CN103166465A - 线输入电压补偿方法及补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及线输入电压补偿方法和补偿电路。一种线输入电压补偿方法用于LED恒流控制电路，该线输入电压补偿方法包括：决定固定比较基准电压Vref的修正因子，根据下式决定修正因子：

将该修正因子与固定比较基准电压Vref相乘得出实际的比较基准电压：

其中δ[k]指修正因子；Td指电路延时；Ton指原边功率管的导通时间。本发明有益效果：补偿精度高，输出负载精度可控制在3％以内；补偿范围广，既对线输入电压补偿，也对变压器原边电感量补偿，补偿范围为全输入电压85Vac～265Vac，电感量补偿偏差高达60％；偿电路可在芯片内部集成，与外围参数无关，省掉了繁琐的外围参数调试过程，方便系统应用方案开发；补偿电路小，版图占用面积小。

Description

线输入电压补偿方法及补偿电路

技术领域

本发明是关于一种先输入电压补偿方法、一种线输入电压补偿电路，且特别是关于LED恒流控制电路的线输入电压补偿方法以及补偿电路。

背景技术

随着开关电源效率的提高、体积的减小及成本的降低，开关电源技术越来越广泛的应用到电子设计中，产品走进千家万户。由于LED(Light EmittingDiode)为电流型器件，发光亮度受电流影响较大，因此，为LED提供恒定的工作电流尤为重要。

近年来，LED驱动中广泛采用原边峰值电流控制方式实现恒流输出，其电路原理图如图1所示，是现有技术的原边反馈控电路的典型应用电路。该应用电路包括由二极管D₀～D₃搭建的整流器，输入电容C_in，启动电阻R_st，电压源V_DD的启动电容C₁，变压器T(其中N_p为变压器初级绕组，N_s为变压器次级绕组，N_a为变压器辅助绕组)，V_DD供电续流二极管D₄，FB采样(Feedback，反馈)比例分压电阻R_fh和R_f1，原边开关功率器件Q₁，原边电流采样电阻R_cs，输出续流二极管D₅，输出电容C_out以及控制器20。

上述的电路，其工作原理是：当原边开关功率管Q₁关断时，变压器T的辅助绕组N_s上的电压将跟随次级输出电压V_out，FB比例分压电阻R_fh和R_f1将采样到的V_out输出信息送入控制器20的采样保持模块FB S&H(Sample & Hold，采样保持)进行处理，产生置位信号；RS触发器的输出端Q经过驱动模块DRV(DRIVE，驱动)开启原边开关功率管Q₁。原边开关功率管Q₁开启后，变压器T的输出原边电流逐渐增大，原边检测电阻R_cs两端电压V_cs逐渐增高。当V_cs上升到控制器20内部固定基准电压V_ref后，比较器CMP翻转并产生复位信号。RS触发器的输出端Q经过驱动模块DRV关闭功率原边开关功率管Q₁，此时变压器T的原边储能开始向次级绕组N_s转移。以上完成一个开关周期。

原边开关功率管Q₁导通时，由原边电感储能公式

可知，变压器T的原边电流的上升斜率随线输入电压不同而不同，线输入电压越高则斜率越大。由于从控制器20发出复位信号到原边开关功率管Q₁真实关断之间存在延时T_d(该延时时间仅与内部电路结构有关，为内部的固有延时)，将使V_cs在到达基准电压V_ref后，仍保持一段时间的上升。因此线输入电压不同时，经过同样T_d的延迟上升，超出基准电压V_ref的幅度ΔV不一样，最终导致V_cs的真实关断值V_{ref_really}不一样，也即原边峰值电流I_pk大小不同。如图10所示，图中V_in1＞V_in2，因此V_in1的斜率大于V_in2的斜率，进而造成超出基准电压V_ref的幅度ΔV_in1＞ΔV_in2，进而造成实际输出的真实关断值V_{ref_really}不一样，即V_in1的真实关断值大于V_in2的真实关断值。系统的输出电流为：

