CN106405232B - 频率确定电路、包括其的功率转换器及相应的方法 - Google Patents

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Abstract

一种频率确定电路、包括其的功率转换器以及相应的测量输入电压的频率的方法。所述频率确定电路包括被耦接以接收输入电压从而感测输入电压的正交叉的正交叉感测电路。验证电路耦接到正交叉感测电路以在已经出现输入电压的正交叉之后验证输入电压的先前的零交叉和所述正交叉。测量电路耦接到正交叉感测电路和验证电路以计算在输入电压的正交叉脉冲之间的时间。所述测量电路被耦接以响应于输入电压的正交叉脉冲之间的时间而输出表示输入电压的频率的频率信号。

Description

频率确定电路、包括其的功率转换器及相应的方法
技术领域
本发明总体上涉及功率转换器，并且更具体地涉及利用调光器电路的功率转换器。
背景技术
电子设备使用电力运行。一般使用开关模式功率转换器为许多当今的电子产品提供电力，这是因为开关模式功率转换器效率高、尺寸小且重量轻。传统的墙壁插座提供高电压交流电流。在开关式功率转换器中，通过能量传递元件将高电压交流电流(ac)输入转换以提供经良好调节的直流电流(dc)输出。开关模式功率转换器控制电路通常通过感测表示一个或多个输出量的一个或多个输入以及在闭合环路中控制输出来提供输出调节。在运行中，利用开关以通过改变占空比(通常为开关的接通时间与总开关周期的比率)、改变开关频率或者改变开关模式功率转换器中开关的每单位时间的脉冲数量来提供期望的输出。
在一种用于照明应用的调光中，TRIAC调光器电路通常通过在每一周期的一部分时间断开交流输入电压来改变交流输入电压以限制供给到白炽灯的电压量和电流量。这被称为相位调光，因为通常方便的是根据以度为单位测量的交流输入电压周期的一部分来表明TRIAC调光器电路的位置和产生的缺失电压量。通常，交流输入电压是正弦波形并且交流输入电压的周期被称为全线路循环(full line cycle)。由此，交流输入电压的半个周期被称为半线路循环(half line cycle)。整个周期有360度，并且半线路循环有180度。通常，相位角是每个半线路循环TRIAC调光器电路断开交流输入多少度(从零度参考开始)的度量。由此，在半线路循环中由TRIAC调光器电路移除一半交流输入电压对应于90度相位角。在另一个实例中，在半线路循环中移除交流输入电压的四分之一对应于45度相位角。另一方面，导通角是每个半线路循环未被TRIAC调光器电路断开多少度(从零度参考开始)的度量。换句话说，导通角是每个半线路循环TRIAC调光器电路导通多少度的度量。在一个实例中，在半线路循环中移除交流输入电压的四分之一对应于45度相位角和135度导通角。
尽管相位角调光对于直接接受改变的交流输入电压的白炽灯效果好，但是对于通常由经调节的功率转换器驱动的发光二极管(LED)灯，相位角调光通常产生一些问题。经调节的功率转换器用于为LED灯提供来自改变的交流电源线路的经调节的电流和电压。然而，当与TRIAC调光器电路一起使用时，传统的功率转换器经常产生非理想的结果。结果是，LED灯的抖动或闪烁可能发生在大导通角处，并且LED灯的闪光可能发生在低导通角处。
发明内容
本发明通过提供一种频率确定电路、包括其的功率转换器及相应的测量输入电压的频率的方法来实现上述目的至少之一。
一方面，本发明提供一种频率确定电路，包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以感测被耦接以从调光器电路接收的输入电压的正交叉，输入电压的正交叉的感测响应于在所述输入电压的零交叉之后在已经经过第一阈值数量的循环之后所述输入电压大于第一阈值电压而进行，其中所述输入电压的零交叉是响应于所述输入电压小于第二阈值电压长达第二阈值数量的循环而检测到的；
验证电路，所述验证电路被耦接到所述正交叉感测电路以在已经出现所述输入电压的正交叉之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉，其中所述验证电路被耦接以响应于在第三阈值数量的循环结束之前感测到所述输入电压的另一个零交叉而感测所述输入电压的无效的先前的零交叉和正交叉；以及
测量电路，所述测量电路被耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路包括被耦接到测量寄存器的测量计数器，其中所述测量计数器的测量计数被耦接以被保存在所述测量寄存器中，并且其中所述测量计数器被耦接以响应于从所述正交叉感测电路接收的每个正交叉脉冲而被重置，其中所述测量寄存器的输出信号表示所述输入电压的频率。
另一方面，本发明提供一种测量输入电压的频率的方法，包括：
检测所述输入电压的正交叉；
将测量电路的内部计数作为频率信号输出并保存；
在所述输出并保存所述测量电路的内部计数之后，重置所述测量电路的内部计数；
响应于检测到在第二阈值数量的时钟循环内所述输入电压小于第二阈值电压而检测零交叉；
在所述检测零交叉时，等待第一阈值数量的循环；
在检测到所述输入电压的另一个正交叉之前，等待直到所述输入电压大于第一阈值电压为止；
开启用于第三阈值数量的循环的计时器；
响应于在所述第三阈值数量的循环内未检测到所述输入电压的另外的零交叉而使零交叉有效；以及
响应于在所述第三阈值数量的循环内检测到所述输入电压的另一个零交叉而使所述零交叉和先前检测的所述正交叉无效，并且将保存的所述频率信号的值增加到所述测量电路的内部计数。
再一方面，本发明提供一种功率转换器，包括：
整流器，所述整流器耦接到调光器电路，所述调光器电路被耦接以接收线路电压；
能量传递元件，所述能量传递元件具有被耦接以从所述整流器接收输入电压的输入端，其中所述能量传递元件的输出端耦接到所述功率转换器的输出端；
功率开关，所述功率开关耦接到所述功率转换器的输入端；以及
控制器，所述控制器被耦接以产生驱动信号，所述驱动信号被耦接以控制所述功率开关的切换从而控制能量通过所述能量传递元件到所述功率转换器的输出端的传递，其中所述控制器包括：
振荡器电路，所述振荡器电路被耦接以响应于频率信号而产生系统时钟；
驱动电路，所述驱动电路被耦接以响应于表示所述功率转换器的输出的反馈信号、所述系统时钟以及所述频率信号而产生所述驱动信号；以及
频率确定电路，所述频率确定电路被耦接以响应于表示所述输入电压的电压感测信号而产生所述频率信号，其中，所述频率确定电路包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以响应于在所述输入电压的零交叉之后在已经经过第一阈值数量的循环之后所述输入电压大于第一阈值电压而感测所述输入电压的正交叉，其中响应于在第二阈值数量的循环内所述输入电压小于第二阈值电压而检测到所述输入电压的零交叉；
验证电路，所述验证电路耦接到所述正交叉感测电路以在所述输入电压的正交叉已经出现之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉，其中所述验证电路被耦接以响应于在第三阈值数量的循环结束之前感测到所述输入电压的另一个零交叉而感测所述输入电压的无效的先前的零交叉和正交叉；以及
测量电路，所述测量电路耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路包括测量计数器，所述测量计数器耦接到测量寄存器，其中所述测量计数器的测量计数被耦接以保存在所述测量寄存器中，并且其中所述测量计数器被耦接以响应于从所述正交叉感测电路接收的每个正交叉脉冲而被重置，其中所述测量寄存器的频率信号表示所述输入电压的频率。
又一方面，本发明提供一种频率确定电路，包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以接收输入电压从而感测输入电压的正交叉；
验证电路，所述验证电路耦接到所述正交叉感测电路以在已经出现所述输入电压的正交叉之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉；以及
测量电路，所述测量电路耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路被耦接以响应于所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间而输出表示所述输入电压的频率的频率信号。
附图说明
参考以下附图描述本发明的非限制性且非穷举性的实施方案，其中，除非另有说明，贯穿各视图中的相似的参考数字指代相似的部件。
图1是例示根据本发明的一个实施例的采用控制器的具有调光器电路的示例功率转换器的电路原理图。
图2是例示根据本发明的一个实施例的图1的功率转换器的调光器电路的交流输入电压、输出电压以及整流电路的输出的示例波形的示意图。
图3是例示根据本发明的一个实施例在调光器电路不启动的情况下调光器电路的输出电压的示例波形的示意图。
