CN103155401A - 电动机控制装置及电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置及装载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置，利用一分流式对电动机的电流进行检测，动作音少，减少扭矩波动。一种电动机控制装置，其根据PWM的各相占空比指令值，利用变换器驱动控制电动机的同时，用一分流式电流检测器检测所述电动机的各相电动机电流，所述电动机控制装置具备电流检测校正单元，该电流检测校正单元根据变换器的电源电压、各相占空比指令值、电动机的反向电压信息、用电流检测器检测到的各相电动机电流、PWM的配置信息以及电动机的电特性公式计算电流检测校正值，根据电流检测校正值，将电流检测器检测出的各相电动机电流校正到电动机平均电流，并驱动控制电动机。

Description

电动机控制装置及电动助力转向装置

技术领域

本发明涉及用PWM的占空比指令值来进行驱动控制的电动机控制装置，和利用电动机控制装置向车辆的转向系统提供转向辅助力的电动助力转向装置。特别涉及动作音少，使扭矩波动减少的电动机控制装置，和装载该电动机控制装置的电动助力转向装置。

背景技术

利用电动机的旋转力辅助车辆转向系统的电动助力转向装置，将电动机的驱动力经减速机由齿轮或皮带等传动机构，向转向轴或齿条轴施加辅助力。并且，为了向电动机提供电流来使该电动机产生所希望的扭矩，在电动机驱动电路上使用变换器。

在此，如图1所示，对现有的电动助力转向装置的一般结构进行说明，驾驶盘1的柱轴（转向轴）2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿臂机构5、转向横拉杆6a、6b，再通过轮毂单元7a、7b与转向车轮8L、8R连接。此外，在柱轴2上设有检测驾驶盘1的转向扭矩的扭矩传感器10，对驾驶盘1的转向力进行辅助的电动机20经过减速齿轮3与柱轴2连接。从电池13向控制电动助力转向装置的控制装置（ECU）100供电，同时，经过点火开关11输入点火信号。控制装置100基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩T及由车速传感器12检测出的车速Vs，进行辅助（转向辅助）指令的电流指令值的运算，在电流控制单元通过对电流指令值施加补偿等的电压指令值E，来控制供给电动机20的电流。另外，车速Vs也可以从CAN（Controller Area Network，控制器局域网）等处获得。

控制装置100主要由CPU（也包含MPU、MCU）构成，该CPU内部由程序执行的一般功能如图2所示。

参照图2说明控制装置100的功能及动作，由扭矩传感器10检测出的转向扭矩T和由车速传感器12检测出的车速Vs被输入到运算电流指令值Iref1的电流指令值运算单元101中。电流指令值运算单元101基于输入的转向扭矩T和车速Vs，利用辅助图表等决定作为供给电动机20的电流的控制目标值的电流指令值Iref1。电流指令值Iref1经过加法单元102A作为电流指令值Iref2被输入到电流限制单元103，限制了最大电流的电流指令值Iref3被输入到减法单元102B，运算Iref3与被反馈回来的电动机电流值Im之间的偏差Iref4（Iref3-Im），该偏差Iref4被输入到进行PI控制等的电流控制单元104。在电流控制单元104改善了特性的电压指令值E被输入到PWM控制单元105中，再经过作为驱动单元的变换器106对电动机20进行PWM驱动。由变换器106内的电流检测器106A检测出电动机20的电流值Im，该电流值Im被反馈到减法单元102B。变换器106作为开关元件一般使用FET，由FET的电桥电路构成。

另外，来自补偿单元110的补偿信号CM在加法单元102A进行加法运算，由补偿信号CM的加法运算可进行系统的补偿、改善收敛性和惯性特性等。补偿单元110将自位扭矩（SAT）113和惯性112在加法单元114进行加法运算，该加法运算结果再与收敛性111在加法单元115进行加法运算，将加法单元115的加法运算结果作为补偿信号CM。

电动机20为三相（A、B、C）无刷电动机的情况下，PWM控制单元105和变换器106的详细结构如图3所示。PWM控制单元105是由占空比运算单元105A和门驱动单元105B构成，其中占空比运算单元105A是将电压指令值E按照规定公式运算三相的PWM占空比指令值D1~D6；门驱动单元105B是用PWM占空比指令值D1~D6来驱动FET1~FET6各门的开或关；变换器106是由A相的高侧FET1及低侧FET4构成的上下分路、由B相的高侧FET2及低侧FET5构成的上下分路和C相的FET3及FET6构成的上下分路组成的三相桥式结构，由PWM占空比指令值D1~D6控制开或关来驱动电动机20。

