CN104113966A - 平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法 - Google Patents
平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明揭示了一种平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法，所述恒流源系统包括与外接负载串接的电感L1和采样电阻RCS，与负载、电感L1和采样电阻RCS并联的续流二极管D1，以及用来控制电感充电和放电状态的功率开关；所述恒流源系统还包括误差放大器，环路补偿单元，第一电压电流转换器，振荡器，PWM调制单元，锁存触发单元，驱动单元，以及与误差放大器正向输入端和基准源相连的第一电阻R1、与误差放大器反向输入端和采样电阻一端相连的第二电阻R2。本发明提出的平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法，可提高恒流源系统输出电流精度，同时固定工作频率，并能简化恒流源系统的设计。
Description
技术领域
本发明属于恒流控制技术领域，涉及一种恒流源系统，尤其涉及一种平均电流模式控制的恒流源系统；同时，本发明还涉及一种上述恒流源系统的控制方法。
背景技术
降压型恒流源系统由于其系统结构简单，系统成本低，被应用与众多场合。以半导体固体光源驱动为例，高亮度白光LED(发光二极管)半导体固体光源具有发光效率高，长寿命，环保，高可靠性等优点，在照明、背光以及显示等领域得到了广泛的应用。LED发光亮度与流过其中的电流成比例关系，流过LED的电流越大，LED发光越强，流过LED的电流越小，LED发光越弱。由于LED电流/电压特性与普通二极管电流/电压特性，流过LED的电流与LED正向电压成指数关系，LED发光亮度非常容易受到LED正向电压的影响。因此，让LED亮度保持相对稳定，采用高精度恒流源系统驱动LED是最佳的一种方式。
目前常见的降压型恒流源系统常采用以下几种方式，
第一种，如图1所示，采用闭环负反馈控制模式，采用这种方式恒流源系统通过采样技术采样电感电流的平均值，然后调节电感电流放电时间，通过闭环控制负反馈的作用，使采样得到的电感电流平均值等于设定的值。采用这种方式的恒流源系统，恒流精度有所提高，但是采样技术无法避免的存在采样误差，恒流精度无法严格等于设定值，影响恒流精度，而且系统工作频率随着电感值，输入电压和负载的变化而变化，增加了系统设计难度。
第二种，如图2所示，采用闭环负反馈峰值电流模式控制模式，采用这种方式的恒流源系统直接将电感电流进行积分，得到电感电流的平均值，然后输入到误差放大器，和参考电流比较，产生一个误差信号，该误差信号再去控制电感电流的峰值，通过闭环控制的负反馈作用，使得电感电流的平均值保持恒定。采用这种方式的恒流源系统，恒流精度大大提高，而且频率固定。但是当系统工作占空比大于50％，电感电流会产生次谐波振荡。为了避免次谐波振荡发生，系统需要集成斜坡补偿技术，增加了系统设计难度。
有鉴于此，如今迫切需要设计一种恒流源系统，以便克服现有试验台的上述缺陷。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种平均电流模式控制的恒流源系统，能实现高精度的恒流控制。
此外，本发明还提供一种平均电流模式控制的恒流源系统的控制方法，能实现高精度的恒流控制。
为解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：
一种平均电流模式控制的恒流源系统，所述恒流源系统包括与外接负载串接的电感L1和采样电阻RCS，与负载、电感L1和采样电阻RCS并联的续流二极管D1，以及用来控制电感充电和放电状态的功率开关；
所述恒流源系统还包括误差放大器，环路补偿单元，第一电压电流转换器，振荡器，PWM调制单元，锁存触发单元，驱动单元，以及与误差放大器正向输入端和基准源相连的第一电阻R1、与误差放大器反向输入端和采样电阻一端相连的第二电阻R2；
所述第一电压电流转换器的输出端分别与误差放大器的正向输入端和反向输入端相连；误差放大器的正向输入端通过第一电阻R1连接到基准源VREF，误差放大器的反向输入端通过第二电阻R2与采样电阻的一端相连；
所述PWM调制单元包括第二电压电流转换器，开关K1，电容C1，基准电压源VREF1，以及PWM比较器。
所述误差放大器的输出端与环路补偿单元相连，环路补偿单元与第一电压电流转换器单元和PWM调制单元的第二电压电流转换器输入端相连，PWM调制单元与锁存触发单元的一个输入端相连，锁存触发单元的另一个输入端与振荡器相连，锁存触发单元的输出端与驱动单元的输入端相连，驱动单元输出端与功率开关的控制端相连。
作为本发明的一种优选方案，所述第一电压电流转换器单元用以将环路补偿单元输出的电压信号按照设定函数关系转换为电流信号；
作为本发明的一种优选方案，所述第二电压电流转换器用以将环路补偿单元输出的电压信号按照设定函数关系转换为电流信号；
