JPS59154804A

JPS59154804A - Ｖｃｏ回路

Info

Publication number: JPS59154804A
Application number: JP2766583A
Authority: JP
Inventors: Keijiro Jinno; 神野　啓二郎
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-02-23
Filing date: 1983-02-23
Publication date: 1984-09-03
Also published as: JPH0318761B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（利用分野）本発明は、水晶発振子等のＱの高い共振回路を用いるこ
とにより自走発振周波数の調整を行なう必要のない７０
０回路（電圧制御発振回路）に関する。

（従来技術）従来のＭＰＸｌｃ（ステレオ信号復調用集積回路）の７
００回路は第１図に示されているように、コンデンサ、
抵抗の充放電時定数により、自走発振周波数が決まる方
式となっていた。

第１図の回路において、今、制御電圧Ｖ　ｃ　ｏ　ｎが
０の時を考える。ここで、制御電圧Ｖ　ｃ　ｏ　ｎは、
位相比較器の出力として得られる電圧であり、２周波数
の位相差に応じて増減する電圧である。そして、通常は
この位相差が０の時Ｖｅｏｎ　＝＝口になる。

さて、制御電圧Ｖｃｏｎ　＝Ｏの時は、トランジスタ１
．２を含む差動増幅器はバランスしており、トランジス
タ１．２のそれぞれには、トランジスタ３および抵抗１
４にて決まる電流Ｉ、の１／２が流れている。その時、
トランジスタ５の一つのコレクタには、　　１１／２　
　の電流が流れ、他のコレクタには該１１／２　　の電
流に対応した制御電流Ｉｃｏｎ　　が流れる。

制御電圧Ｖｃｏｎ　（Ｏの時は、トランジスタ１゜２に
はＶｃｏｎ　に応じて電流■１が分割されて流れる。そ
して、トランジスタ２に流れる電流が多くなると、制御
電流　Ｉｃｏｎ　　も増加し、トランジスタ２に流れる
電流が少（なると、Ｉｃｏｎ　　は減少する。

したがって、制御電流Ｉｃｏｎは制御電圧Ｖｅｏｎ　　
に応じて、増減する。

トランジスタ５から出力された制御電流Ｉ　ｃｏｎは、
抵抗Ｒ１可変抵抗ＲｖおよびコンデンサＣに流れる。そ
して、コンデンサＣを充放電する。充放電は、コンデン
サＣ１抵抗Ｒおよび可変抵抗Ｒｖで決まる時定数で行な
われる。

今、トランジスタ６０ベースがトランジスタ７０ペース
より電位が高い時、すなわちＶ６Ｂ　＞　Ｖ７Ｂの時を
考えると、トランジスタ６はオン、トランジスタ７はオ
フであるので、トランジスタ１ｏ。

および１１はカットオフとなっている。ところが、トラ
ンジスタ６のベースには抵抗Ｒ，Ｒｖ及びコンデンサＣ
の放電回路が接続されているので、制御電流Ｉｃｏｎ　
が小さければ、トランジスタ６のベース電圧Ｖ６Ｂは確
実に低下することになる。

そしてトランジスタ７０ペース電圧Ｖ７ｅ　（＝Ｖｒｅ
ｆ）を横切った瞬間、トランジスタ７がオンし、トラン
ジスタ１０．および目が能動状態となる。そうすると、
トランジスタ１１のエミッタ１１ｆｉＫよりトランジス
タ６および７のベース電圧Ｖ６Ｂ　＋Ｖ７Ｂ　　は上昇
することになる。

この時、ベース電圧Ｖ７Ｂ　は抵抗１９．２０および２
１により電圧制限されるが、ベース電圧Ｖ６Ｂ　は電位
ｖｌまで充電されうる。すなわち、ある時点でトランジ
スタ６がオン、トランジスタ７がオフとなる。

トランジスタ７がオフになると、前述のように、トラン
ジスタ１０．Ｎ　がオフとなりコンデンサＣはコンデン
サＣ１抵抗Ｒおよび可変抵抗Ｒｖできまる時定数で放電
する。そして、トランジスタ６０ベース電圧Ｖ６Ｂ　が
下がり、抵抗２０と２１の分圧で決まるベース電圧Ｖ７
Ｂ　　より小さくなると、トランジスタ７が再び導通す
る。そうすると、トランジスタ１０．１１　がオンにな
る。

このような動作が繰り返されるので、トランジスタ６お
よび７は、前記コンデンサＣ９抵抗Ｒおよび可変抵抗Ｒ
ｖできまる放電時定数にしたがって、オン、オフを繰り
返す。

ここで、Ｃ，Ｈの充放電電流を変えれば、出力端Ｖｏｕ
ｔ　　に得られる信号の発振周波数が変わるが、それは
制御電圧　Ｖ　ｃ　ｏ　ｎ　　を制御すること罠より行
なうことができる。

