BR112013023192B1

BR112013023192B1 - Receptor e método no receptor para realizar compensação on-the-fly em um deslocamento entre um clock de transmissor e um clock de receptor

Info

Publication number: BR112013023192B1
Application number: BR112013023192-0A
Authority: BR
Inventors: Daiju Nakano; Yasunao Katayama; Yasutero Kohda
Original assignee: International Business Machines Corporation
Priority date: 2011-03-10
Filing date: 2012-03-02
Publication date: 2022-03-29
Also published as: JP5476506B2; US20140003485A1; CN103416005A; AU2012227102A1; JPWO2012121151A1; SG10201405464SA; SG191104A1; AU2012227102B2; EP2672633A4; BR112013023192A2; EP2672633B1; WO2012121151A1; US8971397B2; EP2672633A1; CN103416005B; CA2821227A1; MX2013009958A; CA2821227C; KR20130124964A

Abstract

COMPENSAÇÃO ON-THE-FLY DE FREQUÊNCIA DE AMOSTRAGEM E DESLOCAMENTO DE FASE NO RECEPTOR REALIZANDO COMUNICAÇÃO SEM FIO DE VELOCIDADE ULTRA ALTA. Problema: Para restaurar dados de uma sequência de símbolos transmitida sem alinhar o relógio do receptor com o relógio do transmissor. Solução: Os dados recebidos sobre amostrados duas vezes são polifaseados pelo receptor, o feedback é aplicado usando um algoritmo adaptativo, e os coeficientes de filtro (sequência de coeficiente de tap) de um filtro de compensação são simultaneamente deslocados quando os dados deslocam-se. A frequência de amostragem e o deslocamento de fase podem ser compensados em tempo real usando um filtro combinando um filtro afunilado, cujo valor inicial é um valor de correlação obtido a partir do preâmbulo e do cabeçalho de um sinal recebido, e um alinhador de frente de onda. Nesta configuração, um circuito de filtro de reamostragem, um circuito de filtro de equalização e um circuito de filtro de dizimação são realizados em um único circuito de filtro de compensação, o que é muito menor do que os circuitos da técnica anterior, em termos de tamanho.

Description

Campo Técnico

[0001] A presente invenção refere-se, em geral, à restauração de dados na extremidade do receptor em comunicação sem fio e, mais especificamente, a um método de compensação de um desvio entre uma frequência de amostragem e uma taxa de símbolos em uma sequência de símbolos e um desvio de fase na extremidade do receptor.

Antecedentes da Invenção

[0002] As tecnologias de comunicação sem fio de velocidade ultraelevada, tipificadas por comunicação de onda milimétrica sem fio usando a banda de 60 GHz, estão sendo pesquisadas e desenvolvidas em que taxas de dados superiores a um gigabit por segundo foram obtidas. Quando as taxas de dados excedem um gigabit por segundo, vários desafios surgem em transmissores e receptores de comunicação sem fio. Em uma comunicação sem fio típica, os dados são enviados e recebidos pelo transmissor e receptor em diferentes frequências. Isto é devido à precisão do oscilador que gera o clock fornecido aos circuitos digitais no transmissor e no receptor, condições de montagem do circuito e condições de temperatura.

[0003] Quando a temporização de símbolos para os sinais de banda de base do transmissor e do receptor tem frequências diferentes, a amostragem é realizada no centro do diagrama em olho imediatamente após a sincronização, mas a posição de amostragem gradualmente se desloca para frente ou para trás de acordo com o deslocamento de frequência. Eventualmente, o limite do diagrama em olho é alcançado, os símbolos não podem ser determinados com precisão e a restauração de dados falha. Portanto, há uma necessidade de compensar esses deslocamentos de frequência.

[0004] A compensação de alta velocidade deve ser realizada para compensar deslocamentos de frequência em comunicação de velocidade ultraelevada, e a compensação deve ser realizada em cada pacote quando comunicação em pacotes é esperada. Uma técnica para restaurar o tempo de símbolo de um transmissor é a utilização de um PLL analógico (circuito de sincronização de fase). No entanto, milhares de temporizações ocorrem antes da sincronização com a frequência dos sinais recebidos, e a sincronização de alta velocidade não é possível. Além disso, quando a amostragem é realizada usando um conversor analógico-digital (ADC), o tempo de símbolo é muito curto, e sobreamostragem pode ser executada apenas algumas vezes.