所述PWM调制单元用以产生PWM调制信号，和振荡器、锁存触发单元一起控制功率开关开通和关断的占空比。
作为本发明的一种优选方案，所述环路补偿单元为电容，或为串接的电容和电阻，或为电容和电阻组成的网络，或为集成运算放大器和电阻电容组成的网络；
所述锁存触发单元为锁存触发单元或D触发器或JK触发器；所述功率开关为场效应管或双极晶体管。
作为本发明的一种优选方案，所述PWM调制单元中PWM比较器的正向输入端与其负向输入端之间并联有开关K1及电容C1，开关K1及电容C1并联后与第二基准源VREF1串联；
功率开关M1导通时间Ton内，电感L1中的电流开始上升，功率开关M1关闭时间Toff内，电感L1中的电流通过负载和二极管D1、采样电阻RCS续流，电感电流IL下降；采样电阻RCS和电感L1串联，采样电阻RCS上的电流等于电感L1上的电流；
第二电压电流转换器将环路补偿单元输出电压信号按照设定函数关系转换成电容C1的充电电流IRAMP，功率开关M1关闭时，开关K1断开，IRAMP开始对电容C1充电，当电容C1上的电压VRAMP高于第二基准源VREF1的电压时，PWM调制单元输出高电平，锁存触发单元输出高电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为高电平，功率开关M1导通，输入电压VIN开始对电感L1充电，电感电流IL开始上升，同时开关K1导通，电容C1通过开关K1放电到接地端；
振荡器输出脉冲信号CLK，当振荡器脉冲信号发生时，锁存触发单元输出低电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为低电平，功率开关M1关闭；电感L1上的电流下降；同时开关K1断开，IRAMP又开始对电容C1充电，当VRAMP高于第二基准源VREF1的电压时，PWM调制单元输出高电平，功率开关M1开启，直到振荡器输出下一个脉冲信号，功率开关M1再次关闭，如此循环，振荡器发出的脉冲频率决定系统的工作频率；同时IRAMP决定了功率开关M1导通和关断的占空比，即决定了电感L1中流过的电流的上升时间和下降时间；
采样电阻RCS和电感L1串接，采样电阻RCS流过电感L1中的电流，并将电流转换成电压信号VCS；电压信号VCS通过第二电阻R2输入到误差放大器的反向输入端，基准源VREF通过第一电阻R1输入到误差放大器的正向输入端，误差放大器的输出信号经过环路补偿单元产生误差信号VEA，误差信号VEA通过第一电压电流转换器产生二个电流信号，分别是第一电流信号IF1和第二电流信号IF2；第一电流信号IF1流入到误差放大器的正向输入端与第一电阻R1一端相连接的抽头，第二电流信号IF2流入到误差放大器的反向输入端与第二电阻R2一端相连接的抽头；
第一电阻R1、第二电阻R2、误差放大器、环路补偿单元和第一电压电流转换器形成第一负反馈环路F1；第二电阻R2、误差放大器、环路补偿单元和PWM调制单元、锁存触发单元、驱动单元、功率开关M1、采样电阻形成第二负反馈环路F2，两个负反馈环路共同产生作用，使得误差放大器的正向输入端电压VP的平均值无限接近于误差放大器反向输入端电压VN，通过反向输入端电压VP信号平均值表征采样电阻RCS上面电压VCS的平均，用以实现平均电流模式控制。
作为本发明的一种优选方案，根据负反馈系统的原理，
VP＝VN；
VP＝IF1·R1+VREF；
VN＝IF2·R2+IF2·RCS+ICS·RCS(VCS为采样电阻两端的电压)；
由于IF2远远小于ICS；
因此VN＝IF2·R2+ICS·RCS
再由于VP＝VN；
因此IF1·R1+VREF＝IF2·R2+ICS·RCS；
选取IF1·R1＝IF2·R2以下等式成立：
ICS＝VREF÷RCS
IL＝ICS
因此IL＝VREF÷RCS
采用平均电流电感电流IL完全通过VREF和RCS决定，与电感值、输入电压及负载均无关，实现高精度恒流控制。
一种上述平均电流模式控制的恒流源系统的控制方法，所述控制方法包括：
第一电阻R1、第二电阻R2、误差放大器、环路补偿单元和第一电压电流转换器形成第一负反馈环路F1；
第二电阻R2、误差放大器、环路补偿单元和PWM调制单元、锁存触发单元、驱动单元、功率开关M1、采样电阻形成第二负反馈环路F2；
两个负反馈环路共同产生作用，得到采样电阻上的电压的平均值等于给定的基准源VREF，实现高精度恒流输出。
作为本发明的一种优选方案，两个负反馈环路共同产生作用，使得误差放大器的正向输入端电压VP的平均值无限接近于误差放大器反向输入端电压VN，通过反向输入端电压VP信号平均值表征采样电阻RCS上面电压VCS的平均，用以实现平均电流模式控制。
作为本发明的一种优选方案，所述PWM调制单元中PWM比较器的正向输入端与其负向输入端之间并联有开关K1及电容C1，开关K1及电容C1并联后与第二基准源VREF1串联；
所述控制方法具体包括如下步骤：
