CN1031784A

CN1031784A - 可控振荡器

Info

Publication number: CN1031784A
Application number: CN88106459A
Authority: CN
Inventors: 保罗·迪安·菲利曼
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1987-08-31
Filing date: 1988-08-31
Publication date: 1989-03-15
Also published as: MY103342A; PT88366B; EP0375717B1; NZ225962A; DE3887899D1; WO1989002193A1; AU2309088A; CA1269452A; PT88366A; DK43690D0; DE3887899T2; AU624792B2; EP0375717A1; FI900576A0; ES2008571A6; US4797634A; KR960012797B1; DK43690A; FI93410C; JPH02502057A

Abstract

利用CMOS工艺的电视机的立体声译码器的可控晶体振荡器包括第一、第二和第三差动放大器，它们产生对应的第一、第二和第三对相位相反的输出信号，将晶体的振荡信号连接到三个差动放大器的对应输入端，以致在第三差动放大器的输入端上产生的信号的相位相对于在其它两个放大器输入端上产生的信号的相位偏移约90°。将这三个输出信号复合成单端振荡信号，将该信号反向连接到晶体上，以接通调节反馈通路。该振荡信号频率取决于频率控制信号。

Description

本发明涉及一种可以是用于电视设备的立体声译码器中的可控振荡器。

标准的基带复合立体声信号包括：由左、右信道信号相加而成的主信号（L+R）;具有高于（L+R）信号的最高频率的频率ωp的导频信号以及左、右信道信号之差的差信号（L-R）。该差信号是以双边带、调幅、抑制载波、中心频率为两倍于ωp的信号形式出现的。该导频信号对于解调所述抑制载波，以提取（L-R）声频信息是必不可少的。

解调后的（L-R）信号按规定将包括相当于所述导频信号的分量，而所述（L+R）信号的最高频率按规定是相对地接近于所述导频信号频率的。

在这种立体声译码器中，可以使用锁相环电路（PLL）来产生一种例如频率为2ωp的信号，该信号与所述导频信号同步，并且，用来解调所述（L-R）信号。

为了实施本发明的一个方面，在一种对包括导频分量的基带复合声频信号做出反应的立体声译码设备中，包括一种对控制信号做出反应的可控振荡器。该振荡器产生其频率受控于所述控制信号的输出振荡信号。该可控振荡器包括用于产生相位相反的第一和第二输出信号的第一差动放大器。所述振荡器的第二放大器产生第三输出信号。所述放大器中至少一个对所述控制信号做出反应，以便当所述控制信号变化时，改变所述第一、第二和第三输出信号之一的幅度。对所述振荡输出信号做出反应的谐振器在其输出端产生第二振荡信号，该信号耦合到所述第一和第二放大器。该谐振器具有限定某一频率范围的频率响应，从该频率范围中可选定所述振荡信号的频率。向第一、第二和第三输出信号之一提供至少相对于第一、第二和第三输出信号中的另一个输出信号的相移量。使所述第一、第二和第三输出信号复合，以便产生所述输出振荡信号。所述控制信号是根据所述导频信号分量和所述振荡信号而产生的。该控制信号改变所述第一、第二和第三输出信号之一的幅度，以便使所述振荡输出信号与所述导频信号分量同步。

为了实施本发明的另一方面，两个各用一对MOS晶体管构成的可变增益差动放大器具有受控于控制信号的相应增益。借助于连接到形成这种差动放大器的一对MOS晶体管之间的汇接点上的第三MOS晶体管来改变每个差动放大器的增益。第三MOS晶体管的电导率依照所述控制信号而变更。例如，通过选择第三MOS晶体管的预定的沟道几何结构可有效地简化所述可变增益放大器的增益参数的确定过程。

根据本发明的再一个方面，接入再生反馈网络中的、具有窄频带的晶体使所述振荡器成为一个压控晶体振荡器（VCXO）。该晶体有助于减小所述VCXO输出信号中的噪声和不稳定性，又减小所提取的（L-R）声频信息的失真。

