CN204634089U

CN204634089U - 变换器电路及led灯

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Publication number: CN204634089U
Application number: CN201520177746.XU
Authority: CN
Inventors: 刘俊虎; 石亮; 施卫东
Original assignee: Philips China Investment Co Ltd
Current assignee: Philips China Investment Co Ltd
Priority date: 2015-03-27
Filing date: 2015-03-27
Publication date: 2015-09-09
Anticipated expiration: 2025-03-27

Abstract

本公开提供一种变换器电路及LED灯，包括电源开关以及控制电路，控制电路耦合于所述电源开关的控制端，用于控制电源开关控制端的电压来控制电源开关的开通与关断。控制电路包括：关断保持电路，耦合于电源开关的控制端，用于关断电源开关；第一调光控制电路，耦合于关断保持电路的控制端，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流I_peak时激活所述关断保持电路，且响应于第一调光信号PWM1而改变峰值电流I_peak；以及第二调光控制电路，耦合于电源开关的控制端，用于响应于第二调光信号PWM2而开通和关断电源开关。该变换器电路可以实现不同级别的深度调光，同时兼具良好调光性能。

Description

变换器电路及LED灯

技术领域

本实用新型涉及LED照明领域。

背景技术

LED照明近些年来发展很快，已经渗透到消费者市场。对于消费者市场而言，成本非常敏感并且在今天的消费者照明应用领域中显得越来越重要。作为LED照明的关键组件之一，人们一直在寻找电子驱动器的高性能且低成本的解决方案。今天，在驱动器解决方案的发展趋势中可以观察到，许多驱动器都从专用的集成电路控制解决方案转移到自激励拓扑分立式驱动器解决方案，原因在于自激励拓扑具有组件数量少、可靠性高，尺寸小的优点，更为重要的是成本低。

振铃扼流变换器（RCC）是一种典型的自激励拓扑，其用于LED照明有着天生的优点，例如组件数量少、尺寸小、成本低,可靠性高。自激励拓扑不必使用专用的感测、比较、驱动组件，而这些组件在传统的电源变换器中是必须的。因此，自激励驱动器有它组件数量和成本上的优势，在今天用于LED照明的主流的固定输出驱动器领域中已经得到广泛的应用。

然而，LED照明的发展不会停滞或受制于固定输出照明。对节能的需求促使LED照明朝向可调光的方向发展。因此，可调光驱动器有着强大的市场需求。

图1示出了一种现有技术中典型的基于LED驱动器结构的自激励拓扑。

如图所示，电感器L1、电阻器R2、电容器C2、电感器L2、二极管D3和晶体管Q1构成典型的振荡电路。电阻器R1、电阻器R2、电容器C2和电感器L2构成启动电路。启动之后，电感器L2、电容器C2和电阻器R2维持晶体管Q1处于导通状态。当电容器C2放电到一定水平，晶体管Q1关断，之后二极管D1对电感器L1电流续流，二极管D3导通导致电感器L2电压反转对电容器C2进行充电；电阻器R1对电容器C2进一步充电触发晶体管Q1再次导通。该循环重复进行，形成自振荡而在晶体管Q1关断期间将能量传递给LED。

图1所示是一种基于自激励拓扑的固定输出的LED照明驱动器。出于节能考虑，希望该驱动器是可调光的。通常，有两种类型的调光方式：a)脉冲宽度调制（PWM）跳跃模式，即在脉冲关断时间T_OFF期间直接关断主开关管Q1使得开关循环被跳过；b)控制电路改变参考电压使得开关的开/关时间相应改变。

图2示出了一种真正的基于RCC驱动器的自激励拓扑电路。该拓扑增加了峰值电流控制功能，使得输出可以更精确。流过检测电阻Rs的功率电流增大后，使得Q1的B点电压升高，当该电压达到一个由齐纳管D7决定的参考电压时，使得晶体管Q3导通，进而使得晶体管Q2导通，Q3和Q2从Q1的基极抽取电流/将基极电压拉低，使得Q1关断，从而使得功率电流被限制在与该参考电压对应的一个峰值电流。