图4A是例示根据本发明的一个实施例的图1的控制器的示例线路频率确定电路的框图。
图4B是根据本发明的一个实施例的图4A的示例线路频率确定电路的电路原理图。
图5是例示根据本发明的一个实施例的图4A和图4B的整流电路的输出以及线路频率测量电路的控制信号的示例波形的时序图。
图6是例示根据本发明的一个实施例的图1的控制器的示例振荡器的框图。
图7是例示根据本发明的一个实施例的用于确定频率的示例方法的流程图。
贯穿附图的多个视图，相应的参考字符指示相应的部件。本领域技术人员将认识到，附图中的元件是为了简洁和清楚而被例示的，并且附图中的元件不一定按比例画出。例如，附图中一些元件的尺寸相对于其他元件可能被扩大以便有助于改善对本发明的各个实施方案的理解。并且，通常不描述在商业上可行的实施方案中有用或必要的一些常见但是公知的元件，以便于较少妨碍对本发明的这些不同实施方案的观察。
具体实施方式
在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解阐述了许多具体细节。然而，本领域普通技术人员将明了不必需使用所述具体细节来实践本发明。在其他实例中，为了避免使本发明模糊不清，没有详细描述众所周知的材料或方法。
整个说明书中引用的“一个(one)实施方案”、“一(an)实施方案”、“一个(one)实施例”或“一(an)实施例”意味着结合所述实施方案或实施例所描述的具体的特征、结构或性质包含在本发明的至少一个实施方案中。因此，整个说明书中多处出现的短语“在一个(one)实施方案中”、“在一(an)实施方案中”、“一个(one)实施例”或“一(an)实施例”不一定全都指的是相同的实施方案或实施例。而且，具体的特征、结构或性质能够以任何合适的组合和/或子组合被组合在一个或多个实施方案或实施例中。具体的特征、结构或性质能够包含于集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述功能的其他合适的部件中。此外，认识到，随附提供的附图是用于向本领域普通技术人员解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。
对于包括那些用于发光二极管(LED)的相位调光应用，相位调光器电路通常在每个半线路循环断开交流输入电压的一部分以限制供给到LED的电压量和电流量。通常相位角是每个半线路循环调光器电路已断开输入多少度的度量。或者，调光器电路不断开的交流输入电压量可以被称为导通角。
功率转换器可以包括振荡器，该振荡器输出具有时钟频率fOSC和时钟周期TOSC的特征的系统时钟。可以通过确定调光器电路已连接或已断开交流输入电压的系统时钟循环数来测量导通角。可以将系统时钟的时钟频率fOSC(以及因此时钟周期TOSC)与交流输入电压的半线路频率fHL同步。当时钟频率fOSC与交流输入电压的半线路频率fHL同步时，对导通角和/或相位角的测量可以大体上独立于交流输入电压的全线路频率和半线路频率。
可以通过阈值检测来测量交流输入电压的半线路频率fHL和全线路频率fFL，该阈值检测可以是将输入电压与参考阈值相比较。半线路循环THL可以是输入电压的连续的正交叉之间的时间量，该正交叉被表示为当输入电压穿过参考阈值并且大于参考阈值时的时刻。全线路循环THL可以是每隔一个正交叉之间的时间量。
然而，某些调光器电路(诸如TRIAC调光器电路)需要最小量的保持电流以保持调光器电路导通。当调光器电路在每个半线路循环期间启动时急剧增加的输入电压可以导致浪涌输入电流波动，所述浪涌输入电流在半线路循环期间可能反向若干次。在这些电流反向期间，调光器电路可能过早地关断并且导致LED灯中的抖动。另外，输入电压可能下降到参考阈值以下并且使用阈值检测可能会错误地测量半线路频率fHL和全线路频率fFL。
根据本发明的教导的实施例包括感测并验证输入电压正交叉的频率确定电路。进一步地，频率确定电路根据感测的并且验证的正交叉来测量半线路频率。频率确定电路可以包括正交叉感测电路、验证电路以及测量电路。频率确定电路可以进一步包括零交叉感测电路和消隐电路。
当感测到正交叉时，正交叉感测电路输出一个脉冲。在已经经过第一时间量(消隐时间，X个循环)且已经感测到零交叉之后当输入电压大于第一阈值时可以确定正交叉。当在大体上等于第二时间量(Y个时钟循环)的最小时间长度内输入电压小于第二阈值时，可以感测到零交叉。零交叉感测电路可以向正交叉感测电路输出指示是否已经感测到零交叉的信号。进一步地，消隐电路可以输出指示第一时间量(消隐时间)是否结束的信号。
验证电路确定所感测的正交叉是否有效或无效并且当先前感测的正交叉无效时输出一个脉冲。如果在已经经过第三时间量(Z个循环)之前感测到另一零交叉，则验证电路可以确定先前的正交叉是无效的(并且先前感测的零交叉是无效的)。当确定先前的零交叉和正交叉是无效时，验证电路输出一个脉冲。
测量块响应于正交叉感测电路和验证电路而测量线路频率。测量块可以测量正交叉之间的时间并且将该时间作为半线路频率输出。可以使用计数器测量正交叉之间的时间。当计数器接收到来自正交叉电路的脉冲时，计数器将其内部计数输出并保存到一个寄存器并且计数器重置。该保存的内部计数被作为半线路频率输出。但是，如果从验证电路接收到的脉冲指示来自正交叉电路的先前脉冲为无效的时，则将计数器先前保存的内部计数加回到计数器。验证电路然后在不等待第一时间量(X个循环)经过的情况下(通过消隐电路)使正交叉感测电路能够感测到正交叉。由此，使先前的正交叉无效并且测量电路可以继续测量正交叉之间的时间。
为了例示，图1是示例功率转换器100的框图，该功率转换器包括交流输入电压VAC102、调光器电路104、调光器输出电压VDO 106、整流器108、经整流的电压VRECT 109、能量传递元件T1 110、能量传递元件T1 110的初级绕组112、能量传递元件T1 110的次级绕组114、开关S1 116、输入返回117、箝位电路118、整流器D1 120、输入电容器CF 121、输出电容器C1122、负载124、感测电路126以及控制器128。控制器128进一步包括驱动电路块130、振荡器134以及线路频率测量电路132。在一个实施例中，还可以在控制器128中包括感测电路126。图1进一步例示了输出电压VO136、输出电流IO 138、输出量UO 140、反馈信号UFB 142、电压感测信号144、开关电流ID 146、电流感测信号147、系统时钟149、线路频率信号UFQ 148以及驱动信号150。图1中例示的示例开关模式功率转换器100以反激式配置方式耦接，该示例开关模式功率转换器仅是可能得益于本发明的教导的开关模式功率转换器的一个实施例。认识到的是，开关模式功率转换器的其他已知的拓扑结构和配置也可以得益于本发明的教导。另外，图1中的示例功率转换器是隔离的功率转换器。应当认识到，非隔离的功率转换器也可以得益于本发明的教导。
功率转换器100从未经调节的输入电压(诸如交流输入电压VAC 102或经整流的电压VRECT 109)向负载124提供输出功率。如所示的，调光器电路104接收交流输入电压VAC 102并产生调光器输出电压VDO 106。可以利用调光器电路104限制传递到功率转换器100的电压，并且调光器电路可以是TRIAC相位调光器。调光器电路104进一步耦接到整流器108，并且由整流器108接收调光器输出电压VDO 106。
对于LED负载或LED阵列的负载的实施例，当调光器电路104限制传递到功率转换器的功率量时，传递到LED阵列的负载的最终电流通过控制器128也受到限制并且LED阵列变暗。如以上提到的，调光器电路104可以是相位调光电路，诸如TRIAC调光器电路或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)调光器电路。对于前沿调光，当交流输入电压VAC 102穿过零电压时，调光器电路104断开交流输入电压VAC 102。在给定的时间量之后，调光器电路104将交流输入电压VAC 102和功率转换器100重新连接。由用户设置在调光器电路重新连接交流输入电压VAC 102之前的时间量。对于后沿(trailing edge)调光，当交流输入电压VAC102穿过零电压时，调光器电路104将输入连接到功率转换器。在用户设置的给定时间量之后，调光器电路104随后在半个循环的剩余时间内断开交流输入电压VAC 102。根据期望的调光量，调光器电路104控制交流输入电压VAC 102与功率转换器100断开的时间量。通常，想要的调光越多对应于调光器电路104断开交流输入电压VAC 102越长的一段时期。
整流器108接收和整流调光器输出电压VDO 106并且输出经整流的电压VRECT 109。整流器108被进一步耦接到能量传递元件T1 110。在一些实施方案中，能量传递元件T1 110可以是耦接的电感器、变压器或电感器。所示的能量传递元件T1 110包括两个绕组，即初级绕组112和次级绕组114。然而，应当认识到，能量传递元件T1 110可以有多于两个的绕组。功率转换器100利用能量传递元件T1 110以在初级绕组113与次级绕组114之间传递能量。初级绕组112进一步耦接到开关S1 116，该开关则进一步耦接到输入返回117。
