin)。
ADC 720对输出电压Vout数字化，并且将该数字化的输出电压提供给电流阈值发生器714和电压控制回路电路装置722，电压控制回路电路装置722生成指示开关M的导通时间TON的导通时间信号TONS，并且还生成将被供应给电流阈值发生器和FSM 706的将被跳过的谷值数目参数NUM_V-SKIP。电流阈值发生器714基于从片发生器712接收的NUM_SLICE参数、从电压控制回路电路装置722接收的NUM_V-SKIP参数和从ADC 710接收的数字化输入电压Vin来调制电流阈值ISET。
在控制电路701的操作中，ZCD比较器704经由跨辅助电感器Laux的电压来感测通过电感器L的电流IL的零电流交叉，并且响应于检测到这种零电流交叉而生成有效输出信号。然后，FSM 706响应于从ZCD比较器704接收到指示电流IL的零电流交叉的有效输出信号而激活VGD信号以导通(即，闭合)或激活功率晶体管M。电流感测比较器718从DAC 716接收当前的电流阈值ISET，并且将该电流阈值与通过导通的功率晶体管M的电流IL进行比较，其中电流感测信号VCS指示电流IL。电流感测比较器718响应于VCS信号达到电流阈值ISET而激活Vcomp信号，这表示电流IL已经达到电流阈值。响应于从电流感测比较器718接收到有效的Vcomp信号，FSM 706激活计时器开始信号TS，使得计时器708开始对功率晶体管M的导通时间段TON进行计数。
一旦由计时器708生成的计数达到指示计时器已经计时导通时间段TON的值，计时器就激活计时器结束信号TE。响应于接收到有效的计时器结束信号TE，FSM 706停用VGD信号以截止(即，断开)或停用功率晶体管M。在ZCD比较器704检测到电流IL的下一零电流交叉时，FSM再次激活VGD信号以导通功率晶体管M并且开始PFC预调节器700的下一切换周期。FSM706操作以使计时器708的开始与VCS信号达到电流阈值ISET同步，其中VCS信号指示当功率晶体管M导通时通过电感器L的电流IL。因此，响应于当流过电感器L的电流IL达到电流阈值ISET时Vcomp变为有效，FSM 706激活TS信号，从而启动计时器708以对导通时间TON进行计时。以这种方式，FSM706使计时器708启动以对TON时间计时与通过电感器L的电流IL达到电流阈值ISET同步。
在图7中，控制电路701被示出为包括在图中以正方形“X”表示的输入电压节点Vin。控制电路701类似地包括零电流检测节点ZCD、栅极驱动节点GD、电流感测节点CS和输出电压节点VOUT。控制电路701通常将被形成在芯片或集成电路中，并且这些节点表示这种集成电路的互连引脚。控制电路701的各种组件可以通过不同类型的合适的数字电路装置形成，诸如在微控制器上执行的合适的软件或固件以及用于存储该软件或固件的存储器(图7中未示出)。此外，在本说明书中，PFC预调节器700可以被描述为包括“开关电路装置”，其中该开关电路装置包括以下中的全部或一些：整流器702、输入电容器C1、耦合电感器L和辅助电感器Laux、功率晶体管M、感测电阻器RS、二极管D、输出节点OUTN和输出电容器Co。
图9是示出根据本公开的一个实施例的图7的FSM 706的操作的状态图。在该图的顶部中央的截止(OFF)状态图示出了功率晶体管M被截止的状态，即，栅极驱动信号VGD是无效的。从OFF状态开始，响应于ZCD比较器704检测到零电流状态(Laux的电压为零)，FSM 706进入右侧的状态#ZCD++，并且等待跳过由电压控制回路电路装置722的NUM_V-SKIP参数给出的适当数目的谷值。在该状态下的参数#ZCD是FSM 706生成并且与NUM_V-SKIP参数进行比较的谷值跳过计数。只要(#ZCD<NUM_V-SKIP)，FSM 706就保持在该状态，并且从而跳过期望数目的谷值，如上所述。当#ZCD计数等于将被跳过的谷值数目参数NUM_V-SKIP(#ZCD＝NUM_V-SKIP)时，FSM 706进入LEB状态，并且通过激活VGD信号来导通功率晶体管M。