PT88366B

PT88366B - Oscilador controlado

Info

Publication number: PT88366B
Application number: PT88366A
Authority: PT
Inventors: Paul Dean Filliman
Original assignee: Rca Licensing Corp
Priority date: 1987-08-31
Filing date: 1988-08-29
Publication date: 1995-03-01
Also published as: KR890702337A; DE3887899D1; JPH02502057A; DK43690D0; CA1269452A; AU624792B2; CN1031784A; PT88366A; NZ225962A; US4797634A; FI93410C; EP0375717B1; EP0375717A1; DK170320B1; DE3887899T2; MY103342A; WO1989002193A1; DK43690A; FI93410B; FI900576A0

Description

RCA LICENÔING CORPORATION, pretende obter privilégio de inven ção em Portugal.

presente invento refere-se a um oscilador de cristal, controlado, de um descodificador estereofónico de um receptor de televisão utilizando tecnologia CXCS (semi-condutor de óx_i do metálico complementar), incluindo um primeiro (50), um segundo (51a) e um terceiro (51b) amplifícadores diferenciais que produzem as correspondentes primeiro, segundo e terceiro pares de sinais de saída anti-fase. Cs segundo e terceiro amplificadores diferenciais possuem ganhos variáveis que variam de maneiras opostas de acordo com um sinal de controlo de fre_ quência (123a). 0 sinal oscilatorio de um cristal (124a) é acoplado aos correspondentes terminais de entrada dos três am plificadores diferenciais de modo que a fase do sinal que é de senvolvido no terminal de entrada do primeiro amplificador diferencial é deslocado em fase de aproximadamente 90- relativamente aos desenvolvidos nos terminais de entrada dos outros dois amplificadores. Os três pares de sinais de saída (i50l, i5O2, i515, i51b, i528, i529) são combinados para formarem um sinal oscilatório simples que é acoplado novamente ao cristal para completar um percurso de realimentação de regulação. A frequência de oscilação é determinada de acordo com o sinal de controlo de frequência.

BAD ORIG>nal

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-2MEMÓRIA DESCRITIVA

O invento relaciona-se com um oscilador controlado que é usado, por exemplo, num descodificador estéreo de um aparelho de televisão.

Sinais estéreo audio compostos de banda base, típicos, incluem um sinal principal formado a partir da soma dos sinais de canal esquerdo e direito (L+R), um sinal piloto possuindo uma frequência a qual é maior que a frequência máxima do sinal (L+R) , e um sinal diferença (L-R) o qual é a di_ ferença entre os sinais de canal esquerdo e direito. C sinal diferença está na forma de uma banda lateral dupla, com. portadora suprimida em modulação de amplitude, centrada numa frequência de duas vezes td . C sinal piloto é essencial para des

P ~ modular a portadora suprimida para extrair a informação audio (L-R).

sinal desmodulado (L-R) incluirá nominalmente um com ponente correspondente ao sinal piloto, e a frequência de sinal máxima do sinal (L+R) está nominalmente relativamente per to da frequência do sinal piloto.

Num tal descodificador estéreo, um circuito fechado de bloqueio de fase (PLL) pode ser usado para gerar, por exemplo, um sinal a uma frequência 2 W cue é sincronizado com o sinal p * piloto e que é usado para desmodular o sinal (L-R).

Na realização de um aspecto do invento, num aparelho descodificador estéreo, que reage a um sinal audio composto de banda base que inclui um componente de sinal piloto, é incluído um oscilador controlável que reage a um sinal de controlo.

O oscilador gera um sinal de saída oscilatório a uma frequência que é controlada de acordo com o sinal de controlo. C oscilador controlável inclui um primeiro amplificador diferencial para gerar um primeiro e segundo sinais de saída que estão em oposição de fase. Um segundo amplificador do oscilador gera um terceiro sinal de saída. Pelo menos, um dos amplificadores reage ao sinal de controlo para variar a amplitude de um dos

3 C70

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-3:egundo e terceiro sinais de saída quando o sinal de pr imeiro, controlo varia. Um ressoador ruc reage ao sinal de saída oscilatório gera num seu terminal de saída um segundo sinal oscila tório que é acoplado ao primeiro e segundo amplificadores. 0 ressoador possui uma frequência de resposta que determina uma gama de frequências a partir da qual a frequência do sinal oscilatório pode ser seleccionada. Uma mudança de fase é nroporcionada a um dos primeiro, segundo e terceiro sinais de saída relativa a, pelo menos, outro dos primeiros, segundo e terceiro sinais de saída s3o combinados para gerarem o sinal de saída oscilatório. C sinal de controlo é gerado de acordo com o componente do sinal piloto e do sinal oscilatório. O sinal de controlo varia a amnlitude de um dos primeiro, segundo e terce/ ro sina is de saída para sincronizar o sinal de saída oscilatório com o componente de sinal piloto.

