CN103176215A - 检测装置、电力接收装置、非接触电力传输系统和检测法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及检测装置、电力接收装置、非接触电力传输系统和检测方法。检测装置包括：设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，其用作接收脉冲的电路；响应波形检测部，其用于对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；和Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的所述响应波形来测量所述谐振电路的Q因数。另外，所述电力接收装置和非接触电力传输系统包含上述检测装置，且所述检测方法是所述检测装置实施的方法。根据本发明，能够提高对存在于电力发送侧与电力接收侧之间的金属异物的检测的精度。

Description

检测装置、电力接收装置、非接触电力传输系统和检测法

相关申请的交叉参考

本申请包含与2011年12月21日向日本专利局提交的日本在先专利申请JP 2011-280059的公开内容相关的主题，在这里将该在先申请的全部内容以引用的方式并入本文。

技术领域

本申请涉及一种用于在电力发送装置与电力接收装置之间检测诸如金属等导体的存在的检测装置。此外，本申请还涉及电力接收装置、非接触电力传输系统和检测方法。

背景技术

近年来，通过采用无线技术提供电力的非接触电力传输系统得到迅猛发展。采用无线技术提供电力的方法包括下述两种方法。

这两种方法之一是已被广泛知晓的电磁感应方法。在电磁感应方法中，电力发送侧与电力接收侧之间的接合度很高，以至于可以高效地将电力从电力发送侧供应到电力接收侧。然而，由于需要使电力发送侧与电力接收侧之间的接合系数保持在高值，因此，如果电力发送侧与电力接收侧之间的距离增加或电力发送侧从暴露于电力接收侧的位置移开，则电力发送侧的线圈与电力接收侧的线圈之间的电力传输效率将显著恶化。在下面的说明中，电力发送侧的线圈与电力接收侧的线圈之间的电力传输效率也称为线圈间效率。

另一方法是被称为磁谐振方法的技术。磁谐振方法的特征在于，通过有意地采用谐振现象，电力提供方和电力接收方共享的磁通量小。在磁谐振方法中，即使接合系数小，只要Q因数(品质因数)高，那么线圈间效率也不会恶化。Q因数是代表电路中能量维持和能量损失之间的关系的指标，其中电路包括电力发送侧的线圈和电力接收侧的线圈。也就是说，Q因数是代表谐振电路中的谐振强度的指标。换句话说，磁谐振方法的优点在于电力接收侧线圈的轴不用必须调整成电力发送侧线圈的轴。其它优点包括：选择电力发送侧位置和电力接收侧位置时的自由度高，并且设置电力发送侧和电力接收侧之间的距离的自由度高。

非接触电力传输系统中一个重要要素是采取措施来解决金属异物的散热。当采用不限于电磁感应方法或磁谐振方法的非接触技术从电力发送侧向电力接收侧提供电力时，在电力发送侧与电力接收侧之间可能存在金属。在这种情况下，可能在金属中流动有涡电流，于是恐怕会散热。作为解决金属散热的措施，已经提出多种技术来检测这种金属异物。例如，已知的是使用光传感器或温度传感器的技术。然而，如果电力供应范围广，如同在采用磁谐振方法的情况下，那么使用传感器检测金属的方法是昂贵的。此外，如果例如使用温度传感器，那么温度传感器输出的结果取决于传感器周围的热传导率。因此，对电力发送侧的设备和电力接收侧的设备施加了设计限制。

为了解决上述问题，已经提出一种技术，该技术通过检查金属异物的存在所引起的参数变化来确定在电力发送侧和电力接收侧之间是否存在金属异物。参数的变化通常包括电流变化和电压变化。通过采用这种技术，不再对电力发送侧的设备和电力接收侧的设备施加设计限制。此外，还可以降低成本。如在日本专利特开号2008-206231(下文中称为专利文献1)中所述，已经提出如下一种技术，该技术通过检查电力发送侧与电力接收侧之间传输的调制程度来检测金属异物。也就是说，通过检查振幅变化和相位变化的有关信息来检测金属异物。此外，如在日本专利特开号2001-275280(下文中称为专利文献2)中所述，已经提出如下一种技术，该技术通过检查涡电流损失来检测金属异物。该技术也称为基于DC-DC效率的异物检测方法。

然而，专利文献1和2公开的技术没有考虑到电力接收侧的金属壳的影响。在电力接收侧接收电力的普通移动设备使用某些金属(例如金属壳和金属部件)的可能性相当高。在这种情况下，很难确定参数的变化是由金属壳等的影响引起的还是由金属异物的存在引起的。例如，在专利文献2公开的技术的情况下，很难确定涡电流损失是由移动设备的金属壳引起的，还是由电力发送侧与电力接收侧之间存在的金属异物引起的。于是，从以上说明可以清楚地看到，专利文献1和2中公开的技术很难说是能够高精确度地检测金属异物的技术。

发明内容

为了解决上述问题，提出本发明。期望提高对电力发送侧与电力接收侧之间存在的金属异物进行检测的精度。

根据本发明的实施例，提供一种检测装置，其包括：设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，其用作接收脉冲的电路；响应波形检测部，其用于对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；和Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的所述响应波形来测量所述谐振电路的Q因数。

根据本发明的另一实施例，提供一种电力接收装置，其包括：电力接收线圈，其电磁耦合到外部装置；电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述外部装置接收电力；和上述实施例的检测装置。

根据本发明的又一实施例，提供一种非接触电力传输系统，其包括：电力发送装置，其用于通过采用非接触传输技术发送电力；和电力接收装置，其用于从所述电力发送装置接收所述电力。所述电力接收装置包括：电力接收线圈，其电磁耦合到所述电力发送装置的电力发送线圈；电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述电力发送装置接收电力；和上述实施例的检测装置。

根据本发明的进一步实施例，提供一种检测方法，其包括：向设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路施加脉冲；驱动响应波形检测部来对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；以及驱动Q因数测量部来根据所述响应波形检测部检测的所述响应波形测量所述谐振电路的Q因数。

根据本发明，通过使用简单的配置就能够提高对电力发送侧与电力接收侧之间存在的金属异物进行检测的精度。

附图说明

图1大致表示通过测量Q因数检测金属异物的代表性检测电路；

图2表示串联谐振电路输出的电压的代表性频率特性；

图3大致表示本发明第一实施例的代表性检测电路；

图4是表示图3所示的微型计算机的代表性内部构造的框图；

图5表示作为图3所示的检测电路的模型而构造的模拟电路；

图6A-6E表示在第一条件下在没有金属异物的模拟电路的各种测量点处获得的代表性波形，第一条件即是Q因数为100且重复周期为2ms的条件，其中图6A是表示脉冲发生器产生的脉冲的波形的放大图，图6B是表示脉冲发生器产生的脉冲的序列，图6C是表示脉冲序列的频域响应，图6D是表示脉冲序列的频域响应的放大图，图6E是表示图5所示电容器的两端子处的电压的频域响应波形；

图7A-7E表示在第二条件下在没有金属异物的模拟电路的各种测量点处获得的代表性波形，第二条件即是Q因数为100且重复周期为10ms的条件，其中图7A是表示脉冲发生器产生的脉冲波形的放大图，图7B表示脉冲发生器产生的脉冲序列，图7C表示脉冲序列的频域响应，图7D通过放大每个脉冲序列的内部来表示频域中的脉冲序列，图7E表示图5所示电容器的两端子处的电压的频域响应波形；