为了使该驱动器可调光，参考电压V_参考或主开关管Q1的基极由PWM信号控制，从而改变变换器的输出功率。自激励驱动器例如RCC驱动器在LED照明中有着广泛地应用，然而，由于自激励特性的缘故，很难执行调光控制。图3（a）、（b）中示出了上述两种对驱动器调光的解决方案：参考电压控制方式以及PWM跳跃控制方式。

图3（a）示出的是一种参考电压控制方式，即通过PWM信号改变参考电压的模拟调光方式。在这种模拟调光方式中，PWM信号通过RC网络进行过滤，将PWM信号转换为模拟信号，并且通过晶体管Q10来与Q1基极的电压进行比较，当Q1基极电压超过Q10的基极并使Q10导通时，进而使得Q3和Q1运作，而Q10的基极电压则依赖于PWM信号转换成的模拟信号，即调光信号通过晶体管Q10进行了I_peak控制。此调光方式的缺点是将导致深度调光时当负载小的时候主开关管Q1开关频率超出其工作范围，而且线性度严重变差。

图3（b）示出的是一种PWM跳跃控制方式，即通过PWM信号直接操作电源开关Q1的基极电压，直接对电源开关Q1进行开关，实现的PWM直接调光方式。在这种PWM直接调光方式中，当PWM脉冲处于“0”状态时，脉冲关断时间T_OFF期间直接关断主开关管Q1。对于PWM调光信号而言，其调光频率通常高于20kHz以避免可听的噪声，而主环路自激励开关频率通常为45kHz左右，这使得PWM调光频率与开关频率基本处于同一量级，导致调光精度在某些范围无法很好地进行控制。

实用新型内容

为此，提出按照本实用新型的自适应控制的变换器电路及LED灯，以便适当减轻或消除至少一个上述深调光时调光性能较差的技术问题。

按照本实用新型的一个方面，提供了一种变换器电路，包括电源开关Q1以及控制电路41，所述控制电路41耦合于所述电源开关的控制端B，用于控制电源开关控制端B的电压来控制电源开关Q1的开通与关断，其特征在于，所述控制电路41包括：

关断保持电路44，耦合于电源开关的控制端B，用于关断电源开关Q1；

第一调光控制电路43，耦合于关断保持电路44的控制端，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流I_peak时激活所述关断保持电路44，且响应于第一调光信号PWM1而改变峰值电流I_peak；以及

第二调光控制电路42，耦合于电源开关的控制端B，用于响应于第二调光信号PWM2而开通和关断电源开关Q1。

按照该方面的变换器电路结合了参考电压控制调光方式和PWM跳跃控制调光方式两者的优点，同时消除了参考电压控制调光方式内在的深度调光问题（即，不会因为负载小而导致开关管Q1超出工作范围及非线性问题）以及PWM跳跃控制调光方式内在的PWM调光频率问题，实现良好的调光控制。

在一个实施例中，所述变换器电路40还包括调光控制器46，所述调光控制器46适于：

接收外部调光级别；

当调光级别高于阈值时，生成所述第一调光信号PWM1，且生成第二调光信号PWM2保持于100％脉冲导通时间T_ON占空比；

当调光级别低于所述阈值时，将第一调光信号保持于当调光级别等于阈值时的占空比，同时调节第二调光信号的占空比使得第一调光信号结合第二调光信号满足接收的调光级别。

按照此实施例，所述变换器电路能够根据接收的外部调光要求，协调两种调光模式的工作，实现精确的大范围内的调光控制。

在一实施例中，所述变换器电路40的第一调光控制电路43包括：

滤波电路，包括电阻器R15和电容器C5，用于接收并平滑第一调光信号PWM1，以及

比较器Q10，比较器Q10的发射极连接电源开关的控制端B，基极连接所述滤波电路，集电极连接关断保持电路44的控制端，

并且，所述电源开关的控制端B的电压随功率电流而变。

在一实施例中，所述变换器电路40还包括：

检测电阻Rs，连接到电源开关Q1的发射极，用于检测所述功率电流并使得所述电源开关的控制端B的电压随功率电流而变，从而实现更为精确的输出控制。

在一实施例中，所述变换器电路40的第二调光控制电路42包括：

反相器N，用于将第二调光信号反向；以及

受控开关Q5，位于电源开关的控制端B和地之间，受控开关Q5的控制端连接到反相器；

所述第二调光控制电路在第二调光信号处于脉冲关断时间T_OFF期间使受控开关导通以将电源开关的控制端连接到地以直接关断电源开关Q1，并在第二调光信号处于脉冲导通时间T_ON期间使受控开关关断。