另外，在图1的实施例中箝位电路118例示为耦接在能量传递元件T1110的初级绕组112的两端。滤波电容器CF 121可以如所示被耦接到初级绕组112，并且从开关S1 116中过滤高频电流。对于一些应用，滤波电容器CF 121的大小可以大到足以使得将大体上恒定的直流电压施加到能量传递元件T1 110。然而对于其他应用，滤波电容器CF 121的大小可以小到足以使得施加到能量传递元件T1 110的电压大体上跟随经整流的电压VRECT109。能量传递元件T1 110的次级绕组114耦接到整流器D1 120，在所示的实施例中该整流器被例示为二极管。然而，整流器D1 120可以是用作同步整流器的晶体管。输出电容器C1 122和负载124二者都示为耦接到整流器D1 120和输出返回123。将输出提供到负载124，并且可以作为经调节的输出电压VO 136、经调节的输出电流IO 138或者上述两个的组合来提供该输出。在一个实施方案中，负载124可以是发光二极管(LED)、LED模块或LED阵列。
功率转换器100进一步包括用于调整输出的电路，该输出被例示为输出量UO 140。通常，输出量UO 140是输出电压VO 136、输出电流IO 138或者上述两个的组合。将感测电路126耦接以感测输出量UO 140并提供反馈信号UFB 142，该反馈信号表示输出量UO 140。
控制器128耦接到感测电路126并且从感测电路126接收反馈信号UFB142。控制器128进一步包括用于接收电压感测信号144、电流感测信号147的端子以及用于向功率开关S1 116提供驱动信号150的端子。在图1的实施例中，电压感测信号144可以表示经整流的电压VRECT 109。然而，在其他实施例中，电压感测信号144可以表示调光器输出电压VDO 106。电压感测信号144可以是电压信号或电流信号。电流感测信号147可以表示功率开关S1 116中的开关电流ID 146。电流感测信号147也可以是电压信号或电流信号。另外，控制器128向功率开关S1 116提供驱动信号150以控制功率开关S1 116的各种切换参数，所述切换参数控制能量从功率转换器100的输入端到功率转换器100的输出端的传递。这样的参数的示例可以包括功率开关S1 116的切换频率、切换周期、占空比或分别的接通次数和断开次数。
开关S1 116响应于驱动信号150而被打开或闭合。在运行中，开关S1116的切换在整流器D1 120上产生脉动电流。电流被输出电容器C1 122过滤以产生大体上恒定的输出电压VO 136、输出电流IO 138或者上述两个的组合。在一个实施例中，开关S1 116可以是晶体管，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。在另一个实施例中，可以将控制器128实现为单片集成电路或可以通过分立电气部件或分立部件与集成部件的组合来实现控制器。控制器128和开关S1 116能够形成被制造为混合集成电路或者单片集成电路的集成电路的一部分。
如图1中所例示的，控制器128进一步包括频率确定电路132、振荡器134和驱动电路130。将驱动电路130耦接以响应于反馈参考信号UREF 142而(经由驱动信号150)控制开关116的切换。另外，还可以将驱动电路130耦接以对电流感测信号147、系统时钟149以及频率信号UFQ 148响应。尽管在图1中例示了单个控制器，但应当认识到，功率转换器100可以使用多个控制器。另外，驱动电路130、频率确定电路132以及振荡器134不需要在单个控制器内。
频率确定电路132被耦接以接收电压感测信号144并产生频率信号UF148，该频率信号表示电压感测信号144的频率。如以上所提到的，电压感测信号144可以表示经整流的电压VRECT 109或调光器输出电压VO 106的频率。交流输入电压VAC 102的全线路频率和半线路频率可以根据经整流的电压VRECT 109或调光器输出电压VO 106获得。换句话说，频率信号UFQ 148可以表示交流输入电压VAC 102的全线路频率或半线路频率。
振荡器134可被耦接以接收频率信号UFQ 148并输出具有振荡器频率fOSC的系统时钟，该系统时钟与频率信号UFQ 148同步。振荡器频率fOSC比交流输入电压VAC 102的全线路频率和半线路频率快得多。振荡器134可以改变振荡器频率fOSC，使得在频率信号UFQ 148的一个循环内有固定数量的系统时钟循环，该频率信号表示电压感测信号144的频率。
频率确定电路132可以通过感测正交叉并测量正交叉之间的时间来确定电压感测信号144的频率。自先前感测的正交叉起经过第一时间量(诸如消隐时间，X个循环)并且已经感测到零交叉之后，当输入电压(诸如经整流的电压VRECT 109)大于第一阈值时，可以感测到正交叉。当在大体上等于第二时间量(Y个时钟循环)的最小时间长度内输入电压(诸如经整流的电压VRECT 109)小于第二阈值时，可以感测到零交叉。
频率确定电路132还验证正交叉。当已经验证正交叉无效时，这表明先前的在正交叉之间的测量可能已经错误。如果自先前感测的零交叉起已经经过第三时间量(Z个循环)之前感测到另一个零交叉，则可以认为先前的正交叉无效(并且可以认为先前感测的零交叉无效)。
频率确定电路132通过测量正交叉之间的时间来确定频率。如将进一步讨论的，可以使用计数器测量正交叉之间的时间。当感测到正脉冲时，计数器将其内部计数输出并保存到一个寄存器并且计数器重置。将该保存的内部计数作为频率信号UFQ 148输出。然而，如果确定了先前的正交叉无效，则将计数器先前保存的内部计数(即频率信号UFQ 148)加回到计数器，并且计数器继续计数直到下一个正交叉为止。
图2例示了交流输入电压VAC 202、调光器输出电压VDO 206以及经整流的电压VRECT209的示例波形。具体地，图2例示了调光器输出电压VDO206以及产生的用于前沿TRIAC调光的经整流的电压VRECT 209。
通常，交流输入电压VAC 202是具有被称为全线路循环TFL 211的交流输入电压VAC202的周期的正弦波形。算术性地：VAC＝VPsin(2πfLt)，其中VP 207是交流输入电压VAC的峰值电压，并且fL是交流输入电压VAC 202的频率。应当认识到的是，全线路循环TFL 211是频率fL(也被称为全线路频率)的倒数，或者算术性地：
Figure BDA0001068590400000121
如图2中所示，交流输入电压VAC 202的全线路循环TFL 211被表示为交流输入电压VAC 202的每隔一个零交叉之间的时间长度。进一步地，半线路循环THL 213是两倍频率fL(也被称为半线路频率)的倒数，或者算术性地：
Figure BDA0001068590400000122
如所示的，交流输入电压VAC 202的半线路循环THL 213被表示为连续的零交叉之间的时间长度。
对于前沿调光，当交流输入电压VAC 202穿过零电压时，调光器电路将交流输入电压VAC 202与功率转换器断开。在给定的时间量之后，调光器电路将交流输入电压VAC 202与功率转换器重新连接并且调光器输出电压VDO 206大体上跟随交流输入电压VAC 202。换句话说，调光器电路在半线路循环THL 213的一部分期间断开交流输入电压202，这样限制了供给到负载(诸如LED灯)的功率量。整流器电路将调光器输出电压VDO 206整流，从而提供如所示的经整流的电压VRECT 209。对于图2中的实施例，经整流的电压VRECT 209大体上等于对应于当调光器电路104将交流输入电压VAC202与功率转换器断开时的零电压。当调光器电路将交流输入电压VAC 202重新连接到功率转换器时，经整流的电压VRECT 209大体上跟随调光器输出电压VDO 206以及交流输入电压VAC 202的正幅度。或者算术性地：VRECT＝|VDO|。
图2中进一步例示了第一阈值V1251和第二阈值V2252，所述第一阈值和第二阈值可以用于感测正交叉和零交叉。如所例示的，正交叉可以对应于当经整流的电压VRECT 209从零增大时的情况。如将讨论的，可以通过自先前感测的正交叉起已经经过第一时间量(诸如消隐时间，X个循环)以及已经感测到零交叉之后，确定何时经整流的电压VRECT 109大于第一阈值V1251来感测正交叉。零交叉通常存在于当经整流的电压VRECT 209大体上等于零时，并且通过确定在大体上等于第二时间量(Y个时钟循环)的最小时间长度内经整流的电压VRECT 109小于第二阈值V2252来感测零交叉。应当注意到，经整流的电压VRECT 209的正交叉之间的持续时间大体上等于半线路循环THL 213。由此，可以利用感测到的正交叉来确定半线路循环THL 213和半线路频率