图8A和8B表示在Q因数为100且重复周期为10ms的情况下电容器两端子处的电压的代表性波形，其中图8A表示时域响应波形，图8B表示频域响应波形；

图9A和9B表示针对Q因数为50且重复周期为10ms的情况，电容器两端子处的电压的代表性波形，其中图9A表示时域响应波形，图9B表示频域响应波形；

图10是大致表示本发明第二实施例所提供的用作应用有检测电路的代表性设备的电力接收装置的电路图；

图11大致表示本发明第三实施例的代表性检测电路；以及

图12大致表示本发明第四实施例的代表性检测电路。

具体实施方式

下文通过参考附图来说明本发明的实施例。应当注意，在整个附图和说明书中，彼此功能实质相同和/或彼此构造实质相同的构造元件由相同的附图标记表示，并省略重复的说明。

应当注意，将实施例的说明划分成按照以下顺序排列的主题：

1.介绍

2.第一实施例(信号源：使用脉冲发生器的示例)

3.第二实施例(检测电路：对电力接收装置的代表性应用)

4.第三实施例(检测电路：采用包络线(envelop-line)检测电路的示例)

5.第四实施例(Q因数测量：使用振动数量的代表性Q因数测量)

6.第五实施例(Q因数测量：基于处于预定范围内的电压V₂的代表性Q因数测量)

7.第六实施例(Q因数测量：即使电压V₂不在预定范围内，基于时间限制的代表性Q因数测量)

8.其它

1.介绍

通过测量Q因数来检测金属异物

为了高精确度地检测电力发送侧与电力接收侧之间存在的金属异物，已经设想到如下一种方法，该方法基于电路的所测量Q因数(品质因数)来确定金属异物是否位于与电力接收侧的谐振电路中所包括的线圈接近的位置，该线圈是与电力发送侧的外部部件磁耦合的线圈。由于随着金属异物靠近谐振电路，电路的Q因数降低，所以能够确定是否存在金属异物。

谐振电路的Q因数是代表谐振电路中能量维持和能量损失之间的关系的指标。总而言之，Q因数是用于表示谐振电路的谐振曲线的峰值的尖锐度的值。换句话说，Q因数是用于表示谐振电路的谐振程度的值。

金属异物的检测是针对电力发送侧与电力接收侧之间的电路执行的，该电路包括非预期的线圈和诸如金属的导体。本说明书中使用的技术术语“导体”是指广义上的导体。因而，本说明书中使用的技术术语“导体”也可以解释为半导体。在以下说明中，用于检测包括这类线圈和诸如金属等导体在内的电路的操作也称作导体检测等。

下文说明用于通过测量Q因数来检测金属异物的代表性检测电路。

图1大致表示用于通过测量谐振电路的Q因数来检测金属异物的代表性检测电路1。

如图1所示，检测电路1包括Q因数测量线圈11、电容器12、信号源13和ADC 16，ADC 16是模数转换器。图1所示的检测电路1是在解释检测操作的概况时所参考的大致电路，该检测操作通过测量谐振电路的Q因数来检测金属异物，该谐振电路包括Q因数测量线圈11和电容器12。

在检测电路1中，Q因数测量线圈11和电容器12彼此串联，以形成由虚线包围的谐振电路。调整Q因数测量线圈11的电感和电容器12的电容，使得谐振电路在测量频率(称作谐振频率)处谐振。在以下说明中，Q因数测量线圈11的电感和电容器12的电容也分别称作L值和C值。信号源13连接到包括Q因数测量线圈11和电容器12的上述谐振电路。信号源13中包含的变频正弦信号发生器14产生具有可变频率的正弦信号，并将该信号提供到谐振电路。信号源13中的电阻器15代表变频正弦信号发生器14的内部电阻，或变频正弦信号发生器14的输出阻抗。

在接收正弦信号的谐振电路的测量点处产生的模拟信号被提供到用于将模拟信号转换为数字信号的ADC 16。然后，通过将ADC 16输出的数字信号用作模数转换结果来测量谐振电路的Q因数。应当注意，检测电路1具有未在图中所示的供电部。供电部向检测电路1中采用的部件提供电力。如上所述，检测电路1中采用的部件包括信号源13和ADC 16。

在测量谐振电路的Q因数时，首先，对施加到谐振电路的正弦信号执行频率扫描，以得到谐振频率f₀，在频率f₀下，谐振电路的电压输出达到最大值。然后，在谐振频率f₀下，测量电压V_I和电压V_C，并且在测量Q因数时使用所测量的电压。如图1所示，电压V_I是Q因数测量线圈11与信号源13之间的连接点处的电压，而电压V_C是Q因数测量线圈11与电容器12之间的连接点处的电压。通常，在测量Q因数时，LCR测量计用作Q因数测量装置。

由下面给出的方程1表示谐振电路的Q因数。在该方程1中，如上所述，参考符号V_I表示Q因数测量线圈11与信号源13之间的连接点处的电压，而参考符号V_C是Q因数测量线圈11与电容器12之间的连接点处的电压。另一方面，参考符号R表示谐振频率f₀下的串联电阻。

[方程1]

$Q=\frac{1}{R}\sqrt{\frac{L}{C}}=\frac{V_C}{V_I}$

从上述方程可以清楚地看到，电压V_C是电压V_I的大约Q倍。公知的是，当金属接近谐振电路时，或者由于金属中产生的涡电流的影响，方程1中使用的串联电阻R和电感L会变化。例如，当金属件接近Q因数测量线圈11时，有效串联电阻R将大大增加，于是，Q因数降低。也就是说，由于存在于Q因数测量线圈11附近的金属的影响，谐振电路的Q因数和谐振电路的谐振频率都将大大变化。于是，通过检测这些变化，能够检测到在Q因数测量线圈11附近存在的金属件。本申请适用于检测在第一侧和第二侧之间插入的金属异物，第一侧和第二侧分别是电力发送侧和电力接收侧。

通过使用上述Q因数变化来高精度地检测金属异物，能够移除金属异物，而不管所采用的方法是电磁感应法还是磁谐振法。特别是，可以将采用电力接收侧(充当第二侧)的设备中的Q因数测量线圈的谐振电路的Q因数用作对金属异物敏感的参数，这是因为电力接收侧的设备的金属壳的位置与Q因数测量线圈的位置之间的关系几乎是固定的。于是，可以消除金属壳对Q因数测量线圈的影响。也就是说，与电力发送侧相比，设置在电力接收侧的谐振电路的Q因数适合高精度地检测金属异物。

此外，可以通过采用半带宽方法(half-bandwidth method)来计算谐振电路的Q因数。

半带宽方法是基于下面给出的方程2的。从该方程2可以清楚地看到，根据谐振频率f₀、相对低的频率f_L和相对高的频率f_H得到Q因数。如此前解释的，谐振频率f₀是谐振电路输出的电压振幅达到最大值(也称为峰值)时的频率。通过对施加到谐振电路的正弦信号执行频率扫描来得到谐振频率f₀。如图2所示，相对低的频率f_L是低于谐振频率f₀的频率，而相对高的频率f_H是高于谐振频率f₀的频率。在相对低的频率f_L和相对高的频率f_H处，谐振电路输出的电压的振幅从峰值降低3dB，从而降低至峰值的(1/√2)倍。更具体地，根据方程2，通过将谐振频率f₀除以频率f_H和f_L之间(f_H-f_L)的带宽，来获得Q因数，其中在频率f_H和f_L处，谐振电路输出的电压的振幅从峰值降低3dB，并达到等于峰值的(1/√2)倍的值。