功率开关M1导通时间Ton内，电感L1中的电流开始上升，功率开关M1关闭时间Toff内，电感L1中的电流通过负载和二极管D1、采样电阻RCS续流，电感电流IL下降；采样电阻RCS和电感L1串联，采样电阻RCS上的电流等于电感L1上的电流；
第二电压电流转换器将环路补偿单元输出电压信号按照设定函数关系转换成电容(C1)的充电电流IRAMP，功率开关M1关闭时，开关K1断开，IRAMP开始对电容C1充电，当电容C1上的电压VRAMP高于第二基准源VREF1的电压时，PWM调制单元输出高电平，锁存触发单元输出高电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为高电平，功率开关M1导通，输入电压VIN开始对电感L1充电，电感电流IL开始上升，同时开关K1导通，电容C1通过开关K1放电到接地端；
振荡器输出脉冲信号CLK，当振荡器脉冲信号发生时，锁存触发单元输出低电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为低电平，功率开关M1关闭；电感L1上的电流下降；同时开关K1断开，IRAMP又开始对电容C1充电，当VRAMP高于第二基准源VREF1的电压时，PWM调制单元输出高电平，功率开关M1开启，直到振荡器输出下一个脉冲信号，功率开关M1再次关闭，如此循环，振荡器发出的脉冲频率决定系统的工作频率；同时IRAMP决定了功率开关M1导通和关断的占空比，即决定了电感L1中流过的电流的上升时间和下降时间；
采样电阻RCS和电感L1串接，采样电阻RCS流过电感L1中的电流，并将电流转换成电压信号VCS；电压信号VCS通过第二电阻R2输入到误差放大器的反向输入端，基准源VREF通过第一电阻R1输入到误差放大器的正向输入端，误差放大器的输出信号经过环路补偿单元产生误差信号VEA，误差信号VEA通过第一电压电流转换器产生二个电流信号，分别是第一电流信号IF1和第二电流信号IF2；第一电流信号IF1流入到误差放大器的正向输入端与第一电阻R1一端相连接的抽头，第二电流信号IF2流入到误差放大器的反向输入端与第二电阻R2一端相连接的抽头。
作为本发明的一种优选方案，根据负反馈系统的原理，
VP＝VN；
VP＝IF1·R1+VREF；
VN＝IF2·R2+IF2·RCS+ICS·RCS(VCS为采样电阻两端的电压)；
由于IF2远远小于ICS；
因此VN＝IF2·R2+ICS·RCS
再由于VP＝VN；
因此IF1·R1+VREF＝IF2·R2+ICS·RCS；
选取IF1·R1＝IF2·R2以下等式成立：
ICS＝VREF÷RCS
IL＝ICS
因此IL＝VREF÷RCS
采用平均电流电感电流IL完全通过VREF和RCS决定，与电感值、输入电压及负载均无关，从而实现高精度恒流控制。
本发明的有益效果在于：本发明提出的平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法，可提高恒流源系统输出电流精度，同时固定工作频率，并能简化恒流源系统的设计。
本发明提供的恒流源系统，与现有技术相比，具有以下特点：
1、采用平均电流模式控制，无需斜坡补偿，
2、直接控制全周期内电感电流，恒流精度高，对电感值、输入电压和负载不敏感
3、工作频率固定，系统设计简单
4、可工作于深度CCM模式(电感电流连续模式)，减小输出电流纹波
5、可工作作于DCM模式(电感电流断续模式)，TM模式(电感电流临界连续模式)，拓展了系统应用场合
6、应用与LED驱动场合时，支持无电解电容设计，增长LED灯的使用寿命，提高系统的功率因数。
附图说明
图1为一种传统恒流源系统的结构示意图。
图2为又一种传统恒流源系统的结构示意图。
图3为本发明恒流源系统的组成示意图。
图4为图3中采样电阻RCS和电感L1中电流关系图。
图5为本发明实施例中功率开关控制信号图。
具体实施方式
下面结合附图详细说明本发明的优选实施例。
实施例一
请参阅图3，本发明揭示了一种平均电流模式控制的恒流源系统，所述恒流源系统包括与外接负载串接的电感L1和采样电阻RCS，与负载、电感L1和采样电阻RCS并联的续流二极管D1，以及用来控制电感充电和放电状态的功率开关。
所述恒流源系统还包括误差放大器，环路补偿单元，第一电压电流转换器，振荡器，PWM调制单元，锁存触发单元(即RS触发器)，驱动单元，以及与误差放大器正向输入端和基准源相连的第一电阻R1、与误差放大器反向输入端和采样电阻一端相连的第二电阻R2。
所述PWM调制单元包括第二电压电流转换器，开关K1，电容C1，基准电压源VREF1，以及PWM比较器。
所述第一电压电流转换器的输出端分别与误差放大器的正向输入端和反向输入端相连；误差放大器的正向输入端通过第一电阻R1连接到基准源VREF，误差放大器的反向输入端通过第二电阻R2与采样电阻的一端相连。
所述误差放大器的输出端与环路补偿单元相连，环路补偿单元与第一电压电流转换器单元和PWM调制单元中第二电压电流转换器电源的输入端相连，PWM调制单元输出端与锁存触发单元的一个输入端相连，锁存触发单元的另一个输入端与振荡器相连，锁存触发单元的输出端与驱动单元的输入端相连，驱动单元输出端与功率开关的控制端相连。