在一实施例中，所述变换器电路40还包括：

峰值检测电路D7，耦合于关断保持电路44，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流I_peak时激活所述关断保持电路44。

在一实施例中，所述变换器电路40的关断保持电路44包括第一和第二晶体管Q2、Q3、电阻器R3, R4, R5，其中第一晶体管Q2的发射极、电阻器R5的一端与电源开关Q1的控制端B相连，电阻器R3的一端以及第二晶体管Q3的基极连接在一起，第二晶体管Q3的集电极、第一晶体管Q2的基极以及电阻器R5的另一端连接在一起，第二晶体管Q2的集电极与电阻器R3的另一端以及电阻器R4的一端连接，电阻器R4的另一端连接到第二晶体管Q3的发射极和地，第二晶体管Q3的基极为关断保持电路44的控制端。

在一实施例中，所述变换器电路40还包括耦合于电源开关控制端B的启动电路45，所述启动电路45由串联连接的电阻器R2、电容器C2以及辅助电感器L2构成，用于决定电源开关Q1下一次导通的时间。

所述的变换器电路40基于自激励的RCC驱动器电路，该电路还包括功率电感器，在电源开关Q1闭合时储能，在电源开关Q1断开时释放能量至负载，所述辅助电感器L2与所述功率电感器电磁耦合。

按照本实用新型的另一方面，提供了一种LED灯，其包含按照前述本实用新型实施例的变换器电路40，以及包括LED光源作为所述变换器电路的负载。

本实用新型实施例可以在较低成本的情况下更加准确地进行自适应调光控制。也就是说，本实用新型可以在低成本的情况下，消除传统的模拟调光方式中深度调光存在的问题以及PWM直接调光方式下存在的开关频率问题，实现更好的调光控制。

附图说明

根据以下结合附图来描述的本实用新型的示例性实施例，本实用新型的特征和优点将更加清楚，图中：

图1示出了一种基于自激励拓扑的固定输出的LED照明驱动器；

图2示出了一种真正的基于RCC驱动器的自激励拓扑电路；

图3(a)示出了一种通过PWM改变参考电压的模拟调光方式;

图3(b)示出了一种通过直接开关电源开关进行的PWM直接调光方式；

图4示出了按照本申请实施例的自激励驱动器的自适应PWM控制方式；

图5（a）-5（b）示出了按照本申请实施例的在参考电压和PWM跳跃控制模式下的平均电流；

图6（a）示出了按照本申请实施例的参考电压和PWM跳跃控制模式的关系；

图6（b）示出了按照基于自适应控制的本申请实施例的针对23W自激励驱动器所测量的控制结果。

具体实施方式

下面将结合附图对本实用新型实施例进行更充分地说明。不过，对于本领域普通技术人员而言，本实用新型可以以多种不同形式来体现，不应被解释为受限于这里所提及的实施例和特定细节。全文中，同样的标号指代同样的元件。

对于消费者市场应用而言，低成本和高性能的可调光驱动器有着很高的应用价值。因此，本实用新型提出一种新型的低成本的自适应控制可调光自激励驱动器，如图4所示。

当将光调暗时，首先进行参考电压控制的模拟调光方式。该模拟调光方式将导致变换器电路的开关频率增加，例如高于100kHz。随后，如果需要继续将光调暗，则启用PWM直接调光方式。由于此时变换器的开关频率通过模拟调光已经升高到100kHz以上，远远高于PWM调光频率，因此在PWM调光和变换器开关切换之间的冲突很小或几乎没有冲突。

在本实施例中，提出了一种具有两个PWM控制信道的自适应控制机制。一个信道用于参考电压控制，另一个信道用于主开关管Q1直接关断控制。

图4示出了一种按照本申请实施例的用于自激励驱动器（例如变换器电路40）的自适应PWM控制机制。

图4所示的变换器电路40可包括电源开关Q1以及控制电路41。所述控制电路41耦合于所述电源开关的控制端B，用于控制电源开关控制端B的电压，从而控制电源开关Q1的开通与关断。