并且，设A相的PWM占空比指令值为Da，B相的PWM占空比指令值为Db，C相的PWM占空比指令值为Dc。

在这样的结构中，虽然需要测量变换器106的驱动电流或电动机20的电动机电流，但作为控制装置100的小型化、轻量化、低成本的要求项目之一，有电流检测器106A的单一化（一分流式电流检测器）。作为电流检测器的单一化已知有一分流式电流检测器，一分流式的电流检测器106A的结构如图4所示。即，在FET桥的底部分路与接地之间以一分流连接有电阻R1，将电流流过FET桥时的因电阻R1造成的电压下降用运算增幅器106A-1和电阻R2~R4换算为电流值Ima，用A/D转换单元106A-2在规定的定时进行A/D转换，输出数字值的电流值Im。

图5是表示电源（电池）、变换器106、电流检测器106A及电动机20的接线图，以图6为例，表示A相高侧的FET1导通（低侧的FET4断开）、B相高侧的FET2断开（低侧的FET5导通）、C相高侧的FET3断开（低侧的FET6导通）状态时的电流路径（虚线）。另外，图7是表示，A相高侧的FET1导通（低侧的FET4断开）、B相高侧的FET2导通（低侧的FET5断开）、C相高侧的FET3断开（低侧的FET6导通）状态时的电流路径（虚线）。从这些图6和图7的电流路径可知，高侧FET导通的相的合计值在电流检测器106A中表现为检测电流。即，在图6中能够检测A相电流，在图7中能够检测A相和B相电流。这在电流检测器106A连接在变换器106的上段分路和电源之间的情况下也相同。

据此，任意一相为导通状态及两相为导通状态时，可用电流检测器106A检测电动机电流，利用电流三相之和等于0的特性，可检测ABC三相的各相电流。用一分流式的单一电流检测器进行的电流检测，利用上述特性能够检测各相电流。这种情况下，为了边除去在FET导通后马上流过电流检测器的环噪音（ringing noise）等的噪音成分边检测电流，需要一定的时间。即，为了用一分流式电流检测器检测各相电动机电流，根据各相PWM的配置移动，制作使目标相的PWM的导通状态保持了规定时间的状态进行电流检测，据此来检测各相的电动机电流。因此，虽然需要使一相导通状态、二相导通状态仅持续电流检测所需时间，但在各相占空比均衡的情况下，会产生不能确保该持续时间的问题。

作为解决这种问题的现有技术，有日本特开2009-118621号公报（专利文献1）或日本特开2007-112416号公报（专利文献2）中所示的装置。

专利文献1所公开的装置是，当判定为电流不能检测时，使PWM信号的相位仅移动规定量来偏移PWM相位，确保成为“PWM导通”的时间仅为电流检测所需时间，进行电流检测。即，该装置具备开关个数判定装置和相位移动装置，该开关个数判定装置是在可否检测电流判定装置判定为电流不能检测的情况下，判定上分路开关元件导通的个数为偶数还是奇数；该相位移动装置是，开关个数判定装置判定为偶数的情况下，使规定相的PWM信号向规定的移动方向仅移动规定量，判定为奇数的情况下，使规定相的PWM信号向反方向仅移动规定量，或者，使各相的PWM信号中占空比的大小最大的PWM信号的相位向规定的移动方向仅移动规定量，占空比的大小最小的PWM信号的相位向反方向仅移动规定量。

另外，专利文献2所公开的装置，在各相PWM中，分别拥有相位不同的履历，进行PWM输出，从而偏移PWM相位，确保成为“PWM导通”的时间仅为电流检测所需的时间，进行电流检测。即，在电动机驱动电路和接地之间的电流路径上，设置用于检测流过该电流路径的电流值的单一的电流传感器，偏移用于生成各相PWM信号的锯齿波的相位，偏移各相PWM信号向低电平下降的定时，据此，基于在V相PWM信号下降至低电平后到时间经过的期间内的电流传感器的输出信号，得到流过电动机的U相电流的值。