[0005] Na técnica descrita na Literatura de Patente 1, a reamostragem é realizada em sinais recebidos no tempo de amostra desejado usando um circuito de reamostragem digital. O circuito de reamostragem é realizado executando- se interpolação e decimação na proporção adequada utilizando um filtro polifásico. Em vez de reparo direto com a frequência de amostragem do ADC, a reamostragem é realizada usando um circuito digital. Além disso, a equalização e compensação de deslocamento de frequência, como o cancelamento de interferência entre símbolos (ISI), são realizadas usando filtros em uma etapa subsequente, e a decimação de dados é realizada após isso para obter a taxa de símbolos original. Este método leva muito tempo para determinar o coeficiente do circuito de reamostragem, e a configuração do circuito é ampla.

Lista de Citação Literatura de Patente

[0006] Literatura de Patente 1: WO 97/27695 (Pedido de Patente Não Examinado Doméstico Publicado N°. 2000-504166 em Japonês para o JP de Estado Designado).

Sumário da Invenção Problemas Técnicos

[0007] À luz dessas situações, o sistema de comunicação sem fio e as condições que são objetos da presente invenção podem ser resumidos por (A)-(E): (A) A amostragem sinais recebidos I e Q usando ADC em um sistema de comunicação sem fio de portadora única. (B) Compensação imediata (on-the-fly) de alta velocidade por um circuito digital em que nada é alimentado de volta ao clock local do receptor. (C) O fator de sobreamostragem (número predeterminado de sobreamostragens) é inferior a um fator de dez e, de preferência, um fator de dois. (D) Não há dependência do conteúdo da carga útil dos dados. Em outras palavras, a compensação é realizada sem usar uma sequência de treinamento ou palavras piloto, que são padrões conhecidos. (E) O sistema utiliza um circuito de economia de energia o menor possível.

Solução de Problemas

[0008] A presente invenção não combina a frequência de amostragem do receptor com a frequência do transmissor alterando a frequência do clock do receptor ou alterando os coeficientes de um circuito de reamostragem. A compensação de desvio é realizada por polifaseamento de dados recebidos submetidos à sobreamostragem usando um número predeterminado de sobreamostragens (por exemplo, duas vezes), e deslocando o coeficiente de filtro do filtro de compensação à medida que os dados se deslocam.

[0009] Em um receptor para comunicação sem fio de acordo com a presente invenção, os sinais recebidos submetidos à sobreamostragem por um ADC são passados através de um filtro que combina um filtro de derivação (tapped filter) cujo valor inicial é um valor de correlação obtido do preâmbulo ou cabeçalho dos sinais recebidos com um alinhador de frente de onda. Dessa forma, a frequência de amostragem e desvios de fase podem ser compensados imediatamente sem combinar o clock do receptor com o clock do transmissor.

Efeito da Invenção

[0010] A técnica da presente invenção pode eliminar o tempo necessário para ajustar a frequência de amostragem do receptor, e executar a compensação imediata. Nesta configuração, o circuito de filtro de reamostragem, o circuito de filtro de equalização e o circuito de filtro de decimação na Literatura de Patente 1 podem ser realizados em um circuito de filtro de compensação única, que é muito menor do que os circuitos da técnica anterior em termos de tamanho. Breve Descrição dos Desenhos

[0011] A Figura 1 é um diagrama que mostra a configuração de circuito básica de um receptor usado na presente invenção.

[0012] A Figura 2 é um diagrama que mostra a configuração de circuito de um receptor, incluindo a presente invenção.

[0013] A Figura 3 é um gráfico que mostra a alteração no tamanho dos coeficientes de derivação (tap) quando ocorrem deslocamentos de frequência.

[0014] A Figura 4 é um diagrama usado para explicar as operações básicas no método da presente invenção.

[0015] A Figura 5 é um diagrama que mostra os resultados reais das medições realizadas usando o método da presente invenção.

Descrição da Concretização

[0016] A Figura 1 é um diagrama que mostra a configuração de circuito básica de um receptor usado na presente invenção.

[0017] A Figura 2 é um diagrama que mostra a configuração de circuito de um receptor incluindo a presente invenção. A presente invenção será explicada primeiramente com referência à Figura 2. Em um receptor para comunicação sem fio, os sinais recebidos por um circuito RF são sobreamostrados por um ADC. Na explicação a seguir, o fator de amostragem (número de sobreamostragens) é dois, mas as aplicações da presente invenção não se limitam a um fator de dois.