[方程2]

$Q=\frac{f_0}{f_H-f_L}$

应当注意，上述串联谐振电路仅仅是代表性谐振电路。通过调换以上说明中的一些措辞可以获得并联谐振电路的说明。也就是说，按照与串联谐振电路相同的方式，可以根据谐振频率f₀、相对低的频率f_L和相对高的频率f_H来得到Q因数。然而，在这种情况下，谐振频率f₀是谐振电路输出的电压振幅达到最小值时的频率。更具体地说，根据方程2，通过谐振频率f₀除以频率f_H和f_L之间(f_H-f_L)的带宽，来获得Q因数，其中，在频率f_H和f_L处，并联谐振电路输出的电压的振幅从峰值降低3dB，并达到等于最小值的(√2)倍的值。

然而，在任何一种Q因数测量方法的情况下，在Q因数测量过程中，通过对施加到谐振电路的正弦信号执行频率扫描来得到谐振频率f₀。于是，需要提供一种具有优良的频率分辨率的变频正弦信号发生器。此外，由于需要执行频率扫描，所以执行Q因数测量需要花费时间。

除此之外，在前一方法的情况下，电压V_I是电压V_C的大约1/Q倍。于是，由于电压V_I具有低的电平，所以难以高准确度地测量Q因数。也就是说，Q因数的测量精确度低。

为了解决上述问题，通过执行基于施加到谐振电路的脉冲的处理来测量Q因数。如果用脉冲替换正弦信号，则不再需要提供具有极好频率分辨率的变频正弦信号发生器。

2.第一实施例

检测电路的代表性构造

图3大致表示应用有本发明第一实施例的检测设备的代表性检测电路10。图3所示的检测电路10是在解释性附图中大致表示的电路，在以下说明中，参考该解释性附图说明了用于通过测量Q因数来检测金属异物的操作的概要。在图3中，功能和/或构造与图1所示的对应部分实质相同的元件使用与对应部分相同的附图标记表示。此外，省略了对相同元件的说明以避免元件的重复说明。

该实施例的检测电路10设置有信号源21，信号源21用于代替图1所示的检测电路1中采用的信号源13。

信号源21连接到由虚线包围的谐振电路。在谐振电路中，Q因数测量线圈11和电容器12彼此串联。信号源21包括以预先确定的周期产生脉冲的脉冲发生器22。信号源21中的电阻器23代表脉冲发生器22的内部电阻或脉冲发生器22的输出阻抗。

此外，检测电路10还包括ADC 16和微型计算机17。ADC 16是代表性响应波形检测部，其用于检测谐振电路在响应于从信号源21接收的脉冲信号时输出的响应波形。另一方面，微型计算机17从ADC 16接收数字信号。检测电路10的其余构造与检测电路1的相同。

应当注意，与检测电路1的情况一样，检测电路10具有未在图中示出的供电部。供电部向检测电路10中采用的部件提供电力。如上所述，检测电路10中采用的部件包括信号源21、ADC 16和微型计算机17。

检测电路10的操作简要解释如下。

将信号源21中采用的脉冲发生器22输出的脉冲施加到谐振电路。然后，获取Q因数测量线圈11与电容器12之间的连接点处的电压，并将其提供到ADC 16。Q因数测量线圈11与电容器12之间的连接点处的电压是电容器12的两个端子之间的电压。ADC 16将电压的模拟信号转换成数字信号，以获得对施加到谐振电路的脉冲的响应的时域波形。ADC16将时域波形响应提供到微型计算机17，微型计算机17随后处理该波形，以计算Q因数。微型计算机17最终根据所计算的Q因数来检测金属异物的存在。

下文将说明本实施例的与微型计算机17所执行的用于检测金属异物的处理相关的构造和操作。

图4是表示微型计算机17的代表性内部构造的框图。

如图4所示，本实施例的微型计算机17被构造成包括Q因数测量部17A、确定部17B、存储器17C和控制部17D。微型计算机17是代表性处理装置。微型计算机17测量谐振电路的Q因数，并对检测电路10或对设置有检测电路10的整个设备进行控制。

Q因数测量部17A是代表性Q因数测量部。Q因数测量部17A对从ADC 16接收的数字电压信号执行后述处理，以得到Q因数。Q因数测量部17A将Q因数提供到确定部17B。从ADC 16接收的数字电压信号的振幅代表信号的波动。数字电压信号的波动随着时间的流逝而变化或衰减。Q因数测量部17A基于数字电压信号的波动随时间的变化来计算Q因数。

确定部17B是代表性确定部，其用于对从Q因数测量部17A接收的Q因数与预先确定的基准值进行比较，以确定金属异物是否存在于Q因数测量线圈11附近。确定部17B向控制部17D提供确定的结果。通过如上所述地对包括Q因数测量线圈11的谐振电路的Q因数与基准值进行比较，能够推断出Q因数测量线圈11与外界之间的电磁耦合。于是，通过适当地设定基准值，能够精确地确定在Q因数测量线圈11与外界之间是否存在金属异物。

存储器17C是代表性非易失性存储部。存储器17C用于针对每个频率存储有采用Q因数测量线圈11的谐振电路的Q因数的基准值。基准值是在Q因数测量线圈11附近没有东两存在的状态下或Q因数测量线圈11与外部线圈之间没有东两存在的状态下预先确定的值。此外，存储器17也可以用于存储分配给采用检测电路10的每个设备的ID号，以用作用于识别设备的信息。另外，存储器17C也用于存储其它信息，例如从外部设备获取的ID号。

控制部17D是代表性控制部，其用于根据从确定部17B接收的确定结果来产生控制信号，并利用控制信号(尤其)对整个检测电路10进行控制，以及对在与采用外部线圈的设备进行通信而进行的非接触电力传输进行控制。

图4示出了如下代表性构造，在该结构中，Q因数测量部17A、确定部17B和控制部17D包含在微型计算机17中。然而，应当注意，任何Q因数测量部17A、确定部17B和控制部17D的一个或多个组合通常也可以包含在分布式处理环境等下的另一处理装置中。

脉冲在时域中具有简单的矩形波形。然而，如果时域中的简单矩形波形被转换成频域中的波形，那么频域中的波形具有分布在整个宽范围上的频谱。因此，通过适当地选择脉冲波形，能够在谐振频率附近获得具有大致相同振幅的梳状频谱。因此，通过将脉冲施加到谐振电路，并观察对脉冲的响应，能够获得谐振电路阻抗的频率特性。此外，通过在时域执行处理也可以计算Q因数。

仿真结果

下文将说明通过模拟检测电路10获得的结果。

图5表示按照检测电路10的模型构建的模拟电路。

图5所示的模拟电路包括脉冲发生器33和与图3中由虚线包围的电路块对应的LC谐振电路。LC谐振电路在脉冲波形具有100kHz的频率时发生谐振。LC谐振电路包括Q因数测量线圈31和电容器32。作为第一条件，将LC谐振电路的Q因数设置为100，并将脉冲发生器33设置成产生振幅为1V且脉冲宽度为1微秒、重复周期为2毫秒的脉冲波。