专利文献1和2的装置均为通过偏移PWM相位使得一相导通状态和二相导通状态仅维持电流检测所需时间来进行电流检测，从而可用一分流式电流检测器检测电动机的各相电流。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2009-118621号公报

专利文献2：日本特开2007-112416号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

可是，专利文献1及2的装置均存在，因有意维持一相导通状态及二相导通状态，而出现在电流检测定时时的电动机电流值因电流瞬态响应特性与在一个PWM周期内的电动机电流平均值为不同值的问题。

图8表示，用三分流式进行电流检测情况下的现有的PWM驱动时的PWM（A相PWM、B相PWM、C相PWM）和与其对应的电动机电流（A相电流、B相电流、C相电流）变化的情形，表示为PWM周期中心的时刻t1是全相电流检测的定时。另外，A相电流的虚线表示A相平均电流，B相电流的虚线表示B相平均电流，C相电流的虚线表示C相平均电流。在该三分流式电流检测中，虽然一个PWM周期内的电流变动小，各相平均电流与各相电流检测值的差值小，但存在需要三相检测器的问题。

图9表示，用一分流式进行电流检测情况下的PWM（A相PWM、B相PWM、C相PWM）和与其对应的电动机电流（A相电流、B相电流、C相电流）变化的情形，PWM周期中心用时刻t1表示。另外，A相电流的虚线表示A相平均电流，B相电流的虚线表示B相平均电流，C相电流的虚线表示C相平均电流。在一分流式的电流检测中，由于检测定时如时刻t2、t3那样变动，所以存在如本例的A相电流所示那样，在一个PWM周期内的电流变动变大的问题。另外，输入B相PWM的时刻t2为A相电流检测定时，输入C相PWM的时刻t3为C相电流检测定时，相对于瞬间的检测定时，电动机平均电流是在一个PWM周期内被算出的，所以检测定时不能测量平均电流，检测出的电流值和平均电流之间产生误差。因此需要进行校正处理，图9表示对A相电流用校正量CR1进行校正，对C相电流用校正量CR2进行校正。

常规电动机的控制装置由于以使用一个PWM周期中的电动机的平均电流为前提，所以如上所述平均电流和电动机电流值之间产生误差（由于本来难以计算测量平均值而产生误差）的话，电动机动作音性能恶化，进而在将电动机控制装置适用于电动助力转向装置的情况下，有成为产生驾驶盘波动的主要原因的问题。即，效果产生误差的话，就不能得到所期望的辅助量，因此产生声音、扭矩波动，特别是在低速转向（驾驶盘中间位置附近）中表现显著。

本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的是提供一种电动机控制装置及装载了该电动机控制装置的电动助力转向装置，该电动机控制装置，利用一分流式电流检测器进行电动机的各相电流检测，对小型化、轻量化、降低成本也有贡献，动作音少、减少扭矩波动。

解决技术问题的手段

本发明涉及一种电动机控制装置，该电动机控制装置根据PWM的各相占空比指令值利用变换器驱动控制电动机，同时利用一分流式电流检测器检测所述电动机的各相电动机电流。本发明的上述目的可以通过下述这样实现，即：具备电流检测校正单元，该电流检测校正单元根据所述变换器的电源电压、所述各相占空比指令值、所述电动机的反向电压信息、利用所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流、所述PWM的配置信息及所述电动机的电特性公式计算电流检测校正值；根据所述电流检测校正值，将所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流校正至电动机平均电流并驱动控制所述电动机。

并且，本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现，即：通过将所述电流检测校正值加到所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流来进行所述校正；或，所述电流检测校正单元，计算电流检测定时与一个PWM周期内的规定定时之间的各相PWM-导通或断开图形及其持续时间，根据所述电特性公式计算以相电流标准值为基准的电流变化量，从所述电流变化量计算一个PWM周期内的所述电动机平均电流，据此来求得所述电流检测校正值；或，所述电流检测校正单元是由PWM-导通或断开图形持续时间计算单元、施加电压部分电流变化量计算单元、电流变化量计算单元和电流检测值计算单元构成的，所述PWM-导通或断开图形持续时间计算单元根据所述各相占空比指令值及所述PWM的配置信息计算电流检测定时与一个PWM周期内的规定定时之间的各相PWM-导通或断开图形及其持续时间，所述施加电压部分电流变化量计算单元输入所述PWM-导通或断开图形、所述持续时间、所述电源电压的检测值及所述反向电压信息来计算每个定时的施加电压部分电流变化量，所述电流变化量计算单元根据所述施加电压部分电流变化量及所述各相电动机电流，计算以相电流检测值为基准的电流变化量，所述电流检测值计算单元根据由所述电流变化量计算出在一个PWM周期内的平均电流，以此来求得所述电流检测校正值；或，所述规定定时为在一个PWM周期内各PWM切换的定时；或，所述规定定时为一个PWM周期内的开始点、中间点及终点的三个定时。