根据本发明的再一个方面，所述VCXO在其再生反馈环路中采用皮尔斯型（Pierce）设计方案，该方案有助于提供信号稳定性。

图1说明实施本发明的一个方面的、包括压控晶体振荡器的立体声译码器的一部分的方框图;

图2说明图1中的振荡器的详细实施例;

图3说明用来解释图2电路工作的曲线图;以及

图4说明图1振荡器的第二详细实施例。

图1中，把一种例如来自电视接收机（图中未示出）的FM（调频）译码器的复合立体声信号INa耦合到产生复合信号IN_D的模-数转换器109的输入端109a。信号IN_D是具有类似于频谱波形5的频率成份的信号的数字表示方式，所述频谱波形包含导频信号分量PILOT。在BTSC标准中，信号分量PILOT具有等于水平扫描频率f_H的频率ωp。

信号IN_D经由导线110加到锁相环电路（PLL）100的信号减法电路112的被减数输入端。合成导频信号Ps经由连线111耦合到减法电路112的减数输入端。减法电路112在其输出线113上提供复合信号112a，同时，基本上消除导频信号分量。减法电路112被包括在虚线内所示的电路99中。电路99履行传统的PLL中鉴相器的模拟功能。

信号112a还耦合到低通滤波器115，该滤波器传递或分离出（L+R）信号，而基本上排除了所述复合信号的高频分量。由于在加到滤波器115的信号中不存在所述导频信号分量，所以，与当导频信号存在时的情况相比，滤波器115的截止频率特性有利地具有显著低的临界值。

另外，来自减法电路112的输出信号112a耦合到包括在电路99中的乘法器电路120的一个输入端。乘法器120的输出信号耦合到各串联耦合的电路元件上，这些元件包括：装置1222，数一模转换器123，实施本发明的一个方面的压控振荡器（VCXO）124，正弦波发生电路126以及90°移相器128。装置1222包括低通滤波器122和未在图中示出的误差累加器。

装置1222的，其截止频率显著低于导频信号分量PILOT频率的低通滤波器122对乘法器120的端口120a上的数字输出字进行低通滤波，以产生误差字（未在图1中示出），该误差字表示信号分量PILOT和VCXO124的输出信号CK之间的相位或频率误差，这将在后面继续描述。然后，在装置1222的误差累加器（这在各附图中未示出）中对该数字误差字进行周期性累加（例如，每2/3导频信号分量PILOT周期一次），以产生包含所述周期性累加误差的频率控制字122a。在数一模转换器123中，控制字122a转换成等效的模拟信号123a，该模拟信号在上述周期性累加时间间隔中基本上保持恒定。然后，信号123a耦合到VCXO124的输入端，以形成由此产生的输出频率。

对于乘法器120的端口120a上信号的零平均值，VCXO124产生具有基本上等于导频信号分量PILOT的频率ωp的预定整数N倍的频率。

来自VCXO124的输出信号CK加到正弦波发生器126，后者产生一种提供正弦波信号sin（ωp′t）的数字表示方式的信号126a，该信号的频率与相位与导频信号分量PILOT的频率与相位相同。正弦波发生器126，举例来说，可以包括对CK信号的脉冲进行计数的计数器和一个只读存储器（ROM），后者具有同所述计数器的输出字配合的地址端口，使得在该ROM的输出端口上产生信号126a。发生器126根据CK信号的频率与由发生器126所产生的信号126a的频率的比值而产生前面曾提及的整数N，例如，该值可以等于700。正弦波发生器126的输出信号126a耦合到移相器128，后者以众所周知的方法产生具有相同频率而相位偏移90°的余弦信号，该信号与表达式cos（ωp′t）相对应。

标准的FM和BTSC基带复合声频信号C（t）可由下式表达：

C（t）＝S（t）+Psin（ωpt）+D（t）sin（2ωpt）（1）

式中，C（t）相当于信号IN_D，而S（t）和D（t）分别相当于时变的（L+R）和（L-R）信号，P和ωp分别是导频信号分量PILOT的幅度和角频率。

通过测量减法电路112输出端上的剩余导频信号幅度，有效地放大该剩余幅度，并把该放大后的幅值乘上正弦波发生器126的输出信号，就可产生加到减法电路112的合成导频信号Ps。

