CN103416005B - 在接收机执行超高速无线通信过程中的采样频率和相位偏移的实时补偿 - Google Patents

Abstract

本发明在未使接收机的时钟与发送机的时钟匹配的情况下，恢复向接收机中发送的一系列符号的数据。在这一接收机中，使两次过采样的接收的数据变成多相，并且通过应用自适应算法的反馈来移位该数据，并且同时移位补偿滤波器的滤波器系数（一系列抽头系数）。可以通过使接收的信号通过滤波器来实时补偿采样频率和相位偏移，该滤波器是抽头滤波器与波阵面对准器（波阵面匹配器）的组合，该抽头滤波器使得从接收的信号的前导码或者头部获得的相关值被设置作为其初始值。这样的配置等效于仅用一个补偿滤波器电路实现重新采样滤波器电路、等效滤波器电路和抽取滤波器电路，并且能够使电路的尺度远小于现有技术中的电路的尺寸。

Description

在接收机执行超高速无线通信过程中的采样频率和相位偏移的实时补偿

技术领域

本发明总体涉及在无线通信中的接收机端上恢复数据，并且更具体地涉及一种在接收机端上补偿采样频率与符号序列中的符号速率之间的偏移以及相位偏移的方法。

背景技术

正在研究和开发以使用60GHz的毫米波无线通信为代表的超高速无线通信技术，其中已经实现了超过每秒千兆位的数据速率。在数据速率超过每秒千兆位时，各种挑战在无线通信发送机和接收机中出现。在典型无线通信中，数据以不同频率由发送机和接收机发送和接收。这归因于生成向发送机和接收机中的数字电路提供的时钟的振荡器的准确性、电路装配条件和温度条件。

在用于发送机和接收机的基带信号的符号定时具有不同频率时，在同步之后立即在眼图（eyepattern）的中心执行采样，但是采样位置根据频率偏移向前或者向后逐渐移位。最终到达眼图的边界，不能准确确定符号，并且数据恢复失败。因此需要补偿这些频率偏移。

必须执行高速补偿以补偿超高速通信中的频率偏移，并且必须在预期包通信时对每个包执行补偿。一种用于恢复发送机的符号时间的技术是使用模拟PLL（相位同步电路）。然而数千个时钟在与接收的信号的频率同步之前出现，并且高速同步是不可能的。此外，在使用模数转换器（ADC）来执行采样时，符号时间很短，并且最多仅能执行过采样数次。

在专利文献1中公开的技术中，使用数字重新采样电路在所需采样时间对接收的信号执行重新采样。通过使用多相滤波器以适当比率执行插值（interpolation）和抽取（decimation）来实现重新采样电路。使用数字电路来实现重新采样，而不是直接修补ADC的采样频率。此外，在后续级中使用滤波器来执行频率偏移补偿和均衡、比如符号间干扰（ISI）消除，并且此后执行数据抽取以获得原有符号速率。这一方法花费长时间来确定重新采样电路的系数，并且电路配置大。

引用列表

专利文献

专利文献1WO97/27695（指定国JP的日本第2000-504166号国内公开待审专利申请）

发明内容

技术问题

鉴于这些情形，可以通过（A）-（E）来概括作为本发明的目的的无线通信系统和条件。

（A）在单载波无线通信系统中使用ADC对接收的信号Ｉ和Ｑ采样。

（B）由数字电路进行高速实时补偿，其中不向接收机的本地时钟反馈。

（C）过采样因子（预定过采样次数）少于因子10，并且优选为因子2。

（D）对数据净荷的内容无依赖。换而言之，执行补偿而未使用作为已知模式的训练序列或者导频字。

（E）它使用尽可能小的功率节省电路。

对问题的解决方案

本发明并未通过变更接收机时钟的频率或者改变重新采样电路的系数来匹配接收机的采样频率与发送机的频率。通过将使用预定过采样次数（例如两次）而过采样的接收的数据多相化、并且随着数据移位而移位补偿滤波器的滤波器系数来执行偏移补偿。

在根据本发明的用于无线通信的接收机中，通过ADC过采样的接收的信号通过滤波器，该滤波器组合抽头滤波器与波阵面对准器（wavefrontaligner），该抽头滤波器的初始值是从接收的信号的前导码或者头部获得的相关性值。以这一方式，可以在不匹配接收机的时钟与发送机的时钟的情况下在实时补偿采样频率和相位偏移。