通过搭载上述电动机控制装置，能够实现高性能、高功能的电动助力转向装置。

发明的效果

根据本发明的电动机控制装置，使用廉价的一分流式电流检测器，根据一个PWM周期内的PWM的导通或断开图形及其持续时间，计算各相的电压图形，再加入电动机电阻等电压降低部分，据此能够计算相对于检测电流的电动机电流变化图形，由于能够计算出与以一个PWM周期内的检测电流为基准的平均电流的变化量，所以可通过将其作为校正值进行加法运算来将检测电流值校正到与电动机平均电流值相当。根据该电流校正，能够消除或减少一分流式电流检测中成为问题的检测电流与平均电流之间的误差，因此，能够实现电动机动作音少、抑制扭矩波动的电动机控制装置。

并且，在将本发明的电动机控制装置适用于电动助力转向装置的情况下也能够抑制异常音和驾驶盘波动的产生，因此在维持转向性能的同时，能够采用一分流式电流检测，能够实现低成本、轻量化。

附图说明

图1是表示一般的电动助力转向装置的结构例的图。

图2是表示控制装置的一个实例的结构方框图。

图3是表示PWM控制单元及变换器的结构例的线路图。

图4是表示一分流式电流检测器的结构例的线路图。

图5是表示具有一分流式电流检测器的变换器的一个实例的线路图。

图6是表示具有一分流式电流检测器的变换器的动作例的电流路径图。

图7是表示具有一分流式电流检测器的变换器的动作例的电流路径图。

图8是表示根据三分流式电流检测得到的PWM波形和电动机电流波形的特性例的时序图（一个PWM周期）。

图9是表示根据一分流式电流检测得到的PWM波形和电动机电流波形的特性例的时序图（一个PWM周期）。

图10是表示本发明结构例的方框图。

图11是表示规定定时与PWM、电动机电流波形之间关系（实施方式1）的时序图（一个PWM周期）。

图12是表示PWM导通或断开图形与变换器施加电压Vi之间关系的类型图。

图13是表示电流检测校正单元的结构例的方框图。

图14是表示在图13的例子中的PWM导通或断开图形持续时间计算单元的输出例的图。

图15是表示规定定时与PWM、电动机电流波形之间关系（实施方式2）的时序图（一个PWM周期）。

图16是表示在图15的例子中的PWM导通或断开图形持续时间计算单元的输出例的图。

具体实施方式

在本发明中设有电流检测校正单元，该电流检测校正单元根据在PWM控制单元得到的各相占空比指令值、从电源电压检测单元得到的电源电压检测值、电动机反向电压信息、在PWM控制单元得到的PWM配置信息和电动机的电特性公式，将用一分流式电流检测器检测出的各相电动机电流检测值校正到与电动机一个PWM平均电流相当。电流检测校正单元，基于PWM各相占空比指令值及PWM配置信息，计算电流检测定时和一个PWM周期内的规定定时之间的各相导通或断开图形及其持续时间，基于电源电压检测值、反向电压信息及电动机的电特性公式，计算以进行了A/D转换的各相电动机电流检测值为基准的电流变化量，基于电流变化量，计算一个PWM周期内的平均电流，以此来计算校正电流值。将计算出的校正电流值加到各相电动机电流检测值上来进行校正。

根据一个PWM周期内的PWM的导通或断开图形及其持续时间，计算各相的电压图形，再加入电动机电阻等的电压降低部分，以此能够计算相对于检测电流的电动机电流变化图形。根据该电动机电流变化图形，能够计算以一个PWM周期内的检测电流为基准的电流变化量，因此可将其作为校正值进行加法运算，以此将各相电动机电流检测值校正到与电动机平均电流值相当。根据该电流校正，能够消除或显著减少在一分流式电流检测中成为问题的检测电流与平均电流之间的误差，因此能够实现电动机动作音少、抑制扭矩波动的电动机控制装置。