其中N_p为初级绕组的匝数，N_s为次级绕组匝数，I_pk为原边峰值电流，T_dis为次级续流二极管放电时间，T为系统的工作周期。对一个已知的系统应用，除I_pk外，其他参数都为固定值。可见，由于内部固有延时T_d的影响，I_pk变化导致系统输出电流I_out在不同线电压输入下不一样，不能起到恒流效果。

发明内容

本发明的目的是提供一LED恒流控制电路的线输入电压补偿方法以及补偿电路，用于解决现有技术采用原边峰值电流控制方式而恒流效果不好的技术问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的。

一种线输入电压补偿方法，用于LED恒流控制电路，该线输入电压补偿方法包括：决定固定比较基准电压V_ref的修正因子，根据下式决定修正因子：

将该修正因子与固定比较基准电压V_ref相乘得出实际的比较基准电压：

其中δ[k]指修正因子，T_d指电路延时，T_on指原边功率管的导通时间。

一种线输入电压补偿方法，用于LED恒流控制电路，该线输入电压补偿方法包括：根据下式决定实际的比较基准电压： $V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=V_{\mathrm{ref}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}\≈U_0+\underset{1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{U}_m(1-e^{-\mathrm{Ton}/R_m{C}_m});$ 其中U₀和U_m指基准参考源电压，1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数；T_on指原边功率管的导通时间；R_m和C_m指生成第m个指数函数的RC电路的电阻值和电容值。

一种线输入电压补偿电路，用于LED恒流控制电路，该补偿电路包括输出端V_{ref_comp}；还包括：电压指数函数生成电路(3_1～n)；基准参考源

和基准参考源

n+1个跨导电路；n+1个镜像电流源；1个阻性器件R_a；阻性器件R₃串接于输出端V_{ref_comp}和公共接地端VSS之间。基准参考源

通过一跨导电路生成电流I₀，并将该电流I₀通过一镜像电流源镜像到输出端V_{ref_comp}；基准参考源

的电压U_m通过指数函数生成电路(3_m)生成指数函数电压：

通过一跨导电路将该指数函数电压

生成电流I_m，并将该电流I_m通过一镜像电流源镜像到输出端V_{ref_comp}，其中1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数。

在上述的技术方案中，作为优选，所述n的取值范围为1≤n≤2。

在上述的技术方案中，所述电压指数函数生成电路3_m包括：一只阻性器件R_m；一只电容C_m；两只开关管K_m1和K_m2，在电路工作时开关管K_m1和开关管K_m2总是保持一个导通而另一个截至；开关管K_m1和开关管K_m2均受PFM的控制；电阻R_m与开关管K_m1串接后串接于基准参考源

和跨导电路的输入端之间；电容C_m和开关K_m2均串接与跨导电路的输入端和公共接地端VSS之间。作为优选方案，所属开关管K_m1和开关管K_m2，均为高电平导通低电平关闭的开关，在开关K_m2的控制端与PFM之间串接一反相器INV_m1。

在上述的技术方案中，所述n+1个跨导电路为参数相同的跨导电路。作为优选方案，所述跨导电路包括：一阻性器件R_b，一NMOS管，及一运算放大器；所述运算放大器的的正相输入端为该跨导电路的输入端，反相输入端与NMOS管的源极连接，输出端与NMOS管的栅极连接；所述阻性器件串接于NMOS管的源极和公共接地端VSS之间；所述阻性器件R_b与阻性器件R_a的阻值相同。