すなわち、第１図の回路は７００回路として動作するこ
とになる。

しかし、このような構成の７００回路を複数個作ると、
各々の回路の発振周波数がＶｒｅｆ　　のばらつき（抵
抗１９，２０，２１．定電圧電位ｖ。

のばらつきによる）、トランジスタ１１の）ｌＦＥ＋抵
抗１Ｂ　、　Ｒ，Ｒｖ、　コンデンサＣ等のばらつきに
より変わるため、制御電圧Ｖｃｏｎ＝Ｏの時の自走発振
周波数もばらつきが大である。したがって、従来の７０
０回路には、可変抵抗Ｒｖによって各ＶＣＯ回路の自走
周波数ｆｏを調整しなければならないという欠点があっ
た。

（目　　的）本発明の目的は、水晶発振子等のＱの高い共振回路を用
いることにより、自走発振周波数を調整することなく、
かつ、周波数可変範囲が広（とれる７００回路を提供す
るにある。

（概　要）本発明の特徴は、正確な自走周波数を得るため、水晶発
振子等のＱの高い共振回路を用いるとともに、発振ルー
プ中の可変位相回路の可変量を増大することにより発振
周波数の可変量を増大させるようにした点にある。

（実施例）以下に、本発明の一実施例を、まず第２図のブロック図
により説明する。

発振子等のＱの高い素子、すなわち共振回路３０の出力
信号りは、４５６位相を推移する移相推移回路３１およ
び第２の加算器３６に入力する。

位相推移回路３１　の出力信号には反転回路３４に入力
し、位相が反転される。反転回路６４の出力信号−１は
第２の加算器３６に入り、第２の加算器６３で前記信号
ｉと加算される。したがって、第２の加算器６３からは
ｈ−ｉの信号が出力される。

位相推移回路６１から出力された信号には、さらに、制
御電圧　Ｖｃｏｎ　　によって制御される第１の加算器
６２に入力する。また、この第１の加算器６２には、第
２の加算器３６の出力ｈ−Ｍが入力する。そして、第１
の加算器３２で、次の演算がなされる。

ｈ””　ｐｋ　＋ｑ（）＋−ｋ）ただし、六′　は第１の加算器６２の出力信号、ｐ　十ｑ　＝　１である。

上式のｐとｑは制御電圧Ｖ　ａ　ｏ　ｎ　　により決ま
る値であるので、第６図のベクトル図から明らかなよう
に出力ｈｌは信号Ｑと　ｈ−Ｍの間を可変し、位相的に
はｈを中心に±４５°変えられる。

このＱｚと六の位相シフト分が発振子すなわち共振回路
３０に求められる位相シフト量であり、この位相量に相
応した周波数で、−巡の周波数発振条件が満足され、発
振子は発振するととＫなる。

第４図に第２図の一具体回路例を示す。図において、　
１０１〜１１９はトランジスタ、１２０〜１６６　は抵
抗、１３４はコンデンサ、１４０は発振子を示す。

トランジスタ　１０１．　１０２．抵抗１２０゜１２１
　は差動増巾器を構成し、制御電圧Ｖｃｏｎを増巾する
ＤＣ増巾器として動作する。トランジスタ　１０１およ
び１０２のコレクタ出力は、差動アンプ対トランジスタ
　１０５〜１０８で構成される第１の加算器のベースに
印加される。この第１の加算器は後述のｈ−ｋ　とｋの
混合比を前記トランジスタ　１０１および１０２のコレ
クタ出力に応じて変えて加える働きをする。この第１の
加算器の出力はｈ　となる。

トランジスタ　１１８．　１１９．抵抗１２８はダーリ
ントン接続されたエミツタ７オロワ回路を構成し、入力
インピーダンスは十分大きく、第４図の回路ではこの入
力インピーダンスは抵抗１３１の抵抗値で決められる。

今、該エミッタフォロワ回路の入力なｈとすると、該エ
ミッタフォロワでインピーダンス変換された出力りは、
第２の加算器を構成するトランジスタ対１１２．　１１
５のトランジスタ　ＩＩｓのベースに接続される。これ
とともに、抵抗１２９１　コンデンサ１６４のローパス
フィルタ回路からなる移相器に加えられる。そして、発
振周波数に対して　４５６の位相推移が与えられる。

その結果得られたｋはトランジスタ　＋１２のベースに
加えられ、トランジスタ　１１２のコレクタには−ｉと
ともにトランジスタ　１１３のベースにｈ−ｋ　　が得
られる。他方、トランジスタ対１１０゜１１１の内、ト
ランジスタ　１１０のコレクタにはｋの信月が得られる
。

トランジスタ　１０４，１０９．抵抗１２６゜１２４　
はトランジスタ１１８１口９１抵抗１２８、　１３１　
　と対称構造となるように設けられており、トランジス
タ　１１０〜１１３０ペ一ス電位にオフセットが生じな
いようになされている。