Na realização de outro aspecto do invento, dois amplif/ cadores diferenciais de ganho variável que sSo construídos cada um usando um par de transístores NOS e possuindo ganhos cor respondentes que são controlados de acordo com um sinal de con trolo. 0 ganho de cada amplificador diferencial é variado, por um terceiro transístor NCS que é acoplado a uma junção entre o par de transístores NCS que formam tal amplificador diferencial. A condutividade do terceiro transístor NCS varia de acor do com o sinal de controlo. Seleccionando uma geometria predeterminada de canal do terceiro transístor NCS, por exemplo, o estabelecimento do parâmetro de genho do amplificador de ganho variável é, com vantagem, simplificado.

De acordo com um outro aspecto do invento, um cristal possuindo uma largura de banda estreita que é acoplado na rede de realimentaçâo regenerativa transforma o oscilador num os cilador de cristal de controlo de voltagem (VCXO). 0 cristal provoca ruído e variação de fase no sinal de saída do VCXO para ser, com vantagem, reduzido o que, por outro lado, reduz as distorções, por exemplo, na informação audio (L-R) extraída.

De acordo com ainda outro aspecto do invento, o VCXO utiliza uma disposição tipo Pierce no circuito fechado de realimentação regenerativo que, com vantagem, proporciona a estaBAD ORKàihr6 8 070

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-4bilidade de sinal.

A Figura 1 mostra um diagrama de blocos de uma porção de um descodificador estéreo gue inclui um oscilador de cristal de controlo de voltagem, concretizando um aspecto do invento;

a Figura 2 mostra uma concretização em detalhe do oscilador da Figura 1;

a Figura 3 mostra um gráfico útil na explicação da operação do circuito da Figura 2; e a Figura 4 mostra uma segunda concretização em detalhe do oscilador da Figura 1.

Na Figura 1 um sinal estéreo de áudio composto , gue é obtido de, por exemplo, um descodificador FM de um rece ptor de televisão, não mostrado nas figuras, é acoplado a um terminal de entrada lC9a de um conversor analógico-digital 109 gue gera um sinal composto IN. 0 sinal IN é uma representação digital de um sinal possuindo uma composição de frequência semelhante à forma de onda espectral 5 que contém um. componente de sinal piloto PILCT. 0 componente de sinal PILOT está, no padrão NT3C, a uma freauência W oue é igual à freouência de p * exploração horizontal, f .

sinal IN é aplicado através de um condutor 110 ao terminal de entrada diminuendo de um circuito subtractor de si nal 112 de um circuito fechado de bloqueio de fase (PLL) ICC. Um sinal piloto sintetizado P_g é acoplado através da ligação lll ao terminal de entrada subtraendo do circuito subtractor 112. O circuito subtractor 112 fornece um sinal composto 112a, com o componente de sinal piloto substancialmente eliminado, na sua ligação de saída 113. C circuito subtractor 112 está in eluido num circuito 99 mostrado dentro de uma linha tracejada. C circuito 99 realiza funções análogas às de um detector de fa_ se num PLL convencional. 0 sinal 112a está também acoplado a um filtro passa baixo 115 o qual passa, ou separa o sinal (L+R) para a exclusão substancial dos componentes de frequência mais altos do sinal composto. Visto que o componente de si nal piloto não está presente no sinal aplicado ao filtro 115,

BAD Ιιπιόιιι ./

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|Η· |H· as características de corte de frequência do filtro 115 são, com vantagem, significativamente menos críticas do que se o componente de sinal piloto estivesse presente.

C sinal de saída 112a do circuito subtractor 112 é, adicionalmente, acoplado a uma entrada de um circuito multipl cador 120 gue está incluído no circuito 99. A saída desenvolv da pelo multiplicador 120 é acoplada a elementos de circuito acoplados em série incluindo um arranjo 1222, um conversor digital-analógico 123, um oscilador de cristal de controlo de voltagem (VCXC) 124, concretizando um aspecto do invento, um circuito gerador de onda sinusoidal 126 e um deslocador de fase a 90- 128. C arranjo 1222 inclui um filtre passa baixo 122 e um acumulador de erro que não e mostrado nas Figuras. 0 filtro passa baixo 122 do arranjo 1222 , possuindo um.a frequência de corte que é substancialmente mais baixa do que a do componente de sinal piloto PILOT, filtra em passa baixo as palavras de saída digitais na porta 120a do multiplicador 120 para produzir uma palavra de erro, não mostrada na Figura 1, que é representativa de um erro de fase ou de frequência entre o compo nente de sinal PILCT e um sinal de saída CK do VCXO 124, como descrito mais tarde. Tal palavra de erro digital é então acumu lada periodicamente, no acumulador de erro do arranjo 1222, o que não é mostrado nas Figuras, todos os, por exemplo, 2/3 do período da componente de sinal piloto PILOT, para produzir uma palavra de controlo de frequência 122a que contém o erro acumu lado periodicamente. A palavra 122a é convertida num conversor digita1-analógico 123 que produz um equivalente sinal analógico 123a que permanece substancialmente constante entre os acima mencionados intervalos de acumulação periódica. O sinal 123a é açodado a um terminal de entrada do VCXO 124 oara esta belecer a frequência de saída produzida pelo mesmo.

Para um valor médio zero do sinal na porta 120a do multiplicador 120, o VCXO 124 desenvolve o sinal de saída CK possuindo uma frequência que é substancialmente igual a um múltiplo inteiro predeterminado N da frequência, W , do componente

P de sinal piloto PILOT.