并且，在将本发明的电动机控制装置适用于电动助力转向装置的情况下也能够抑制异常音和驾驶盘波动的产生，因此能够在维持转向性能的同时，采用一分流式电流检测，实现小型化、低成本、轻量化。

下面参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。

图10是使本发明的结构例与图2相对应表示，本发明中，设置计算并输出电流检测校正值Idct_h的电流检测校正单元200，同时，设置检测电源电压V（Vr）的电源电压检测单元210和加法单元211，该加法单元211将在电流检测校正单元200被计算的电流检测校正值Idct_h与电流检测值Im进行加法运算，将该加法运算后的电流值输入到减法单元102B。电流检测校正单元200计算并输出电流检测校正值Idct_h，在加法单元211将其与电流检测值Im进行加法运算并反馈到减法单元102B，该电流检测校正值Idct_h是使用在电源电压检测单元210检测出的电源（电池）的电源电压Vr、在电流检测器106A检测出的电流检测值Im、各相PWM配置信息PWM_L、反向电压信息EMF，将电流检测值Im校正到与电动机平均电流值相当的电流检测校正值。电流检测校正值Idct_h的计算是通过计算出流过在一个PWM周期内任意设定的多个规定定时的电动机电流值相对于检测电流值的电流变化量，求出多个规定定时所分别推导出的电流变化量的一个PWM周期内的时间平均值。

虽然图11中用时序图（一个PWM周期）表示本发明的原理，但对于A相PWM、B相PWM、C相PWM，表示出A相电流（实线）的变化情形及A相平均电流（虚线）。而且，表示出将多个规定定时S₀~S₆作为一个PWM周期的开始点（定时S₀）、终点（定时S₆）、各相导通或断开切换时刻（定时S₁~S₅）的情况，在将B相PWM输入时的定时S₁作为A相电流检测定时的情况下，对于在该定时S₁时的A相电流（定时电流），分别求得定时S₀处的A相电流与定时电流的差、定时S₀处的A相电流与定时电流的差ER1、定时S₂处的A相电流与定时电流的差ER2、定时S₃处的A相电流与定时电流的差ER3、定时S₄处的A相电流与定时电流的差ER4、定时S₅处的A相电流与定时电流的差ER5、定时S₆处的A相电流与定时电流的差ER6。此时，关于在A相电流检测定时S₁之前，用后述的第一理论公式计算，关于在A相电流检测定时S₁之后，用后述的第二理论公式计算。而且，在图11中，τ表示电流检测所需时间。

下面对各规定定时（S₀~S₆）的电流检测校正值Idct_h的计算方法进行说明。基本上根据电动机及控制装置（ECU）的电特性公式推导，由于以电流检测的A/D定时为基准，所以根据规定定时在电流检测A/D定时之前存在还是在其后存在，计算方法不同。

在此，电动机及控制装置（ECU）的电特性公式由下述公式1表示。

（公式1）

$V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right)=L\frac{\mathrm{dt}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+\mathrm{Ri}\left(t\right)$

但，V为电动机施加电压（电源电压），EMF为电动机的反向电压，L为电动机的电感，R为电动机的电阻。

关于电流微分值对公式1进行求解，得到下述公式2。

（公式2）

$\frac{\mathrm{di}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L}(V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right))-\frac{R}{L}i\left(t\right)$

公式2的右边第一项表示电动机每一相的施加电压引起的电流变化量，第二项表示因电流产生的电压下降引起的电流变化量。

首先，对计算规定定时存在于电流检测A/D定时之前的情况下的电流变化量的第一理论公式进行说明。

将各电流检测A/D定时（下面简记为“A/D定时”）T和在各电流检测A/D定时所检测出的电流检测值I（T）作为基准值时，在A/D定时前Tf[s]时间的相对于基准电流值的电流变化量Δif，能够通过将上述公式2的微分公式像公式3那样进行后向差分近似，从而近似地求出。

（公式3）

$\frac{I\left(T\right)-I(T-T_f)}{T_f}=\frac{1}{L}(V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right))-\frac{R}{L}I\left(t\right)$

$\mathrm{\Δ}{I}_f=I(T-T_f)-I\left(T\right)=-\left\{\frac{1}{L}\right[(V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right))\·T_f]-\frac{R}{L}I\left(t\right)\·T_f\}$