所述第一电压电流转换器单元用以将环路补偿单元输出的电压信号按照设定函数关系转换为电流信号；
所述第二电压电流转换器用以将环路补偿单元输出的电压信号按照设定函数关系转换为电流信号；
所述PWM调制单元用以产生PWM调制信号，和振荡器、锁存触发单元一起控制功率开关开通和关断的占空比。
所述环路补偿单元为电容，或为串接的电容和电阻，或为电容和电阻组成的网络，或为集成运算放大器和电阻电容组成的网络；所述锁存触发单元为锁存触发单元或D触发器或JK触发器；所述功率开关为场效应管或双极晶体管。
请参阅图4，功率开关M1(本实施例中M1为场效应管管，也可以是双极晶体管或其它功率器件)导通时间Ton内，电感L1中的电流IL开始上升，功率开关M1关闭时间Toff内，电感L1中的电流通过图3中所示的负载和二极管D1、采样电阻RCS续流，电感电流下降。采样电阻RCS和电感L1串联，采样电阻RCS上的电流IRCS等于电感L1上的电流IL。
如图3所示，本实施例中PWM调制单元采用较佳的一种实现方式，当不限于这种方式，本实施例中PWM调制单元包括：第二电压电流转换器，开关K1，基准源VREF1电容C1和PWM比较器。
如图5所示，功率开关关闭时，开关K1断开，IRAMP开始对电容C1充电，当电容C1上的电压VRAMP高于基准电压VREF1时，PWM比较器输出高电平，RS触发器输出高电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为高电平，功率开关M1导通，输入电压VIN开始对电感L1充电，电感电流IL开始上升，同时开关K1导通，电容C1通过K1放电到GND。
图3中振荡器输出脉冲信号CLK，当振荡器脉冲信号发生时，RS触发器输出低电平，功率开关M1控制端信号VDRV变为低电平，功率开关M1关闭。电感L1上的电流下降。同时K1断开，IRAMP又开始对电容C1充电，当VRAMP高于VREF1时，PWM比较器输出高电平，功率开关M1开启，直到振荡器输出下一个脉冲信号，功率开关M1再次关闭，如此循环，振荡器发出的脉冲频率决定了系统的工作频率。同时IRAMP决定了功率开关M1导通和关断的占空比，即决定了电感L1中流过的电流IL的上升时间和下降时间。
采样电阻RCS和电感L1串接，采样流过电感L1中的电流，并将电流转换成电压信号VCS。VCS通过电阻R2输入到误差放大器GM的反向输入端，基准电压源VREF通过电阻R1输入到误差放大器GM的正向输入端，误差放大器的输出信号经过环路补偿单元产生误差信号VEA，误差信号VEA通过第一电压电流转换器产生二个电流信号，分别是IF1和IF2。IF1流入到误差放大器GM的正向输入端与电阻R1一端相连接的抽头，IF2流入到误差放大器GM的反向输入端与电阻R2一端相连接的抽头。电阻R1、电阻R2、误差放大器GM，环路补偿单元和第一电压电流转换器形成一个负反馈环路F1；电阻R2、误差放大器GM，环路补偿单元和PWM调制单元、RS触发器、驱动单元、功率开关M1、采样电阻形成另外一个负反馈环路F2，两个负反馈环路共同产生作用，使得误差放大器GM的正向输入端电压VP的平均值无限接近于误差放大器GMD反向输入端电压VN，VP信号平均值表征了采样电阻RCS上面电压VCS的平均，实现了平均电流模式控制。根据负反馈系统的原理，
VP＝VN
结合图3，
VP＝IF1·R1+VREF；
VN＝IF2·R2+IF2·RCS+ICS·RCS(VCS为采样电阻两端的电压)；
由于IF2远远小于ICS；
因此VN＝IF2·R2+ICS·RCS
再由于VP＝VN；
因此IF1·R1+VREF＝IF2·R2+ICS·RCS；
选取IF1·R1＝IF2·R2以下等式成立：
ICS＝VREF÷RCS
IL＝ICS
因此IL＝VREF÷RCS
由以上叙述可知，采用平均电流电感电流IL完全可以通过VREF和RCS决定，与电感值、输入电压及负载均无关，实现了高精度恒流控制。同时固定了开关频率，减小了系统设计难度和成本。
综上所述，本发明提出的平均电流模式控制的恒流源系统及其控制方法，可提高恒流源系统输出电流精度，同时固定工作频率，并能简化恒流源系统的设计。
这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。
Claims (9)
1.一种平均电流模式控制的恒流源系统，其特征在于，所述恒流源系统包括与外接负载串接的电感(L1)和采样电阻(RCS)，与负载、电感(L1)和采样电阻(RCS)并联的续流二极管(D1)，以及用来控制电感充电和放电状态的功率开关；
所述恒流源系统还包括误差放大器，环路补偿单元，第一电压电流转换器，振荡器，PWM调制单元，锁存触发单元，驱动单元，以及与误差放大器正向输入端和基准源(VREF)相连的第一电阻(R1)、与误差放大器反向输入端和采样电阻一端相连的第二电阻(R2)；
所述PWM调制单元包括第二电压电流转换器，开关(K1)，电容(C1)，第二基准源(VREF1)，以及PWM比较器；