LC谐振电路的有效电阻R由方程R＝√(Ls/Cs)/Qs表示，其中参考符号Ls表示以H为单位表达的电感，且是Q因数测量线圈11的电感，参考符号Cs表示以F为单位表达的电容，且是电容器32的电容，参考符号Qs表示LC谐振电路的Q因数。

对于第一条件

图6A-6E表示在第一条件下在没有金属异物时在图5所示的模拟电路的各种测量点处获得的代表性波形，第一条件即是Q因数为100且重复周期为2ms的条件。更具体地说，图6A是表示图5所示的脉冲发生器33产生的脉冲波形的放大图；图6B表示脉冲发生器33产生的脉冲序列。图6C表示脉冲序列的频域响应；而图6D是表示脉冲序列的频域响应的放大图。另一方面，图6E表示图5所示电容器32的两端子处的电压的频域响应波形。

如图6B所示，脉冲发生器33产生的脉冲序列是一列均具有1V的振幅和1微秒的脉冲宽度的脉冲。脉冲序列以2毫秒的重复周期产生。图6A通过将图6B所示脉冲序列的时间轴从毫秒级放大到微秒级而示出脉冲发生器33产生的脉冲的波形。

通过将图6A所示的时域脉冲波形转换成频域中的波形获得图6C所示的频域响应。如果放大图6C所示频域响应的频率轴，那么能够获得图6D所示的谐振频率为100kHz附近的具有大致一致的1mV振幅的梳状频谱。

将具有这种频谱的脉冲波施加到LC谐振电路，并将电容器32端子处的电压的时域响应波形转换成频域波形。在这种情况下，转换的结果是图6E所示的频域响应波形。时频转换处理由检测电路10中采用的ADC 16执行。作为选择，微型计算机17中采用的Q因数测量部17A代替ADC 16执行时频转换处理。

在满足第一条件(即Q因数为100且重复周期为2ms的条件)的脉冲波形的情况下，脉冲间隔短，且作为频率分析结果获得的振幅(或平均电力)大，但是频率分辨率低。

对于第二条件

图7A-7E表示在第二条件下在没有金属异物时在图5所示的模拟电路的各种测量点处获得的代表性波形，第二条件即是Q因数为100且重复周期为10ms的条件。更具体地说，图7A是表示图5所示的脉冲发生器33产生的脉冲波形的放大图；图7B表示脉冲发生器33产生的脉冲序列。图7C表示脉冲序列的频域响应；而图7D是表示脉冲序列的频域响应C的放大图。另一方面，图7E表示图5所示电容器32的两端子处的电压的频域响应波形。

如图7B所示，脉冲发生器33产生的脉冲序列是一列均具有1V的振幅和1微秒的脉冲宽度的脉冲。脉冲序列以10毫秒的重复周期产生。图7A通过将图7B所示脉冲序列的时间轴从毫秒级放大到微秒级而示出脉冲发生器33产生的脉冲的波形。

通过将图7A所示的时域脉冲波形转换成频域中的波形获得图7C所示的脉冲序列。如果放大图7C所示脉冲序列的频域响应的频率轴，则能够获得图7D所示的谐振频率为100kHz附近的具有大致一致的200μV振幅的梳状频谱。

将具有这种频谱的脉冲波形施加到LC谐振电路，并将电容器32端子处的电压的时域响应波形转换成频域中的波形。在这种情况下，转换的结果是图7E所示的频域响应波形。

在满足第二条件(即Q因数为100且重复周期为10ms的条件)的脉冲波的情况下，脉冲间隔长，作为频率分析结果获得的振幅(或平均电力)小，但是频率分辨率极好。

如上所述，不仅可以通过脉冲波形的振幅，而且可以通过脉冲间隔(或脉冲周期)来改变频率分辨率以及作为频率分析结果获得的振幅。振幅和频率分辨率是彼此折中的关系。期望的是，负责测量的人根据测量对象适当选择大的振幅或极好的频率分辨率。

在第一和第二条件下，将Q因数设置为100。根据方程2，Q因数可以由方程Q＝f₀/(f_H-f_L)表示，其中，表达式(f_H-f_L)代表频带的宽度。在用作频带的边缘频率的相对低的频率f_L和相对高的频率f_H处，谐振电路输出的电压振幅从谐振频率f₀处的峰值降低3dB，并达到等于峰值的(1/√2＝0.7071)倍的值。从图6E和7E所示的频域响应波形可见，相对高的频率f_H、谐振频率f₀和相对低的频率f_L分别是100.5kHz、100kHz和99.5kHz。于是，Q＝100kHz/(100.5kHz-99.5kHz)＝100，这是假定不存在金属异物的情况下获得的结果。

基于分析结果的Q因数测量

接下来，下文将说明用于基于在将上述脉冲施加到图5所示的LC谐振电路之后在时域和频域执行的分析结果来测量Q因数的方法。

图8A和8B表示在Q因数为100且重复周期为10ms的情况下电容器两端子处的电压的代表性波形。更具体地说，图8A表示时域响应波形，而图8B表示频域响应波形。

在假定不存在金属异物时，分析时使用的LC谐振电路的Q因数为100，而提供到电路的脉冲序列的脉冲振幅为1V，脉冲宽度为1微秒，且脉冲重复周期为10毫秒。

如图8A所示，在将脉冲施加到LC谐振电路之后，电容器32的两个端子处的时域电压逐渐衰减。此外，如图8B所示，电容器32的两个端子处的频域电压的振幅在谐振频率处具有峰值和随着频率远离谐振频率而逐渐衰减的振幅。频率离谐振频率越远，该频率处的振幅越小。

时域

LC谐振电路的Q因数由下文给出的方程3表示。在该方程中，参考符号f表示谐振电路的谐振频率。参考符号V₁是在时刻t₁处电容器32的两个端子处的电压，或在电压波形上的测量点m4处观察到的电压。同样地，参考符号V₂是在时刻t₂处电容器32的两个端子处的电压，或在电压波形上的测量点m5处观察到的电压。测量点m5是比测量点m4滞后的点。

[方程3]

$Q=\mathrm{\πf}\·\frac{t_2-t_1}{\ln \left[\frac{V_1}{V_2}\right]}$

下文简要说明了用于根据在时域响应波形的两个时刻观察到的谐振频率和振幅(也就是电压)获得Q因数的方程的推导过程。

首先，提供到谐振电路的能量由方程4表示如下。

[方程4]

能量E＝|α(t)|²，a(t)＝A·e^-Γt·e^jωt

振动项：e^jωt(|e^jωt|＝1)

接下来，考虑电力。为了简单说明，下文忽略振动项，以获得下文中给出的方程5。方程5仅代表包络线项。

[方程5]

a(t)＝A·e^-Γt

[方程6]

∴E＝A²·e^-2Γt

由于电力P是单位时间中消耗的能量，所以电力P可以由方程7表示如下。

[方程7]