在上述的技术方案中，所述镜像电流源为参数相同的电流源。作为优选方案，所述镜像电流源均为1∶1的镜像电流源。

本发明上述技术方案可以达到以下有益技术效果：

(1)补偿精度高，采用本发明的补偿方法，输出负载精度可控制在3％以内(含bandgap影响)。

(2)补偿范围广，既对线输入电压补偿，也对变压器原边电感量补偿。其中线输入电压补偿范围为全输入电压85Vac～265Vac，电感量补偿偏差高达60％。

(3)补偿电路可在芯片内部集成，与外围参数无关。省掉了繁琐的外围参数调试过程，方便系统应用方案开发。补偿电路小，版图占用面积小。

附图说明

本发明将通过例子并参照附图的方式说明，其中：

图1是本发明线输入电压补偿方法的第一实施例方案仿真出来的补偿后实际的比较基准电压图。

图2是本发明线输入电压补偿方法另一实施例方案仿真出来的补偿后实际的比较基准电压图与第一实施例的对比图。

图3是本发明线输入电压补偿电路的电路原理框图。

图4是图3中电压指数函数生成电路和跨到电路的原理图。

图5是本发明采用单次指数函数进行拟合的线输入电压补偿电路的具体实施例的电路原理图。

图6是图5中所述电路中重要节点的波形参考图。

图7是采用图5所述电路进行补偿后的恒流效果图。

图8是图5中单次指数函数与图1的对比图。

图9是现有技术的原边峰值电流控制电路的电路原理图。

图10是图9中电路造成不稳定恒流示意图。

具体实施方式

本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。

本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

补偿方法实施例一：

该实施例一提出的是一种线输入电压补偿的方法：

首先，计算原边峰值电流控制电路中由芯片或电路固定延时T_d带来的原边峰值电流I_pk的影响：

理想情况下，原边开关功率管Q₁开启后，原边电流逐渐上升，采样电阻R_cs两端电压V_cs增加，有：V_ref＝K*T_on*R_cs    (1)

充电过程中，原边电感储能公式： $\frac{\mathrm{di}\left(p\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Vin}}{\mathrm{Lp}}---\left(2\right)$

由等式(2)，原边电流的上升斜率：

由等式(3)，原边峰值电流： $I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}*T_{\mathrm{on}}---\left(4\right)$

芯片存或电路在固定延时T_d的情况下，计算原边峰值电流有：

$I_{\mathrm{pk}\_\mathrm{really}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}*(T_{\mathrm{on}}+T_d)=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}*T_{\mathrm{on}}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_p}*T_d---\left(5\right)$

结合等式(1)(3)(5)，有： $I_{\mathrm{pk}\_\mathrm{really}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{cs}}}+\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{cs}}}*\frac{T_d}{T_{\mathrm{on}}}---\left(6\right)$

由等式(6)可知，给定固定比较基准电压V_ref情况下，由于芯片或电路内部固定延时T_d的影响，原边电流值不固定于

存在

的偏差。

其次，确定电压补偿方案：

鉴于上述问题，需要找到一种即使存在固定延时T_d的情况下，也能保证输出电流恒定的方法。为此，我们不再要求V_cs与恒定的基准V_ref进行比较，而对基准V_ref进行修正。该实施例采用对V_ref进行修正来对线输入电压补偿，该线输入电压补偿方法包括：首先，决定固定比较基准电压V_ref的修正因子，根据下式决定修正因子：

其次，将该修正因子与固定比较基准电压V_ref相乘得出实际的比较基准电压：

其中δ[k]指修正因子；T_d指电路延时；T_on指原边功率管的导通时间。

下面我们来验证上述补偿方法的正确性或可行性：

假设将比较基准电压修正为：

是正确的；

即实际的比较基准电压： $V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=V_{\mathrm{ref}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}---\left(7\right)$

将等式(7)带入(6)中，得：

$I_{\mathrm{pk}\_\mathrm{really}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{cs}}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}+\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{cs}}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}*\frac{T_d}{T_{\mathrm{on}}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_{\mathrm{cs}}}---\left(8\right)$

由等式(8)可知，通过将峰值电流的比较基准V_ref设置成为原边开关功率管Q₁的导通时间T_on的函数

以取代原有恒定的比较基准V_ref，就可以保证任何线输入电压条件下I_{pk_really}都为一期望恒定值

又由等式(3)可知，T_on与线输入电压V_in和原边电感L_p相关。也就是说，当改变V_in和L_p时，I_{pk_really}都将保持不变，从而达到了在输入线电压和原边电感量变化时保持输出负载电流恒定。