本发明的效果

本发明的技术可以消除为了调整接收机的采样频率并且执行实时补偿而需要的时间。在这一配置中，可以在在尺寸方面比现有技术的电路小得多的单个补偿滤波器电路中实现专利文献1中的重新采样电路、均衡滤波器电路和抽取滤波器电路。

附图说明

[图1]图1是示出本发明中使用的接收机的基本电路配置的图。

[图2]图2是示出包括本发明的接收机的电路配置的图。

[图3]图3是示出在频率偏移出现时的抽头系数大小改变的图形。

[图4]图4是用来说明本发明的方法中的基本操作的图。

[图5]图5是示出来自使用本发明的方法而执行的测量的实际结果的图。

具体实施方式

图1是示出本发明中使用的接收机的基本电路配置的图。

图2是示出包括本发明的接收机的电路配置的图。将首先参照图2说明本发明。在用于无线通信的接收机中，RF电路接收的信号由ADC进行过采样。在以下说明中，采样因子（过采样次数）为二，但是本发明的应用不限于因子二。

首先使用同步电路在过采样的接收的信号中检测帧的开始。例如如在IEEE802.15.3c中定义的那样，将毫米波PAN帧划分成三段：前导码、头部和净荷。前导码包括戈莱序列（Golaysequence），该序列是具有强自相关性的已知模式。

同步电路使用戈莱相关器以检测戈莱序列、然后检测前导码。这用来执行帧同步和符号同步、找到头部的开始位置并且正确恢复数据。戈莱相关器仅为示例。可以使用具有强自相关性的任何序列和相关器。

来自相关器的输出包括相关性值及其定时。相关性值是来自重复戈莱序列的平均值、因此是更准确的值。定时用来用同步电路标识头部的位置。然而可以与抽头滤波器（以下说明）使用相关性值。与本发明有关的主要电路配置在图2中的虚线内，并且使用来自同步电路的输出和从相关器输出的相关性值，该同步电路的定时已经被校正。对相关性值执行逆函数计算以提供用于抽头系数（以下说明）的初始值。

（1）抽头滤波器

来自同步的输出是图1中的输入。当以因子2过采样时，速率是原始符号速率的速率的两倍（图2中的2x域）。在基于二的倒数（1/2）下采样时，可以从每个获得两个类型的抽取的接收的符号序列。这些被称为“偶数相位”和“奇数相位”接收的符号序列。

当然也可以生成其中存在三个或者更多相位移位类型的接收的符号序列。在过采样因子不是整数的倍数、并且将过采样因子表达为最近最低项分数时，可以通过使用分母的因子创建插值数据来获得整数数目的接收的符号序列。以这一方式，将符号速率分解成多个接收的符号序列被称为“多相化”或者“多相分解”。

在图1中的波阵面对准器之后紧接是用于将符号速率划分成两个序列并且使用如下速率来执行下采样的电路，该速率是2的倒数或者是速率的一半。由于过采样因子为二，所以下采样速率是二的倒数（1/2）。Z^-1（Z的-1次幂）是延迟元件（锁存器），这创建一个过采样速率部分的延迟并且在相对意义上移位定时。

紧接在同步之后，至少偶数相位或者奇数相位的采样位置应当位于眼图的中心附近。“波阵面”是指信号波阵面，并且对准偶数相位和奇数相位信号与相同符号的动作被称为“对准”。这里，波阵面对准器（尚）未作用于接收的符号序列中的数据。

抽头滤波器连接到相位分解的接收的符号序列中的每个符号序列。由于相位分解在抽头滤波器之后出现，所以使用所有原始符号速率（也就是说，下采样的符号速率）（该图中的1x域）来执行操作。因此，无论过采样次数（过采样因子）如何都可以将操作频率保持为低。即使基于多相数目而增加电路尺寸、并且符号速率超过当前技术中的一个Gbps，即使在抽取滤波器被包括在内时，对电路尺寸的影响也可忽略并且结构是紧凑的，因为过采样未被执行超过两次。

抽头滤波器具有有限长度的FIR数字滤波器的配置，其中延迟元件被串联排列。在该图中，滤波器具有“三抽头配置”，该配置包括两个延迟元件（锁存器）。抽头是如下边沿的数目，在这些边沿处向乘法器发送延迟（定时移位）的信号。在三抽头配置中使用三个乘法器。由于乘法器数目必须对应于多相数目，所以在该图中描绘共计六个乘法器。在这一幅图中，提供具有至少三个变量的抽头系数序列（用于偶数相位的一个序列W0、W2、W4和用于奇数序列的一个序列W1、W3、W5）。