$P=-\frac{d}{\mathrm{dt}}E=-\frac{d}{\mathrm{dt}}(A^2\·e^{-2\mathrm{\Γt}})=2\mathrm{\Γ}(A^2\·e^{-2\mathrm{\Γt}})=2\mathrm{\ΓE}$

Q因数被定义为谐振系统的内部能量与谐振系统在一个周期中损失的能量的比率。在这种情况下，通过将用于电力P的方程7代入所定义的比率，可以推导出以下方程。

[方程8]

[方程9]

$\stackrel{\·}{\·\·}\mathrm{\Γ}=\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}$

[方程10]

$\stackrel{\·}{\·\·}a\left(t\right)=A\·e^{-\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}t}$

接下来，根据方程10推导出方程11-13，并最终获得方程3。

[方程11]

$\frac{\left|a\left(t_1\right)\right|}{\left|a\left(t_2\right)\right|}=\frac{A\·e^{-\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}{t}_1}}{A\·e^{-\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}{t}_2}}=e^{-\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}(t_1-t_2)}$

[方程12]

$\ln \left\{\frac{\left|a\left(t_1\right)\right|}{\left|a\left(t_2\right)\right|}\right\}=\frac{\mathrm{\ω}}{2Q}(t_2-t_1)$

[方程13]

$\stackrel{\·}{\·\·}Q=\frac{\mathrm{\ω}}{2}\·\frac{t_2-t_1}{\ln \left\{\frac{\left|a\left(t_1\right)\right|}{\left|a\left(t_2\right)\right|}\right\}}=\mathrm{\πf}\·\frac{t_2-t_1}{\ln \left\{\frac{\left|a\left(t_1\right)\right|}{\left|a\left(t_2\right)\right|}\right\}}$

用于时域响应波形上的测量点m4的数据包括t₁＝3.010微秒和V₁＝0.616V。同样地，用于时域响应波形上的测量点m5的数据包括t₂＝443.1微秒和V₂＝0.154V。将这些数据代入方程3，以得到LC谐振电路的Q因数。在这种情况下，获得99.71的Q因数。Q因数的计算如下：

Q因数＝π·100×10³·(3.010×10^-6-443.1×10^-6)/1n(0.616/0.154)＝99.71

频域

接下来，根据图8B所示的频域响应波形计算Q因数如下。

图8B示出三个测量点m1、m2和m3。测量点ml对应于在谐振频率100.0kHz处观察到的峰值，测量点m2和m3均对应于等于峰值的1/√2(＝0.7071)倍的值。更具体地，测量点ml代表100.0kHz的谐振频率和0.020V的峰值。另一方面，测量点m2代表99.5kHz的频率和0.014V的电压，测量点m3代表100.5kHz的频率和0.014V的电压。在这种情况下，通过利用方程2可以获得如下所示的LC谐振电路的Q因数。

Q因数＝100/(100.5-99.5)＝100

Q因数100大约等于根据图8A所示的时域响应波形所获得的Q因数。

应当注意，出于与图8A和8B所示的分析结果相比较的目的，改变用于接收所施加的脉冲的谐振电路的Q因数，并针对时域以及频域执行相同的分析。

图9A和9B表示在Q因数为50且重复周期为10ms的情况下电容器32的两个端子处的电压的代表性波形。更具体地说，图9A表示时域响应波形，图9B表示频域响应波形。

假定不存在金属异物，分析时使用的LC谐振电路的Q因数为50，并且施加到电路的脉冲的说明与针对图8A和8B所示的情况相同。

如图9A所示，在将脉冲施加到LC谐振电路之后，电容器32的两个端子处的时域电压衰减得比图8A所示的情况快。此外，如图9B所示，电容器32的两个端子处的频域电压的振幅在谐振频率处具有峰值和随着频率远离谐振频率而逐渐衰减的振幅。然而，图9B所示的频域响应波形不像图8B所示的频域响应波形那么尖锐。

根据上述第一实施例，在将脉冲施加到谐振电路之后，可以根据时域响应波形或频域响应波形高准确度地获得Q因数。因此，能够高精确度地检测金属异物。此外，不需要提供频率分辨率良好的变频正弦信号发生器。也就是说，由于产生固定脉冲波的脉冲发生器能够胜任检测电路操作，所以能够使检测电路的构造简单。

此外，如果频域中的脉冲波的分辨率和频域中的波形获取分辨率足够高，则就不要求脉冲波形的精度。

更重要的是，也不需要诸如频率扫描之类的重复工作。因此，大体上缩短了测量时间。

此外，根据电抗元件的两个端子处的电压来测量Q因数，使得不需要测量施加到整个谐振电路的小电压。于是，可高精度地执行测量。

能够提供如下一种构造，该构造允许基于时域响应和频域响应执行处理，而且也允许根据不同情况适当选择时域响应或频域响应。在允许根据不同情况适当选择时域响应或频域响应的代表性构造中，由于认为曾经以平面型电力供应为基础设置的电力接收装置的谐振频率很难改变，所以仅在最初提供电力时根据频域响应获得谐振频率。然后，在随后提供电力时，仅根据时域响应计算Q因数。

顺便提一下，可以如上所述地根据时域响应计算Q因数。在这种情况下，时域响应波形也不利地包括具有除了谐振频率之外的其它频率的信号。然而，如上所述，所计算的Q因数的精度高。这是因为谐振电路自身的滤波可见地使谐振频率组分占支配地位。

3.第二实施例

第二实施例将第一实施例的检测电路10代表性地应用到电力接收装置。

图10是大致表示代表性非接触电力传输系统的电路图，非接触电力传输系统包括本发明第二实施例提供的电力接收装置60，电力接收装置60是应用有检测电路10的装置。在图10中，功能和/或构造与图3所示的对应部分实质相同的元件由与对应部分相同的附图标记表示。此外，省略对每个相同元件的详细说明。

如图10所示，第二实施例的非接触电力传输系统被配置成包括电力发送装置40和电力接收装置60，电力接收装置60也具有检测电路10的功能。也就是说，电力接收装置60包括电力接收电路50和图3所示的检测电路10。如之前所述，检测电路10通过测量检测电路10中所采用的检测谐振电路的Q因数来检测金属异物。

如图10所示，电力发送装置40包括信号源43、电容器41和电力发送线圈42，电力发送线圈42也称为一次侧线圈。信号源43包括电阻器45和用于产生具有正弦波形的电力的正弦电力发生器44。信号源43中包含的电阻器45代表正弦电力发生器44的内部电阻或正弦电力发生器44的输出阻抗。

在这个实施例中，电容器41和电力发送线圈42串联地连接到信号源43，使得电容器41和电力发送线圈42形成装置串联谐振电路。此外，调整电容器41的电容和电力发送线圈42的电感，使得装置串联谐振电路在谐振频率下谐振，在该谐振频率下，电力被发送给电力接收电路50。电容器41的电容(也称作静电电容)在下文中也称作C值。另一方面，电力发送线圈42的电感在下文中也称作L值。信号源43和电容器41被包含在电力发送装置40的电力发送部中。电力发送部利用电力发送线圈42通过无线电传输或非接触传输向外部目的地(例如电力接收装置60)发送电力。

如上所述，电力接收装置60具有两个功能，即，电力接收电路50的功能和检测电路10的功能。用作代表性电力接收部的电力接收电路50通过非接触传输接收电力发送装置40发送的电力。另一方面，用作代表性检测部的检测电路10检测存在于电力接收装置60与电力发送装置40之间的金属异物。