一旦FSM706已经延迟了屏蔽时间Tleb(如上面关于图4A和图4B讨论的)，则FSM从LEB状态转变为WAIT_CS_COMP状态，并且在该状态下等待，直到电流IL达到由电流阈值发生器714设置的电流阈值ISET，其由电流感测比较器718将其输出驱动为有效来指示。在图9中，处于有效水平的电流感测比较器718的比较信号Vcomp输出被表示为CSCOMP。例如，一旦VCS信号达到电流阈值ISET，电流感测比较器718就将Vcomp信号驱动到有效水平(例如，高水平)。在已经通过#ZCD++状态跳过了所需要数目的谷值并且在LEB状态中延迟了屏蔽时间Tleb之后，FSM 706响应于来自电流感测比较器718的Vcomp信号处于有效水平而从WAIT_CS_COMP状态转换为TON状态，这表明电流IL已经达到电流阈值ISET。处于有效水平的Vcomp信号在图9中被表示为CSCOMP。当Vcomp信号处于有效高水平时，FSM706从WAIT_CS_COMP状态发展或转变到TON状态，否则如果Vcomp信号为无效低水平，则FSM保持在WAIT_CS_COMP状态。如本领域技术人员将理解的，Vcomp信号的有效水平可以是高水平或低水平。在FSM 706的操作中，如果在LEB状态期间来自电流感测比较器718的Vcomp信号被驱动到有效水平，则FSM将进入WAIT_CS_COMP状态并且立即从WAIT_CS_COMP状态转变为TON状态。在FSM 706从WAIT_CS_COMP状态转变为TON状态之后，FSM激活计时器开始信号TS(图7)，以启动功率开关M的导通时间段TON的时序。功率晶体管M在所需要的导通时间TON_REQ内保持导通，并且在这次被导通后，FSM 706再次截止该晶体管(停用VGD信号)并且FSM的状态返回到图9的顶部中央的OFF状态并且再次等待ZCD比较器704检测电感器电流IL的零电流状态。
图10是示出了电流阈值ISET的值的曲线图，其示出了在输入半周期内在每个时间片TS中生成电流阈值的相应值时在输入电压Vin的输入半周期内控制电路701的最终操作。如前所述，电流阈值ISET的值是所跳过的谷值数目的函数，因此，电流阈值ISET的三组不同值，或者示出为跳过一个谷值的电流阈值ISET1、跳过两个谷值的电流阈值ISET2、跳过三个谷值的电流阈值ISET3。
图11是根据本公开的另一实施例的PFC预调节器1100的示意图，该PFC预调节器1100包括模拟控制电路1101，该模拟控制电路1101用于根据跳过的谷值的数目有效地实现调制电流阈值ISET。控制电路1101的与上面诸如参考图4A描述的对应组件相同或相似的组件1104-1122将不再参考图11详细描述。控制电路110包括电流阈值发生器1118，电流阈值发生器1118包括多个串联的电阻器R1-R3和开关S1-S3，开关S1-S3的一端通过二极管被耦合到在其上生成有零电流检测信号VZCD的ZCD节点，开关S1-S3的另一端被耦合到在其上生成有电流感测信号VCS的CS节点。CS节点还被耦合到电流感测比较器1116的非反相输入。
开关S1-S3被控制为使得开关之一被激活(即，闭合)，闭合开关对应于当前实现的谷值跳过模式。因此，在跳过一个谷值的情况下，开关S1闭合，而开关S2和S3断开。在跳过两个谷值的情况下，开关S2闭合，而开关S1和S3断开，在跳过三个谷值的情况下，开关S3闭合，而开关S1和S2断开。图11的电流阈值发生器1118有效地提供了在如图6所示的输入半周期内电流阈值ISET的变化，其中在开关S1-S3被激活并且电阻器R1-R3的对应值基于被跳过的谷值的数目来调节电流感测信号VCS的值。以这种方式，电流阈值发生器1118向电流感测信号VCS添加作为输入半周期和被跳过的谷值的数目的函数的电压。控制电路1101中的电路装置生成1VALLEY_SKIP、2VALLEY_SKIP和3VALLEY_SKIP信号以控制开关S1-S3。