BAD Οκΐϋΐπ/Au

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-60 sinal de saída CK do VCXC 124 é aplicado ao gerador de onda sinusoidal 126 o qual desenvolve um sinal 126a que for nece uma representação digital de um sinal sinusoidal, sen fW ¹ t), crue está na mesma freouência e na mesma fase aue a com p - - — ponente de sinal piloto PILCT. 0 gerador de onda sinusoidal 126 pode incluir, por exemplo, um contador que conta os impulsos do sinal CK e uma memória somente para leitura ÍRCM), possuindo uma porta de endereço que é acoplada a uma palavra de saída do contador, tal que o sinal 126a é produzido numa porta de saída de tal ROM. O gerador 126 estabelece o valor do intei. ro N que foi mencionado antes, para ser igual, por exemplo, a 700, de acordo com a relação entre a frequência do sinal CK e a do sinal 126a gerada pelo gerador 126. 0 sinal de saída 126a, do gerador de onda sinusoidal 126, é acoplado ao deslocador de fase 128, o qual desenvolve de uma maneira bem conhecida, um sinal cosseno a uma mesma frequência, mas numa fase que esta deslocada de 9C ², sinal que corresponde à expressão cos^íW^'t'’.

Os sinais audio compostos de banda base NTSC e FM padrão, C(t) podem ser descritos pela equação c(t) = 3ft'+Psen(W t'+a(t)ssnQ« t' Ρ o (1) onde C(t' corresponde ao sinal lN_p, e S (t e D (11 correspondem aos sinais de variação de tempo (L+R) e (L-R' respectivamente, P é a amplitude e a frequência radiana da componente de sinal piloto PILOT.

sinal piloto sintetizado P_, aplicado ao circuito subtractor 112, á desenvolvido medindo a amplitude do sinal residual na saída do circuito subtractor 112, amplificando efectivamente a amplitude residual, e multiplicando este valor rela saída do gerador de onda sinusoidal 126.

Assuma-se que a amplitude Ρ , do sinal piloto sintetiza do ?_s é exactamente igual à amplitude P da componente de sinal piloto PILCT. Também o sinal piloto sintetizado P^ pode ser re oresentado como P ser/W ’t). C valor C¹(t1 cue é obtido do cir c p cuito subtractor 112 que é representativo do sinal 112a pode ser expresso como

C ¹ (t) = S(t)+Psen(W t)-P senfW¹ t)+D(t)sen(2W t) Pcp p

BAD OHluiiMz-ii L.,„ (2 )

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ΊΟ valor C'(t1 é multiplicado no multiplicador 120 por ccsfW' t> para produzir P

C'(t'cos(V t' P = S(t'cos(W t'+PsenfW t'cos(W' t'-P sen'W t' Ρ Ρ ρ c p cos^fW t1 4-D (t1 se n ⁽ 2W t^os^W* ti Ρ Ρ ϋ '2 1

Os primeiro e último termos na equação (31 são sinusoidais os quais regularão a zero no filtro passa baixo 122. Cs dois termos centrais. Pssn^W tlcos^W t'-P sen'W t'cosfw' ti Ρ p c Ρ _z P podem ser mostrados, manipulando identidades trignométricas,sen do eauivalentes a p/2K7sen^z’W t-W t'+sen^fW t+W t1-sen^f2W 11 _7 ^f4 1 ρ P PP P

Os dois termos mais à direita são relativamente sinusoides de alta frequência e levarão a média a zero no filtro passa baixo 122.

Visto que a frequência de saída nominal do sinal 126a do gerador de onda sinusinusoida1 126 é estabelecida próximo de W , P o argumento fw t-W ti do orimeiro termo da expressão (4 1 será p p próximo de zero. O termo sen(W t-W t' estará a uma frecuência PP sinusoidal muito baixa e não levará a média a zero a menos que

W seja igual a <4 .

P ^J P

Por conseguinte, -desde que a frequência W seja diferen te da frequência piloto o multiplicador 120 e o filtro passa baixo 122 variarão periodicamente o sinal 122a, gue é aplicado ao VCXO 124, de uma maneira de rea1imentação negativa que tende, rá a sincronizar o sinal 126a do gerador de onda sinusoidal 126 com o componente de sinal piloto PILOT.

Sm seguida, considere-se, por exemplo, que W e W são P P frequências idênticas mas que o sinal oiloto sintetizado P^ e a componente de sinal niloto PILOT estão fora de fase de Δ graus. Neste caso, a saída do multiplicador 120 toma a forma

C‘ (t'cos^fW t+Δΐ = SfticosfW¹ +Zi)+PsenfW tdcosíW t+Δ)-P sen Ρ Ρ Ό p c (W t+ô)cosfw t+Δ)+0 (11 sen ( 2W t)cos(U t+Δ) ( 5 ^APP PP primeiro e o quarto termos no lado direito da equação levarão a média a zero no filtro passa baixo 122 visto que reBAD ORIGINmu l