电力接收电路50包括电力接收线圈(也称作二次侧线圈)51、电容器52、整流电路53和电池(也称作二次侧电池)54。电力接收线圈51和电容器52形成装置串联谐振电路。整流电路53将AC电力整流成DC电力。除了整流之外，整流电路53也用于平滑作为整流结果而获得的DC电力。电池54向电力接收装置60中包含的各个部件提供电力。电池54主要向采用脉冲发生器22的信号源21提供电力。在图10中，电池54与信号源21之间的连接用实线表示。然而，未示出电池与电力接收装置60中包含的其它部件之间的连接。

如上所述，电力接收电路50包括负载调整部55。负载调整部55与装置谐振电路并联，装置谐振电路由彼此串联的电力接收线圈51和电容器52组成。代表性负载调整部55包括彼此串联的负载和开关。负载的代表性示例是电阻器。根据微型计算机17中采用的控制部17D执行的控制，闭合或打开开关，以将负载连接到电力接收电路50或将负载从电力接收电路50断开。按照这种方式，可以改变电力发送装置40与电力接收装置60之间的电磁耦合状态，并且可以将该状态的有关信息发送到电力发送装置40。总而言之，开关是切换装置，例如晶体管或金属氧化物半导体场效应晶体管(MQSFET)。

在本实施例的电力接收电路50中，电力接收线圈51和电容器52彼此串联以形成装置串联谐振电路。此外，调整C值和L值，使得装置串联谐振电路在谐振频率下谐振。如上所述，C值是电容器52的电容，而L值时电力接收线圈51的电感。

如果如测量结果所证实的那样，图4中所示的微型计算机17所采用的确定部17B确定在电力接收装置60与电力发送装置40之间存在金属异物，那么微型计算机17所采用的控制部17D就执行控制，以停止从电力发送装置40向电力接收装置60传输电力，其中，测量是由具有上述构造的电力接收装置60的检测电路10执行的，以测量Q因数。也就是说，微型计算机17所采用的控制部17D对负载调整部55执行的操作进行控制以发送停止信号，该停止信号用于停止通过电力接收线圈51从电力发送装置40向电力接收装置60和从电力接收装置60向电力发送装置40的电力传输。根据从电力接收装置60接收的该停止信号，电力发送装置40中采用的控制部执行控制以停止正弦电力发生器44。应当注意，该控制部自身没有在图中示出。

如上所述，在电力接收装置60中使用检测电路10。然而，应当注意，检测电路10也能够应用到电力发送装置40。在任一情况下，如果检测电路10检测到在电力发送装置与电力接收装置之间存在金属异物，则就停止从电力发送装置到电力接收装置的电力传输。

4.第三实施例

在第一和第二实施例的情况下，为了根据时域响应波形计算Q因数，ADC 16执行信号处理，以得到谐振电路的电抗装置上的电压信号的包络线。然而，也可以使用单独的用作包络线检测电路的硬件，以执行谐振电路的电抗装置上的电压信号到包络线的变换。

图11大致表示本发明第三实施例的代表性检测电路70。在图11中，功能和构造与图3所示的对应部分实质相同的元件由与对应部分相同的附图标记表示。此外，省略对每个相同元件的详细说明。

本实施例的检测电路70被配置成具有单独的硬件，该硬件是位于ADC 16与图3所示的检测电路10的电容器12之间的包络线检测电路。在图11中，包络线检测电路由右侧的虚线框表示。包络线检测电路包括二极管71、电容器72和电阻73。二极管71与电容器72彼此串联，而由二极管71和电容器72组成的串联电路与电容器12的两个端子并联。此外，电阻73与电容器72并联，并且也与ADC 16并联。

如果由这种单独的硬件执行包络线的检测，如第三实施例的情况，那么在后面阶段执行的测量和处理将非常简单。在这种情况下，不再需要ADC 16来执行用于根据谐振电路的电抗装置上的电压信号来计算包络线的处理。也就是说，仅需要测量两次电压。

5.第四实施例

如果由这种硬件执行包络线的检测，则在后面阶段执行的测量和处理将非常简单。然而，微型计算机17仍然需要时间的相关信息来计算Q因数。例如，需要在诸如两次测量时所测量的谐振频率和振幅等信息。在这种情况下，两次测量的振幅是对时域响应波形测量的振幅。

顺便提一下，为了通过测量得到谐振频率，能够采用如下技术：通过对代表振动次数的振动数来得到谐振频率。具体而言，谐振频率通常根据每个振动的时间段来得到，振动的数量是被定义为在规定的时间间隔中振动的数量的振动数。这个用于得到谐振频率的处理是相对简单的处理。然而，需要单独提供通道或电路，或者如下所述地需要准备用于绕过上述包络线检测电路的通道。

图12大致表示本发明第四实施例的代表性检测电路80。在图12中，功能和构造与图11所示的对应部分实质相同的元件由与对应部分相同的附图标记表示。此外，省略对每个相同元件的详细说明。

与图11所示的检测电路70相比，图12所示的检测电路80具有限幅放大器81和计数器82。

具有可变振幅的信号被从谐振电路与包络线检测电路之间的节点提供到限幅放大器81。限幅放大器81是波形形成部，其用于将提供到它的输入信号放大成具有恒定振幅的信号。

计数器82得到从限幅放大器81接收的恒定振幅信号的振动数，并将该振动数提供到ADC 16和微型计算机17。于是，ADC 16不需要向微型计算机17提供诸如每个振动的时间段等信息，其中振动的数量是振动数，其被定义为在规定时间间隔中振动的数量。

下文将研究计算公式以及检测电路80执行的操作。可以将方程3改写为方程14，从方程14可以最终推导出方程15。在方程14中，参考符号T表示每个振动的时间段，振动的数量是振动数。振动数是在时间间隔(t₂-t₁)中振动的数量。时间段T是方程3中使用的谐振频率f的倒数。应当注意，在方程14和15中，参考符号V₁表示时间间隔(t₂-t₁)开始处的电压，参考符号V₂表示时间间隔(t₂-t₁)结束处的电压。时间间隔(t₂-t₁)的开始是时刻t₁，时间间隔(t₂-t₁)的结束是时刻t₂。

[方程14]

[方程15]

从用作计算公式的方程15可以清楚地看到，可以根据由该计算公式得到的振动数来计算Q因数。也就是说，不需要计算振动的时间段。于是，能够进一步大幅减少ADC 16所执行的信号处理的负担。

6.第五实施例

在第五实施例中，在时域响应波形的第二振幅(第二电压)V₂仍然处于振幅的预定范围内时，测量Q因数，其中，振幅的预定范围不包括时域响应波形的第一振幅(第一电压)V₁。

通过使用振动数根据方程15得到Q因数。然而，由于ADC 16产生的量化误差，时域响应波形可能过度衰减，以至于第二电压V₂的幅值不期望地接近0。结果，无法正确地计算Q因数。这是因为，即使振动数的规定值改变，电压V₂实际上仍原样地保持在0(V₂＝0)。