假设合成导频信号Ps的幅度Pc，恰好等于导频信号分量PILOT的幅度P，而且可以把合成导频信号Ps表达为Psin（ωp′t），则可把得自减法电路112的C′（t）值，即，信号112a的表达式，表示为：

C′（t）＝S（t）+P sin（ωpt）-Pc sin（ωp′t）+

D（t）sin（2ωpt）。（2）

在乘法器120中把C′（t）值乘上cos（ωp′t）以产生：

C′（t）cos（ωp′t）＝S（t）cos（ωp′t）+Psin（ωpt）

cos（ωp′t）-Pc sin（ωp′t）

cos（ωp′t）+D（t）sin（2ωpt）

cos（ωp′t）（3）

方程（3）中的第一项和末项都是正弦波，它们将在低通滤波器122中取等于零的平均值。利用三角恒等式，可以证明中间两项Psin（ωpt）cos（ωp′t）-Pc sin（ωp′t）cos（ωp′t），等效于：

P/2〔sin（ωpt-ωp′t）+sin（ωpt+ωp′t）-

sin（2ωp′t）〕。（4）

式中最右边两项是频率相当高的正弦波，因而，将在低通滤波器122中取等于零的平均值。由于规定正弦波发生器126的信号126a的额定输出频率接近于ωp，所以，表达式（4）的第一项的自变量（ωpt-ωp′t）将接近于零。sin（ωpt-ωp′t）将是频率很低的正弦波，因而，将不会取等于零的平均值，除非ωp′等于ωp。因此，只要频率ωp′不等于导频频率ωp，则乘法器120和低通滤波器122将周期地改变以负反馈方式加到VCXO124的信号122a，这势必会使正弦波发生器126的信号126a与导频信号分量PILOT同步。

其次，举例来说，假定ωp′和ωp是相等的频率，而合成导频信号Ps和导频信号分量PILOT的相位相差△度。此时，乘法器120的输出可用下式表示：

C′（t）cos（ωpt+△）＝S（t）cos（ωpt+△）+Psin（ωpt）×

cos（ωpt+△）-Pc sin（ωpt+△）

cos（ωpt+△）+D（t）sin（2ωpt）

cos（ωpt+△）。（5）

方程右边的第一和第四项将在低通滤波器122中取等于零的平均值，这是因为它们相当于具有高于该滤波器的时间常数的倒数的频率的正弦波信号。可以证明中间两项等效于：

（P/2）〔sin（2ωpt+△）+sin△-sin（2ωpt+2△）〕（6）

其中第一和第三项是频率相当高的正弦波信号、因而将在PLL100的低通滤波器122中取等于零的平均值。剩下一项（P/2）（sin△）基本上是直流项，因而，将通过低通滤波器122并对VCXO124提供相位校正项。因此，只要存在频率或相位误差，乘法器120和低通滤波器122就改变信号123a。如果不存在所述误差，则信号123a保持恒定。

信号CK耦合到正弦波发生器150的输入端，后者产生信号150a，该信号是具有2ωp角频率的正弦波的数字表示。正弦波信号150a耦合到乘法器116的被乘数输入端口。在减法电路112中，将复合信号IN_D减去合成导频信号Ps，把所得到的信号分别耦合到乘法器116和138的被乘数输入端。来自正弦波发生器150的、按表达式sin（2ωpt）变化的信号150a加到乘法器116的乘数输入端，以产生由下式表示的信号