图12是根据本公开的另一实施例的PFC预调节器1200的示意图，该PFC预调节器1200包括模拟控制电路1201，该模拟控制电路1201用于根据跳过的谷值的数目来实现调制电流阈值ISET。控制电路1201的与上面诸如参考图4A描述的对应组件相同或相似的组件1204-1222将不再参考图12详细描述。控制电路1201包括电流阈值发生器1218，电流阈值发生器1218包括并联耦合在接收相应电流阈值电压VISET1、VISET2和VISET3的相应节点之间的多个开关S1、S2和S3。开关S1-S3之一被激活，其中激活的开关基于在PFC预调节器1200的谷值跳过操作模式中被跳过的谷值的数目。当一个谷值正在被跳过时，开关S1被激活(闭合)，而开关S2和S3无效(即，断开)。当两个谷值正在被跳过时，开关S2被激活，而开关S1和S3无效；当三个谷值正在被跳过时，开关S3被激活，而当开关S1和S2无效。控制电路1201中的电路装置生成1VALLEY_SKIP、2VALLEY_SKIP和3VALLEY_SKIP信号以控制开关S1-S3。
可以鉴于以上详细描述对实施例进行这些和其他改变。通常，在以下权利要求书中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制为说明书和权利要求书中公开的特定实施例，而应当被解释为包括这样的权利要求有权享有的所有可能的实施例以及等同物的全部范围。因此，权利要求不受公开内容的限制。

Claims (20)

1.一种被配置为控制功率因数校正(PFC)预调节器的控制电路，所述PFC预调节器包括功率开关并且被配置为以转变操作模式和谷值跳过操作模式操作，所述控制电路被配置为基于电流阈值生成驱动信号来控制所述功率开关的切换，并且所述控制电路包括电流阈值发生器，所述电流阈值发生器被配置为根据在所述谷值跳过操作模式下被跳过的谷值的数目来调制所述电流阈值。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述转变操作模式是所述PFC预调节器的增强型恒定导通时间控制。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中在所述谷值跳过操作模式下被跳过的谷值的所述数目是以下中的一项：一个谷值跳过、两个谷值跳过、三个谷值跳过、以及四个或更多个谷值跳过。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述PFC预调节器被配置为接收交流输入电源电压，并且其中所述控制电路还包括片发生器，所述片发生器被配置为将所述输入电源电压的半周期划分为相等的时间片并且为所述时间片中的每个时间片分配编号，并且其中所述电流阈值发生器从所述片发生器接收当前时间片的编号并且还被配置为基于所述当前时间片的所述编号来调制所述电流阈值。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述控制电路还包括有限状态机，所述有限状态机被配置为生成所述驱动信号以控制所述功率开关的截止和导通。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其中：
其中所述PFC预调节器包括被耦合到所述功率开关的电感元件；
其中所述控制电路包括：
电流感测比较器，包括第一输入和第二输入，所述第一输入被耦合到电流感测节点以接收指示通过所述电感元件的电流的电流感测信号，所述第二输入被耦合到所述电流阈值发生器以接收所述电流阈值；以及
零电流检测节点，被配置为提供指示通过所述电感元件的所述电流的零电流状态的信号；并且
其中所述电流阈值发生器包括：
二极管，具有被耦合到所述零电流检测节点的阴极；以及
多个开关和多个电阻器，所述多个开关中的每个开关与所述多个电阻器中的相应电阻器被串联耦合在所述二极管的阳极与所述电流感测节点之间，其中所述多个开关中的一个开关基于所述被跳过的谷值的数目而被激活。