所述第一电压电流转换器的输出端分别与误差放大器的正向输入端和反向输入端相连；误差放大器的正向输入端通过第一电阻(R1)连接到基准源(VREF)，误差放大器的反向输入端通过第二电阻(R2)与采样电阻的一端相连；
所述误差放大器的输出端与环路补偿单元输入端相连，环路补偿单元输出端与第一电压电流转换器输入端相连，同时还与PWM调制单元中第二电压电流转换器的输入端相连，PWM调制单元输出端与锁存触发单元的一个输入端相连，锁存触发单元的另一个输入端与振荡器相连，锁存触发单元的输出端与驱动单元的输入端相连，驱动单元输出端与功率开关的控制端相连。
2.根据权利要求1所述的平均电流模式控制的恒流源系统，其特征在于：
所述第一电压电流转换器用以将环路补偿单元输出的电压信号按照设定函数关系转换为电流信号；
所述PWM调制单元用以产生PWM调制信号，和振荡器、锁存触发单元一起控制功率开关开通和关断的占空比。
3.根据权利要求1所述的平均电流模式控制的恒流源系统，其特征在于：
所述环路补偿单元为电容，或为串接的电容和电阻，或为电容和电阻组成的网络，或为集成运算放大器和电阻电容组成的网络；
所述锁存触发单元为锁存触发单元或D触发器或JK触发器；所述功率开关为场效应管或双极晶体管。
4.根据权利要求1所述的平均电流模式控制的恒流源系统，其特征在于：
所述PWM调制单元的PWM比较器正向输入端与其负向输入端之间并联有开关(K1)及电容(C1)，开关(K1)及电容(C1)并联后与第二基准源(VREF1)串联；
功率开关(M1)导通时间Ton内，电感(L1)中的电流开始上升，功率开关(M1)关闭时间Toff内，电感(L1)中的电流通过负载和二极管(D1)、采样电阻(RCS)续流，电感电流(IL)下降；采样电阻(RCS)和电感(L1)串联，采样电阻(RCS)上的电流等于电感(L1)上的电流；
第二电压电流转换器将环路补偿单元输出电压信号按照设定函数关系转换成电容(C1)的充电电流(IRAMP)，开功率开关(M1)关闭时，开关(K1)断开，充电电流(IRAMP)开始对电容(C1)充电，在充电电流(IRAMP)的作用下，电容(C1)上面产生一个斜坡电压信号(VRAMP)，当电容(C1)上的斜坡电压信号(VRAMP)高于第二基准源(VREF1)的电压时，PWM调制单元输出高电平，锁存触发单元输出高电平，功率开关(M1)控制端信号VDRV变为高电平，功率开关(M1)导通，输入电压(VIN)开始对电感(L1)充电，电感电流(IL)开始上升，同时开关(K1)导通，电容(C1)通过开关(K1)放电到接地端；
振荡器输出脉冲信号(CLK)，当振荡器脉冲信号发生时，锁存触发单元输出低电平，功率开关(M1)控制端信号(VDRV)变为低电平，功率开关(M1)关闭；电感(L1)上的电流下降；同时开关(K1)断开，充电电流(IRAMP)又开始对电容(C1)充电，当斜坡电压信号(VRAMP)高于第二基准源(VREF1)的电压时，PWM调制单元输出高电平，功率开关(M1)开启，直到振荡器输出下一个脉冲信号，功率开关(M1)再次关闭，如此循环，振荡器发出的脉冲频率决定系统的工作频率；同时充电电流(IRAMP)决定了功率开关(M1)导通和关断的占空比，即决定了电感(L1)中流过的电流的上升时间和下降时间；
采样电阻(RCS)和电感(L1)串接，采样电阻(RCS)流过电感(L1)中的电流，并将电流转换成电压信号(VCS)；电压信号(VCS)通过第二电阻(R2)输入到误差放大器的反向输入端，基准源(VREF)通过第一电阻(R1)输入到误差放大器的正向输入端，误差放大器的输出信号经过环路补偿单元产生误差信号(VEA)，误差信号(VEA)通过第一电压电流转换器产生二个电流信号，分别是第一电流信号(IF1)和第二电流信号(IF2)；第一电流信号(IF1)流入到误差放大器的正向输入端与第一电阻(R1)一端相连接的抽头，第二电流信号(IF2)流入到误差放大器的反向输入端与第二电阻(R2)一端相连接的抽头；
第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、误差放大器、环路补偿单元和第一电压电流转换器形成第一负反馈环路(F1)；第二电阻(R2)、误差放大器、环路补偿单元和PWM调制单元、锁存触发单元、驱动单元、功率开关(M1)、采样电阻形成第二负反馈环路(F2)，两个负反馈环路共同产生作用，使得误差放大器的正向输入端电压(VP)的平均值无限接近于误差放大器反向输入端电压(VN)，通过反向输入端电压(VP)信号平均值表征采样电阻RCS上面电压VCS的平均，用以实现平均电流模式控制。
5.根据权利要求4所述的平均电流模式控制的恒流源系统，其特征在于：
根据负反馈系统的原理，
VP＝VN；
VP＝IF1·R1+VREF；
VN＝IF2·R2+IF2·RCS+ICS·RCS，VCS为采样电阻两端的电压；
由于IF2远远小于ICS；
因此VN＝IF2·R2+ICS·RCS
再由于VP＝VN；