Figure BDA0001068590400000131
在一个实施例中，对于高线路设计(230VAC)，第一阈值V1251可以大体上是109伏特(V)而第二阈值V2252可以是80V。对于低线路设计(120VAC)，所述值可以被重新调整(例如，除以2)。当与具有显著的断开状态漏电流的调光器电路一起工作时，对这些阈值的选择可以是检测最宽的可能的导通时间之间的平衡。
图3例示了当在一个半线路循环THL内调光器电路不启动时的经整流的电压VRECT309的示例波形。在时刻t1，当经整流的电压VRECT 309从零增大时发生正交叉。如所例示的，由于调光器电路未启动，可以在经整流的电压VRECT 309的波形上看到多个反向。在时刻t2，经整流的电压VRECT 309下降到第二阈值V2以下。在时刻t3，经整流的电压VRECT 309增大到第一阈值V1和第二阈值V2以上。如果使用阈值检测，则在时刻t3可能错误地感测到正交叉和半线路频率。
图4A例示了示例频率确定电路432，该频率确定电路包括比较器453和454、正交叉感测电路455、零交叉感测电路456、消隐电路457、验证电路458以及测量电路459。在图4A中进一步例示了电压感测信号444、频率信号UFQ 448、第一阈值V1451、第二阈值V2452、正交叉信号UPCS 460、零交叉信号UZC 461、消隐信号UBLANK 462以及无效信号UINVALID 463。
比较器453和454被耦接以接收电压感测信号444，该电压感测信号可表示经整流的电压VRECT。还可以将比较器453耦接以接收第一阈值V1451。具体地，在比较器453的非反相输入端接收电压感测信号444，而在比较器453的反相输入端接收第一阈值V1 451。比较器453的输出端耦接到正交叉感测电路455。在运行中，当电压感测信号444(即，经整流的电压VRECT)大于第一阈值V1 451时，比较器453的输出为逻辑高。比较器454还被耦接以接收第二阈值V2 452。具体地，在比较器454的反相输入端接收电压感测信号444，而在比较器454的非反相输入端接收第二阈值V2 452。比较器454的输出端耦接到零交叉感测电路456以及验证电路458。在运行中，当电压感测信号444(即，经整流的电压VRECT)小于第二阈值V2 452时，比较器454的输出为逻辑高。
零交叉感测电路456响应于比较器454的输出而输出零交叉信号UZC461。零交叉信号UZC 461可以是变化长度的逻辑高段部和逻辑低段部的矩形脉冲波形。在一个实施例中，当已经感测到零交叉时，零交叉感测电路456输出逻辑高值。在运行中，当在大体上等于第二时间量(Y个时钟循环)的最小持续时间内电压感测信号444小于第二阈值V2 452时，可以感测到零交叉。可以将第二时间量(并且由此Y个数量的时钟循环)的值选择为当调光器电路处于全导通状态时电压感测信号444小于第二阈值V2 452的时间量。在一个实施例中，第二时间量可以是35个系统时钟循环。可以由正交叉感测电路455和验证电路458接收零交叉信号UZC 461。
正交叉感测电路455被耦接以接收比较器453的输出、零交叉信号UZC461以及消隐信号UBLANK 462，并且正交叉感测电路输出正交叉信号UPCS460。在一个实施例中，正交叉感测信号UPCS 460是当感测到正交叉时跳动到逻辑高值(并且快速下降到逻辑低值)的脉冲信号。自先前感测的正交叉起已经经过第一时间量(消隐时间，X个循环)并且已经感测到零交叉之后，当电压感测信号455大于第一阈值V1 451时，可以确定正交叉。可以将第一时间量(X个系统时钟循环)选择为小于期望的最短半线路周期的持续时间。在一个实施例中，第一时间量可以是285个系统时钟循环。
可以由消隐电路457提供消隐时间。消隐信号UBLANK 462是具有变化长度的逻辑高段部和逻辑低段部的矩形脉冲波形。在一个实施例中，消隐信号UBLANK 462阻止正交叉感测电路455响应比较器453的输出和/或零交叉信号UZC 461。在一个实施例中，响应于正交叉信号UPCS 460而输出消隐信号UBLANK 462。当正交叉信号UPCS 460指示已经感测到脉冲时，消隐电路457输出消隐信号UBLANK 462以阻止正交叉感测电路455在第一时间量(消隐时间，X个循环)中响应比较器453。还可以将消隐电路457耦接以响应无效信号UINVALID 463。如将进一步讨论的，当验证电路458确定正交叉为无效时，无效信号UINVALID 463输出一个脉冲。由此，消隐电路457重新使正交叉感测电路455能够响应于无效信号UINVALID 463而感测正交叉。
验证电路458被耦接以接收零交叉信号UZC 461、消隐信号UBLANK 462以及比较器454的输出，并且验证电路输出无效信号UINVALID 463。类似于正交叉感测信号UPCS 460，无效信号UINVALID 463是当验证电路458确定正交叉感测信号UPCS 460中最新的脉冲为无效时跳动到逻辑高值(并且快速下降到逻辑低值)的脉冲信号。当在已经经过第三时间量(Z个循环)之前已经由零交叉感测电路456感测到另一个零交叉时，验证电路458确定正交叉感测信号UPCS 460中最新的脉冲为无效。可以将第三时间量选择为在最高可能的振荡器频率下大于两个已验证的零交叉之间的持续时间。进一步地，可以将第三时间量选择为小于有效的零交叉与下一个半线路循环的零交叉之间的持续时间。在一个实施例中，第三时间量可以大体上为80个系统时钟循环。当零交叉感测电路456指示已经感测到零交叉时，验证电路458使计数器能够开始计数器/计时器工作。可以由消隐信号UBLANK 462或比较器454的输出来重置计数器/计时器。如果计数器/计时器达到第三时间量(Z个循环)并且零交叉感测电路456没有感测到另一个零交叉，则先前的零交叉和正交叉为有效。
测量电路459被耦接以接收正交叉信号UPCS 460和无效信号UINVALD463，并且测量电路输出频率信号UFQ 448。频率信号UFQ 448可以表示电压感测信号444的频率。例如，当电压感测信号444表示经整流的电压VRECT时，频率信号UFQ 448可以表示半线路频率和半线路循环THL。在一个实施例中，频率信号UFQ 448是数字信号。在运行中，测量电路459测量正交叉信号UPCS 460中的脉冲之间的时间。当接收到正交叉信号UPCS 460中的脉冲时，测量电路459将所测量的值作为频率信号UFQ 448保存并输出。然后测量电路459重置测量值。然而，无效信号UINVALID 463中的脉冲指示先前的测量(即，频率信号UFQ 448)是错误的。响应于无效信号UINVALID 463，测量电路459将频率信号UFQ的值增加到测量电路459的当前测量值上。测量电路459继续测量直到正交叉信号UPCS 460的下一个脉冲为止。
图4B以更详细的方式进一步例示了图4A的一个示例频率测量电路432。类似于图4A，图4B被示为包括比较器453和454、正交叉感测电路455、零交叉感测电路456、消隐电路457、验证电路458以及测量电路459。正交叉感测电路455被示为包括与(AND)门464以及单稳多谐振荡器465(也被称为单触发电路(one shot)465)。零交叉感测电路456包括计数器470、与门471、或(OR)门472、比较器473、锁存器474以及单触发电路475。消隐电路457被示为包括计数器466、比较器467、与门468以及加载电路469。验证电路458包括计数器476、比较器477、与门478和479、单触发电路480以及与门481。测量电路459包括计数器482、寄存器483以及加载电路484。图4B中进一步例示了电压感测信号444、第一阈值V1451、第二阈值V2452、正交叉信号UPCS 460、零交叉信号UZC 461、消隐信号UBLANK 462、无效信号UINVALID 463、频率信号UFQ 448以及系统时钟fOSC 449。
正交叉感测电路455包括与门464，该与门被耦接以接收比较器453的输出、消隐信号UBLANK 462以及零交叉信号UZC 461。与门464的输出耦接到单触发电路465的输入，并且单触发电路465的输出为正交叉信号UPCS460。在运行中，当与门464的输入全部为逻辑高值时，与门464输出逻辑高值。换句话说，当电压感测信号444大于第一阈值V1 451、消隐信号UBLANK462指示消隐时间(X个循环)结束并且零交叉信号UZC 461指示已经感测到零交叉时，与门464输出逻辑高值。单触发电路465响应于其输入(与门464的输出)的上升沿而输出一个脉冲。由此，当电压感测信号444大于第一阈值V1 451、消隐信号UBLANK 462指示消隐时间(X个系统时钟循环)结束并且零交叉信号UZC 461指示已经感测到零交叉时，正交叉信号UPCS460跳动到逻辑高值。