乘法器执行复数乘法，并且系数（W）由抽头系数寄存器（权重寄存器）提供。将用于所有抽头的乘法器输出一起相加并且以符号速率输出。在该图中，将W0、W1、W2、W3、W4和W5一起相加（∑）作为乘法器输出。这是滤波器输出。具有这一配置的抽头滤波器执行两个功能：提供用于校正由于符号间干扰和采样频率偏移所致的接收的信号的偏差的适当抽头系数，并且恰当抽取在偶数相位与奇数相位之间的插值比。

在期望甚至更简单的配置时，可以在至少一级移位已经多相化的至少两个接收的符号序列的定时。（即使在存在10个多相时，仍然可以使用两个多相并且可以忽略其它8个（10减去2））。这里，四个乘法器足以用于“两抽头配置”，因为包括了单个延迟元件（锁存器）。具有至少两个变量的抽头系数序列也足以用于至少两个接收的符号序列中的每个符号序列（用于偶数相位的一个序列W0、W2和用于奇数序列的一个序列W1、W3）。

现有“自适应算法”用来提供适当抽头系数。在抽头系数的大小改变时使用在抽头系数的大小与接收的符号序列之间的描述的关系。在该图中，将W0、W1、W2、W3、W4和W5一起相加（∑）作为乘法器输出，但是这对应于“描述的关系”的配置（的一部分）。向后续的下采样的符号速率应用来自于自适应算法的反馈。

自适应算法可以是最小均方（LMS）算法或者递归最小平方（RLS）算法。在图1中，在最简单的电路配置中描绘LMS算法。来自抽头滤波器的输出用于后续去映射器中的符号确定，并且在正确符号位置与接收的符号之间的差值被反馈作为误差矢量。这一误差矢量乘以称为步进大小参数（SSP）的反馈增益、然后乘以抽头滤波器的输入矢量。在输入矢量是复数时，通过取复共轭来执行与最终输入矢量相乘。

结果是抽头系数的大小的改变量，并且与寄存器中存储的抽头系数相加并且重新存储于抽头系数寄存器（权重寄存器）中。在使用另一自适应算法时，计算抽头系数的大小的改变量，并且以相同方式更新寄存器的内容。自适应算法并不依赖于数据中的具体模式，操作从在同步之后立即设置的初始值连续直至帧的结束，并且在实时自适应地改变抽头系数的大小。在图1中所示配置示例中，抽头系数的更新是以符号速率进行的，但是也可以通过平均符号数目来执行更新。

通过如以上描述的那样组合抽头滤波器与自适应算法来执行用于实时补偿采样频率/相位偏移的操作。这时，采样位置逐渐改变，但是抽头系数的大小根据这一改变而依次改变。现在将参照图3说明这一点。

图3是示出在频率偏移出现时抽头系数的大小的改变的图形。竖轴指示大小，而每个峰指示每个抽头系数的大小。最左峰是从偶数相位的右端起的第一抽头系数，下一个峰是从奇数相位的右端起的第一抽头系数，中间峰是从偶数相位的右端起的第二抽头系数，而下一个峰是从奇数相位的右端起的第二抽头系数。具有最大值的抽头的位置依次来回移位。在图3中使用图1中的三抽头配置。

（2）抽头系数的初始值

在相干检测中，存在两个ADC。一个位于I通道中，而另一个位于Q通道中。它们的输出的组合由单个符号表示，并且符号映射/去映射通常在被称为IQ平面的平面上出现。换而言之，这与由I和Q对符号的复数表示一致，并且使用这些值而计算的相关性值是复数。

从相关性输出的相关性值是从具有自相关性的模式而创建的。大小代表相关性的强度，并且相位代表在发送的载波与接收的载波之间的相位移位。在已经存在多径干扰和符号间干扰（与符号对应的波形已经失真并且与相邻符号的干扰将出现）时，信道响应作为相关性值输出序列出现。通过使用这些作为抽头滤波器中的初始值，抽头滤波器可以恰当开始操作。

由于相关性值输出序列对应于通道的冲激响应，所以必须计算逆响应（对应于图2中的逆函数计算）。Z卷积H(z)代表包括多径干扰和符号间干扰的信道响应。在发送的符号序列为X(z)而接收的符号序列为Y(z)时，获得以下等式。

Y(z)=H(z)X(z)