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prssentam s ina is sinusoidais possuindo frequências relativamente altas comparadas com a constante de tempo recíproca do filtro. Os dois termos do meio podem ser mostrados equivaleri tes a

P/2 Λδθη ( 2W t+Λ) +ss ηΔ-se n ( 2W t + 2£>) _7 (6)

P P

C primeiro e o terceiro termos são relativamente sinais sinusoidais de alta frequência e levarão a média a zero no f ij_ tro passa baixo 122 do PLL ICO. 0 restante termo P/2senA é subs tanc ia lmente um termo DC e, assim, passará pelo filtro passa baixo 122 e fornece um termo de correcção de fase ao VCXO 124. Assim, desde que um erro de frequência ou de fase exista, o multiplicador 120 e o filtro passa baixo 122 variam o sinal 123a. Se não existir erro, o sinal 123a permanece constante.

sinal CK é acoplado a um terminal de entrada de um ge_ rador de onda sinusoidal 150 que gera um sinal 15Ca que 4 uma representação digital de uma onda sinusoidal a uma frequência radiana 2W . O sinal de onda sinusoidal 15ca 4 accolado a uma P porta de entrada multiplicadora do multiplicador 116. 0 sinal comoosto IN , menos o sinal oiloto sintetizado P obtido do D * s circuito subtractor 112, 4 acoplado aos respectivos terminais de entrada dos muItiolicadores 116 e 138.

sinal 15oa do gerador de onda sinusoidal 150, que varia de acordo com a expressão sen(2W t), é aplicado a um termi

P nal de entrada multiplicador do multiplicador 116 para produzii o sinal (L-R)*, descrito pelo equação (L-R)' = S(t)sen(2W t)+D(t)senf2W t)sen(2W t)

P PP = S(t)sen (2W t)+D(t)/fl -c os ( 2 to t) /

P ^- P “ (7) ( 8) o qual 4 aplicado a um filtro passa baixo 118. 0 filtro passa baixo 118 é projectado para passar apenas o termo de banda de base D(t), sendo assim o sinal (L-R) separado. A saída do circuito de subtração 112 4 multiplicada pelo termo senfW t) no , P multiplicador 138. Por conseguinte, o sinal de saída Ρθ do mui tiplicador 130 pode ser expressa como

P = S(t)sen(W t)+PsenfW t)sen(W t)-P sen(W t)sen(W t)+D(t) o p ' p P c P P sen(2W t)sen(W t) (9)

P P

BAD ΟΚιοηιίγμ.

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C terno P eenfW t)sen(W t) ccrreõDonáe ao sinal de can c p P celamento piloto, como descrito em detalhe no pedido de paten te dos Estados Unidos n-. 882 334 intitulada Apparatus for cancelling a pilot signal from a composite signal (aparelho para cancelamento de um sinal piloto de um sinal composto) em nome de Todd Christooher. 0 sinal P é aplicado a um filtro o passa baixo 132 c qual integra o sinal acima de um período re lativamente longo comparado com 2ÍT/W . Um sinal de saída do P filtro 132, aplicado ao multiplicador 134 é multiplicado pelo sinal 126a do gerador 126 para geras do P .

inal piloto sintetiza

A Figura 2 mostra uma concretização em detalhe do VCXC 124 da Figura 1, realizando um aspecto do invento. Números e símbolos similares nas Figuras 1 e 2 mostram partes ou funções similares. Ma Figura 2, o sinal de onda sinusoidal 5Ca a uma frequência, por exemplo, de 700 f , onde f^ é igual à frequência de exploração horizontal f no padrão NTSC, é desenvolvida num terminal 124b de um cristal 124a, mostrado na Figura 2 na forma eléctrica equivalente. C sinal 5ca é acoplado a um terni nal de entrada de um amplificador diferencial 50, realizando um aspecto do invento, que inclui transístores PNCS, NQ1 e NQ2 . Uma fonte de energia comum IS1 que é formada utilizando tecnologia CNCS, não mostrada em detalhe na Figura 2, é acopla da a um terminal de junção entre os elêctrodos de alimentação dos transístores NQ1 e NQ2 . Consequentemente, as correntes com plementares i50l e i5C2, tendo cada uma uma forma de onda sinu soidal, são produzidas nos elêctrodos de drenagem dos transístores NQl e NQ2 respectivamente. Assim, a corrente i5Cl está em fase contrária ao sinal 50a; ao passo que a corrente i502 está e :ase com o sinal 5Ca .

Um andar de controlo de fase 51, concretizando outro as pecto do invento, inclui amplificadores diferenciais 51a e 51b possuindo ganhos variáveis correspondentes, que variam de uma maneira oposta, o amplificador 51b inclui um par de transístores PNOS NQ8 e MQ9. 0 amplificador 51a inclui um par de transístores PMCS MQ5 e NQ6.

