CN106026616A - 一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明适用于模拟IC领域，提供一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路。所述的电路包括：减法器电路和斜坡电压产生电路。所述的减法器电路，用于产生输出电压和输入电压差值电压；斜坡电压产生电路用于产生一个斜率与电压差值成比例的锯齿波电路，用于作为DC‑DC变换器的斜坡补偿。本电路通过自适应的调节方式，能够避免在系统占空比大于50%时系统出现震荡，而且由于自适应的存在能够很好地避免传统恒定斜率补偿带来的欠补偿或过补偿问题。同时本电路高效利用DC‑DC系统中振荡器电路中产生的锯齿波用于辅助产生自适应斜率锯齿波，从而省去传统斜坡补偿电路中电容的使用，使得电路结构结构简单，版图面积小，成本低。

Description

一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路

技术领域

本发明涉及自适应斜坡补偿电路领域，更具体地，涉及一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路。

背景技术

开关电源按控制模式可以分为电压模式和电流模式两大类。相比电压模式而言，电流模式因动态响应快、补偿电路简单、增益带宽大、逐周期电流限制等优点而获得广泛应用。但在电流型DC-DC变换器中，需要采样电感电流，往往由于系统出现干扰，一个小电感采样电流干扰会加到电流环路中从而导致系统的不稳定，具体分析如下：

图1为系统占空比小于50％和大于50％情况下加入电感电流扰动波形分析图，图中Vea误差放大器的输出电压，k1和-k2为电感电流采样上升和下降的斜率，Δi_L为电感电流的扰动电流。系统工作在的CCM模式下，在开关管打开阶段，电感电流处于上升阶段，直到达到最大峰值；等到DT时刻，开关管关断，电感电流处于下降阶段，直到达到最小值。其中k1和-k2具体表达式为：和其中V_IN和V_OUT分别表示输入电压和输出电压，R_SEN表示采样电阻的大小。通过表达式可以得知：

接下来计算加入扰动电感电流Δi_L一个周期后引起的电感电流误差，大小为：

$\mathrm{\Δ}i1={\mathrm{\Δi}}_L\frac{k2}{k1}$

经过第二个周期，这个误差大小为：如此循环，经过N个周期后，这个误差大小为：

可以分析得到，当系统的占空比D<50％，即时，即系统可以经过若干周期后自行消去电感扰动电流带来的干扰，使系统达到稳定；当系统的占空比D>50％，即时，即电感扰动电流会逐渐被放大，系统不稳定。

为了解决这个问题，需要引入一个斜坡补偿电路，如图2中(a)所示，为D>50％时在采样电压端叠加上一个斜坡补偿电压，这个斜坡补偿电压的斜率设为k_c，同理可知，经过一个周期后电流误差为：经过N个周期后，误差大小为：为了需要达到斜坡补偿的效果，那么必须满足如下关系式：

即

由于所以可以看出这个斜坡补偿的斜率随着占空比的增大而增大，即在占空比为100％时所需达到最大值，即但是问题在于，如果在任何占空比的情况下都使用这个斜率的斜坡补偿电压就会出现过补偿的现象，为此需要提出一种斜率随着占空比变化而变化的斜坡补偿电压，这样才能高效地使系统工作在稳定状态。所以人们希望得到一种自适应的斜率补偿电路，使得斜率电压的斜率随着输入电压降低或者输出电压升高时升高，这样就可以更具占空比大小适当调整斜率补偿电压，效果如图2中(b)所示。从图中可以看出，占空比D1>D2>D3，对于这三种占空比下的斜坡补偿斜率不一样，分别为k_c1、k_c2和k_c3，大小关系为k_c1>k_c2>k_c3，于是就不会出现占空比过小时的过补偿现象和占空比过大的欠补偿现象，从而使得系统高效稳定运行。

发明内容

本发明的主要目的为提供一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路，旨在解决开关变换系统工作在占空比超过50％时电流环路出现震荡的问题，并且能够根据输入电压和输出电压的变化自适应调节斜坡电压的斜率，解决了传统补偿电路的欠补偿和过补偿问题，核心的发明在于结构简单和避免了传统斜坡补偿电路中电容的使用，从而节省版图面积，同时高效利用了振荡器产生的固定锯齿波电压。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路，所述的斜坡补偿电路包括：

减法器电路，用于产生输出电压和输入电压的差值电压；

斜坡电压产生电路，用于产生一个斜率与电压差值成比例的锯齿波电路，用于变换器的斜坡补偿。

本发明利用减法器电路产生一个输出电压和输入电压差值的电压用于控制两个工作在线性区两个NMOS管，利用线性区MOS管的阻值特性来实现斜率的自适应调节，同时利用振荡器产生的固定斜率锯齿波作为基准，得到系统所需的斜坡补偿电压。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：本发明公开的一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路可通用于各种拓扑结构的开关变换器中，与传统的自适应斜坡补偿电路相比，一方面避免了充放电电容的使用，使得模块结构简单，大大减小版图面积；另一方面，还能高效利用系统中振荡器产生的锯齿破电压，以该锯齿波电压为基准，产生与系统周期匹配的斜坡补偿电压。