补偿方法实施例二：

该实施例二是针对上述补偿方法实施例一所述的补偿方法而采取的另一种补偿方案。

由上边补偿方法实施例一分析得出，将峰值电流的比较基准V_ref设置成为原边开关功率管Q₁导通时间T_on的函数

即可保证任何条件下I_pk为恒定值

我们令V_ref＝I_pk*R_cs＝C(C代表恒定量)，代入等式(7)，有：

$V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=\frac{C*T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}---\left(9\right)$

针对公式(9)，假设T_d在等于0.1的情况下绘制出来的曲线如1所示。该曲线在数学理论上为双曲线函数。在数学理论上可以采用函数近似拟合的办法来拟合该双曲线函数。具体拟合表达式：

$V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=V_{\mathrm{ref}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}\≈U_0+\underset{1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{U}_m(1-e^{-\mathrm{Ton}/R_m{C}_m})---\left(10\right)$

其中U₀和U_m指基准参考源电压，1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数；T_on指原边功率管的导通时间；R_m和C_m指生成第m个指数函数的RC电路的电阻值和电容值。

该等式(10)表达的意义为：由导通时间T_on构成的双曲线函数可以近似等效为由固定基准与多个指数函数的叠加。选取的指数函数叠加越多，指数函数越逼近双曲线函数，从而得到的I_pk越精确。考虑到实际应用中T_on的工作区间以及电路的复杂度等因素，不必在整个区间对T_on进行函数拟合，仅需选取实际应用中T_on的工作区间进行拟合即可，因此，指数函数一般叠加1～2次即可满足要求，即n的取值范围在1～2即可满足电路的实际精度要求。图10为针对T_on处于0.5us～8us以内采用单次指数函数叠加的函数拟合曲线图，Vref1曲线为理想双曲线图，Vref2曲线为指数函数拟合曲线图，它们在0.5us～8us以内非常逼近。

需要指出的是，本领域的技术人员应该知道，双曲线函数(9)仅仅为满足本发明的一种函数表达式，还存在其它种可能。用指数函数来拟合该双曲线函数也仅仅为满足电路设计的一种逼近方式，同样还存在其它种可能。

补偿电路实施例：

该补偿电路实施例是上述补偿方法实施例二的电路实现。首先以采用单次指数函数叠加的技术方案来说明其电路的实现，具体电路原理图如图5所示。具体包含两路基准电压源V_ref0和V_ref1，设其值分别为U0和U1；四个电阻器R₀、R₁、R₂和R₃；一个电容器C₁；两个开关器件S₁和S₂；两个运放器件AMP₀和AMP₁；一个反相器INV₁；两个NMOS管NM₀和NM₁；四个PMOS管PM₀、PM₁、PM₂和PM₃。其中S₁和S₂组成时序开关，V_ref1、R₁和C₁形成RC指数函数电路13₁；AMP₁、NM₁和R₂形成跨导电路11₁，用来将AMP₁正向输入端的电压转化为电流。同样AMP₀、NM₀和R₀形成跨导电路11₀，用来将AMP₀正向输入端的电压转化为电流。PM₁和PM₂组成1∶1的镜像电流源12₁，PM₀和PM₃也组成1∶1的镜像电流源12₀。在电路工作时开关管K₁和开关管K₂总是保持一个导通而另一个截至；开关管K₁和开关管K₂均受PFM的控制。在本技术方案中，采用了均为高电平下导通的开关管，为了保证在电路工作时开关管K₁和开关管K₂总是保持一个导通而另一个截至，因此在开关管K₂的控制输入端加入了一个反相器INV₁。