Um arranjo de deslocamento de fase que inclui um tranBAD ORIGINAL sA

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-10sistor EQ2C, acoplado como um seguidor de fonte, um condensador Cl e uma resistência Rl produz um sinal de onda sinusoida1 51c, possuindo um avanço de fase de, aproximadamente, 90em relação ao sinal 50a. c sinal 51c é acoplado aos eléctrodos de porta dos transístores í'Q5 e EQ3 dos amplificadores 51a e 51b, respectivamente. Cs eléctrodos de porta dos transístores EQ6, M09 e EQ2 são acoplados a uma voltagem de referência VRRF que estabelece a voltagem DC de regulação nos e lé ctrodos de porta de cada um dos transístores EQ1, MQ5, EQ6 ,

EQ 8 e MQ 9 .

Um transístor PECS EQ7 possuindo um eléctrodo de drena gem que é acoplado a uma junção entre os eléctrodos de alimen tação dos transístores EQ5 e KQ6 forma uma fonte de corrente controlável ou variável que varia de acordo com um sinal controlável 512. C sinal 512 é produzido num amplificador de con trolo diferencial 53. 0 amplificador 53 inclui um par de tran sistores NEGS EQll e EQ12. Uma fonte de corrente constante IS2 é acoplada num terminal de junção entre os eléctrodos de alimentação dos transístores EQll e EQ12.

eléctrodo de porta do transístor EQll é acoplado à voltagem de referência VR3F e o do transístor EQ12 é acoplado ao sinal de controlo de frequência 123a da Figura 1, gue foi mencionado antes, que controla a frequência do VCXC 124.

Um transístor PEC3 EQ14 possuindo um eléctrodo de drenagem que e acoplado ao eléctrodo de drenagem do transístor EQ12 desenvolve um sinal 512, que foi mencionado antes, na jun ção entre os transístores EQ14 e EQ12 . 0 eléctrodo de porta, do transístor EQ14 e acoplado ao seu eléctrodo de drenagem, es tabelecendo assim uma carga resistiva na drenagem do transístor EQ12. Consequentemente, o sinal 512 varia quando o sinal 123a varia para provocar uma variação na corrente do transístor MQ7, funcionando como uma fonte de corrente comum do ampli ficador diferencial 51a.

De acordo com um aspecto do invento, a relação entre a corrente que circula no transístor MQ14, que é controlada pelo sinal 123a, e entre a corrente que circula no transístor EQ7 é

BAD ORlGlisim ——=—

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-11estabelecida por especificação das correspondentes geometrias de canal dos transístores MQ7 e M014, como indicado nelas dimensões L e ',·! na Figura 2. As dimensões L e representam c comprimento e a largura do canal, respectivamente. Deste modo, a obtenção do parâmetro de ganho requerido é, com vantagem, f£ cilitado. Uma variação no nível do sinal de controlo de frequência 123a, provoca que o ganho do amplificador 51a varie. C ganho do amplificador 51a pode ser definido por uma relação en tre a corrente i515 ou i516 que circula no transístor KQ5 ou MQ6, respectivamente, e entre o sinal 51c.

De acordo com outro aspecto do invento, a grandeza da corrente i516, gue está em fase com o sinal 51c, e a da corren te i515 que está em oposição de fase, muda no mesmo sentido ou direcção quando o sinal 123a muda.

O amplificador diferencial 51b que funciona de modo semelhante ao amplificador 51a gera correntes de onda sinusoidal i523 e i529 que estão em fase com as correntes i515 e i516, respectivamente. Assim as correntes i529 e i528 estão em oposi. ção de fase e são complementares. Os transístores MQ8, MQ9 e KQ10 do amplificador 51b executam funções análogas aos transis tores KQ5, MQ6 e ”Q7, respectivamente, do amplificador 51a. Contudo, um sinal de controlo de ganho 511 gue é acoplado ao eléctrodo de porta do transistor MQlO, muda no sentido ou direcção oposta ao sinal de controlo de ganho 512 no eléctrodo de porta do transistor MQ7, quando ocorre uma mudança no sinal de controlo de frequência 123a.

C sinal 511 é desenvolvido numa junção entre o transistor PMOS MQ13 que é acoplado ao eléctrodo de drenagem do transistor KQ11. O transistor de formação de carga RQ13 executa uma função análoga ao transistor MQ14, que foi descrita antes, excepto que ele provoca a variação do sinal 511 no sentido oposto ao do sinal 512 quando ocorre uma mudança no sinal de controlo de frequência 123a. 3m consequência, a corrente no transistor MQ10 decresce, por exemplo, quando a corrente no transistor KQ7 aumenta como um resultado de uma mudança corres pondente, no sinal de controlo de frequência 123a que provoca que o ganho do amplificador 51 aumente. A diminuição na corren

BAD Urutjii*» »<-------68 070

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— te no transístor QlO provoca a diminuição do ganho, correspondente, no amplificador 51b.

As correntes i501, i516 e i528 dos amplificadores 50,

51a e 51b, respectivamente, são somadas num terminal 56 e uma corrente soma resultante i,__TT. , cue circula num transístor

NMCS MQ3 desenvolve um sinal 56a. C sinal 56a é proporcional à corrente soma i__{TT Λ} porque o transístor MQ3, possuindo o o URA seu eléctrodo de porta acoplado ao seu eléctrodo de drenagem funciona como uma carga resistiva.

