CN103582993B - 逆变器驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明的逆变器驱动装置包括：驱动电路，输出功率半导体元件的栅极电压信号；过流保护电路，取得功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第一规定电压值的情况下，从取得发射极侧电压起经过第一规定时间后，向驱动电路输出用于停止栅极电压的输出的故障信号；和齐纳钳位保护电路，取得功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第二规定电压值的情况下，从取得发射极侧电压起经过第二规定时间后，对驱动电路的栅极电压进行钳位，其中，齐纳钳位保护电路具有锁存电路，在取得发射极侧电压后，使该齐纳钳位保护电路对栅极电压的钳位持续比第一规定时间的期间长的期间。

Description

逆变器驱动装置

技术领域

本发明涉及逆变器驱动装置。

背景技术

传统上使用IGBT作为在混合动力车（HEV）和电动车（EV）的高压逆变器中使用的功率半导体元件。IGBT与MOSFET相比具有允许短路时间较短（短路容量小）的特点，因此必须考虑该点进行短路和过流保护电路的设计。

在逆变器的设计中，虽然可为了确保安全性而使用短路容量大的IGBT，但存在成本增加、稳态损耗增大等较多的缺点。此外，虽然可以考虑为了减小短路时的能量而在短路时使用齐纳二极管钳制栅极电压从而抑制IGBT的短路电流的方法，但因IGBT的种类差异而存在栅极电压发生振荡的可能。

专利文献1中公开了在检测到过流时使用齐纳二极管钳制IGBT的栅极电压以抑制过流的方式。在该方式中，因IGBT的种类差异而存在齐纳钳位动作和齐纳钳位解除反复进行，导致栅极电压发生振荡的可能。该现象成为电压浪涌增大的主要原因。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008-236907号公报

发明内容

发明要解决的技术问题

在利用齐纳二极管钳制IGBT的栅极电压的传统方式中，存在栅极电压发生振荡的可能。

解决问题的技术手段

为解决上述问题，本发明的逆变器驱动装置包括：驱动电路，基于PWM信号输出功率半导体元件的栅极电压；过流保护电路，取得功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第一规定电压值的情况下，从取得发射极侧电压起经过第一规定时间后，向驱动电路输出用于停止栅极电压的输出的故障信号；和齐纳钳位保护电路，取得功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第二规定电压值的情况下，从取得发射极侧电压起经过第二规定时间后，对驱动电路的栅极电压进行钳位，其中，齐纳钳位保护电路具有锁存电路，在取得发射极侧电压后，使该齐纳钳位保护电路对栅极电压的钳位持续比第一规定时间的期间长的期间。

发明效果

通过本发明能够提高逆变器系统的安全性。

附图说明

图1是一般的HEV用逆变器的电路框图。

图2是表示传统的逆变器电路中使用的功率半导体元件与过流检测电路的具体结构的电路图。

图3是表示传统的逆变器电路中使用的功率半导体元件、过流检测电路和齐纳钳位保护电路的具体结构的电路图。

图4是表示本发明实施方式的功率半导体元件、过流检测电路和齐纳钳位保护电路的具体结构的电路图。

图5是传统电路（图2）中功率半导体元件进行开关动作时的电压波形例的时序图。

图6是传统电路（图3）中功率半导体元件进行开关动作时的电压波形例的时序图。

图7是本发明实施方式（图4）中功率半导体元件进行开关动作时的电压波形例的时序图。

图8是在本发明实施方式（图7）中，在短时间内解除齐纳钳位动作的情况下的电压波形例的时序图。

图9是在本发明的实施方式（图7）中，在故障输出时解除齐纳钳位动作的情况下的电压波形例的时序图。

图10是本发明实施方式的可独立追加过流检测时间、齐纳钳位动作时间的逆变器电路图。

图11是本发明的实施方式的可独立追加过流检测电平、齐纳钳位检测电平的逆变器电路图。

具体实施方式

以下，参考图1～图11针对基于本发明的逆变器驱动装置的实施方式进行说明。

图1是一般的HEV用逆变器系统的电路框图。该逆变器系统包括将电池100的直流电压转换成交流电压的功率半导体元件104～109，电动机102，检测来自上述功率半导体元件104～109的电流的电流传感器103，内置了CPU、计数电路、输入输出电路等的PWM电路101，用于驱动上述功率半导体元件104～109的栅极驱动电路110～115。上述栅极驱动电路包括齐纳钳位电路。在此，栅极驱动电路按每个臂构成。并且在本实施方式中，功率半导体元件主要为IGBT。

图1所示的电路结构中，PWM电路101进行使电流传感器103检测出的功率半导体元件104～109的输出电流值与设定值的偏差为零的PWM（脉冲宽度调制）运算。从该PWM电路101向栅极驱动电路110～115输出PWM信号（脉冲信号），这样的信号是使功率半导体元件104～109交替反复地导通、关断的信号。