所述控制电路41可包括关断保持电路44、第一调光控制电路（43）和第二调光控制电路42。关断保持电路44可耦合于电源开关的控制端B，用于关断电源开关Q1。第一调光控制电路43耦合于关断保持电路44的控制端，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流I_peak时激活所述关断保持电路44，且响应于第一调光信号PWM1而改变峰值电流I_peak。第二调光控制电路42，耦合于电源开关的控制端B，用于响应于第二调光信号PWM2而开通和关断电源开关Q1。

所述控制电路41还可包括调光控制器46，其可接收外部调光级别；当调光级别高于阈值时，生成所述第一调光信号PWM1，且生成第二调光信号PWM2，保持于100％脉冲导通时间（T_ON）占空比；当调光级别低于所述阈值时，将第一调光信号保持于当调光级别等于阈值时的占空比，同时调节第二调光信号的占空比使得第一调光信号结合第二调光信号满足接收的调光级别。

所述控制电路41还可包括启动电路和峰值检测电路D7。所述启动电路耦合于电源开关控制端B，所述启动电路45由串联连接的电阻器R2、电容器C2以及辅助电感器L2构成，用于决定电源开关Q1下一次导通的时间。所述峰值检测电路D7耦合于关断保持电路44，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流I_peak时激活所述关断保持电路44。

具体地，如图4所示，在第一调光电路中，电阻器R15、电容器C5构成滤波电路，将脉冲宽度调制信号PWM转换成参考电压信号，具体是将第一调光电路中的脉冲宽度调制信号PWM1基于脉冲导通时间T_ON占空比以及T_ON的幅度转换成参考电压电平信号；晶体管Q10作为比较器和驱动器来比较所述参考电压和I_peak电压（即，将I_peak电流经由取样电阻器R_S转换成电压电平），当I_peak电流到达参考值时，Q10导通，使得Q3、Q2导通，进而关断主开关管Q1；在第二调光电路中，电阻器R17、反相器N以及晶体管Q5构成直接PWM控制电路，其产生的脉冲宽度调制信号PWM2当处于脉冲关断时间T_OFF时直接关断主开关管Q1，换句话说，主开关管Q1跳过正常的开关周期，当第二调光电路中的脉冲宽度调制信号PWM2处于脉冲导通时间T_ON期间时，Q1在开关频率下正常工作；通过控制算法来控制、协调两个调光电路中的脉冲宽度调制信号PWM1和PWM2的调光顺序。

按照本实施例，调光信号由两个调光电路中的PWM信号构成，而不是传统调光方法中使用的一个调光信号。对于参考电压（模拟）控制调光方式而言，I_peak被控制从而改变平均LED电流；而对于PWM跳跃调光方式而言，在PWM脉冲处于T_OFF期间跳过开关周期，从而改变平均LED电流。调光控制器46作为一个仲裁器，用来确定参考电压调光方式和PWM跳跃调光方式的工作序列。

具体地，对于第一调光电路中的脉冲宽度调制信号PWM1而言，通过电阻器R15和电容器C5将PWM1信号过滤成参考电压，电压电平V_C5由PWM1的脉冲导通时间T_ON占空比和幅度决定。该V_C5可用于I_peak电流控制。晶体管Q10作为比较器用于比较V_C5和V_Q1.Base（即，开关管基极电压）。当开关管Q1的集电极发射极电流（即功率电流） I_Q1.CE升高到一个值，该值使得V_Q1.Base > V_Q10.EB+V_C5时，晶体管Q10将被导通，随后晶体管Q3和Q2紧接着导通，使得Q1关断。随着I_peak电流被第一调光电路43所改变，供给负载的平均电流相应发生改变，从而实现调光控制。图5（a）示出了主开关管Q1上的I_peak电流、电压V_C5以及开关频率的关系。从图中可以看出，当V_C5改变时，I_peak电流也相应变化，以及Q1上的开关频率也将改变。例如，当I_peak电流变小，Q10的基极电压低，功率电流稍微增大后就使得Q10导通，进而使得Q1将更快地被关断，因此开关频率升高。该频率变化特性在本实施例的自适应控制机制中是很有用的。