公式3的右边第一项“1/L·[V(T)-EMF(T)]·Tf”为，A/D定时至Tf的施加电压引起的电流变化量。V（T）可以用A/D定时~Tf的从PWM侧输入的电压变化图形的时间总和来求得。详细内容后述。并且，公式3的右边第2项“R/L·I(T)·Tf”为，因电流流过而产生的电压下降部分引起的电流变化量。虽然想使用瞬时电流来计算电流变化量，但由于不可能检测出PWM周期内变化的电流的瞬时电流，所以使用由A/D定时检测出的基准电流值进行近似计算。

将用A/D定时检测出的电流检测值设为Idct，将A/D定时~Tf的施加电压引起的电流变化量设为Fv（Tf）的话，上述公式3能够变换为下述公式4。根据公式4能够求出公式5的电流变化量Fv（Tf）。

（公式4）

$\mathrm{\Δ}{I}_f=-\{\mathrm{Fv}\left(T_f\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·T_f\}$

（公式5）

$\mathrm{Fv}\left(T_f\right)=\frac{1}{L}[V\left(t\right)\·T_f-\mathrm{EMF}\left(t\right)\·T_f]$

下面，对计算规定定时存在于A/D定时之后的情况下的电流变化量的第二理论公式进行说明。

在A/D定时之后Tb[s]时间的相对于基准电流值的电流变化量ΔIb，通过将公式2的微分公式进行前向差分近似，能够如公式6那样近似的求出。

（公式6）

$\frac{I(T+T_b)-I\left(T\right)}{T_b}=\frac{1}{L}(V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right))-\frac{R}{L}I\left(t\right)$

$\mathrm{\Δ}{I}_b=I(T+T_b)-I\left(T\right)=\frac{1}{L}[(V\left(t\right)-\mathrm{EMF}\left(t\right))\·T_b]-\frac{R}{L}I\left(t\right)\·T_b$

与第一理论公式中所述的相同，A/D定时检测出的电流检测值设为Idct，A/D定时~Tb的由施加电压引起的电流变化量设为Fv（Tb）的话，上述公式6能够变换为下述公式7。根据公式7能够求出公式8的电流变化量Fv（Tb）。

（公式7）

$\mathrm{\Δ}{I}_b=\mathrm{Fv}\left(T_b\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·T_b$

（公式8）

$\mathrm{Fv}\left(T_b\right)=\frac{1}{L}[V\left(t\right)\·T_b-\mathrm{EMF}\left(t\right)\·T_b]$

如上所述，利用第一理论公式能够求出A/D定时前的电流变化量Fv（Tf），利用第二理论公式能够求出A/D定时后的电流变化量Fv（Tb）。

下面，对各点的由变换器施加电压Vi引起的电流变化量（Fv（Tf）、Fv（Tb））的计算方法进行说明。

由变换器施加电压Vi引起的电流变化量Fv（Tf）或Fv（Tb）是从来自变换器的施加电压部分1/L·（V（t）·Tf）或1/L·（V（t）·Tb）减去反向电压EMF部分1/L·EMF(t)·Tf或1/L·EMF（t）·Tb而得到的。由于A/D定时~Tf的从PWM侧输入的电压V(t)用多个PWM-导通或断开图形表示，所以其为由各PWM-导通或断开图形引起的施加电压、持续时间的时间总和。即，由施加电压引起的电流变化量Fv（Tf）或Fv（Tb）的计算，将时间区间Tf[Tb]内的PWM-导通或断开图形设为m，相对于各图形的相的电压值（变换器施加电压）设为Vi，持续时间设为Ti[s]的话，在A/D定时前Tf[s]的时间能够用下述公式9计算，在A/D定时后Tb[s]的时间能够用下述公式10计算。

（公式9）

$\mathrm{Fv}\left(T_f\right)=\frac{1}{L}[\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{V}_i\·T_i-\mathrm{EMF}\left(t\right)\·T_f]$

T_f＝T₁+T₂+…+T_m

（公式10）

$\mathrm{Fv}\left(T_b\right)=\frac{1}{L}[\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{V}_i\·T_i-\mathrm{EMF}\left(t\right)\·T_b]$

T_b＝T₁+T₂+…+T_m

上述公式9及公式10中的变换器施加电压Vi的值根据PWM-导通或断开图形的不同而不同，在电源电压检测单元210检测出的电源电压设为Vr，PWM-导通或断开图形如图12所示能够划为8种图形（图形编号1~8）。图12中“●”表示PWM的导通，“─”表示PWM的断开。