图2是用于驱动功率半导体元件104的传统的栅极驱动电路110a的电路结构图。如图2所示，一般所使用的栅极驱动电路110a的过流（即过电流）保护电路204，通过读取与功率半导体元件104的镜像发射极（mirroremitter，辅助发射极）端子连接的镜像发射极检测电阻202的电压来检测功率半导体元件104的过流异常，停止功率半导体元件104的动作。该过流保护电路204使通过镜像发射极检测电阻202读取到的镜像电压，经过用于除去恢复浪涌噪声（recoverysurgenoise）的消隐滤波器（blankingfilter）207，在过流检测比较器205中比设定的规定的过流检测基准电压Va更高的情况下判定为过流异常，从故障信号输出部206输出用于停止功率半导体元件104的输出的故障信号。

此外，图2的PWM信号中还包含了作为开启/关闭PWM控制的控制信号的控制PWM信号。在图8中，出于说明的需要，表示了用于关闭PWM控制的控制PWM关闭信号。

图5表示图2所示的栅极驱动电路110a中的过流保护动作的时序图。纵轴所示的栅极电压、集电极电压以及镜像电压（镜像发射极电压，对应集电极电流）分别为功率半导体元件104的各个电压值。Va为图2所示的过流检测基准电压Va。

在传统的栅极驱动电路中，在图1所示的功率半导体元件104与功率半导体元件105的桥臂短路而产生过流的情况下，由于消隐滤波器207的消隐时间Ta期间中功率半导体元件104不停止，在因过流保护异常而停止功率半导体元件104之前，一直以驱动电路200的控制电压持续短路动作。

因此，使用短路容量较小（允许短路时间较短）的IGBT等作为功率半导体元件104的情况下，由于无法自由地设置消隐时间Ta，所以可能无法充分保证安全动作的裕度。

图3是在图2的栅极驱动电路110a中追加了齐纳钳位保护电路300后的栅极驱动电路110b的电路结构图。齐纳钳位保护电路300包括用于钳制功率半导体元件104的栅极电压的齐纳二极管301，用于使该齐纳二极管301通电的齐纳钳位用MOSFET302，和齐纳钳位检测保护用的消隐滤波器307。该电路结构中，与过流保护电路204同样地，MOSFET302的栅极端子与镜像发射极检测电阻202连接，当经过消隐滤波器307后的镜像电压超过MOSFET302的阈值电压时，齐纳钳位进行动作。图3的栅极驱动电路110b通过进行齐纳钳位动作，在因短路异常而停止之前钳制功率半导体元件104的栅极电压，能够降低短路能量。

然而，根据所使用的功率半导体元件104的特性差异，存在因反复进行齐纳钳位动作与解除钳位动作而使得功率半导体元件104的输入电压振荡，输出电压和输出电流变得不稳定的可能。该不稳定动作以时序图表示为图6。

纵轴所示的栅极电压、集电极电压以及镜像电压（集电极电流）分别为功率半导体元件104的各个电压值。此外纵轴的齐纳钳位表示MOSFET302的开关时序。Vb表示图3所示的齐纳钳位保护电路300中的齐纳钳位检测比较器的检测基准电压Vb。Tb表示消隐滤波器307的消隐时间Tb。

图4是本发明实施方式的栅极驱动电路110的电路结构图。图4的齐纳钳位保护电路310与过流保护电路204同样地检测镜像发射极检测电阻202的电压，使其经过用于除去稳态恢复的浪涌噪声的齐纳钳位保护检测用消隐滤波器307，在比齐纳钳位检测用比较器305中设定的规定的齐纳钳位检测基准电压Vb更高的情况下，进行齐纳钳位动作。

即，过流保护电路204检测功率半导体元件104的发射极侧的电压，将该电压值与过流检测基准电压Va（第一规定电压值）比较，基于该比较结果从故障信号输出部206向驱动电路200输出用于停止栅极电压信号的输出的故障信号。另一方面，齐纳钳位保护电路310检测功率半导体元件104的发射极侧的电压，将该电压值与检测基准电压Vb（第二规定电压值）比较，基于该比较结果钳制驱动电路200的栅极电压信号。并且，关于齐纳钳位的输出，通过使用锁存（闩锁）电路303，无论齐纳钳位动作后的镜像电压如何，使齐纳钳位动作持续一定期间，因此能够消除功率半导体元件104的输入电压产生振荡等弊端。

图7表示图4的过流保护电路204和齐纳钳位保护电路310的时序图。在此，令过流检测用消隐滤波器207的消隐时间为Ta，过流检测用比较器205的检测基准电压为Va，齐纳钳位检测用消隐滤波器307的消隐时间为Tb，齐纳钳位检测用比较器305的检测基准电压为Vb。