对于第二调光电路中的脉冲宽度调制信号PWM2，当PWM2信号处于脉冲关断时间T_OFF期间，第二调光电路（例如R17，反相器N以及晶体管Q5或其他类似电路）驱动Q1直接关断。此时，在脉冲关断时间T_OFF期间Q1的正常切换周期被跳过，因此，平均电流被调整，从而实现调光控制。PWM2相对于I(t)的波形图在图5（b）中示出。

如之前所提及，自激励拓扑驱动器开关频率约为45kHz。当改变V_C5进行调光时，开关频率也相应变化。例如，当变换器电路的输出电流调到正常值的20％时，开关频率F_SWI将升高到140kHz，由于受限于分立组件特性，140kHz是开关频率的上限，因为更高的开关频率将会导致随着组件过热、电路故障，使得开关损耗增加。因此，在参考电压控制模式下，对于普通的元器件，调光级别不会达到深度调光级别，而只能调到正常值的20％左右。

对于PWM跳跃控制调光，PWM调光频率应在20kHz以上以避免潜在的音频噪声。对于45kHz左右的自激励驱动器，20kHz的PWM信号不能进行良好的调光，原因在于PWM信号的T_ON可能与自激励周期相同，使得调光难以进行。

对于自激励驱动器，为了解决上述通过参考电压模式内在的深度调光问题和PWM跳跃模式内在的PWM调光频率问题，本公开使用了一种自适应控制方法。具体地，例如在实现过程中，当负载在正常值的100％至20％（或者需要将电流调低至正常值的100％至20％）时，可以使用参考电压控制模式，第一调光电路生成PWM1调光信号，而第二调光电路生成的PWM2信号保持在100％的脉冲导通时间T_ON周期；当电流调低至例如20％的脉冲导通时间T_ON时，主开关管Q1的开关频率F_SWI升高至140kHz左右。然后，第一调光电路的PWM1信号保持于20％的脉冲导通时间T_ON，第二调光电路的PWM2信号在开关频率F_PWM为20kHz的情况下进行调整，使得第一调光电路和第二调光电路结合后的调光效果满足期望值。例如，当LED电流期望调整到8％时，第一调光电路的PWM1信号保持在20％的脉冲导通时间T_ON占空比，第二调光电路的PWM2信号调整到X=8%/20%=40%的脉冲导通时间T_ON占空比。图6（a）示出了参考电压控制和PWM跳跃模式控制之间的关系。图6（b）示出了基于23W自激励驱动器（如RCC驱动器）的测量控制结果。可以看出，按照本实施例的自激励驱动器有着良好的深度调光，线性度和效率都很好。

本公开通过两种调光方式的结合、交互协调来操控LED驱动器，从而实现一种低成本调光方案，其使得固定输出的主流驱动器可以实现对LED电流输出进行调节，从而实现不同级别的深度调光，同时兼具良好调光性能。

本实用新型的实施例可应用于LED照明、低成本LED灯、独立的和集成的LED驱动器等。

这里使用的术语目的仅仅是为了描述特定的实施例，并非意图限制本实用新型。如在此所使用的，单数形式预期也包括复数形式，除非特别指出。还将进一步理解，词语“包含”、“包括”及其变形形式使用时表示所述特征、整体、操作、步骤、元件、和/或部件的存在，但不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在。

尽管已经参考本实用新型的示例性实施例对本实用新型进行了具体示出和描述，本领域普通技术人员将理解，在不脱离所附权利要求所限定的本实用新型的精神和范围的情况下，可以进行形式上和细节上的各种变化。例如，前述的大多数电阻通常作为限流等功能，而并不具有实质性的检测和控制功能。所述示例性实施例应被认为仅仅是为了说明而不是为了限制。例如，主功率开关管/电源开关也可以由MOS管来实现。因此，本实用新型的范围并非由本实用新型的详细描述来限定，而是由所附权利要求来限定。