（L-R）′：

（L-R）′＝S（t）sin（2ωpt）+D（t）sin（2ωpt）×

sin（2ωpt）（7）

＝S（t）sin（2ωpt）+D（t）〔1-cos²（2ωpt）〕

（8）

将该信号加到低通滤波器118。低通滤波器预定只能通过基带项D（t），于是，分离出（L-R）信号。

在乘法器138中，来自减法电路112的输出信号乘上sin（ωpt）项。因此乘法器138的输出信号Po，可表示为：

Po＝S（t）sin（ωpt）+Psin（ωpt）sin（ωpt）-

Pc sin（ω′pt）×sin（ωpt）+D（t）sin（2ωpt）×

sin（ωpt）。（9）

其中，Pcsin（ωpt）sin（ωpt）项相当于导频消除信号，这正如在第882，384号美国专利申请（标题为“从复合信号中消除导频信号的设备”，申请人为Todd christopher）中所详细描述的。将信号Po加到一个可在比2π/ωp更长的一段时间内对其进行积分的低通滤波器132上。将滤波器132的输出信号加到乘法器134上，使该信号乘以发生器126的信号126a，以产生合成导频信号Ps。

图2说明图1的VCXO124的详细的实施例，它实施本发明的一个方面。图1和2中的相同标号和符号说明相同的元部件或功能。图2中，在晶体124a的接线端124b产生频率可以是700fp的正弦波信号50a，其中，fp等于BTSC标准中的水平扫描频率f_H，在图2中，该晶体是以等效电路的形式示出的。信号50a耦合到实施本发明的特征的差动放大器50的输入端，该放大器包括PMOS晶体管MQ1和MQ2。公共电流源IS1（未在图2中详细示出，它是应用CMOS工艺组成的）耦合到晶体管MQ1和MQ2的源极之间的汇接点上。因此，在晶体管MQ1和MQ2的各漏极上分别产生正弦波互补电流i501和i502。这样，电流i501是与信号50a反相的，而电流i502是与信号50a同相的。

实施本发明另一特点的相控级51包含差动放大器51a和51b，它们具有各自的按相反方式变化的可变增益。放大器51b包括一对PMOS晶体管MQ8和MQ9。放大器51a包括一对PMOS晶体管MQ5和MQ6。包括连接成源极跟随器的晶体管MQ20、电容C1和电阻R1的移相电路产生一种相对于信号50a相位超前大约90°的正弦波信号51c。信号51c分别耦合到放大器51a和51b的晶体管MQ5和MQ8的栅极。晶体管MQ6、MQ9和MQ2的栅极连接到基准电压VREF，该电压产生各晶体管MQ1、MQ5、MQ6、MQ8和MQ9的栅极平均直流电压。

其漏极连接到晶体管MQ5和MQ6的源极汇接点上的PMOS晶体管MQ7组成一种随控制信号512而变的可变或可控电流源。信号512是在差动控制放大器53中产生的。放大器53包括一对NMOS晶体管MQ11和MQ12。恒流源IS2连接到晶体管MQ11和MQ12的源极汇接端上。晶体管MQ11的栅极连接到基准电压VREF，而晶体管MQ12的栅极连接到前面提到过的图1的频率控制信号123a，以控制VCXO124的频率。

其漏极连接到晶体管MQ12的漏极的PMOS晶体管MQ14，在两个晶体管的汇接点上产生前面提到过的信号512。晶体管MQ14的栅极连接到其漏极，这样，就在晶体管MQ12的漏极上形成一个电阻负载。因此，当信号123a变化以使作为差动放大器51a的共用电流源的晶体管MQ7中的电流变化时，信号512就变化。

按照本发明的一个特点，流入由信号123a控制的MQ14中的电流同流入MQ7中的电流的比值是通过规定晶体管MQ7和MQ14相应的沟道几何形状（在图2中用尺寸L和W表示）而确定的。尺寸L和W分别表示沟道的长度和宽度。这样，所需增益的获得变得更为方便。频率控制信号123a的电平变化使放大器51a的增益变化。放大器51a的增益可定义为分别流入晶体管MQ5或MQ6中的电流i515或i516同信号51C之间的比值。

按照本发明的另一特点，当信号123a变化时，与信号51c同相的电流i516和与信号51c反相的电流i515中的每一个均按相同的方向变化。

和放大器51a相似地工作的差动放大器51b产生分别与电流i515和516同相的正弦波电流i528和i529。因此，电流i529和i528是反相而互补的。放大器51b的晶体管MQ8、MQ9和MQ10分别执行与放大器51a的各相应晶体管MQ5、MQ6和MQ7相类似的功能。但是，当频率控制信号123a发生变化时，耦合到晶体管MQ10栅极的增益控制信号511就按同晶体管MQ7栅极上的增益控制信号512相反的方向而变化。