如以上提到的，消隐电路457输出消隐信号UBLANK 462以阻止正交叉感测电路455响应比较器453的输出。进一步地，消隐信号UBLANK 462阻止正交叉感测电路455在正交叉信号UPCS 460的脉冲之后的X个系统时钟循环内响应。在一个实施例中，消隐信号UBLANK 462的逻辑低值阻止正交叉感测电路455响应。消隐信号UBLANK 462为逻辑低的持续时间可以被称为消隐时间。如所例示的，计数器466被耦接以在其重置输入端接收正交叉信号UPCS 460。计数器466还被耦接以在其时钟输入端接收与门468的输出。计数器466还被耦接以响应于无效信号UINVALID 463而被加载电路469加载数值X。计数器466的内部计数由比较器467接收并与数值X相比较。数值X表示第一时间段，或者消隐时间的X个系统时钟循环。当计数器466的内部计数大于或等于X时，比较器467输出逻辑高值。与门468被耦接以接收比较器467的反相输出(如在与门468的输入端用小圆圈所指示的)和系统时钟449。与门468的输出确定计数器466多快地增加或减少其内部计数。
在运行中，当正交叉信号UPCS 460跳动到指示已经感测到正脉冲的逻辑高值时，计数器的内部计数重置为零。计数器随着与门468的输出的每个前沿而增加。在一个实施例中，系统时钟fOSC 449是具有大体上等于振荡器周期TOSC的前沿之间的时间的脉冲波形。由此，当比较器467的输出为逻辑低(即，计数器466的内部计数小于X)时，计数器以系统时钟fOSC 449的速度增加。当计数器466的内部计数达到X时，计数器466停止计数。进一步地，消隐信号UBLANK 462转变到指示消隐时间结束的逻辑高值。另外，加载电路469响应于无效信号UINVALID 463的前沿(或脉冲)而向计数器466加载数值X。由此，比较器467的输出是逻辑高值，并且消隐信号UBLANK 462不阻止正交叉感测信号455响应比较器453的输出。
当在电压感测信号444(经整流的电压VRECT)中感测到零交叉时，零交叉感测电路456对于零交叉信号UZC 461输出逻辑高值。如以上所提到的，当在至少第二时间量(Y个系统时钟循环)内电压感测信号444(经整流的电压VRECT)小于第二参考V2 454时，感测到零交叉。图4B中所例示的，计数器470被耦接以在其时钟输入端接收与门471的输出并且在其重置输入端接收或门472的输出。内部计数是计数器470的输出，该输出被耦接到比较器473并且与数值Y相比较，数值Y表示Y个系统时钟循环。计数器473的输出端耦接以被锁存器474(在设置输入端)和单触发电路475二者接收。如所例示的，锁存器474的Q输出端是零交叉信号UZC474。与门471被耦接以接收比较器454的输出、反相的零交叉信号UZC 474(如在与门471的输入端由小圆圈所示的)以及系统时钟fOSC 449。或门472被耦接以接收比较器454的反相输出(如在或门472的输入端用小圆圈所指示的)和单触发电路475的输出。进一步地，由比较器454的反相输出(如在锁存器474的重置输入端用小圆圈所指示的)来重置锁存器474。
在运行中，当电压感测信号444(经整流的电压VRECT)小于第二阈值V2 452(比较器454的输出为逻辑高)并且零交叉信号UZC 461指示还未感测到零交叉(零交叉信号UZC 461为逻辑低)时，计数器470随着系统时钟fOSC 449的前沿而增加计数器的内部计数。当计数器470的内部计数大于Y时或者当电压感测信号444(经整流的电压VRECT)大于第二阈值V2 452(比较器454的输出为逻辑低)时，可以重置计数器470的内部计数。进一步地，当比较器473的输出为逻辑高(表明计数器470的内部计数大于Y)时，零交叉信号UZC 461转变到逻辑高值。
如果还没有感测到零交叉(零交叉信号UZC 461为逻辑低)，则当电压感测信号444(经整流的电压VRECT)小于第二阈值V2 452时，计数器470增加其内部计数。如果电压感测信号444(经整流的信号VRECT)先于计数器470的内部计数达到Y而超过第二阈值V2 452，则计数器470被重置到零并且不增加其内部计数直到电压感测信号444下降到第二阈值V2 452以下为止。然而，如果电压感测信号444保持在第二阈值V2 452以下，使得计数器470的内部计数超过Y，则设置锁存器474并且零交叉信号UZC461转变到逻辑高值。一旦计数器470的内部计数超过Y，则比较器473触发单触发电路475并且计数器470被重置。另外，零交叉信号UZC461此时为逻辑高，并且与门471的输出为逻辑低，并且计数器470不增加。如果电压感测信号超过第二阈值V2 452，则重置锁存器474，并且零交叉信号UZC 461转变到逻辑低值。一旦零交叉信号UZC 461为逻辑低，则当电压感测信号下降到第二阈值V2 452以下时，计数器470可以增加。
验证电路458输出指示最后感测的正交叉(即，正交叉信号UPCS 460中最后的脉冲)和最后感测的零交叉是否有效的无效信号UINVALID 463。如果确定为无效，则无效信号UINVALID463跳动到逻辑高值。当自第一零交叉起在已经过去Z个系统时钟循环之前感测到第二零交叉(即，在Y个系统时钟循环内电压感测信号444小于第二阈值V2)时，验证电路458确定最后感测的正交叉为无效。计数器476被耦接以在其使能输入端接收零交叉信号UZC 461、在其重置输入端接收与门481的输出并且在其时钟输入端接收与门478的输出。计数器476的内部计数被输出到比较器477并且与数值Z比较，该数值Z表示Z个系统时钟循环。与门478被耦接以接收比较器477的反相输出(如在与门478的输入端用小圆圈所指示的)和系统时钟fOSC449。与门481被耦接以接收比较器454的反相输出和反相的消隐信号UBLANK 462(如在与门482在两个输入端用圆圈所指示的)。比较器477的反相输出还被与门479(如用小圆圈所指示的)接收。与门479还接收零交叉感测电路456的比较器473的输出。比较器473的输出还指示在Y个系统时钟循环内电压感测信号444小于第二阈值V2。单触发电路480被耦接以接收与门479的输出，并且单触发电路输出无效信号UINVALID 463。
在运行中，计数器476在零交叉信号UZC 461的前沿(即，当零交叉信号UZC 461转变到逻辑高值)开始增加计数器的内部计数(即，被使能)。计数器476在与门478的输出的前沿继续增加。如所示的，当计数器的内部计数小于Z(比较器477的输出为逻辑低)时，计数器476随着系统时钟fOSC 449的前沿增加其内部计数。当消隐信号UBLANK 462为逻辑低并且电压感测信号444大于第二阈值V2 452时，可以重置计数器476。当比较器473的输出为逻辑高(计数器470的内部计数大于Y)、并且比较器477的输出为逻辑低(计数器476的内部计数小于Z)表明自计数器476被使能起过去Z个系统时钟循环之前感测到另一个零交叉时，单触发电路480被触发以输出无效信号UINVALID 463中的一个脉冲。
测量电路459测量正交叉信号UPCS 460的脉冲之间的时间(具体地，前沿之间的时间)。计数器482被耦接以在其使能输入端和重置输入端接收正交叉信号UPCS 460。计数器482的输出端耦接到寄存器483的输入端。如所示的，寄存器483的输出为频率信号UFQ 448。加载电路484被耦接以接收频率信号UFQ 448和无效信号UINVALID 463。加载电路484的输出由计数器482接收。
在运行中，当计数器482接收到正交叉信号UPCS 460的脉冲时，计数器482将其内部计数输出到寄存器483。寄存器483保存内部计数并且将内部计数作为频率信号UFQ 448输出。频率信号UFQ 448还被保存到加载电路484。然后计数器482重置到零并且开始以系统时钟fOSC 449(未示出的时钟输入)的速度增加其内部计数。然而，当无效信号UINVALID 463中有脉冲时，这指示正交叉信号UPCS 460中先前的脉冲无效，并且由此频率信号UFQ448的当前值也无效。如所例示的，加载电路484被耦接以接收无效信号UINVALID 463，并且加载电路响应于无效信号UINVALID 463的脉冲而用频率信号UFQ 448的当前值加载计数器482。计数器482将频率信号UFQ 448的当前值增加到其内部计数并继续增加。由此，频率确定电路432测量电压感测信号444的频率。
图5例示了包括用于经整流的电压VRECT 509、正交叉信号UPCS 560、消隐信号UBLANK562、零交叉信号UZC 561、无效信号UINVALID 563以及系统时钟549的示例波形的时序图500。如所示的，经整流的电压VRECT 509的半线路循环THL 513大体上等于所感测的正交叉(正交叉信号UPCS 560的脉冲)之间的时间。进一步地，系统时钟549由比半线路循环THL 513短得多的振荡周期TOSC 584来表征。换句话说，系统时钟549的频率比经整流的电压VRECT 509的半线路频率快得多。