トランジスタ　ＩＩ４．　１１５．　１１７．抵抗１２
５、　１２６．　１２７は定電流回路を構成している。

水晶発振子１４００等価回路を第５図（ａ）　Ｋ、その
インピーダンス及び位相特性を同図（ｂ）に示す。第５
図（ｂ）によれば、共振周波数ｆ、及び反共振周波数ｆ
ａｒで位相は０°となる。

本実施例においては、水晶発振子１４０は共振周波数ｆ
ｒを中心とした範囲で使用され、ｆｒからずれることに
よって、位相は正あるいは負に変化する。

再び第４図に戻って、第４図の回路の動作を説明する。

制御電圧Ｖｃｏｎ　　が００時は、前記の式におけるｐ
とｑは等しいので、ｈ　とｈの位相シフトが０である。

したがって、発振子１４０は共振周波数ｆｒを中心に発
振する。すなわち自走発振周波数はｆｒとなる。

一方、制御電圧Ｖｃｏｎ（００時は、該制御電圧Ｖ　ｃ
　ｏ　ｎ　　による位相変化に対応して発振子１４０の
動作点が変化する。そして、±４５６の位相変化に相当
する動作点は発振子のインピーダンスが第４図で発振子
出力を受けている抵抗１３１と同じになった時であり、
この周波数範囲が制御電圧により可変となる。本実施例
の回路の出力はＶｏｕｔとして、トランジスタ１１１の
コレクタから出力される。

以上のことより、本実施例によれば、水晶発振子によっ
て自走発振周波数が決まり、かつＱが高いことより、ト
ランジスタの）ＩＦＢ　＋　　ＶＢＫ等のばらつきにあ
まり影譬されず安定した発振周波数が得られる。

又、制御電圧Ｖｃｏｎ　　によって最大位相変化±４５
°が得られ、それに対応して周波数可変１コも大きくと
れることになる。

第６図は、本発明の７００回路をステレオ放送のＭＰＸ
　　ｉｃ　（ＦＭｔｌ調回路）に応用した時のブロック
図を示す。図において、１５０は位相比較器、　１５１
はローパスフィルタ、１５２は前述の本発明による７０
０回路、１５５．　１５４はそれぞれ１／２分周回路で
ある。

ＦＭ　　ＭＰＸの時には、入力信号ａとして１９ｋＨｚ
のパ、イロット信号が入力する。位相比較器１５０は、
前記入力信号ａと１／２分周回路１５４の出力信号すど
の位相差に応じた出力な一ローパスフィルタ１５＋　　
に送る。ローパスフィルタ　１５１の出力信号は、前記
制御電圧Ｖ　ｃ　ｏ　ｎ　　であり、■ＣＯ回路１５２
はこの制御電圧Ｖａｏｎ　　により７６ｋＨｚで発振す
る。この７６ｋＨｚの信号はＶｏｕｔから出力される。

ｖＣＯ回路１５２の出力は、１７２分周回路１５６で３
８ｋＨｚ　　になり、さらに１／２分周回路１５４で１
９ｋＨｚに分周されて、位相比較器１５０に帰還される
。

（効　果）本発明によれば、自走発振周波数の調整を行なわなくて
すむので、自走発振周波数の調整工程が不要となり経済
的である。また、これに加えて、性能が向上する。さら
に、本発明によれば、周波数可変幅が広くとれるという
利点がある。

【図面の簡単な説明】

＃！１１図は従来の７００回路の回路図、第２図は本発
明の一実施例のブロック図、第３図はベクトル図、第４
図は上記実施例の一具体例を示す回路図、第５図（ａ）
　（ｂ）はそれぞれ上記実施例で使用している発振子の
等価回路図とインピーダンス特性図、第６図は本発明の
一応用例のブロック図を示す。３０・・・共振回路、　　３１・・・位相推移回路、３
２・・・第１の加算器、　　３６・・・第２の加算器、
３４・・・反転回路、　　１４０・・・発振子、　　１
５０・・・位相比較器、　　１５１・・・ローパスフィ
ルタ、１５２　・ＶＣＯ回路、　　１５３．１５４　・
　１７２分周回路代理人弁理士　平　木　道　人１５− 第５図（Ｑ）２Ｘｆｒ　　ｆａｒ　　ｎ液収才６図

Claims

【特許請求の範囲】

（１１良さの指数Ｑが高い共振回路、該共振回路の出力
が入力する位相推移回路、前記共振回路の出力と、前記
位相推移回路の出力を反転した信号とが入力する第２の
加算器、および前記第２の加算器の出力と前記位相推移
回路の出力とが入力し、外部制御電圧に応じた割合で該
２つの入力信号を混合し、その出力を前記共振回路に供
給するようにした第１の加算器を具備し、前記外部制御
電圧に応じて発振周波数が制御されるようにしたことを
特徴とする７００回路。