因此IF1·R1+VREF＝IF2·R2+ICS·RCS；
选取IF1·R1＝IF2·R2以下等式成立：
ICS＝VREF÷RCS
IL＝ICS
因此IL＝VREF÷RCS
采用平均电流电感电流(IL)完全通过VREF和RCS决定，与电感值、输入电压及负载均无关，实现高精度恒流控制。
6.一种权利要求1至5之一所述平均电流模式控制的恒流源系统的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括：
第一电阻(R1)、第二电阻(R2)、误差放大器、环路补偿单元和第一电压电流转换器形成第一负反馈环路(F1)；
第二电阻(R2)、误差放大器、环路补偿单元和PWM调制单元、锁存触发单元、驱动单元、功率开关(M1)、采样电阻形成第二负反馈环路(F2)；
两个负反馈环路共同产生作用，得到采样电阻上的电压的平均值等于给定的基准源VREF，实现高精度恒流输出。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于：
两个负反馈环路共同产生作用，使得误差放大器的正向输入端电压(VP)的平均值无限接近于误差放大器反向输入端电压(VN)，通过反向输入端电压(VP)信号平均值表征采样电阻RCS上面电压VCS的平均，用以实现平均电流模式控制。
8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于：
所述PWM调制单元的PWM比较器正向输入端与其负向输入端之间并联有开关(K1)及电容(C1)，开关(K1)及电容(C1)并联后与第二基准源(VREF1)串联；
所述控制方法具体包括如下步骤：
功率开关(M1)导通时间Ton内，电感(L1)中的电流开始上升，功率开关(M1)关闭时间Toff内，电感(L1)中的电流通过负载和二极管(D1)、采样电阻(RCS)续流，电感电流(IL)下降；采样电阻(RCS)和电感(L1)串联，采样电阻(RCS)上的电流等于电感(L1)上的电流；
第二电压电流转换器将环路补偿单元输出电压信号按照设定函数关系转换成电容(C1)的充电电流(IRAMP)，开功率开关(M1)关闭时，开关(K1)断开，充电电流(IRAMP)开始对电容(C1)充电，在IRAMP的作用下，电容(C1)上面产生一个斜坡电压信号(VRAMP)，当电容(C1)上的电压VRAMP高于第二基准源(VREF1)的电压时，PWM调制单元输出高电平，锁存触发单元输出高电平，功率开关(M1)控制端信号VDRV变为高电平，功率开关(M1)导通，输入电压VIN开始对电感(L1)充电，电感电流(IL)开始上升，同时开关(K1)导通，电容(C1)通过开关(K1)放电到接地端；
振荡器输出脉冲信号(CLK)，当振荡器脉冲信号发生时，锁存触发单元输出低电平，功率开关(M1)控制端信号(VDRV)变为低电平，功率开关(M1)关闭；电感(L1)上的电流下降；同时开关(K1)断开，充电电流(IRAMP)又开始对电容(C1)充电，当斜坡电压信号(VRAMP)高于第二基准源(VREF1)的电压时，PWM调制单元输出高电平，功率开关(M1)开启，直到振荡器输出下一个脉冲信号，功率开关(M1)再次关闭，如此循环，振荡器发出的脉冲频率决定系统的工作频率；同时充电电流(IRAMP)决定了功率开关(M1)导通和关断的占空比，即决定了电感(L1)中流过的电流的上升时间和下降时间；
采样电阻(RCS)和电感(L1)串接，采样电阻(RCS)流过电感(L1)中的电流，并将电流转换成电压信号(VCS)；电压信号(VCS)通过第二电阻(R2)输入到误差放大器的反向输入端，基准源(VREF)通过第一电阻(R1)输入到误差放大器的正向输入端，误差放大器的输出信号经过环路补偿单元产生误差信号(VEA)，误差信号(VEA)通过第一电压电流转换器产生二个电流信号，分别是第一电流信号(IF1)和第二电流信号(IF2)；第一电流信号(IF1)流入到误差放大器的正向输入端与第一电阻(R1)一端相连接的抽头，第二电流信号(IF2)流入到误差放大器的反向输入端与第二电阻(R2)一端相连接的抽头。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于：
根据负反馈系统的原理，
VP＝VN；
VP＝IF1·R1+VREF；
VN＝IF2·R2+IF2·RCS+ICS·RCS，VCS为采样电阻两端的电压；
由于IF2远远小于ICS；
因此VN＝IF2·R2+ICS·RCS
再由于VP＝VN；
因此IF1·R1+VREF＝IF2·R2+ICS·RCS；
选取IF1·R1＝IF2·R2以下等式成立：
ICS＝VREF÷RCS；
IL＝ICS；
因此IL＝VREF÷RCS；
采用平均电流电感电流(IL)完全通过VREF和RCS决定，与电感值、输入电压及负载均无关，实现高精度恒流控制。