[0018] Primeiramente, o início de um quadro é detectado em sinais recebidos submetidos à sobreamostragem usando um circuito de sincronização. Por exemplo, conforme definido no IEEE 802.15.3c, um quadro PAN de onda milimétrica é dividido em três seções: um preâmbulo, um cabeçalho e uma carga útil. O preâmbulo compreende uma sequência de Golay, que é um padrão conhecido com forte autocorrelação.

[0019] O circuito de sincronização utiliza um correlacionador de Golay para detectar a sequência de Golay e, então, detectar o preâmbulo. Isso é usado para executar sincronização de quadros e sincronização de símbolos, encontrar a posição inicial do cabeçalho e restaurar os dados corretamente. O correlacionador de Golay é simplesmente um exemplo. Qualquer sequência e correlacionador com forte autocorrelação pode ser usado.

[0020] A saída do correlacionador compreende um valor de correlação e sua temporização. O valor de correlação é o valor médio de uma sequência de Golay repetida e é, portanto, um valor mais preciso. A temporização é usada para identificar a posição do cabeçalho com um circuito de sincronização. No entanto, um valor de correlação pode ser usado com o filtro de derivação (explicado abaixo). A configuração do circuito principal relacionada à presente invenção está dentro das linhas tracejadas na Figura 2 e utiliza a saída do circuito de sincronização, cuja temporização foi corrigida, e o valor de correlação que é emitido do correlacionador. Um cálculo de função inversa é executado no valor de correlação para fornecer o valor inicial para o coeficiente de derivação (explicado abaixo). (1) Filtro de Derivação

[0021] A saída da sincronização é a entrada na Figura 1. Quando sobreamostrada em um fator de dois, a taxa é duas vezes a taxa da taxa de símbolos original (2x domínio na figura). Quando subamostrado com base no inverso de dois (1/2), dois tipos de sequências de símbolos recebidas decimadas podem ser obtidos de cada um. Esses são chamados de sequências de símbolos recebidas de “fase par” e “fase ímpar”.

[0022] Obviamente, as sequências de símbolos recebidas em que existem três ou mais tipos de mudança de fase também podem ser geradas. Quando o fator de sobreamostragem não é múltiplo de um número inteiro e o fator de sobreamostragem é expresso como a fração de menor termo mais próximo, um número inteiro de sequências de símbolos recebidas pode ser obtido criando dados de interpolação usando um fator do denominador. Dessa forma, a resolução de taxas de símbolos em uma pluralidade de sequências de símbolos recebidas é chamada de “polifaseamento” ou “resolução polifásica”.

[0023] Imediatamente após o alinhador de frente de onda na Figura 1, encontra-se um circuito para dividir a taxa de símbolos em duas sequências e executar a subamostragem usando uma taxa que é o inverso de 2, ou metade da taxa. Como o fator de sobreamostragem é dois, a taxa de subamostragem é o inverso de dois (1/2). Z-1 (Z à potência de -1) é o elemento de atraso (retenção), que cria um atraso de uma porção de taxa de sobreamostragem e desloca o tempo em um sentido relativo.

[0024] Imediatamente após a sincronização, a posição de amostragem de pelo menos a fase par ou a fase ímpar deve estar localizada perto do centro do diagrama em olho. “Frente de Onda” se refere à frente de onda de sinal, e a ação de alinhamento de um sinal de fase ímpar e fase par com o mesmo símbolo é chamada de “alinhamento”. Aqui, o alinhador de frente de onda não (ainda) atua nos dados na sequência de símbolos recebida.

[0025] Um filtro de derivação é conectado a cada uma das sequências de símbolos recebidas de resolução de fase. Como a resolução de fase ocorre após o filtro de derivação, a operação é executada usando todas as taxas de símbolos originais (isto é, a taxa de símbolos subamostrada) (o domínio 1x na figura). Como resultado, a frequência de operação pode ser mantida baixa independentemente do número de sobreamostragens (o fator de sobreamostragem). Mesmo que o tamanho do circuito seja aumentado com base no número de polifases e a taxa de símbolos exceda um Gbps na tecnologia atual, o impacto no tamanho do circuito é insignificante e a estrutura é compacta mesmo quando o filtro de decimação está incluído porque a sobreamostragem não é realizada mais de duas vezes.