在左手侧，经整流的电压VRECT 509增大到第一阈值V1 551和第二阈值V2 552二者以上，并且正交叉信号UPCS 560跳动到逻辑高值指示已经感测到正脉冲且消隐时间TX(表示X个系统时钟循环)开始(如消隐信号UBLANK 562中在时间TX内由逻辑低值所例示的)。
经整流的电压VRECT 509在时刻t5下降到第二阈值V2 552以下，并且在时刻t6上升到第二阈值V2 552以上。这种下落可能是由于未启动的调光器电路。时刻t6与时刻t5之间的差被表示为时间段T1。时间段T1小于时间段TY(表示Y个系统时钟循环)，并且由此零交叉感测电路不感测零交叉且零交叉信号UZC 561保持逻辑低。由此正交叉感测电路不检测正交叉。
经整流的电压VRECT 509在时刻t7下降到第二阈值V2 552以下并且在时刻t8上升到第二阈值V2 552以上。这种下落可能是由于未启动的调光器电路。时刻t8与时刻t7之间的差被表示为时间段T2。如所示的，在时刻t7以前，用于消隐信号UBLANK 562的消隐时间TX已经过去且消隐信号UBLANK562为逻辑高。时间段T2也大于时间段TY(表示Y个系统时钟循环)，并且由此零交叉感测电路感测零交叉且在时刻t7之后经过时间段TY零交叉信号UZC 561转变到逻辑高值。在时刻t8，经整流的电压VRECT 509也增大到第一阈值V1 551以上。由此，正交叉信号UPCS 560在时刻t8转变到逻辑高值。一旦正交叉信号UPCS 560转变到逻辑高值，消隐信号UBLANK 562开始消隐时间并且转变到逻辑低值。进一步地，零交叉信号UZC 561重置并且下降到逻辑低值。
然而，如所例示的，在时刻t8感测的正交叉不是正确的正交叉(正确的正交叉在时刻t11处)。在时刻t9，经整流的电压VRECT 509下降到第二阈值V2 552以下。经整流的电压VRECT509在时间段TY(示为时刻t10与时刻t9之间的差)内保持在第二阈值V2 552以下并且零交叉信号UZC 561转变到逻辑高值。从零交叉信号UZC 561的先前的前沿起经过时间段T3，零交叉信号UZC 561转变到逻辑高值。如所示的，时间段T3小于时间段TZ(表示Z个系统时钟循环)，并且由此验证电路确定先前的在时刻t7与t8之间感测的零交叉为无效，并且由此在时刻t8感测的正交叉也为无效。如所例示的，在时刻t10无效信号UINVALID 563产生脉冲。响应于无效信号UINVALID 563的脉冲，在消隐信号UBLANK 562转变到逻辑高值时用于消隐信号UBLANK 562的消隐时间结束，这允许正交叉感测电路响应经整流的电压VRECT 509与第一阈值V1 551之间的比较。在时刻t11，当消隐信号UBLANK 562和零交叉信号UZC 561都为逻辑高时经整流的电压VRECT 509超过第一阈值V1 551，并且正交叉感测电路在正交叉信号UPCS 560中输出脉冲。响应于正交叉信号UPCS 560中的脉冲，消隐信号UBLANK 562和零交叉信号UZC 561都下降到逻辑低值。
在右手侧的下一个半线路循环THL 513例示了当没有不启动时的信号。在时刻t11感测到正脉冲。在时刻t12，当消隐时间TX结束(并且由此消隐信号UBLANK 562为逻辑高)之后，经整流的电压VRECT 509下降到第二阈值V2 552以下。进一步地，经整流的电压VRECT 509在至少时间段TY内保持在第二阈值V2 552以下。由此在时刻t13(其在时刻t12之后经过时间段TY)，零交叉信号UZC 561转变到逻辑高值。在时刻t14，时间段TZ已经过去而未感测到另一个零交叉，并且由此验证在时刻t13感测的零交叉和在时刻t11感测的正交叉。在时刻t15，当消隐信号UBLANK 562和零交叉信号UZC 561都为逻辑高时，在经整流的电压VRECT 509超过第一阈值V1 551时，感测到正交叉，并且正交叉感测电路在正交叉信号UPCS 560中输出脉冲。响应于正交叉信号UPCS 560的脉冲，消隐信号UBLANK 562和零交叉信号UZC 561都下降到逻辑低值。
图6是例示包括时钟频率调节器690和时钟频率发生器692的示例振荡器734的框图。在图6中还例示了频率信号UFQ 648、频率调节信号FADJ694以及系统时钟649。振荡器734可以是系统时钟649的频率和周期TOSC684与频率信号UFQ 648同步的同步振荡器的一个实施例。换句话说，不管频率信号UFQ 648的周期的持续时间是多少，都出现相同数量的系统时钟649的振荡器周期TOSC 648。
如以上所提到的，频率信号UFQ 648可以表示经整流的电压VRECT的半线路循环的周期和频率。进一步地，频率信号UFQ 648可以是指示经整流的电压VRECT的半线路循环的长度的数字计数信号。时钟频率调节器690被耦接以接收频率信号UFQ 648并且可以将频率调节信号FADJ 694输出到时钟频率发生器692。时钟频率发生器692输出系统时钟649，并且利用频率调节信号FADJ 694以确定振荡器周期TOSC 684的长度。
在一个实施例中，用于频率信号UFQ 648的较大的数字计数可指示振荡器周期TOSC684可能太短了。由此，频率调节信号FADJ 694向时钟频率发生器692指示以增大系统时钟的振荡器周期TOSC 684的持续时间，反之亦然。
图7是例示用于测量输入信号频率的示例方法的流程图600。在块605，检测到正交叉。在块610，响应于所检测的正交叉，将测量电路的内部计数保存为频率信号。接着，方法行进到块615，在块615测量电路的内部计数在此被重置。在此时，方法行进到块620和块625二者。在块620，方法等待X个时钟循环。在块625，方法检测经整流的电压VRECT是否小于第二阈值V2。在块630，确定是否已经过去Y个时钟循环。如果还没有过去Y个时钟循环，方法返回到块625。如果已经过去Y个时钟循环，则方法行进到块635并且检测到零交叉。在块640，如果在块620、625、630和635中的方法已经完成之后经整流的电压VRECT大于第一阈值V1，则方法返回到块605并且检测到正交叉。如果不是这样，方法返回到块640开始处。
进一步地，在块635之后，方法还继续到块645，在块645启动用于Z个循环的计时器。在块650，确定是否在Z个系统时钟循环完成之前检测到另一个零交叉。如果答案为否，方法行进到块655并且先前的零交叉为有效。如果答案为是，方法行进到块660并且先前的零交叉和正交叉为无效。在块665，频率信号的保存值被增加到测量电路的内部计数。在块670，该方法恢复正交叉信号的检测且移除任何消隐时间，并且然后返回到块640。
本发明的例示实施例的上述描述，包括摘要中所描述的内容，不旨在是穷举性的也不限于公开的确切形式。虽然为了例示的目的在此描述了本发明的具体实施方案和实施例，但是在不背离本发明的较宽泛的精神和范围下，能够有各种等同的修改。实际上，认识到，具体的示例电压、电流、频率、功率范围值、时间等都是为解释的目的而提供，以及也可以在根据本发明的教导的其他实施方案和实施例中使用其他值。

Claims (30)

1.一种频率确定电路，包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以感测被耦接以从调光器电路接收的输入电压的正交叉，输入电压的正交叉的感测响应于在所述输入电压的零交叉之后在已经经过第一阈值数量的循环之后所述输入电压大于第一阈值电压而进行，其中所述输入电压的零交叉是响应于所述输入电压小于第二阈值电压长达第二阈值数量的循环而检测到的；
验证电路，所述验证电路被耦接到所述正交叉感测电路以在已经出现所述输入电压的正交叉之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉，其中所述验证电路被耦接以响应于在第三阈值数量的循环结束之前感测到所述输入电压的另一个零交叉而感测所述输入电压的无效的先前的零交叉和正交叉；以及
测量电路，所述测量电路被耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路包括被耦接到测量寄存器的测量计数器，其中所述测量计数器的测量计数被耦接以被保存在所述测量寄存器中，并且其中所述测量计数器被耦接以响应于从所述正交叉感测电路接收的每个正交叉脉冲而被重置，其中所述测量寄存器的输出信号表示所述输入电压的频率。
2.根据权利要求1所述的频率确定电路，其中，所述测量电路被耦接以响应于接收到由所述验证电路断言的无效信号而使保存在所述测量寄存器中的值无效。
3.根据权利要求1所述的频率确定电路，其中，在所述测量寄存器中保存的值被耦接以响应于所述验证电路而被增加到所述测量计数器的测量计数，其中所述验证电路被耦接以使所述正交叉感测电路能够在不等待所述第一阈值数量的循环的情况下感测正交叉。
4.根据前述权利要求1所述的频率确定电路，进一步包括第一比较器，所述第一比较器被耦接以比较所述输入电压和所述第一阈值电压，其中所述第一比较器的输出被耦接以由所述正交叉感测电路接收。