附图说明

图1是传统结构中电感电流扰动对系统的干扰波形图，(a)是占空比D小于50％情况；(b)是占空比大于50％情况。

图2是自适应斜坡补偿结构中电感电流扰动对系统的干扰波形图，(a)是固定斜率补偿情况；(b)是自适应斜率补偿情况。

图3是本发明自适应斜率调节斜坡补偿结构框图。

图4是本发明斜坡补偿电路具体原理图。

图5是本发明在不同输入电压下斜坡电压波形图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；为了更好说明本实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；

对于本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

本发明公开的是一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路。

参照图3所示，是本发明斜坡补偿电路的结构框图。一种结构简单的自适应斜率调节斜坡补偿电路，所述的斜坡补偿电路包括：

减法器电路，用于产生输出电压和输入电压的差值电压；

斜坡电压产生电路，用于产生一个斜率与电压差值成比例的锯齿波电路，用于变换器的斜坡补偿；

前面分析了开关变换器系统工作在占空比超过50％时会出现震荡现象，为了消除这种震荡对系统输出的干扰，本专利提出了一种解决此问题的自适应斜坡补偿电路，具体原理图如图4所示，所述的减法器电路包括由电阻组成的两组采样电路、两个负反馈回路、产生误差电流的电阻R5、P1和P2组成的电流镜、PMOS管P4和产生误差电压的电阻R6。

通过图4中减法器电路可以看出，输出电压和输入电压的采样电压大小分别为和这两个采样电压分别加在运放OP1和OP2的负向输入端。

由运放OP1和PMOS管P3构成了负反馈回路，通过虚短原理可知，P3管的漏极电压等于输出电压的采样电压同理可知，运放OP2和NMOS管N1构成了负反馈回路，N1管的漏极电压等于输入电压的采样电压

于是流过电阻R5这条支路的电流大小为：

$I_{R5}=\frac{\frac{R1}{R1+R2}{V}_{OUT}-\frac{R3}{R3+R4}{V}_{IN}}{R5}---\left(1\right)$

令可得：

$I_{R5}=\frac{R1}{(R1+R2)R5}(V_{OUT}-V_{IN})---\left(2\right)$

所述的PMOS管P1和P2构成电流镜，令P1和P2的宽长比为1：1，所以流过P2管支路的电流，即电阻R6的电流大小为：

$I_{R6}=I_{R5}=\frac{R1}{(R1+R2)R5}(V_{OUT}-V_{IN})---\left(3\right)$

此时可得输出电压和输入电压的差值电压：

$V_{diff}=\frac{R1R6}{(R1+R2)R5}(V_{OUT}-V_{IN})---\left(4\right)$

如图4所示，所述的斜坡电压产生电路包括两个匹配的NMOS管N2和N3、两个工作在线性区自适应阻值的NMOS管N4和N5、两对电流镜和用于产生斜坡电压的电阻Rslope。

调节栅极减法器电路中产生的差值电压V_diff使得该值偏大，从而使得NMOS管N4和N5都工作在线性区，并且令N4和N5的宽长比为：则两个NMOS管的电阻大小为：

$R_{N4}=R_{N5}=\frac{1}{u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}(V_{diff}-V_{th})}\&ap;\frac{1}{u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}}---\left(5\right)$

同时设置两个匹配的NMOS管N2和N3的宽长比为1：1，使得两个管子工作在亚阈值区，则两个管子的阈值电压和栅源级电压相等，两个管子的栅极分别接电压OSC和VB，于是流过N2和N3的支路电流大小分别为：

$I_{N2}=\frac{OSC-V_{gs}}{R_{N4}}=u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}(OSC-V_{gs})---\left(6\right)$

$I_{N3}=\frac{V_B-V_{gs}}{R_{N5}}=u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}(V_B-V_{gs})---\left(7\right)$

由于PMOS管P5和P6构成电流镜，设置两个管子的宽长比为1:1，则流过两个管子的电流相等，于是：

$I_{P5}=I_{P6}=\frac{V_B-V_{gs}}{R_{N5}}=u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}(V_B-V_{gs})---\left(8\right)$

根据KCL定理可知，流过P7支路的电流大小为：

$I_{P7}=I_{N2}-I_{P5}=u_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}(OSC-V_B)---\left(9\right)$

所述的PMOS管P7和P8构成电流镜，设置两个管子的宽长比为：于是流过P8管的电流大小为：

$I_{P8}={\mathrm{ku}}_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}{V}_{diff}(OSC-V_B)---\left(10\right)$

把公式(4)代入上式(10)中可得：

$I_{P8}={\mathrm{ku}}_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}\frac{R1R6}{(R1+R2)R5}(V_{OUT}-V_{IN})(OSC-V_B)---\left(11\right)$