图6为图5所述具体电路实施例中V_{ref_comp}、V_cs和PFM三个重要节点波形参考图。下面结合图6说明图5电路实施例的具体工作原理：当原边开关功率管Q₁开启时，PFM变为高电平，开关管K₁打开，K₂关闭。电压基准源V_ref1通过电阻R₁对C₁进行充电，由RC电路的充电公式，C₁上极板的电压为：

又AMP₁、NM₁和R₂形成跨导电路，流过R₂上的电流同样AMP₀、NM₀和R₀形成跨导电路，流过R₀上的电流

PM₁与PM₂，PM₀与PM₃分别组成1∶1的镜像电流源，有

支路电流I₁₁和I₀₀在电阻R₃上形成电压和 $V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{comp}}=(I_{00}+I_{11})R_3=\frac{R_3}{R_0}{U}_0+\frac{R_3}{R_2}{U}_1(1-e^{-T_{\mathrm{on}}/R_1{C}_1}).$ 令R₃＝R₀＝R₂，则对比等式(14)，可以发现，该电路确为单次指数拟合曲线的一种具体表现形式。

图7为采用该补偿方法的恒流效果图。由图7可以看出，V_cs不再与恒定的基准进行比较，而是与经过补偿后的电压V_{ref_comp}进行比较。V_{ref_comp}具有的一个优异特性为：在线输入电压V_in高，原边峰值电流上升较快时，提前进行比较；而在线输入电压V_in低，原边峰值电流上升较慢时，延后进行比较。最终使得经过同样的芯片固定延时T_d后，芯片原边峰值电流I_pk的真实关断值达到一致，从而达到控制LED输出负载电流恒定的目的。

需要指出的是，在本领域的技术人员应该知道，本发明中描述的具体电路实施例，仅仅为满足单次指数函数拟合曲线的一种表现形式，还存在其它种可能。同样。所搭建的电路工艺不仅仅局限于标准CMOS工艺，也可以为Bipolar工艺，抑或是BCD(Bipolar，CMOS，DMOS)工艺等等。

有上述介绍可知，当需要多次指数函数拟合时，只要将多个能够生成指数函数电流的电路加入到上述的单次拟合电路中即可，其电路原理图如图3和图4所示。一种线输入电压补偿电路，用于LED恒流控制电路，该补偿电路包括输出端V_{ref_comp}；还包括：电压指数函数生成电路(3_1～n)；基准参考源

和基准参考源n+1个跨导电路；n+1个镜像电流源；1个阻性器件R_a；阻性器件R3串接于输出端Vref_comp和公共接地端VSS之间；基准参考源Vref₀通过一跨导电路生成电流I₀，并将该电流I₀通过一镜像电流源镜像到输出端Vref_comp；基准参考源Vref_m的电压U_m通过指数函数生成电路(3_m)生成指数函数电压：

通过一跨导电路将该指数函数电压

生成电流I_m，并将该电流I_m通过一镜像电流源镜像到输出端Vref_comp；其中1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数。所述n的取值范围为1≤n≤2。

在上述的技术方案中，所述电压指数函数生成电路3_m包括：一只阻性器件R_m；一只电容C_m；两只开关管K_m1和K_m2，在电路工作时开关K_m1和开关K_m2总是保持一个导通而另一个截至；开关管K_m1和开关管K_m2均受PFM的控制；电阻R_m与开关K_m1串接后串接于基准参考源Vref_m和跨导电路的输入端之间；电容C_m和开关K_m2均串接与跨导电路的输入端和公共接地端VSS之间。作为优选方案，所属开关管K_m1和开关管K_m2，均为高电平导通低电平关闭的开关，在开关K_m2的控制端与PFM之间串接一反相器INV_m1。

在上述的技术方案中，所述n+1个跨导电路为参数相同的跨导电路。所述跨导电路包括：一阻性器件R_b，一NMOS管，及一运算放大器；所述运算放大器的的正相输入端为该跨导电路的输入端，反相输入端与NMOS管的源极连接，输出端与NMOS管的栅极连接；所述阻性器件串接于NMOS管的源极和公共接地端VSS之间；所述阻性器件R_b与阻性器件R_a的阻值相同。