'3 UM 3 pro9e modo similar, as correntes i5O2, i515 e i529 são so madas num terminal 57 e uma corrente soma resultante i. que circula num transístor NMCS MQ4 desenvolve um sinal porcional 57a que é substancialmente igual em grandeza, e oposto em fase, ao sinal 56a. Assim os sinais 57a e 56a são complementares. C sinal 57a é acoplado ao eléctrodo de porta de um transístor MMOS MQ18; ao passo que o sinal 56a é acopla do através de um andar inversor, que é formado pelos transístores MQ15 e MQ16, para formar um sinal 57b que é acoplado a um eléctrodo de porta de um transístor PMOS MQ17. No andar in versor, o transístor MQ16 funciona como uma carga resistiva.

Por consequência a corrente que circula no transístor MQ17 possui uma grandeza que é determinada pelas respectivas geometrias de canal dos transístores MQ15, MQ16 e MQ17. Assim, especificando as geometrias de canal, o projecto dos parâmetros de ganho necessários é, com vantagem, simplificado.

De acordo com um outro asoecto do invento, o transístor PMCS MQ17 e o transístor MMCS MQ18, funcionando numa configura ção vaivém (push-pull), produzem um sinal 52a num terminal de junção entre os transístores MQ17 e MQ18 que é representativo da soma das grandezas dos sinais 57a e 56a. Por isso usando os sinais complementares 56a e 57a para obter um sinal soma nal único 52a, a grandeza do sinal 52a é, com vantagem, maior do que se apenas um dos sinais 56a ou 57a fosse usado.

O sinal soma 52a é acoplado através de um transístor NMOS MQ19, funcionando como um seguidor de fonte, para formar um sinal oscilatório CK. O sinal CK é acoplado através de uma

BAD

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rece RC , que inclui uma resistência Rx5 e um condensador C3,a um terminal 124c do cristal 124a para completar um circuito de sinal fechado de rea1imentação positiva regenerativa do oscila dor 124 quande o sinal oscilatório CR á acoplado através do cristal 124a de volta ao terminal de começo de referência 124b do circuito fechado de rea1imentação. 0 sinal 5ca, que foi men cionaio antes, é desenvolvido através de um condensador C2 que é acoplado ao terminal 124b.

C VCXO 124 produzirá o sinal oscilatório CK a uma frequência que cansará um deslocamento de fase total de 0^e do sinal 50a, por exemplo, no terminal 124b após o sinal 50a atravessar todo o circuito de sinal fechado de realimentação. C deslocamento de fase entre a fase do sinal 50a e o sinal no terminal 14c associado com o cristal 124a é, significativamente, dependente da frequência. 0 cristal 12.4a funciona de tal modo que a fase do sinal 50a atrasa a do sinal no terminal 124c, pelo menos, de 1802. Variando os amplificadores 50, 51a, 51b a fase entre os sinais CK e o sinal 5Ca, de acordo com o sinal de controlo de frequência 123a, a oscilação de frequência do sinal CK pode ser alterada controladamente .

A Figura 3 descreve um diagrama ^:e vector mostrando a gama de variação de fase do sinal CK em relação ao sinal 50a . Numeros e símbolos similares nas Figuras 1, 2 e 3 indicam partes e funções similares visto que o sinal CK, da Figura 2, está em fase e é proporcional em grandeza ao sinal 56a, por exemplo, á suficiente mostrar na Figura 3 a contribuição do s_i nal 56a para a fase do sinal CK e, por causa da explicação, es quecer a contribuição do sinal 57a. Na Figura 3, os sinais 5Ca, 51c, e i50l são mostrados com a correspondente relação de fase correcta nas com grandezas predeterminadas arbitrariamente.

Num primeiro exemplo, os vectores representando as correntes i528e Í516 possuem grandezas iguais respectivas como es tabelecido de acordo com um valor particular do sinal 123a da Figura 2, corresponde uma ponta extrema de uma gama de valores que o sinal 123a pode assumir. No primeiro exemplo, cada um dos sinais 56a e corrente i _a da Figura 3, que é igual ao ve BAD ORIGINAL

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-14 ctor soma das correntes i5Cl, i528 e i516, esta num ângulo cue é igual a 18C² relativamente ao sinal 5Ca . dum. segundo exemplo, cue corresponde ao s ina 1 123a ser menos positivo cue no prime_i ro sxemplo, a grandeza da corrente i528' é maior, cue a da cor rente i516' . Por consequência, cada um dos corrente i„ _A, e OU»', Λ sinal 56a* está primeiro do que o sinal 50a por uma fase que é menor que 18C-. Assim, variando o sinal 123a da Figura 2, a fase do sinal 56a ou CX varia o gue provoca que a frequência do sinal CK varie do mesmo modo.

dum terceiro exemplo, cue corresponde ao sinal 123a ser mais positivo do que no primeiro exemplo, a grandeza da corren te i516 é maior do que a da corrente i528. Por consequência, cada um dos corrente i„_TT,,, „ e sinal 56a estão atrasados em re O U ?'.A — lação ao sinal 50a de uma fase 0'* cue é menor que 18C². Visto cue o cristal 124a pode provocar um atraso na fase de não mais do cue 18C², como referido antes, o deslocamento de fase total após o sinal 50a atravessar todo o circuito de sinal fechado de realimentação, no terceiro exemplo, não pode ser zero. Por conseguinte, o terceiro exemplo, pode representar uma condição indesejável ou anormal cue evita cue o VCXC 124 funcione.