此外，如果时域响应波形衰减得太少，即如果V₁≈V₂，则ADC 16产生的量化误差也大。为了解决这些问题，在代表时域响应波形的电压V₂的第二振幅仍然处于振幅的预定范围内时，微型计算机17采用的Q因数测量部17A测量Q因数，其中，振幅的预定范围不包括代表时域响应波形的电压V₁的第一振幅。

作为示例，如果当电压V₂仍然处于电压V₁的40％-25％的范围中时，在一些情况下Q因数的误差小。于是，如果期望达到某个精度，则就将Q因数测量算法设置成使得当电压V₂等于小于该范围的阈值时计算Q因数。

根据第五实施例，可以减小ADC 16产生的量化误差，以便能以高准确度得到Q因数。于是，可以提高金属异物的检测精度。

7.第六实施例

此外，在大Q因数的情况下，时域响应波形的第二振幅需要花费大量时间才能达到第五实施例设定的阈值。在这种情况下，根据时间限制或振动数限制而不是这种阈值来测量Q因数是好的。也就是说，如果在预定的时间段内时域响应波形的第二电压V₂没有进入振幅的预定范围，则检测第二电压V₂，从而在经过预定的时间段后的时间点处得到Q因数，其中，振幅的预定范围不包括时域响应波形的第一电压V₁。

根据第六实施例，可以将测量Q因数所花费的时间减少到不超过预先确定的时间段的限度。

8.其它

在第一至第五实施例中，也能够提供如下一种谐振电路，该谐振电路具有单个脉冲或独立脉冲，而不是多个脉冲。然而，与单个脉冲相比，多个脉冲的优点在于频域响应的信号电平高，这是因为较多的能量被提供到谐振电路。尽管如此，单个脉冲也能够进行Q因数的测量。

此外，在第一至第五实施例中，ADC 16的信号获取时间与期望的测量时间相比可能长。在这种情况下，可以使用两个ADC来同时操作，以解决由信号获取时间长引起的问题。

另外，在第一至第五实施例中，从检测电路中嵌入的信号源通过导线向电力发送装置或接收装置中包含的检测电路所采用的谐振电路提供脉冲。然而，也可以通过磁耦合从外部装置向电力发送或接收装置提供脉冲。然后，电力发送装置或电力接收装置使用脉冲来测量Q因数。

在例如图10所示的非接触电力传输系统中，脉冲可以通过磁耦合从电力发送装置40被提供到电力接收装置60。在这种情况下，根据脉冲，电力发送装置40中采用的电力发送线圈42通过磁耦合向电力接收装置60的检测电路10中采用的Q因数测量线圈11输出磁通量，并且读取对磁通量的响应，以测量Q因数。

而且，在第一至第五实施例中采用的检测电路10可以应用到采用电磁谐振法的非接触电力传输系统或采用电磁感应法的非接触电力传输系统。在下文中，检测电路10也称作检测装置。

应该理解，本申请也可以在以下实施中实现：

(1)一种检测装置，包括：

设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，其用作接收脉冲的电路；

响应波形检测部，其用于对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；和

Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的所述响应波形来测量所述谐振电路的Q因数。

(2)如实施(1)所述的检测装置，其中，由所述响应波形检测部检测到的所述响应波形是时域响应波形。

(3)如实施(2)所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部根据第一振幅和第二振幅来测量所述谐振电路的所述Q因数，所述第一振幅是在第一时刻t₁处从所述时域响应波形获得的，所述第二振幅是在第二时刻t₂处从所述时域响应波形获得的，所述第二时刻t₂比所述第一时刻t₁滞后了预先确定的时间段。

(4)如实施(3)所述的检测装置，其中，当所述谐振电路的谐振频率由f表示，在所述第一时刻t₁处从所述时域响应波形获得的所述第一振幅由V₁表示，且在所述第二时刻t₂处从所述时域响应波形获得的所述第二振幅由V₂表示时，所述Q因数测量部根据以下方程测量所述Q因数：

Q＝πf·(t₂-t₁)/ln(V₁/V₂)

(5)如实施(4)所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部在从所述时域响应波形获得的所述第二振幅位于不包括所述第一振幅的预定振幅范围中时测量所述Q因数。

(6)如实施(4)所述的检测装置，其中，如果从所述时域响应波形获得的所述第二振幅在预定时间段内没有进入不包括所述第一振幅的预定振幅范围，所述Q因数测量部通过对经过上述预定时间段后的时间点处的所述第二振幅进行检测来测量所述Q因数。

(7)如实施(5)或(6)所述的检测装置，其中，针对从所述时域响应波形获得的所述第二振幅设置的所述预定振幅范围是从所述时域响应波形获得的所述第一振幅的40％-25％的范围。

(8)如实施(2)所述的检测装置，其中，当所述时域响应波形在预定时间段内发生的振动的数量由“振动数”表示，在所述预定时间段开始时获得的振幅由V₁表示，并且在所述预定时间段结束时获得的振幅由V₂表示时，所述Q因数测量部根据以下方程测量所述Q因数：

Q＝π·振动数/ln(V₁/V₂)

(9)如实施(1)-(8)所述的检测装置，进一步包括：

确定部，其用于通过比较所述Q因数测量部测量的所述Q因数与预定基准值来确定所述Q因数测量线圈与外部装置之间的电磁耦合状态。

(10)如实施(9)所述的检测装置，所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间的所述电磁耦合状态意味着在所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间是否存在有包括任何线圈或导体的电路。

(11)如实施(1)所述的检测装置，其中，所述响应波形检测部检测到的所述响应波形是频域响应波形。

(12)如实施(11)所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部根据两个频率之间的带宽测量所述Q因数，所述频域响应波形在每个所述两个频率处的振幅是所述频域响应波形在串联谐振电路的谐振频率处的振幅的1/√2倍，所述串联谐振电路包括一个或多个所述电容器和所述Q因数测量线圈。

(13)如实施(11)所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部根据两个频率之间的带宽测量所述Q因数，所述频域响应波形在每个所述两个频率处的振幅是所述频域响应波形在并联谐振电路的谐振频率处的振幅的√2倍，所述并联谐振电路包括一个或多个所述电容器和所述Q因数测量线圈。

(14)如实施(1)-(13)所述的检测装置，其中，施加到所述谐振电路的所述脉冲是单个脉冲。

(15)如实施(1)-(14)所述的检测装置，进一步包括：

脉冲发生器，其用于产生所述脉冲，并将所述脉冲施加到所述谐振电路。

(16)如实施(10)所述的检测装置，进一步包括：

控制部，其用于执行控制，以在确定出在所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间存在有包括任何线圈或导体的电路的情况下，停止从所述外部装置输出电力发送信号。

(17)一种电力接收装置，包括：

电力接收线圈，其电磁耦合到外部装置；

电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述外部装置接收电力；

设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，其用作用于接收脉冲的电路；

响应波形检测部，其用于检测所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形；和

Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的响应波形测量所述谐振电路的Q因数。

(18)一种电力传输系统，包括：

电力发送装置，其用于通过采用非接触传输技术发送电力；和

电力接收装置，其用于从所述电力发送装置接收所述电力，

其中，所述电力接收装置包括：

电力接收线圈，其电磁耦合到所述电力发送装置的电力发送线圈；

电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述电力发送装置接收电力；

设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，其用作用于接收脉冲的电路；

响应波形检测部，其用于检测所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形；和

Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的响应波形测量所述谐振电路的Q因数。

(19)一种检测方法，包括：

向设置有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路施加脉冲；

驱动响应波形检测部来检测所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形；以及

驱动Q因数测量部来根据所述响应波形检测部检测到的响应波形测量所述谐振电路的Q因数。

应当注意，上述实施例中的一系列过程可以由硬件执行或通过执行软件来执行。如果通过执行软件来执行这一系列过程，那么构成软件的程序可以由计算机或嵌入专用硬件的计算机执行，所述程序处于执行各种功能的目的而被安装在计算机中。例如，使用通用个人计算机等来执行作为构成期望软件而安装在其中的程序是很好的。