作为本实施方式的逆变器驱动装置的特征，由于需要在逆变器电路短路时实现高速响应，将齐纳钳位检测用的消隐时间Tb设定得尽可能小。不过，也需要设定得大于稳态时产生的恢复噪声的宽度。

此外，通过将作为齐纳钳位的目标值的检测基准电压Vb设定得比作为过流保护的目标值的检测基准电压Va更高，以使得齐纳钳位能够在像桥臂短路那样电流值较大且频度较低的异常的情况下动作。这是为了防止在产生未超过逆变器电路短路时的电流的过流时齐纳钳位动作（启动）而导致功率半导体元件104的输出电流被限制的情况。

输出齐纳钳位的时间Tzcp被设定得比消隐时间Ta更长。这是为了防止在检测到过流并经过消隐时间之后停止栅极电压之前的期间中齐纳钳位结束而导致短路电流再次增大。

具体地，为了在IGBT的允许短路时间（短路容量时间）内结束使用Va的过流保护，将齐纳钳位的生成时间Tzcp设定为功率半导体元件104的允许短路时间的程度。

由此能够稳定地钳制功率半导体元件104的输入电压，可降低短路能量。

图8是表示锁存电路303的重置信号的输出时序的第一时序图。生成齐纳钳位时间的锁存电路303的重置信号的触发（图4的锁存解除信号）与输入到驱动电路200中的控制PWM的关闭信号（用于停止PWM的信号）同步地输入。此外，图8中省略了该同步电路。

这样的控制是为了避免在齐纳钳位输出时间Tzcp比输入到驱动电路200的PWM的最小关断宽度（即关闭至下一次开启间的宽度）大的情况下，齐纳钳位持续动作直到下一控制PWM的开启信号。

图9是表示锁存电路303的重置信号的输出时序的第二时序图。输出时间Tzcp的结束时刻即生成齐纳钳位时间的锁存电路303的重置信号的触发，与故障信号输出部206输出的故障信号开启的时刻（即故障信号输出时刻）同步地输入。或者，输出时间Tzcp的结束时刻也可与表示检测到逆变器电路的其它异常的信号同步。

在检测到逆变器电路的异常状态的情况下，驱动电路200以软关断状态降低栅极电压（图9的时刻A之后），其中软关断状态使用比通常控制时关断栅极电压的时间更长的时间来关断栅极电压。此时由于不需要齐纳钳位，所以结束齐纳钳位的锁存动作。

图10表示将本实施方式的逆变器驱动装置部分地IC化后的第一电路结构图。齐纳二极管301和MOSFET302由于长时间流过齐纳钳位电流而会发热。因此，将齐纳二极管301和MOSFET302之外的过流保护电路204和齐纳钳位保护电路310IC化。进一步地，可在IC电路的外部利用滤波器Tb’401和滤波器Ta’402独立地进行追加调整。

图11表示将本实施方式的逆变器驱动装置部分地IC化后的第二电路结构图。针对过流检测电平、齐纳钳位检测电平，通过采用镜像发射极检测电阻202和镜像发射极检测电阻203的分割结构，能够独立地调整输入到各电阻的电压。不过，过流检测电平需要设定得比齐纳钳位检测电平更低。

另外，只要不破坏本发明的特征，本发明并不限定于上述实施方式和变形实施例。

以下优先权基础申请的公开内容通过援引的方式加入本申请。

日本专利申请2011年第121215号（2011年5月31日申请）。

Claims (3)

1.一种逆变器驱动装置，对由功率半导体元件构成的逆变器电路进行驱动，其特征在于，包括：

驱动电路，基于PWM信号输出所述功率半导体元件的栅极电压；

过流保护电路，取得所述功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第一规定电压值的情况下，从超过所述第一规定电压值起经过第一规定时间后，向所述驱动电路输出用于停止所述栅极电压的输出的故障信号；和

齐纳钳位保护电路，取得所述功率半导体元件的发射极侧电压，在该电压超过预先设定的第二规定电压值的情况下，从超过所述第二规定电压值起经过第二规定时间后，对所述驱动电路的所述栅极电压进行钳位，其中，

所述第二规定电压值被设定为大于所述第一规定电压值，

所述第二规定时间被设定为小于所述第一规定时间并且大于所述功率半导体元件的恢复噪声的宽度，

所述齐纳钳位保护电路具有锁存电路，使该齐纳钳位保护电路对所述栅极电压的钳位持续比所述第一规定时间长并且比所述功率半导体元件的允许短路时间长的期间。

2.如权利要求1所述的逆变器驱动装置，其特征在于：

所述锁存电路，与输入到所述驱动电路的所述PWM信号的关断信号同步地解除所述齐纳钳位保护电路对所述栅极电压的钳位。

3.如权利要求1所述的逆变器驱动装置，其特征在于：

所述锁存电路，与输入到所述驱动电路的所述故障信号同步地解除所述齐纳钳位保护电路对所述栅极电压的钳位。