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Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104333062A (zh) * | 2014-10-28 | 2015-02-04 | 无锡中星微电子有限公司 | 能够进行充电电流检测的充电电路 |
| CN104883793A (zh) * | 2015-06-09 | 2015-09-02 | 南京矽力杰半导体技术有限公司 | 一种多路led恒流驱动电路及驱动方法 |
| CN106332406A (zh) * | 2015-07-10 | 2017-01-11 | 桂林电子科技大学 | 一种多路独立控制的led驱动电路 |
| CN106982491A (zh) * | 2017-04-10 | 2017-07-25 | 深圳市必易微电子有限公司 | 升降压型恒流驱动电路及恒流驱动方法 |
| CN107734784A (zh) * | 2017-09-27 | 2018-02-23 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 一种led恒流源系统及其控制方法 |
| CN108024417A (zh) * | 2017-12-22 | 2018-05-11 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 高压线性分段式led驱动电路 |
| CN108376967A (zh) * | 2018-02-23 | 2018-08-07 | 扬州海通电子科技有限公司 | 一种多路输出低压差过流保护器 |
| CN108900082A (zh) * | 2018-08-28 | 2018-11-27 | 无锡麟力科技有限公司 | 开关电源变换系统 |
| CN109076665A (zh) * | 2016-04-29 | 2018-12-21 | 利德克姆国际公司 | 开关转换器电路 |
| CN110335580A (zh) * | 2019-08-19 | 2019-10-15 | 深圳南云微电子有限公司 | 一种平均电流型蜂鸣器驱动电路 |
| CN115134970A (zh) * | 2022-08-29 | 2022-09-30 | 苏州贝克微电子股份有限公司 | 一种低压恒流驱动电路 |
| CN115373454A (zh) * | 2022-07-22 | 2022-11-22 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 多相稳压器均流控制系统和方法 |
| CN116647098A (zh) * | 2023-07-25 | 2023-08-25 | 江苏应能微电子股份有限公司 | 开关电源导通时间控制电路、方法和开关电源 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060267514A1 (en) * | 2003-05-07 | 2006-11-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Current control method and circuit for light emitting diodes |
| CN101742766A (zh) * | 2008-11-20 | 2010-06-16 | 深圳市桑达实业股份有限公司 | 一种led调光方法及装置 |
| CN102076138A (zh) * | 2009-11-25 | 2011-05-25 | 北京交通大学 | 一种市电输入led恒流驱动器 |
| CN103442489A (zh) * | 2013-09-01 | 2013-12-11 | 郑儒富 | 一种led驱动电路的平均模式恒流控制电路及控制方法 |
-
2014
- 2014-06-13 CN CN201410264016.3A patent/CN104113966B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060267514A1 (en) * | 2003-05-07 | 2006-11-30 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Current control method and circuit for light emitting diodes |
| CN101742766A (zh) * | 2008-11-20 | 2010-06-16 | 深圳市桑达实业股份有限公司 | 一种led调光方法及装置 |
| CN102076138A (zh) * | 2009-11-25 | 2011-05-25 | 北京交通大学 | 一种市电输入led恒流驱动器 |
| CN103442489A (zh) * | 2013-09-01 | 2013-12-11 | 郑儒富 | 一种led驱动电路的平均模式恒流控制电路及控制方法 |