此外，装置和系统可以设置有记录介质，用于记录构成软件的程序的代码，所述软件被执行以执行实施例的功能。另外，毫无疑问，可以由包括在装置或系统中的计算机通过从记录介质读取程序代码来执行功能。可以使用诸如CPU的控制装置来代替计算机。

用于记录程序代码的记录介质的代表性示例包括软盘、硬盘、光盘、磁光盘、CD-ROM(高密度磁盘只读存储器)、CD-R(可记录高密度磁盘)、磁带、非易失性卡和ROM等，以上仅举几例。

此外，计算机执行从记录介质读取的程序代码，以执行上述实施例的功能。另外，以程序代码表述的指令为基础，运行于计算机上的OS通常可以执行实际处理的部分或全部。通过执行处理，在一些情况下，也能够实现上述实施例的功能。

此外，在本说明书中，时间序列的处理步骤当然是按照沿着时间轴的预定顺序来执行。然而，这些处理步骤没有必要一定按照沿着时间轴的预定顺序来执行。也就是说，处理步骤也可以包括彼此同时或独立执行的过程，例如，同时处理的步骤或基于对象的处理的步骤。

本申请的实现不局限于到目前为止描述的实施例和以上解释的实施过程。也就是说，本申请当然可以被实现成各种其它代表性修改版，并当然可以适用各种代表性应用，只要修改的版本和应用不脱离权利要求书中所述的范围。

也就是说，上述实施例仅仅是优选的代表性实施方式。因此，可以对实施例施加各种技术上的希望限制。然而，本申请的技术范围绝不局限于这些实施例，除非特别说明了对本申请施加限制。例如，说明书中提及的每种材料、材料的量、处理时间、处理顺序和每个参数的数值条件都仅仅是优选的。此外，在说明书中参考的附图的尺寸、每张附图的形状和每张附图中的位置关系都近似。

Claims (19)

1.一种检测装置，包括：

设有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路，所述谐振电路用作接收脉冲的电路；

响应波形检测部，其用于对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；和

Q因数测量部，其用于根据所述响应波形检测部检测到的所述响应波形来测量所述谐振电路的Q因数。

2.如权利要求1所述的检测装置，其中，由所述响应波形检测部检测到的所述响应波形是时域响应波形。

3.如权利要求2所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部根据第一振幅和第二振幅测量所述谐振电路的所述Q因数，所述第一振幅是在第一时刻t₁处从所述时域响应波形获得的，所述第二振幅是在第二时刻t₂处从所述时域响应波形获得的，所述第二时刻t₂比所述第一时刻t₁滞后了预先确定的时间段。

4.如权利要求3所述的检测装置，其中，当所述谐振电路的谐振频率由f表示，在所述第一时刻t₁处从所述时域响应波形获得的所述第一振幅由V₁表示，且在所述第二时刻t₂处从所述时域响应波形获得的所述第二振幅由V₂表示时，所述Q因数测量部根据以下方程测量所述Q因数：

Q因数=πf·(t₂–t₁)/1n(V₁/V₂)

5.如权利要求4所述的检测装置，其中，所述Q因数测量部在从所述时域响应波形获得的所述第二振幅位于不包括所述第一振幅的预定振幅范围中时测量所述Q因数。

6.如权利要求5所述的检测装置，其中，针对从所述时域响应波形获得的所述第二振幅设置的所述预定振幅范围是从所述时域响应波形获得的所述第一振幅的40%-25%的范围。

7.如权利要求4所述的检测装置，其中，如果从所述时域响应波形获得的所述第二振幅在预定时间段内没有进入不包括所述第一振幅的预定振幅范围，所述Q因数测量部通过对经过所述预定时间段后的时间点处的所述第二振幅进行检测来测量所述Q因数。

8.如权利要求2所述的检测装置，其中，当所述时域响应波形在预定时间段内出现的振动的数量由“振动数”表示，在所述预定时间段开始时获得的振幅由V₁表示，并且在所述预定时间段结束时获得的振幅由V₂表示时，所述Q因数测量部根据以下方程测量所述Q因数：

Q因数=π·振动数/1n(V₁/V₂)

9.如权利要求1所述的检测装置，还包括：

确定部，其用于通过比较所述Q因数测量部测量的所述Q因数与预定基准值来确定所述Q因数测量线圈与外部装置之间的电磁耦合状态。

10.如权利要求9所述的检测装置，其中，所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间的所述电磁耦合状态意味着在所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间是否存在有包括任何线圈或导体的电路。

11.如权利要求10所述的检测装置，还包括：

控制部，其用于执行控制，以在确定出在所述Q因数测量线圈与所述外部装置之间存在有包括任何线圈或导体的电路的情况下，停止从所述外部装置输出电力发送信号。

12.如权利要求1所述的检测装置，其中，所述响应波形检测部检测到的所述响应波形是频域响应波形。

13.如权利要求12所述的检测装置，其中，所述谐振电路是串联谐振电路，所述Q因数测量部根据两个频率之间的带宽测量所述Q因数，，所述频域响应波形在每个所述两个频率处的振幅是所述频域响应波形在所述串联谐振电路的谐振频率处的振幅的1/√2倍。

14.如权利要求12所述的检测装置，其中，所述谐振电路是并联谐振电路，所述Q因数测量部根据两个频率之间的带宽测量所述Q因数，所述频域响应波形在每个所述两个频率处的振幅是所述频域响应波形在所述并联谐振电路的谐振频率处的振幅的√2倍。

15.如权利要求1-14中任一项所述的检测装置，其中，施加到所述谐振电路的所述脉冲是单个脉冲。

16.如权利要求1-14中任一项所述的检测装置，还包括：

脉冲发生器，其用于产生所述脉冲，并将所述脉冲施加到所述谐振电路。

17.一种电力接收装置，包括：

电力接收线圈，其电磁耦合到外部装置；

电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述外部装置接收电力；和

权利要求1-16中任一项所述的检测装置。

18.一种非接触电力传输系统，包括：

电力发送装置，其用于通过采用非接触传输技术发送电力；和

电力接收装置，其用于从所述电力发送装置接收所述电力，

其中，所述电力接收装置包括：

电力接收线圈，其电磁耦合到所述电力发送装置的电力发送线圈；

电力接收部，其用于通过所述电力接收线圈从所述电力发送装置接收电力；和

权利要求1-16中任一项所述的检测装置。

19.一种检测方法，包括：

向设有Q因数测量线圈和一个或多个电容器的谐振电路施加脉冲；

对所述谐振电路响应于所述脉冲而输出的响应波形进行检测；以及

根据所检测的所述响应波形测量所述谐振电路的Q因数。

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