7.根据权利要求1所述的控制电路，
其中所述PFC预调节器包括被耦合到所述功率开关的电感元件；
其中所述控制电路包括：
电流感测比较器，包括第一输入和第二输入，所述第一输入被耦合到电流感测节点以接收指示通过所述电感元件的电流的电流感测信号，所述第二输入被耦合到所述电流阈值发生器以接收所述电流阈值；并且
其中所述电流阈值发生器包括：
多个电流阈值电压节点，每个电流阈值电压节点被配置为接收相应的电流阈值电压；以及
多个开关，所述多个开关中的每个开关被耦合在所述多个电流阈值电压节点中的对应电流阈值电压节点与所述第二输入之间，其中所述多个开关中的一个开关基于所述被跳过的谷值的数目而被激活。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述PFC预调节器具有升压拓扑。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述控制电路还包括被配置为控制所述功率开关的所述切换的脉冲宽度调制电路装置。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述功率开关包括MOS功率晶体管。
11.一种方法，包括：
生成驱动信号以控制功率因数校正(PFC)预调节器中的功率开关的切换，来以转变操作模式和谷值跳过操作模式操作所述PFC预调节器；
基于被供应给所述PFC预调节器的输入电压的值和相位来生成电流阈值；
根据在所述谷值跳过操作模式下被跳过的谷值的数目来调制所述电流阈值；以及
基于所述电流阈值生成所述驱动信号来控制所述功率开关的所述切换。
12.根据权利要求11所述的方法，其中调制所述电流阈值还包括：
将所述输入电压的半周期划分为N个时间片；
分配编号以标识所述半周期中的每个时间片；以及
基于与所述输入电压的当前值相对应的片的所述编号来调制所述电流阈值。
13.根据权利要求11所述的方法，其中所述PFC预调节器包括被耦合到所述功率开关的电感元件，并且其中生成所述驱动信号包括将通过所述电感元件的电流与所述电流阈值进行比较。
14.根据权利要求13所述的方法，还包括：响应于通过所述电感元件的所述电流达到所述电流阈值而启动所述功率开关的导通时间的定时。
15.根据权利要求14所述的方法，其中启动所述功率开关的所述导通时间的所述定时包括：激活数字计时器以生成指示所述功率开关已经被导通的持续时间的计数。
16.根据权利要求11所述的方法，其中所述转变操作模式是所述PFC预调节器的增强型恒定导通时间控制操作模式。
17.一种功率因数校正预调节器，包括：
开关电路装置，包括被耦合到开关元件的电感元件，所述开关元件被配置为接收驱动信号以控制所述开关元件的切换，所述开关电路装置被配置为接收交流输入电压并且被配置为响应于所述驱动信号而根据所述交流输入电压生成输出电压；以及
控制电路，被耦合到所述开关电路装置，所述控制电路被配置为生成所述驱动信号以在转变操作模式和谷值跳过操作模式下控制所述切换，并且所述控制电路还被配置为基于电流阈值生成所述驱动信号，并且根据在所述谷值跳过操作模式下被跳过的谷值的数目来调制所述电流阈值。
18.根据权利要求17所述的功率因数校正预调节器，其中所述开关电路装置具有升压拓扑。
19.根据权利要求17所述的功率因数校正预调节器，其中所述控制电路包括电阻器网络，所述电阻器网络包括被配置为生成多个电压的多个并联耦合的电阻器，所述多个电压中的每个电压对应于经调制的所述电流阈值的相应值。
20.根据权利要求17所述的功率因数校正预调节器，其中所述控制电路被配置为将通过所述电感元件的电流与经调制的所述电流阈值的当前值进行比较，并且响应于通过所述电感元件的所述电流达到经调制的所述电流阈值的所述当前值而生成所述驱动信号以导通所述开关元件。
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