信号511是在PMOS晶体管MQ13漏极和晶体管MQ11漏极之间的汇接点上产生的。当频率控制信号123a发生变化时，除了使信号511以相反于信号512的方向变化外，构成负载的晶体管MQ13执行与晶体管MQ14相似的功能。因此，作为例子，当晶体管MQ7中的电流增加时（这是由于频率控制信号123a相应变化的结果，这种变化使放大器51a的增益增加），晶体管MQ10中的电流就降低。晶体管MQ10中电流的降低使放大器51b中相应的增益降低。

在端子56上，把放大器50、51a和51b的相应电流i501、i516和i528相加，而最后形成的、流入NMOS晶体管MQ3中的和电流ⁱSUMA产生信号56a。因为，晶体管MQ3的栅极连接到其漏极而起电阻性负载的作用，所以，信号56a正比于和电流ⁱSUMA。同样，在端子57上，使电流i502、i515和i529相加，而最后形成的、流入NMOS晶体管MQ4中的和电流iSUMB产生正比信号57a，该信号与信号56a在幅度上基本上等于而相位相反。因此，信号57a同56a是互补的。

信号57a耦合到NMOS晶体管MQ18的栅极，而信号56a耦合到由晶体管MQ15和MQ16构成的倒相级，以产生信号57b，后者耦合到PMOS晶体管M217的栅极上。在该倒相器中，晶体管MQ16起电阻性负载的作用。因此，流入晶体管MQ17的电流幅度取决于晶体管MQ15、MQ16和MQ17的沟道几何形状。于是，通过规定所述沟道的几何形状，就可方便地简化所需增益参数的设计。

按照本发明的另一方面，以推挽结构方式工作的PMOS晶体管MQ17和NMOS晶体管MQ18，在晶体管MQ18和MQ17间的汇接点上产生信号52a，该信号表示信号57a和56a的幅度之和。因此，通过利用互补信号56a和57a以获得单端和信号52a，与只使用信号56a和57a中的一个信号时的情况相比，信号52a的幅值方便地增大了。

和信号52a耦合到NMOS晶体管MQ19（它起源极跟随器的作用），以产生振荡信号CK。信号CK经由包括电阻RX5和电容C3的RC网络而耦合到晶体124a的接线端124C，以便当振荡信号CK经由晶体124a而反向耦合到反馈环路的基准始端124b时，接通振荡器124的再生正反馈环路信号通路。以前提及的信号50a是在连接到端子124b的电容C2两端上产生的。

在信号50a通过整个反馈环路信号通路以后，VCXO124将在例如端子124b上产生信号CK，该信号具有可引起信号50a的0°总相移量的频率。信号50a的相位和在与晶体124a相连系的端子124c上信号的相位之间的相移量是显著地与频率相关的。晶体124a的作用使得信号50a的相位以小于180°的量值滞后于端子124c上信号的相位。借助于让放大器50、51a、51b，根据频率控制信号123a而改变信号CK和信号50a间的相位，就能够可控地改变信号CK的振荡频率。

图3绘出一个说明信号CK相对于信号50a的相位变化范围的矢量图。图1、2、3中的相同标号和符号表示相同的元部件或功能。举例来说，由于图2的信号CK是与信号56a同相，而幅度成正比的，所以，在图3中示出信号56a对信号CK的相位所起的作用就足够了，并且，为说明起见，图3中忽略信号57a所起的作用。图3中，把信号50a、51c和i501表示为具有相应的标准的相位关系，但是，具有任意预定的幅值。

在第一实施例中，表示电流i528和i516的矢量具有相等的幅值，这些幅值是根据图2的信号123a的特定值而确定的，该特定值表示信号123a可能采用的数值范围的一个极端值。在所述第一实施例中，图3的信号56a和电流ⁱSUMA（等于电流i501、i528和i516的矢量和）中的每一个与信号50a构成180°角。