这里，z代表符号速率。抽头滤波器可以确定抽头系数为1/H(z)，因为需要系数以从Y(z)恢复X(z)。

由于到目前为止已经使用了IIR数字滤波器配置，所以在z=0执行泰勒展开以获得FIR型数字滤波器配置。这里向抽头系数分配零阶、一阶、二阶等系数。这时，抽头系数是复数。抽头数目依赖于假设的信道中的响应的延迟扩展，但是可以预先提供规定。由于在图1中示出三个抽头，所以可以使用零阶、一阶和二阶系数。在同步之后立即设置用于以这一方式从相关性值确定的抽头系数的初始值。如果未提供适当抽头系数，则从与适当初始值的抽头系数不同的值开始自适应操作，而不将初始值设置为固定值、比如全零。因此，需要时间来进行适应，并且正确输出不能在帧的初始部分中提供。

（3）波阵面对准器

如在（1）中提到的那样，可以使用抽头滤波器与自适应算法的组合来补偿采样频率/相位偏移。然而由于抽头数目有限，所以在采样位置达到抽头的结束时不再可以执行补偿。因此，总是比较抽头系数的大小，并且不断监视具有最大值的抽头系数的位置。

可以在初始值的眼图的中心（也就是（2）中的零阶值）设置它，但是早先并不已知发送机和接收机的采样频率。因此，可以设置它为尽可能接近中心的抽头。在这一点，三抽头配置（或者具有多于三个抽头的配置）比两抽头配置更好地用于在中心附近设置抽头。

由于位置是如下抽头系数的位置，该抽头系数指示用于初始值的最大值，所以根据抽头滤波器的操作在同步之后将具有最大值的抽头的位置移向相邻抽头、而波阵面对准器替换数据序列。同时，移位所有抽头系数的位置，从而具有最大值的抽头系数处于与初始值相同的抽头位置。

图4是用来说明本发明的方法中的基本操作的图。首先，当存在用于偶数相位和奇数相位二者的三个抽头时，假设在同步之后具有最大值的抽头系数的位置是用于偶数相位的第二个（图4中的W3）。因为这依赖于如何设置初始值，所以可以用这一方式设置它，波阵面对准器按照从头部的开始起的顺序初始地分布奇数相位和偶数相位。

如果接收机的采样速率比发送机的符号速率更慢，所以采样位置向按照时间的更早位置逐渐移位。这意味着指示最大大小的抽头系数的位置从第二奇数相位向第一偶数相位移位。这时，波阵面对准器移位抽头系数，从而具有最大值的移位的抽头系数的位置返回到第二奇数相位。同时，改变数据系列的分配。这时，接收机的采样频率比原始的符号速率更慢，并且单个符号的重叠出现（图4的中间行）。以这一方式，可以防止具有最大大小的抽头系数的位置改变。

接着，在接收机的采样频率比发送机的符号速率更快时，出现相反情形。具有最大大小的抽头系数的位置从第二奇数相位向第二偶数相位移位（图4的底端行）。换而言之，由于W4具有最大值，波阵面对准器移位抽头系数、并然后移位所有抽头系数，从而W4定位于第二奇数相位。同时，在数据系列分布中略过单个符号。

以这一方式不断监视具有最大值的抽头系数的位置。在位置已经向相邻相位移位时，同时移位数据系列和所有抽头系数的位置以使具有最大值的抽头系数返回到它的原始位置。以这一方式，可以使用有限数目的抽头来继续采样频率/相位补偿。在过采样次数（过采样因子）大于2时，已经被多相化的接收的符号序列的数目也大于2。然而在本发明的原理应用于这一情况时，对已经被多相化的至少两个接收的符号序列中的每个符号序列执行至少一级的定时移位。这使得有可能使用本发明的技术概念。

使用以上描述的（1）抽头滤波器、（2）抽头系数的初始值和（3）波阵面对准器使得有可能针对无线接收机配置紧凑滤波器电路，该无线接收机能够以符号速率处理由ADC过采样的接收的信号，而无需匹配接收机的时钟与发送机的时钟、并且无需参考数据的内容。它也使得使用有限数目的抽头而进行连续的实时采样频率/相位移位补偿成为可能。

图5是示出来自使用本发明的方法而执行的测量的实际结果的图。在调制方案为QPSK时，发送机和接收机的采样频率为50ppm，并且未使用本发明，采样位置如（a）中的“在恢复之前”情形所示在IQ平面上移位，并且恢复变得不可能。在使用本发明时，可以如（b）中的“在恢复之后”情形所示恢复原有星座（constellation）。