于是输出的斜坡补偿电压大小为：

$V_{slope}=I_{P8}R7={\mathrm{ku}}_n{C}_{ox}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{N4}\frac{R1R6R7}{(R1+R2)R5}(V_{OUT}-V_{IN})(OSC-V_B)---\left(12\right)$

令则：

V_slope＝K(V_OUT-V_IN)(OSC-V_B) (13)

可以看出，通过具体系统参数的需要调节N4的宽长比、电阻R1、R2、R5、R6和R7的阻值来得到一个合适的比例系数K，确定系数K后，斜坡补偿电压的斜率与输出电压和输入电压的差值以及振荡器锯齿波电压OSC和基准电压VB差值成正比，当输出电压增大或者输入电压减小，即占空比增大时，斜坡补偿电压的斜率会增加，斜坡补偿的电压波形如图5所示。

综上所述，本发明的无电容结构的自适应斜坡补偿电路能够得到高效的自适应斜坡补偿电压，并且其产生机制高效利用了振荡器产生的锯齿波电压，同时也避免了充放电电容的使用，一方面节约了版图的面积，另一方面也使得产生的斜坡补偿电压和系统的时序高度匹配，所以误差率小，系统更稳定。这种不带电容的自适应斜率斜坡补偿电路能够高效地用在各种开关变换器中，使得系统更加稳定和高效的工作。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种无电容结构的自适应斜坡补偿电路，其特征在于，所述的斜坡补偿电路包括：

减法器电路，用于产生输出电压和输入电压的差值电压；

斜坡电压产生电路，用于产生一个斜率与电压差值成比例的锯齿波电路，用于变换器的斜坡补偿。

2.如权利1所述的无电容结构的自适应斜坡补偿电路，其特征在于，所述的减法器电路包括由电阻组成的两组采样电路、两个负反馈回路、产生误差电流的电阻R5、P1和P2组成的电流镜、PMOS管P4和产生误差电压的电阻R6；

所述的由电阻组成的两组采样电路，一组是电阻R1和电阻R2组成的采样电路用于固定比例系数采样输出电压，其中电阻R1的一端和地连接，另一端和电阻R2的一端连接，电阻R2的另外一端和输出电压连接；另外一组是由电阻R3和电阻R4组成的采样电路用于固定比例系数采样输入电压，其中电阻R3的一端和地连接，另一端和电阻R4的一端连接，电阻R4的另外一端和输入电压连接；

所述的两个负反馈回路，一个是运放OP1和PMOS管P3组成，其中运放OP1的负输入端接输出电压的采样电压，正输入端和P3管的漏极连接，运放的输出和P3管的栅极连接；另一个负反馈回路是由运放OP2和NMOS管N1组成，其中运放OP2的负输入端接输入电压的采样电压，正输入端和N1管的漏极连接，运放的输出和N1管的栅极连接，N1管的源级接地；所述的产生误差电流的电阻R5其一端接P3管的漏极，另一端接N1管的漏极；所述的P1和P2组成的电流镜由PMOS管P1和P2组成，其中P1和P2的源级接输入电压VIN，P1的源级和栅极连接后再与P3管的源级连接，P1和P2的栅极连接，P2的漏极和P4的源级连接；所述的PMOS管P4源级和P2漏极连接，栅极连接运放OP1的输出端；所述的产生误差点的电阻R6一端连接地，另一端和P4的漏极连接。

3. 如权利1所述的无电容结构的自适应斜坡补偿电路，其特征在于，所述的斜坡电压产生电路包括两个匹配的NMOS管N2和N3、两个工作在线性区自适应阻值的NMOS管N4和N5、两对电流镜和用于产生斜坡电压的电阻Rslope；

所述的两个匹配的NMOS管N2和N3，由两个宽长比匹配的两个NMOS管N2和N3组成，其中N2的栅极和振荡器产生的固定斜坡电压OSC连接，N2的源级和NMOS管的N4的漏极连接，N2的漏极和PMOS管P5的漏极连接；N3的栅极和基准电压VB连接，N3的源级和NMOS管的N5的漏极连接，N3的漏极和PMOS管P6的漏极连接；所述的两个工作在线性区自适应阻值的NMOS管N4和N5，其中NMOS管N4和N5的栅极都和电阻的一端连接，N4的漏极和N2的源级连接，N5的漏极和N3的源级连接，N4和N5的源级都接地；所述的两对电流镜，其中一对由PMOS管P5和P6组成，P5和P6源级都和输入电压VIN连接，P5和P6的栅极连接再和P6的漏极相连接，P5的漏极和N2的漏极连接；另外一对电流镜由PMOS管P7和P8组成，其中P7和P8的源级都和输入电压VIN连接，P7的栅极和漏极连接后再和N2的漏极连接，P7和P8的栅极连接；所述的用于产生斜坡电压的电阻Rslope一端接地，另一端和P8的漏极连接。