在第二实施例中，由于相当于信号123a的值是比第一实施例中的小的正值，所以，电流i528′的幅值比i516′的幅值大。因此，电流ⁱSUMA′和信号56a′的每一个以小于180°的相角φ′超前于信号50a。于是，通过改变图2的信号123a，可以改变信号56a或CK的相位，以相应地改变信号CK的频率。

在第三实施例中，由于相当于信号123a的值是比第一实施例中的大的正值，所以，电流i516″的幅值比电流i528″的幅值大。因此，电流ⁱSUMA″和信号56a″中的每一个以小于180°的相角φ″滞后于信号50a。因为，如前所述，晶体124a能引起不超过180°的相位滞后，所以，在信号50a通过整个反馈环路信号通路以后，在该第三实施例中，所述总的相移量不会是零。因此，第三实施例可表示一种妨碍VCXO124工作的不希望发生的或非正常的状态。

图4说明了实施本发明另一方面的、表示图1的VCXO124的第二实施例的VCXO124′。附图1、2、3和4中的同样标号和符号说明同样的另部件或功能。除了把图1的晶体管MQ13和差动放大器51b从图4的VCXO124′中删去外，图4的VCXO124′是与图2的VCXO124等同的，因而，其工作情况是相似的。有益的是，图4只用两个差动放大器50和51a履行图2的三个差动放大器50、51a和51b的功能。此外，由于在图4的VCXO124′中不含对应于图2中的放大器51b的放大器，所以，图4的VCXO124′中不会发生象前面论述过的第三实施例的情况。因此，图4的信号123a可采用比前面论述过的第一实施例中的更大的正值。

VCXO124起皮尔斯型振荡器的作用，它是一种更稳定的振荡器。通过改变信号56a或CK与信号50a之间的相角φ，图1的PLL100产生与导频信号分量PILOT同步的信号CK。

Claims

1、一种对包含导频信号分量的基带复合声频信号做出反应的立体声译码器设备包括：

对控制信号(123a)做出反应的可控振荡器(124)，所述振荡器产生具有受控于所述控制信号的频率的振荡输出信号，所述可控振荡器包括：

用于产生反相的第一(i501)和第二(i502)输出信号的第一差动放大器(50)

其特征在于还包括：

用于产生第三输出信号(i516)的第二放大器(51a)，当所述控制信号(123a)变化时，所述各放大器中至少有一个对所述控制信号做出反应，以便改变所述第一、第二和第三输出信号之一的幅值，

对所述振荡输出信号做出反应、以便在其输出端(124b)产生第二振荡信号的谐振器(124a)，所述第二振荡信号耦合到所述第一和第二放大器，所述谐振器的频率响应限定可据以选择所述振荡信号的所述频率的频率范围，

耦合接收所述第二振荡信号的电抗装置(C₂)，该装置还连接到所述放大器之一，用于为所述第一、第二和第三输出信号之一提供相对于所述第一、第二和第三输出信号中的至少另一个信号的相移量，

用于复合所述第一(i501)、第二(i502)和第三(i516)输出信号，以便产生所述振荡输出信号的复合装置(56，MQ3；57，MQ4)，

对所述导频信号分量和所述振荡信号做出反应的装置(123)，它用于产生所述控制信号，该控制信号改变所述振幅，以便使所述振荡输出信号与所述导频信号分量同步。

2、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述第二放大器（51a）的增益随所述控制信号而变化。

3、按照权利要求2的设备，其特征在于：所述第二放大器（51a）产生第四输出信号，以致反相的第三和第四输出信号具有各随所述控制信号而变化的相应幅值，并且，其中所述复合装置复合所有输出信号，以便在相应的单端（52a）上产生所述振荡信号，这样，与只将所述第一放大器的所述输出信号中的一个与所述第二放大器的所述输出信号中的一个复合的情况相比，所述振荡信号增大了。