5.根据权利要求4所述的频率确定电路，其中，所述正交叉感测电路包括第一单触发电路，所述第一单触发电路被耦接以在所述输入电压的先前感测的正交叉之后已经经过所述第一阈值数量的循环后响应于所述第一比较器的输出以及所述输入电压的零交叉。
6.根据权利要求1所述的频率确定电路，进一步包括第二比较器，所述第二比较器被耦接以比较所述输入电压和所述第二阈值电压，其中所述第二比较器的输出被耦接以由所述正交叉感测电路接收。
7.根据权利要求6所述的频率确定电路，进一步包括零交叉感测电路，所述零交叉感测电路被耦接以接收所述第二比较器的输出从而感测所述输入电压的零交叉，其中所述零交叉感测电路的零交叉输出被耦接以由所述正交叉感测电路和所述验证电路接收。
8.根据权利要求7所述的频率确定电路，其中所述零交叉感测电路包括：
第一计数器电路，所述第一计数器电路被耦接以响应于振荡信号和所述第二比较器的输出端的输出信号而被计时；
锁存器，所述锁存器被耦接以响应于所述第一计数器电路的输出表示大于所述第二阈值数量的循环的第一计数而被设置，其中所述锁存器被耦接以响应于所述第二比较器的输出端的输出信号而被重置，其中所述第一计数器电路还被耦接以响应于所述锁存器的输出而被计时；以及
第二单触发电路，所述第二单触发电路被耦接以响应于所述第一计数器电路的输出表示大于所述第二阈值数量的循环的所述第一计数，其中所述第一计数器电路还被耦接以响应于所述第二单触发电路的输出或所述第二比较器的输出而被重置。
9.根据权利要求8所述的频率确定电路，进一步包括消隐电路，所述消隐电路被耦接以从所述正交叉感测电路接收正交叉脉冲，其中消隐信号被耦接以由所述消隐电路输出，所述消隐信号被耦接以由所述正交叉感测电路和所述验证电路接收。
10.根据权利要求9所述的频率确定电路，其中，所述消隐电路进一步包括第二计数器电路，所述第二计数器电路被耦接以响应来自所述正交叉感测电路的正交叉脉冲，其中所述第二计数器电路被耦接以响应于来自所述正交叉感测电路的正交叉脉冲而被重置，其中所述消隐信号被耦接以响应于所述第二计数器电路的输出表示大于或等于所述第一阈值数量的循环的第二计数，并且其中所述第二计数器电路被耦接以响应于振荡信号和所述消隐信号而被计时。
11.根据权利要求10所述的频率确定电路，其中，所述消隐电路被进一步耦接以响应于由所述验证电路断言的无效信号，其中所述第二计数器电路被耦接以在所述验证电路确定先前的正脉冲为无效时将所述第一阈值数量的循环加载到所述第二计数器电路。
12.根据权利要求9所述的频率确定电路，其中所述验证电路包括：
第三计数器电路，所述第三计数器电路被耦接以响应于所述零交叉感测电路的零交叉输出而被使能，其中所述第三计数器电路被耦接以响应于由所述消隐电路输出的消隐信号和所述第二比较器的输出而被重置，并且其中所述第三计数器电路被耦接以响应于振荡信号和所述第三计数器电路的输出表示大于或等于所述第三阈值数量的循环的第三计数而被计时；以及
第三单触发电路，所述第三单触发电路被耦接以响应于所述第三计数器电路的输出表示大于或等于所述第三阈值数量的循环的所述第三计数和所述第一计数器电路的输出表示大于所述第二阈值数量的循环的所述第一计数，其中由所述验证电路断言的无效信号被耦接以响应于所述第三单触发电路而被输出。
13.一种测量输入电压的频率的方法，包括：
检测所述输入电压的正交叉；
将测量电路的内部计数作为频率信号输出并保存；
在所述输出并保存所述测量电路的内部计数之后，重置所述测量电路的内部计数；
响应于检测到在第二阈值数量的时钟循环内所述输入电压小于第二阈值电压而检测零交叉；
在所述检测零交叉时，等待第一阈值数量的循环；
在检测到所述输入电压的另一个正交叉之前，等待直到所述输入电压大于第一阈值电压为止；
开启用于第三阈值数量的循环的计时器；
响应于在所述第三阈值数量的循环内未检测到所述输入电压的另外的零交叉而使零交叉有效；以及
响应于在所述第三阈值数量的循环内检测到所述输入电压的另一个零交叉而使所述零交叉和先前检测的所述正交叉无效，并且将保存的所述频率信号的值增加到所述测量电路的内部计数。
14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括在所述的将保存的所述频率信号的值增加到所述测量电路的内部计数之后，恢复对所述输入电压的正交叉的检测。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一阈值数量的循环为285个循环。
16.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第二阈值数量的循环为35个循环。
17.一种功率转换器，包括：
整流器，所述整流器耦接到调光器电路，所述调光器电路被耦接以接收线路电压；
能量传递元件，所述能量传递元件具有被耦接以从所述整流器接收输入电压的输入端，其中所述能量传递元件的输出端耦接到所述功率转换器的输出端；
功率开关，所述功率开关耦接到所述功率转换器的输入端；以及
控制器，所述控制器被耦接以产生驱动信号，所述驱动信号被耦接以控制所述功率开关的切换从而控制能量通过所述能量传递元件到所述功率转换器的输出端的传递，其中所述控制器包括：
振荡器电路，所述振荡器电路被耦接以响应于频率信号而产生系统时钟；
驱动电路，所述驱动电路被耦接以响应于表示所述功率转换器的输出的反馈信号、所述系统时钟以及所述频率信号而产生所述驱动信号；以及
频率确定电路，所述频率确定电路被耦接以响应于表示所述输入电压的电压感测信号而产生所述频率信号，其中，所述频率确定电路包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以响应于在所述输入电压的零交叉之后在已经经过第一阈值数量的循环之后所述输入电压大于第一阈值电压而感测所述输入电压的正交叉，其中响应于在第二阈值数量的循环内所述输入电压小于第二阈值电压而检测到所述输入电压的零交叉；
验证电路，所述验证电路耦接到所述正交叉感测电路以在所述输入电压的正交叉已经出现之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉，其中所述验证电路被耦接以响应于在第三阈值数量的循环结束之前感测到所述输入电压的另一个零交叉而感测所述输入电压的无效的先前的零交叉和正交叉；以及
测量电路，所述测量电路耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路包括测量计数器，所述测量计数器耦接到测量寄存器，其中所述测量计数器的测量计数被耦接以保存在所述测量寄存器中，并且其中所述测量计数器被耦接以响应于从所述正交叉感测电路接收的每个正交叉脉冲而被重置，其中所述测量寄存器的频率信号表示所述输入电压的频率。
18.根据权利要求17所述的功率转换器，其中，所述振荡器电路包括：时钟频率调节器，所述时钟频率调节器被耦接以响应于所述频率信号而输出频率调节信号；以及
时钟频率发生器，所述时钟频率发生器被耦接以响应于所述频率调节信号而产生所述系统时钟。
19.根据权利要求17所述的功率转换器，进一步包括滤波电容器，所述滤波电容器耦接到所述整流器的输出端以对所述输入电压滤波。
20.根据权利要求17所述的功率转换器，进一步包括箝位电路，所述箝位电路耦接到所述能量传递元件的输入端以箝制所述能量传递元件的输入端上的电压。
21.根据权利要求17所述的功率转换器，进一步包括输出电容器，所述输出电容器耦接到所述能量传递元件的输出端以提供所述功率转换器的输出电压。
22.根据权利要求17所述的功率转换器，进一步包括感测电路，所述感测电路响应于所述功率转换器的输出而提供表示所述功率转换器的输出的反馈信号。
23.一种频率确定电路，包括：
正交叉感测电路，所述正交叉感测电路被耦接以接收输入电压从而感测输入电压的正交叉；
验证电路，所述验证电路耦接到所述正交叉感测电路以在已经出现所述输入电压的正交叉之后验证所述输入电压的先前的零交叉和所述正交叉；以及
测量电路，所述测量电路耦接到所述正交叉感测电路和所述验证电路以计算所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间，其中所述测量电路被耦接以响应于所述输入电压的正交叉脉冲之间的时间而输出表示所述输入电压的频率的频率信号。
24.根据权利要求23所述的频率确定电路，其中，所述输入电压是被耦接以从调光器电路接收的经整流的电压。
25.根据权利要求23所述的频率确定电路，其中，所述正交叉感测电路被耦接以响应于在所述输入电压的零交叉之后在已经经过第一阈值数量的循环之后所述输入电压大于第一阈值电压而感测所述输入电压的正交叉。
26.根据权利要求25所述的频率确定电路，其中，所述输入电压的零交叉被耦接以响应于在第二阈值数量的循环内所述输入电压小于第二阈值电压而被检测到。
27.根据权利要求23所述的频率确定电路，其中，所述验证电路被耦接以响应于在第三阈值数量的循环结束之前感测到所述输入电压的另一个零交叉而感测所述输入电压的无效的先前的零交叉和正交叉。