A Figura 4 mostra um. VCXC 124' , concretizando outro aspecto do invento, cue representa uma segunda concretização do VCXC 124 da Figura 1.

Números e símbolos similares nas Figuras 1, 2, 3 e 4 mostram partes e funções similares.

VCXC 124' da Figura 4 é idêntico e funciona do mesmo modo cue VCXC 124 da Figura 2, excepto que o amplificador dife rencial 51b e o transístor XQ13 da Figura 1 foram eliminados do VCXO 124' da Figura 4. Assim, com vantagem, apenas dois amplificadores diferencia is, 5C e 51a, da Figura 4, realizam a função dos três amplificadores diferenciais 5C', 51a e 51b da Figura 2. Além disso, como o amulificador 51b da Figura 1 não tem amplificador correspondente no VCXO 124¹, da Figura 4, uma situação como a do terceiro exemplo que foi discutido antes, não pode, com vantagem, ocorrer no VCXO 124' da Figura 4. Por consequência o sinal 123a da Figura 4 pode tomar valores que são mais positivos que no primeiro exemplo que foi discutido

Γ

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antes .

O VCXO 124 funciona como um oscilador tipo Pierce çue é, com vantagem, um oscilador estável. Variando a fase entre os sinais 56a ou CK e o sinal 50a, o PLL 100 da Figura 1 gera um sinal CK gue está sincronizado com o componente de sinal pj_ loto PILOT.

Claims

REIVINDICAÇÕES

1 - Aparelho descodificador estereofónico que reage a um sinal audio múltiplo de banda de base que inclui uma compo nente de sinal piloto compreendendo:

um oscilador controlável (124) que reage a um sinal de controlo (123a), gerando o dito oscilador um sinal de saída oscilatório a uma frequência que é controlada de acordo com o dito sinal de controlo, incluindo o dito oscilador controlável:

um primeiro amplificador diferencial (50) para gerar um primeiro (i5Cl) e um segundo (i5O2) sinais de saída que são opostos em fase; e caracterizado por compreender um segundo am plificador /51a) para gerar um terceiro sinal de saída (i516), reagindo, pelo menos, um dos ditos amolificadores ao dito sinal de controlo para variar a amplitude de um dos ditos primei, ro, segundo ou terceiro sinais de saída quando o dito sinal de controlo (123a) varia;

um ressoador (124a) que reage ao dito sinal, de saída oscilatório, para gerar num terminal de saída (124b) um segundo sinal oscilatório gue é acoplado aos ditos primeiro e segun do amplificadores, possuindo o dito ressoador uma resposta de frequência que determina uma gama de frequências da qual a dita frequência do dito sinal oscilatório oode ser seleccionada;

meios reactivos (CI) acoplados para receberem o dito se gundo sinal oscilatório e acoplados a um dos ditos amplificado res para proporcionarem uma mudança de fase a um dos ditos pr_i meiro, segundo ou terceiro sinais de saída relativos a, pelo menos, um outro dos ditos primeiro, segundo e terceiro sinais de s a ida ;

meios de combinação (56, MQ3; 57, MQ4) para combinarem os ditos primeiro (1501), segundo (1502^ e terceiro (1516^ sinais de saída para gerarem o dito sinal de saída oscilatório; e meios '123 que reagem ao dito componente de sinal piloto e ao dito sinal oscilatório, para gerarem o dito sinal de controlo

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-17que varia a dita amplitude para sincronizar o dito sinal de saída oscilatório com o dito componente de sinal piloto.
2 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracte rizado por um ganho do dito segundo amolificador (51a), variar de acordo com o dito sinal de controlo.
3 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 2, caracte rizado por o dito segundo amplificador (51a) gerar um quarto sinal de saída de modo que o dito terceiro e quarto sinais de saída estão em fases opostas, possuindo amolitudes correspondentes que variam de acordo com o dito sinal de controlo e por os ditos meios de combinação combinarem todos os sinais de saí. da para gerarem o dito sinal oscilatório, num terminal único correspondente (52a) provocando que o dito sinal oscilatório seja maior do que se apenas um dos ditos sinais de saída do di. to primeiro amplificador fosse combinado com apenas um dos ditos sinais de saída do dito segundo amplificador.
4 - Aparelho de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o dito componente de sinal giloto ser incluído num sinal de televisão de banda de base de televisão.
5 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracte rizado por um ganho do dito primeiro amplificador (50) ser cons tante e por o dito segundo amplificador (51a) variar de acordo com o dito sinal de controlo.
6 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado por o dito segundo amplificador (51a' compreender um primeiro (MQ5) e um segundo (MQ6) transístores MOS que são aco piados como u’ amplificador diferencial, um terceiro transístor MOS (Μ07Ί possuindo um eléctrodo de controlo que é acoplado ao dito sinal de controlo (512), possuindo o dito terceiro transístor MOS um eléctrodo de condução de corrente principal que é acoplado a um terminal de junção entre os correspondentes eléctrodos de condução de corrente principal dos ditos pri