[0026] O filtro de derivação tem a configuração de um filtro digital FIR de comprimento finito em que os elementos de atraso estão alinhados em série. Na figura, o filtro possui uma “configuração de derivação tripla” que inclui dois elementos de atraso (retenções). Uma derivação é o número de bordos em que um sinal atrasado (deslocado no tempo) é enviado a um multiplicador. Três multiplicadores são usados em uma configuração de derivação tripla. Como o número de multiplicadores deve corresponder ao número de polifases, seis multiplicadores são representados na figura. Nesta figura, as sequências de coeficiente de derivação com pelo menos três variáveis são fornecidas (uma sequência de W0, W2, W4 para a fase par, e uma sequência de W1, W3, W5 para a sequência ímpar).

[0027] O multiplicador realiza uma multiplicação complexa, e um coeficiente (W) é provido por um registrador de coeficientes de derivação (registro em peso). As saídas do multiplicador para todas as derivações são adicionadas juntas e são emitidas na taxa de símbolos. Na figura, W0, W1, W2, W3, W4 e W5 são adicionados (∑) juntos como as saídas do multiplicador. Esta é a saída do filtro. Um filtro de derivação com esta configuração executa duas funções: prover o coeficiente de derivação apropriado para corrigir desvios em sinais recebidos devido a interferências entre símbolos e deslocamentos de frequência de amostragem, e realizar decimação de forma adequada da razão de interpolação entre a fase par e a fase ímpar.

[0028] Quando uma configuração ainda mais simples é desejada, a temporização de pelo menos duas sequências de símbolos recebidas que foram polifaseadas pode ser deslocada pelo menos um estágio. Mesmo quando há dez polifases, duas polifases podem ser usadas e as outras oito (dez menos duas) podem ser ignoradas. Aqui, quatro multiplicadores são suficientes para uma “configuração de derivação dupla”, pois um único elemento de atraso (retenção) está incluído. Além disso, as sequências de coeficientes de derivação com pelo menos duas variáveis são suficientes para cada uma de pelo menos duas sequências de símbolos recebidas (uma sequência de W0, W2 para a fase par e uma sequência de W1, W3 para a sequência ímpar).

[0029] Um “algoritmo adaptativo” existente é usado para fornecer o coeficiente de derivação apropriado. Uma relação descrita entre o tamanho dos coeficientes de derivação e a sequência de símbolos recebida é usada como o tamanho das mudanças de coeficientes de derivação. Na figura, W0, W1, W2, W3, W4 e W5 são adicionados (∑) juntos como as saídas do multiplicador, mas isso corresponde à (uma parte de) configuração da “relação descrita”. O resultado do algoritmo adaptativo é aplicado à taxa de símbolos subamostrados subsequente.

[0030] O algoritmo adaptativo pode ser um algoritmo médio de mínimos quadráticos (LMS) ou um algoritmo recursivo de mínimos quadráticos (RLS). Na Figura 1, um algoritmo LMS é representado na configuração de circuito mais simples. A saída do filtro de derivação é usada para determinação de símbolos em um desmapeador (demapper) subsequente, e a diferença entre a posição de símbolo correta e o símbolo recebido é retornada como um vetor de erro. Esse vetor de erro é multiplicado por um ganho de retorno chamado parâmetro de tamanho de etapa (SSP) e, então, multiplicado pelo vetor de entrada do filtro de derivação. Quando o vetor de entrada é um número complexo, a multiplicação com o vetor de entrada final é realizada tomando o conjugado complexo.

[0031] O resultado é a quantidade de alteração no tamanho do coeficiente de derivação, e é adicionado ao coeficiente de derivação de derivação armazenado no registro e armazenado de novo no registro de coeficiente de derivação (registro em peso). Quando outro algoritmo adaptativo é usado, a quantidade de alteração no tamanho do coeficiente de derivação é calculada, e o conteúdo do registro é atualizado da mesma maneira. O algoritmo adaptativo não depende de um padrão específico nos dados, a operação é contínua a partir do valor inicial definido imediatamente após a sincronização até o final do quadro, e o tamanho do coeficiente de derivação é alterado de forma adaptativa imediatamente. No exemplo de configuração mostrado na Figura 1, a atualização do coeficiente de derivação está na taxa de símbolos, mas a atualização também pode ser executada com a média do número de símbolos.

[0032] A operação para compensar a frequência de amostragem/desvios de fases imediatamente é realizada combinando um filtro de derivação com um algoritmo adaptativo como descrito acima. Neste momento, a posição de amostragem muda gradualmente, mas o tamanho do coeficiente de derivação se modifica sequencialmente de acordo com esta alteração. Isso será agora explicado com referência à Figura 3.