Claims

1. 一种变换器电路（40），包括电源开关（Q1）以及控制电路（41），所述控制电路（41）耦合于所述电源开关的控制端（B），用于控制电源开关控制端（B）的电压来控制电源开关（Q1）的开通与关断，其特征在于，所述控制电路（41）包括：

关断保持电路(44)，耦合于电源开关的控制端（B），用于关断电源开关（Q1）；

第一调光控制电路（43），耦合于关断保持电路(44)的控制端，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流（I_peak）时激活所述关断保持电路（44），且响应于第一调光信号（PWM1）而改变峰值电流（I_peak）；以及

第二调光控制电路（42），耦合于电源开关的控制端(B)，用于响应于第二调光信号（PWM2）而开通和关断电源开关（Q1）。

2. 如权利要求1所述的变换器电路（40），其特征在于，还包括调光控制器（46），所述调光控制器（46）适于：

接收外部调光级别；

当调光级别高于阈值时，生成所述第一调光信号（PWM1），且生成第二调光信号（PWM2）保持于100％脉冲导通时间（T_ON）占空比；

3. 如权利要求1或2所述的变换器电路（40），其特征在于，第一调光控制电路（43）包括：

滤波电路，包括电阻器（R15）和电容器（C5），用于接收并平滑第一调光信号（PWM1），以及

比较器（Q10），比较器（Q10）的发射极连接电源开关的控制端（B），基极连接所述滤波电路，集电极连接关断保持电路(44)的控制端，

并且，所述电源开关的控制端（B）的电压随功率电流而变。

4. 如权利要求3所述的变换器电路（40）,其特征在于，还包括：

检测电阻（Rs），连接到电源开关（Q1）的发射极，用于检测所述功率电流并使得所述电源开关的控制端（B）的电压随功率电流而变。

5. 如权利要求1或2所述的变换器电路（40），其特征在于，第二调光控制电路（42）包括：

反相器（N），用于将第二调光信号反向；以及

受控开关（Q5），位于电源开关的控制端（B）和地之间，受控开关（Q5）的控制端连接到反相器；

所述第二调光控制电路在第二调光信号处于脉冲关断时间（T_OFF）期间使受控开关导通以将电源开关的控制端连接到地以直接关断电源开关（Q1），并在第二调光信号处于脉冲导通时间（T_ON）期间使受控开关关断。

6. 如权利要求1或2所述的变换器电路（40），其特征在于，还包括：

峰值检测电路（D7），耦合于关断保持电路(44)，用于在电源开关的功率电流达到峰值电流（I_peak）时激活所述关断保持电路（44）。

7. 如权利要求1或2所述的变换器电路（40），其特征在于，所述关断保持电路（44）包括第一和第二晶体管（Q2、Q3）、电阻器（R3, R4, R5），其中第一晶体管（Q2）的发射极、电阻器（R5）的一端与电源开关（Q1）的控制端（B）相连，电阻器（R3）的一端以及第二晶体管（Q3）的基极连接在一起，第二晶体管（Q3）的集电极、第一晶体管（Q2）的基极以及电阻器（R5）的另一端连接在一起，第二晶体管（Q2）的集电极与电阻器（R3）的另一端以及电阻器（R4）的一端连接，电阻器（R4）的另一端连接到第二晶体管（Q3）的发射极和地，第二晶体管（Q3）的基极为关断保持电路（44）的控制端。

8. 如权利要求1或2所述的变换器电路（40），其特征在于，还包括耦合于电源开关控制端（B）的启动电路（45），所述启动电路（45）由串联连接的电阻器(R2)、电容器(C2)以及辅助电感器（L2）构成，用于决定电源开关（Q1）下一次导通的时间。

9. 如权利要求8所述的变换器电路（40），其特征在于，所述变换器电路基于自激励的RCC驱动器电路，该电路还包括功率电感器，在电源开关（Q1）闭合时储能，在电源开关（Q1）断开时释放能量至负载，所述辅助电感器（L2）与所述功率电感器电磁耦合。

10. 一种LED灯，其特征在于，包括：

根据前述权利要求1－9中任一项所述的变换器电路（40），以及

LED光源，作为所述变换器电路（30）的负载。