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104333062A (zh) * | 2014-10-28 | 2015-02-04 | 无锡中星微电子有限公司 | 能够进行充电电流检测的充电电路 |
| CN104883793A (zh) * | 2015-06-09 | 2015-09-02 | 南京矽力杰半导体技术有限公司 | 一种多路led恒流驱动电路及驱动方法 |
| CN104883793B (zh) * | 2015-06-09 | 2017-06-16 | 南京矽力杰半导体技术有限公司 | 一种多路led恒流驱动电路及驱动方法 |
| CN106332406A (zh) * | 2015-07-10 | 2017-01-11 | 桂林电子科技大学 | 一种多路独立控制的led驱动电路 |
| CN106332406B (zh) * | 2015-07-10 | 2020-04-10 | 桂林电子科技大学 | 一种多路独立控制的led驱动电路 |
| CN109076665A (zh) * | 2016-04-29 | 2018-12-21 | 利德克姆国际公司 | 开关转换器电路 |
| CN109076665B (zh) * | 2016-04-29 | 2020-08-04 | 利德克姆国际公司 | 开关转换器电路 |
| CN106982491A (zh) * | 2017-04-10 | 2017-07-25 | 深圳市必易微电子有限公司 | 升降压型恒流驱动电路及恒流驱动方法 |
| CN107734784A (zh) * | 2017-09-27 | 2018-02-23 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 一种led恒流源系统及其控制方法 |
| CN107734784B (zh) * | 2017-09-27 | 2024-04-23 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 一种led恒流源系统的控制方法 |
| CN108024417A (zh) * | 2017-12-22 | 2018-05-11 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 高压线性分段式led驱动电路 |
| CN108024417B (zh) * | 2017-12-22 | 2024-01-16 | 泉芯电子技术(深圳)有限公司 | 高压线性分段式led驱动电路 |
| CN108376967A (zh) * | 2018-02-23 | 2018-08-07 | 扬州海通电子科技有限公司 | 一种多路输出低压差过流保护器 |
| CN108900082A (zh) * | 2018-08-28 | 2018-11-27 | 无锡麟力科技有限公司 | 开关电源变换系统 |
| CN108900082B (zh) * | 2018-08-28 | 2023-12-01 | 无锡麟力科技有限公司 | 开关电源变换系统 |
| CN110335580A (zh) * | 2019-08-19 | 2019-10-15 | 深圳南云微电子有限公司 | 一种平均电流型蜂鸣器驱动电路 |
| CN110335580B (zh) * | 2019-08-19 | 2021-12-07 | 深圳南云微电子有限公司 | 一种平均电流型蜂鸣器驱动电路 |
| CN115373454A (zh) * | 2022-07-22 | 2022-11-22 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 多相稳压器均流控制系统和方法 |
| CN115134970B (zh) * | 2022-08-29 | 2022-12-09 | 苏州贝克微电子股份有限公司 | 一种低压恒流驱动电路 |
| CN115134970A (zh) * | 2022-08-29 | 2022-09-30 | 苏州贝克微电子股份有限公司 | 一种低压恒流驱动电路 |
| CN116647098A (zh) * | 2023-07-25 | 2023-08-25 | 江苏应能微电子股份有限公司 | 开关电源导通时间控制电路、方法和开关电源 |
| CN116647098B (zh) * | 2023-07-25 | 2023-10-03 | 江苏应能微电子股份有限公司 | 开关电源导通时间控制电路、方法和开关电源 |
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| Publication number | Publication date |
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