[0033] A Figura 3 é um gráfico que mostra a alteração no tamanho dos coeficientes de derivação quando ocorrem deslocamentos de frequência. O eixo vertical indica o tamanho, e cada pico indica o tamanho de cada coeficiente de derivação. O pico mais à esquerda é o primeiro coeficiente de derivação da extremidade direita da fase par, o pico seguinte é o primeiro coeficiente de derivação da extremidade direita da fase ímpar, o pico médio é o segundo coeficiente de derivação da extremidade direita da fase par e o pico seguinte é o segundo coeficiente de derivação da extremidade direita da fase ímpar. A posição da derivação com o maior valor se desloca de um lado para o outro de forma sequencial. A configuração de derivação tripla na Figura 1 é usada na Figura 3. (2) Valor Inicial de Coeficiente de Derivação

[0034] Na detecção coerente, existem dois ADCs. Um está localizado no canal I e o outro está localizado no canal Q. A combinação de suas saídas é representada por um único símbolo, e o mapeamento/desmapeamento de símbolos geralmente ocorre em um plano chamado plano de plano IQ. Em outras palavras, isso é consistente com a representação complexa do símbolo por I e Q, e o valor de correlação calculado usando esses valores é um número complexo.

[0035] Os valores de correlação emitidos da correlação são criados a partir de um padrão com forte autocorrelação. O tamanho representa a força da correlação, e a fase representa a mudança de fase entre a portadora transmitida e a portadora recebido. Quando houve interferência multipercurso e interferência entre símbolos (a forma de onda correspondente ao símbolo foi distorcida e interferências com um símbolo adjacente ocorreriam), a resposta do canal aparece como uma sequência de saída de valores de correlação. Ao usá-los como valores iniciais no filtro de derivação, o filtro de derivação pode iniciar as operações corretamente.

[0036] Como a sequência de saída do valor de correlação corresponde à resposta de impulso do canal, a resposta inversa deve ser calculada (correspondente ao cálculo da função inversa na Figura 2). A resposta do canal, incluindo interferência multipercurso e interferência entre símbolos, é representada por uma conversão-Z H(z). Quando a sequência de símbolos transmitida é X(z) e a sequência de símbolos recebida é Y(z), obtém-se a seguinte equação: Y(z) = H(z)X(z)

[0037] Aqui, z representa a taxa de símbolos. O filtro de derivação pode determinar o coeficiente de derivação como 1/H(z) porque é necessário um coeficiente para restaurar X(z) de Y(z).

[0038] Como uma configuração de filtro digital IIR foi usada até este ponto, uma expansão de Taylor é realizada em z = 0 para obter uma configuração de filtro digital do tipo FIR. Aqui, os coeficientes de ordem zero, primeira ordem, segunda ordem etc. são atribuídos ao coeficiente de derivação. Neste momento, o coeficiente de derivação é um número complexo. O número de derivações depende da propagação de atraso da resposta no canal assumido, mas as especificações podem ser fornecidas previamente. Porque três derivações são mostradas na Figura 1, os coeficientes de ordem zero, de primeira ordem e de segunda ordem podem ser usados. O valor inicial para um coeficiente de derivação determinado a partir de valores de correlação dessa maneira é definido imediatamente após a sincronização. Se um coeficiente de derivação apropriado não for fornecido, a operação adaptativa é iniciada a partir do valor diferente do coeficiente de derivação do valor inicial apropriado sem que o valor inicial ser definido como um valor fixo, como todos os zeros. Como resultado, leva tempo para se adaptar, e a saída correta não pode ser fornecida na parte inicial do quadro. (3) Alinhador de Frente de Onda

[0039] Conforme mencionado em (1), os desvios de fase/frequência de amostragem podem ser compensados pela utilização da combinação de um filtro de derivação e de um algoritmo adaptativo. No entanto, como o número de derivações é finito, a compensação não pode mais ser executada quando a posição de amostragem atinge o final das derivações. Portanto, o tamanho dos coeficientes de derivação é sempre comparado, e a posição do coeficiente de derivação com o maior valor é constantemente monitorada.