在上述的技术方案中，所述镜像电流源为参数相同的电流源；所述镜像电流源均为1∶1的镜像电流源。

本发明并不局限于前述的具体实施方式。本发明扩展到任何在本说明书中披露的新特征或任何新的组合，以及披露的任一新的方法或过程的步骤或任何新的组合。

Claims (10)

1.一种线输入电压补偿方法，用于LED恒流控制电路，该线输入电压补偿方法包括：

决定固定比较基准电压V_ref的修正因子，根据下式决定修正因子： $\mathrm{\δ}\left[k\right]=\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d};$

将该修正因子与固定比较基准电压V_ref相乘得出实际的比较基准电压： $V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=V_{\mathrm{ref}}*\mathrm{\δ}\left[k\right]=V_{\mathrm{ref}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d};$

其中δ[k]指修正因子；T_d指电路延时；T_on指原边功率管的导通时间。

2.一种线输入电压补偿方法，用于LED恒流控制电路，该线输入电压补偿方法包括：

根据下式决定实际的比较基准电压：

$V_{\mathrm{ref}\_\mathrm{really}}=V_{\mathrm{ref}}*\frac{T_{\mathrm{on}}}{T_{\mathrm{on}}+T_d}\≈U_0+\underset{1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{U}_m(1-e^{-\mathrm{Ton}/R_m{C}_m});$

其中U₀和U_m指基准参考源电压，1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数；T_on指原边功率管的导通时间；R_m和C_m指生成第m个指数函数的RC电路的电阻值和电容值。

3.一种线输入电压补偿电路，用于LED恒流控制电路，该补偿电路包括输出端V_{ref_comp}；还包括：

电压指数函数生成电路(3_1～n)；

基准参考源V_ref0和基准参考源

n+1个跨导电路；

n+1个镜像电流源；

1个阻性器件R_a；

阻性器件R₃串接于输出端V_{ref_comp}和公共接地端VSS之间；

基准参考源

通过一跨导电路生成电流I₀，并将该电流I₀通过一镜像电流源镜像到输出端V_{ref_comp}；

基准参考源Vref_m的电压U_m通过指数函数生成电路(3_m)生成指数函数电压：通过一跨导电路将该指数函数电压

生成电流I_m，并将该电流I_m通过一镜像电流源镜像到输出端V_{ref_comp}；

其中1≤m≤n，n为大于或等于1的自然数。

4.根据权利要求3所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述n的取值范围为1≤n≤2。

5.根据权利要求3所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述电压指数函数生成电路(3_m)包括：

一只阻性器件R_m；

一只电容C_m；

两只开关管K_m1和K_m2，在电路工作时开关管K_m1和开关管K_m2总是保持一个导通而另一个截至；开关K_m1和开关K_m2均受PFM的控制；

电阻R_m与开关管K_m1串接后串接于基准参考源

和跨导电路的输入端之间；

电容C_m和开关管K_m2均串接与跨导电路的输入端和公共接地端VSS之间。

6.根据权利要求5所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所属开关管K_m1和开关管K_m2，均为高电平导通低电平关闭的开关，在开关管K_m2的控制端与PFM之间串接一反相器INV_m1。

7.根据权利要求3所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述n+1个跨导电路为参数相同的跨导电路。

8.根据权利要求3或7所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述跨导电路包括：

一阻性器件R_b，

一NMOS管，及

一运算放大器；

所述运算放大器的的正相输入端为该跨导电路的输入端，反相输入端与NMOS管的源极连接，输出端与NMOS管的栅极连接；所述阻性器件串接于NMOS管的源极和公共接地端VSS之间；

所述阻性器件R_b与阻性器件R_a的阻值相同。

9.根据权利要求3所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述镜像电流源为参数相同的电流源。

10.根据权利要求3或9所述的线输入电压补偿电路，其特征在于，所述镜像电流源均为1∶1的镜像电流源。

Images