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RCA 84336 meiro e segundo transístores MOS para nroporcionar uma fonte comum de corrente para ambos os ditos primeiro e segundo tran sistores MOS de modo que a variação no dito sinal de controlo origina uma correspondente variação de condutividade no dito terceiro transístor MOS que origina uma corrente corresponden te, que circula em cada um dos ditos primeiro e segundo transístores MCS, a variar numa direcção que, em ambos os ditos primeiro e segundo transístores MOS, é a mesma que origina o dito ganho do dito amplificador de ganho variável a variar de acordo com o dito sinal de controlo.
7 - Aparelho, de acorde com a reivindicação 6, caracterizado por o dito primeiro amplificador (5C) compreender um quarto (MQl) e quinto GMQ2) transístores MCS que são acoplados de uma maneira análoga à maneira como o dito primeiro e segundo transístores MCS, respectivamente, do dito segundo a plificador, são acoplados para formarem o dito primeiro ampl cador com um ganho constante.

Ih- |g
8 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 7, caracte rizado por um eléctrodo de condução de corrente principal, do dito primeiro transístor MCS (MQ5) que está afastado do dito terminal de junção do dito segundo amplificador, ser acoplado a um correspondente eléctrodo de condução de corrente principal do dito quinto transístor MCS (MQ2 ) num segundo terminal de junção (57) e por um correspondente eléctrodo de condução de corrente principal do dito segundo transístor MCS (MQ6) ser acoplado a um correspondente eléctrodo de condução de cor rente principal do dito quarto transístor MOS (MQl) num tercei, ro terminal de junção f56) para desenvolver nos ditos segundo e terceiro terminais de junção sinais correspondentes em fases opostas, em que os ditos meios de combinação combinam os sinais dos ditos segundo (57) e terceiro (56) terminais de junção para formarem o dito sinal oscilatório num terminal único corresponde (52a).
9 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracte

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7/:

-19rizado por o dito sinal de controlo (123a) ser gerado num cir cuito fechado de bloqueio de fase f ICO) que é sincronizado com o dito componente de sinal piloto.

IC - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por os ditos meios reactivos compreenderem uma rede R-C (R2 , Cl) .

eterizado

- Aparelho por o dito de acordo com a reivindicação 1 ressoador compreender um cristal cara ( 124a ) .
12 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado além disso por incluir uma capacitância (C2, C3) aco piada ao dito cristal que origina que o dito oscilador forme um oscilador tipo Pierce.
13 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracte rizado por os ditos meios reactivos ''Cl) serem acoplados a um terminal de entrada do dito segundo amplificador (51a), de modo que um sinal de entrada no dito terminal de entrada do dito segundo amplificador (51a) é deslocado em fase relativamente a um sinal de entrada num correspondente terminal de entrada do dito primeiro amplificador (50).
14 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 1, caracte rizado por o dito segundo amplificador (51a) compreender um am plificador diferencial possuindo um ganho variável para gerar um quarto sinal de saída (Ϊ516Ί que forma com o dito terceiro sinal de saída (i515) um par de sinais com fases opostas que são deslocados em fase, de acordo com a operação dos ditos meios reactivos (Cl), relativamente ao dito primeiro (i5ol) e segundo (i5o2) sinais de saída, respectivamente.

com a reivindicação 14, caraum terceiro amplificador dife variável que gera os quinto saída em fases opostas, por os
15 - Aparelho, de acordo cterizado além disso por incluir rencial (51b) possuindo um ganho <i528) e sexto fi529) sinais de

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-20ditcs meios de combinação combinarem os ditos primeiro ( i5cl) , terceiro (i516) e quinto (i528) sinais de saída para formarem um primeiro sinal de saída combinado (56a) e além disso combi. narem os ditos segundo (i5c7), quarto (i515) e sexto (i529) sinais de saída para formarem um segundo sinal de saída combi. nado (57a) e por os ditos primeiro (56a) e segundo (57a) sinais de saída combinados serem além disso combinados para for mar o dito sinal oscilatório.
16 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 15, caracterizado por um ganho do dito terceiro amplificador (51b) va riar de acordo com o dico sinal de controlo (123a) num sentido oposto ao do dito segundo amplificador (51a) .
17 - Aparelho, de acordo com a reivindicação 16, caracterizado por o dito terceiro amplificador (51b) compreender um sexto e um sétimo transístores MOS que são acoplados para formar um amplificador diferencial, um oitavo transistor MOS possuindo um eléctrodo de controlo que é acoplado ao dito sinal de controlo (123a), possuindo o dito oitavo transistor MCS um eléctrodo condutor de corrente principal que é acoplado a um terminal de junção entre os correspondentes eléctrodos condutores de corrente principal dos ditos sexto e sétimo tran sistores MCS para proporcionar uma fonte comum de corrente a ambos os ditos sexto e sétimo transístores MCS de modo que uma variação no dito sinal de controlo origina uma correspondente variação de condutividade no dito oitavo transistor MCS que origina que o ganho do dito terceiro amplificador varie.