4、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述导频信号分量是包含在电视基带电视信号中的。

5、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述第一放大器（50）的增益是恒定的，而所述第二放大器（51a）的增益是随所述控制信号而变的。

6、按照权利要求5的设备，其特征在于：所述第二放大器（51a）包括连接成差动放大器的第一（MQ5）和第二（MQ6）MOS晶体管，和具有连接到所述控制信号（512）的控制极的第三MOS晶体管（MQ7），所述第三MOS晶体管具有连接到所述第一和第二MOS晶体管的相应的主电流极传导电之间的汇接端子处的主电流传导电极，以便同时向所述第一和第二MOS晶体管提供共用电流源，以致所述控制信号的变化引起所述第三MOS晶体管中相应的导电率的变化，所述第三MOS晶体管使流入所述第一和第二MOS晶体管的相应的电流中的每个电流改变方向，在所述第一和第二MOS晶体管中，电流的方向是相同的，结果，使所述可变增益放大器的所述增益随所述控制信号而变化。

7、按照权利要求6的设备，其特征在于：所述第一放大器（50）包括第四（MQ1）和第五（MQ2）MOS晶体管，它们以相似于所述第二放大器的所述第一和第二MOS晶体管的连接方式而连接，以便构成具有恒定增益的所述第一放大器。

8、按照权利要求7的设备，其特征在于：

把远离所述第二放大器的所述汇接端的所述第一MOS晶体管（MO5）的主电流传导电极，在第二汇接端（57）上连接到所述第五MOS晶体管（MQ2）的相应主电流传导电极，

所述第二MOS晶体管（MQ6）的相应主电流传导电极在第三汇接端（56）连接到所述第四MOS晶体管（MQ1）的相应主电流传导电极，以便在所述第二和第三汇接端产生相位相反的相应信号，

所述复合装置对所述第二（57）和第三（56）汇接端上的信号进行复合，以便在相应的单端上产生所述振荡信号。

9、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述控制信号（123a）是在与所述导频信号分量同步的锁相环电路（100）中产生的。

10、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述电抗装置包括一个RC网络（R2，C1）。

11、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述谐振器包括一个晶体（124a）。

12、按照权利要求11的设备，其特征还在于：连接到所述晶体的电容（C2，C3）使所述振荡器形成一种皮尔斯型振荡器。

13、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述电抗装置（C1）连接到所述第二放大器（51a）的输入端，以致所述第二放大器（51a）的所述输入端上的输入信号相对于所述第一放大器（50）的相应输入端上的输入信号产生相移。

14、按照权利要求1的设备，其特征在于：所述第二放大器包括具有可变增益的差动放大器，用于产生第四输出信号（i516），该第四输出信号与所述第三输出信号组成一对相位相反的信号，所述相位相反的信号分别依照所述电抗装置（C₁）的工作情况，相对于所述第一（i501）和第二（i502）输出信号产生相移。

15、按照权利要求14的设备，其特征还在于：

具有可变增益的第三差动放大器（51b）产生相位相反的第五（i528）和第六（i529）输出信号，

所述复合装置复合所述第一（i501），第三（i516）和第五（i528）输出信号，以形成第一复合输出信号（56a），并另外复合所述第二（i507）、第四（i515）和第六（i529）输出信号，以形成第二复合输出信号（57a），

所述第一（56a）和第二（57a）复合输出信号被进一步复合，以产生所述振荡信号。

16、按照权利要求15的设备，其特征在于：所述第三放大器（51b）的增益以相反于所述第二放大器（51a）的方向，随所述控制信号（123a）而变化。

17、按照权利要求16的设备，其特征在于：

所述第三放大器（51b）包括连接成差动放大器的第六和第七MOS晶体管，以及控制极连接到所述控制信号（123a）的第八MOS晶体管，所述第八MOS晶体管的主电流传导电极连接到第六和第七MOS晶体管的对应主电流传导电极之间的汇接端，以向所述第六和第七MOS晶体管提供共用电流源，以致所述控制信号的变化引起所述第八MOS晶体管的相应的导电率变化，后者又引起所述第三放大器增益的变化。