[0040] Pode ser definido no centro do diagrama em olho do valor inicial (ou seja, o valor de ordem zero em (2)), mas a frequência de amostragem do transmissor e do receptor não é conhecida previamente. Portanto, pode ser configurado para uma derivação o mais próximo possível do centro. Neste ponto, uma configuração de derivação tripla (ou uma configuração com mais de três derivações) é melhor do que uma configuração de derivação dupla para configurar a derivação perto do centro.

[0041] Como a posição é a posição do coeficiente de derivação que indica o maior valor para o valor inicial, a posição da derivação com o maior valor é movida para a derivação adjacente após a sincronização de acordo com a operação do filtro de derivação enquanto o alinhador de frente de onda substitui a sequência de dados. Ao mesmo tempo, as posições de todos os coeficientes da derivação são deslocadas de modo que o coeficiente de derivação com o maior valor esteja na mesma posição de derivação que o valor inicial.

[0042] A Figura 4 é um diagrama usado para explicar as operações básicas no método da presente invenção. Em primeiro lugar, quando existem três derivações para a fase par e a fase ímpar, assume-se que a posição do coeficiente de derivação com o maior valor após a sincronização é a segunda para a fase ímpar (W3 na figura 4). Como isso depende de como o valor inicial é definido, pode ser configurado dessa maneira. O alinhador de frente de onda distribui inicialmente fases ímpares e fases pares em ordem desde o início do cabeçalho.

[0043] Se a frequência de amostragem do receptor for mais lenta do que a taxa de símbolos do transmissor, a posição de amostragem gradualmente se desloca para um tempo da posição anterior. Isso significa que a posição do coeficiente de derivação que indica o maior tamanho se desloca da segunda fase ímpar para a primeira fase par. Neste momento, o alinhador de frente de onda desloca o coeficiente de derivação de modo que a posição do coeficiente de derivação deslocado com o valor máximo seja retornada para a segunda fase ímpar. Ao mesmo tempo, a alocação da série de dados é alterada. Neste momento, a frequência de amostragem do receptor é mais lenta do que a taxa de símbolos originais, e uma sobreposição de um único símbolo ocorre (linhas do meio da Figura 4). Dessa forma, a posição do coeficiente de derivação com o maior tamanho pode ser mantida sem alteração.

[0044] Em seguida, quando a frequência de amostragem do receptor é mais rápida do que a taxa de símbolos do transmissor, ocorre a situação oposta. A posição do coeficiente de derivação com o tamanho maior muda da segunda fase ímpar para a segunda fase par (linhas inferiores da Figura 4). Em outras palavras, porque W4 tem o maior valor, o alinhador de frente de onda desloca o coeficiente de derivação e, então, desloca todos os coeficientes de derivação de modo que W4 seja posicionado na segunda fase ímpar. Ao mesmo tempo, um único símbolo é pulado na distribuição da série dados.

[0045] A posição do coeficiente de derivação com o maior valor é constantemente monitorada dessa maneira. Quando a posição se deslocou para a fase adjacente, as posições das séries de dados e todos os coeficientes de derivação são deslocadas ao mesmo tempo para retornar o coeficiente de derivação com o maior valor para a posição original. Desta forma, a compensação de desvio de fase/frequência de amostragem pode ser continuada utilizando um número finito de derivações. Quando o número de sobreamostragens (fator de sobreamostragem) é maior que dois, o número de sequências de símbolos recebidas que foram polifaseadas também é maior do que dois. No entanto, quando os princípios da presente invenção são aplicados a este caso, é realizada uma mudança de tempo de pelo menos um estágio em cada uma de pelo menos duas sequências de símbolos recebidas que foram polifaseadas. Isso torna possível utilizar os conceitos técnicos da presente invenção.

[0046] A utilização de (1) o filtro de derivação, (2) o valor inicial para o coeficiente de derivação e (3) o alinhador de frente de onda descrito acima permite configurar um circuito de filtro compacto para um receptor sem fio que é capaz de tratar sinais recebidos sobreamostrados por um ADC na taxa de símbolos sem ter que combinar o clock do receptor com o clock do transmissor, e sem ter que fazer referência ao conteúdo dos dados. Também torna possível a continuação da compensação imediata de desvio de fase/frequência de amostragem usando um número finito de derivações.

[0047] A Figura 5 é um diagrama que mostra os resultados reais das medições realizadas usando o método da presente invenção. Quando o esquema de modulação é QPSK, o deslocamento de frequência de amostragem do transmissor e do receptor é de 50 ppm, e a invenção não é utilizada, a posição de amostragem se desloca no plano IQ, como ilustrado pela situação “antes da recuperação” em (a), e a recuperação se torna impossível. Quando a presente invenção é usada, a constelação original pode ser recuperada como ilustrado pela situação “após recuperação” em (b).