28.根据权利要求23所述的频率确定电路，其中，所述测量电路包括：测量计数器；以及
测量寄存器，所述测量寄存器耦接到所述测量计数器，其中所述频率信号被耦接以从所述测量寄存器输出。
29.根据权利要求28所述的频率确定电路，其中，所述测量计数器的测量计数被耦接以保存在所述测量寄存器中，并且其中所述测量计数器被耦接以响应于从所述正交叉感测电路接收的每个正交叉脉冲而被重置。
30.根据权利要求29所述的频率确定电路，其中，保存在所述测量寄存器中的值被耦接以响应于所述验证电路而被增加到所述测量计数器的测量计数。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9837916B1 (en) * 2016-07-06 2017-12-05 Semiconductor Components Industries, Llc Method and apparatus for synchronous rectifier
IT201700022263A1 (it) * 2017-02-28 2018-08-28 St Microelectronics Srl Circuito di controllo, alimentatore, apparecchiatura e procedimento corrispondenti
US10211744B2 (en) 2017-05-15 2019-02-19 Stmicroelectronics S.R.L. Secondary side current mode control for a converter
US11387743B2 (en) * 2017-07-20 2022-07-12 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Power supply device and control method for stably operating a device when a frequency of an input power supply fluctuates
US9985522B1 (en) * 2017-09-13 2018-05-29 Nxp Usa, Inc. Digital control algorithm using only two target voltage thresholds for generating a pulse width modulated signal driving the gate of a power MOS to implement a switch mode power supply
US10944337B2 (en) 2017-12-15 2021-03-09 Texas Instruments Incorporated Adaptive zero voltage switching (ZVS) loss detection for power converters
CN108957133A (zh) * 2018-08-13 2018-12-07 国网浙江省电力有限公司绍兴供电公司 变电站电容器采样频率动态评估和选取方法
US11231449B2 (en) * 2018-09-21 2022-01-25 Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. Frequency sensing systems and methods
CN109121252B (zh) * 2018-09-25 2020-05-19 深圳市中州远光照明科技有限公司 一种led驱动电源
US11632054B2 (en) 2019-04-24 2023-04-18 Power Integrations, Inc. Mode operation detection for control of a power converter with an active clamp switch
CN113767558A (zh) * 2019-04-24 2021-12-07 电力集成公司 包括有源非耗散箝位电路以及相应控制器的功率转换器
GB202015555D0 (en) * 2020-10-01 2020-11-18 Thermo Fisher Scient Bremen Gmbh Determining the average frequency of a series of pulses
TWI772215B (zh) * 2021-04-08 2022-07-21 通嘉科技股份有限公司 應用於返馳式電源轉換器的控制器的效率追蹤方法
US11381084B1 (en) 2021-10-05 2022-07-05 Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. Frequency measurement for load shedding and accurate magnitude calculation

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1527471A (zh) * 2003-03-04 2004-09-08 艾斯恩科技股份有限公司 数位调变式功率控制装置
CN102404895A (zh) * 2010-09-09 2012-04-04 陈家德 使用微控制器的照明控制系统与照明控制方法
CN103813597A (zh) * 2014-03-10 2014-05-21 成都芯源系统有限公司 用于照明系统的驱动电路及其计时电路
CN103929854A (zh) * 2014-04-02 2014-07-16 深圳市明微电子股份有限公司 一种led驱动装置及其led调光控制器

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI461095B (zh) * 2009-11-19 2014-11-11 Huizhou Light Engine Ltd 用以控制發光二極體之亮度的方法及裝置
US8553439B2 (en) * 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
US8242766B2 (en) * 2010-04-20 2012-08-14 Power Integrations, Inc. Dimming control for a switching power supply
US9307601B2 (en) * 2010-08-17 2016-04-05 Koninklijke Philips N.V. Input voltage sensing for a switching power converter and a triac-based dimmer
US8610365B2 (en) * 2010-11-04 2013-12-17 Cirrus Logic, Inc. Switching power converter input voltage approximate zero crossing determination
US9178444B2 (en) * 2011-12-14 2015-11-03 Cirrus Logic, Inc. Multi-mode flyback control for a switching power converter
US9560718B2 (en) * 2012-11-02 2017-01-31 Laurence P. Sadwick Dimmer with motion and light sensing
CN104237615B (zh) * 2013-06-09 2019-03-12 中兴通讯股份有限公司 电流过零检测装置、信号获取电路及电路系统

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1527471A (zh) * 2003-03-04 2004-09-08 艾斯恩科技股份有限公司 数位调变式功率控制装置
CN102404895A (zh) * 2010-09-09 2012-04-04 陈家德 使用微控制器的照明控制系统与照明控制方法
CN103813597A (zh) * 2014-03-10 2014-05-21 成都芯源系统有限公司 用于照明系统的驱动电路及其计时电路
CN103929854A (zh) * 2014-04-02 2014-07-16 深圳市明微电子股份有限公司 一种led驱动装置及其led调光控制器

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