可以使用硬件资源、软件资源、或者一起工作的硬件资源与软件资源来实现如图1中所示的在本发明中使用的接收机的基本电路配置。也可以实现接收机的基本电路配置为如下方法或者程序，该方法包括用于处理发送的符号序列的多个步骤，该程序包括用于在充当接收机的计算机中执行这些步骤的多个程序代码。

Claims (6)

1.一种用于在接收机中对在采样频率与符号序列中的符号速率之间的偏移以及相位偏移执行实时补偿以恢复发送的符号序列中的数据的方法，所述方法包括以下步骤：

在基于预定过采样次数的倒数对基于所述预定过采样次数而过采样的接收的符号序列下采样时，通过移位相对定时来生成对应于多相的数目的多个多相分解的接收的符号序列，所述接收的符号序列在所述预定过采样次数为2时是两类符号序列：具有奇数相位的符号序列和具有偶数相位的符号序列；

将已经被多相化的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列的所述定时移位至少一个步进，以获得至少两个接收的符号序列；

为已经获得的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列提供具有至少两个变量的抽头系数序列；

将来自于自适应算法的反馈应用于后续的下采样的符号速率，以便在所述抽头系数的大小改变时，根据所述抽头系数的所述大小和所述接收的符号序列来输入在抽头系数的大小与接收的符号序列之间的描述的关系；

基于对所述抽头系数的所述大小的比较来监视指示多个抽头系数之中的最大大小的所述抽头系数的位置；以及

在指示所述最大大小的所述监视的抽头系数的所述位置已经移向不同相邻的抽头系数位置时，移位所有抽头系数的所述位置并且同时略过或者重叠所述过采样的接收的符号序列中的任何符号序列。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

将已经被多相化的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列的所述定时移位至少两个步进，以获得至少三个接收的符号序列；以及

为已经获得的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列提供具有至少三个变量的抽头系数序列。

3.根据权利要求1或者2所述的方法，其中建立所述抽头系数的初始值如下：

X(z)＝1/H(z)Y(z)

其中，z指示所述符号速率，

以便将包括多径干扰和符号间干扰的信道的响应表示为Z变换H(z)，并且从接收的符号序列Y(z)恢复发送的符号序列X(z)，以及

当在z＝0执行泰勒展开时，向所述抽头系数分配零阶、一阶、二阶等系数以获得FIR型数字滤波器配置。

4.一种用于对在采样频率与符号序列中的符号速率之间的偏移以及相位偏移执行实时补偿以便恢复发送的符号序列中的数据的接收机，所述接收机包括：

锁存器，用于在基于预定过采样次数的倒数对基于所述预定过采样次数而过采样的接收的符号序列下采样时，通过移位相对定时来生成对应于多相的数目的多个多相分解的接收的符号序列，所述接收的符号序列在所述预定过采样次数为2时是两类符号序列：具有奇数相位的符号序列和具有偶数相位的符号序列；

至少一个锁存器，用于将已经被多相化的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列的所述定时移位至少一个步进，以获得至少两个接收的符号序列；

具有至少两个变量的抽头系数序列，用于已经获得的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列；

自适应算法，用于向后续的下采样的符号速率应用反馈，以便在所述抽头系数的大小改变时根据所述抽头系数的所述大小和所述接收的符号序列来输入在抽头系数的大小与接收的符号序列之间的描述的关系；以及

波阵面对准器，用于基于对所述抽头系数的所述大小的比较来监视指示多个抽头系数之中的最大大小的所述抽头系数的位置，并且在指示所述最大大小的所述监视的抽头系数的位置已经移向不同相邻的抽头系数位置时，移位所有抽头系数的位置并且同时略过或者重叠所述过采样的接收的符号序列中的任何符号序列。

5.根据权利要求4所述的接收机，还包括：

两个或者多个锁存器系列，用于将已经被多相化的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列的所述定时移位至少两个步进，以获得至少三个接收的符号序列；以及

具有至少三个变量的抽头系数序列，用于已经获得的所述接收的符号序列中的至少两个接收的符号序列。

6.根据权利要求4或者5所述的接收机，其中用所述自适应算法的在所述抽头系数寄存器中的所述抽头系数的初始值被建立如下：

X(z)＝1/H(z)Y(z)

其中，z指示所述符号速率，

以便将包括多径干扰和符号间干扰的信道的响应表示为Z变换H(z)，并且从接收的符号序列Y(z)恢复发送的符号序列X(z)，以及

当在z＝0执行泰勒展开时，向所述抽头系数分配零阶、一阶、二阶等系数以获得FIR型数字滤波器配置。