[0048] A configuração de circuito básica do receptor usado na presente invenção, como mostrado na Figura 1, pode ser realizada usando recursos de hardware, recursos de software ou recursos de hardware e recursos de software trabalhando juntos. A configuração de circuito básica do receptor também pode ser realizada como um método incluindo uma pluralidade de etapas para processar a sequência de símbolos transmitida, ou um programa que inclui uma pluralidade de códigos de programa para executar essas etapas em um computador que serve como receptor.

Claims

1. Método em um receptor para executar a compensação on- the-fly em um deslocamento entre um clock de transmissor e um clock de receptor a fim de restaurar dados de uma sequência de símbolos recebidos, o método caracterizado pelo fato de que compreende as etapas de: gerar uma pluralidade de sequências polifásicas de símbolos recebidos por deslocamento de uma temporização relativa quando uma sequência de símbolos recebida é sobreamostrada com base em um número predeterminado de sobreamostragens é amostrada para baixo, com base no inverso do número predeterminado de sobreamostragens; deslocar, por pelo menos uma etapa, um tempo de pelo menos duas das sequências polifásicas de símbolos recebidos para se obter pelo menos duas sequências polifásicas de símbolos obtidas; proporcionar sequências de coeficiente de tap (W0...W5), cada uma compreendendo pelo menos dois coeficientes de tap variável, para pelo menos duas das sequências polifásicas de símbolos obtidas; aplicar feedback de um algoritmo adaptativo para mudar o tamanho dos coeficientes de tap com base em um vetor de erros calculado como uma diferença entre um símbolo correto e o símbolo recebido; monitorar a posição do coeficiente de tap indicando o tamanho máximo entre uma pluralidade de coeficientes de tap com base em uma comparação dos tamanhos dos coeficientes de tap, e deslocar as posições de todos os coeficientes de tap e, simultaneamente, saltar ou sobrepor qualquer uma das sequências de símbolos recebidos sobreamostrados quando a posição do coeficiente de tap monitorada indicando o tamanho máximo foi movida para uma posição de coeficiente de tap diferente.

2. Receptor para executar a compensação on-the-fly em um deslocamento entre um clock de transmissor e um clock de receptor a fim de restaurar dados de uma sequência de símbolos recebida, o receptor caracterizado pelo fato de que compreende: um latch para gerar uma pluralidade de sequências polifásicas de símbolos recebidos (por deslocamento de uma temporização relativa quando uma sequência de símbolos recebida sobreamostrada com base em um número predeterminado de sobreamostras é amostrada para baixo com base no inverso do número pré-determinado de sobreamostras; pelo menos um latch para deslocamento, por pelo menos uma etapa um tempo de pelo menos duas das sequências polifásicas de símbolos recebidos para se obter pelo menos duas sequências polifásicas de símbolos obtidos; um filtro com sequências de coeficientes de tap (W0...W5) cada um compreendendo pelo menos dois coeficientes de tap variável para pelo menos duas das sequências polifásicas de símbolos obtidos; meios para executar um algoritmo adaptativo para aplicação de feedback para mudar o tamanho dos coeficientes de tap com base em um vetor de erros calculado como uma diferença entre um símbolo correto e o símbolo recebido; e um alinhador de frente de onda para monitorar a posição do coeficiente de tap indicando o tamanho máximo entre uma pluralidade de coeficientes de tap com base em uma comparação dos tamanhos dos coeficientes de tap, e deslocar as posições de todos os coeficientes de tap e, simultaneamente, saltar ou sobrepor qualquer um das sequências de símbolos recebidos sobreamostrados, quando a posição do coeficiente de tap monitorado indicando que o tamanho máximo foi movido para uma posição do coeficiente de tap diferente.

3. Receptor, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato de que compreende ainda: um conversor analógico para digital, ADC, para sobreamostrar sequências de símbolos recebidos, um circuito de sincronização ligado ao ADC para detectar o início de uma moldura , e um dispositivo de correlação de Golay ligado ao ADC para a detecção de uma sequência de Golay; em que um preâmbulo é detectado através da detecção de uma sequência de Golay, e sincronização de quadro e a sincronização de símbolo são realizadas para encontrar a posição de início do cabeçalho.