根据上述理论及计算公式，本发明的电流检测校正单元200，虽然使用上述计算公式和图12的PWM图形、各相占空比指令值Da~Dc等计算电流检测校正值Idct_h，但其结构例如图13所示，由PWM-导通或断开图形持续时间计算单元201、施加电压部分电流变化量计算单元202、电流变化量计算单元203和电流检测校正量计算单元204构成。下面对其动作进行说明。

PWM-导通或断开图形持续时间计算单元201，根据各相PWM配置信息PWM_L及各相占空比指令值Da~Dc，计算A/D定时~规定定时的时间内的各相PWM-导通或断开图形的持续时间T₁～T_m。图11的定时例中，各相PWM配置信息PWM_L为，A相PWM为PWM开始点的配置，B相PWM为从PWM开始点经过τ后的配置，C相PWM为从PWM开始点经过2τ后的配置，各规定定时S₁～S₆的PWM-导通或断开图形的持续时间T₁～T₈被如图14所示那样输出。即，PWM-导通或断开图形持续时间计算单元201，基于各相PWM配置信息PWM_L及各相占空比指令值Da~Dc，输出PWM-导通或断开图形的持续时间T₁~T_m。而且，图14中，Da为A相占空比指令值，Db为B相占空比指令值，Dc为C相占空比指令值，一个PWM周期时间用T_PWM表示。

PWM配置信息PWM_L以图11的PWM配置方式为例的话，由于第一次的电流检测中一相导通状态必须确保τ时间，第二次的电流检测中二相导通状态必须确保τ时间，所以需要满足下述两个条件。

（1）PWM开始点的配置至少必须导通仅2τ时间。

（2）自PWM开始点开始经过τ时间后的配置至少必须导通仅τ时间。

据此，作为配置设定例，将成为三相占空比中最大占空比值的相（在此为A相）作为PWM开始点的配置，将成为第二大的相（在此为B相）作为自PWM开始点经过τ时间后的配置，这样来进行PWM配置设定。作为内容（信息），例如将PWM开始点配置表达为“#1”，自PWM开始点经过τ时间后的配置表达为“#2”，自PWM开始点经过2τ时间后的配置表达为“#3”的话，在图11的例子中，如：

A相：“#1”

B相：“#2”

C相：“#3”

这样表达信息。

施加电压部分电流变化量计算单元202，从PWM-导通或断开图形持续时间计算单元201输入持续时间T₁~T_m的同时，输入电源电压检测值Vr及反向电压EMF，使用公式9及公式10、图12的施加电压图形，计算每个规定定时的施加电压部分的电流变化量Fv（Tf）或Fv（Tb）。图11的例子中，由于定时S₀位于A/D定时之前，因此使用公式9计算定时S₀，由于定时S₁~S₆位于A/D定时之后，因此使用公式10计算定时S₁~S₆。定时S₀的电流变化量Fv设为FvS₀，A相反向电压设为EMF_A，A/D定时~S₀的时间设为TS₀的话，可根据下述公式11计算电流变化量Fv（Tf）。

（公式11）

$F{\mathrm{vS}}_0\left({\mathrm{Ts}}_0\right)=\frac{1}{L}[\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_2-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_0]$

而且，虽然反向电压信息EMF有各种的信号生成方法，但例如能够如下面这样得到。即，电动机反向电压EMF由电动机角度决定波形形状，并且根据转数，其大小有比例关系，所以能够基于电动机角度信息和反向电压波形模型、微分电动机角度信息得到的转数信息取得。

同样的，A/D定时之后的定时S₂~S₆处，根据下述公式12计算电流变化量Fv（Tb）。

（公式12）

FvS₁(0)＝0

${\mathrm{FvS}}_2\left({\mathrm{Ts}}_2\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_5-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_2]$

${\mathrm{FvS}}_3\left({\mathrm{Ts}}_3\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_5-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_3]$

${\mathrm{FvS}}_4\left({\mathrm{Ts}}_4\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_5-\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_7-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_4]$

${\mathrm{FvS}}_5\left({\mathrm{Ts}}_5\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·(T_5-T_4)-\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_7-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_5]$

${\mathrm{FvS}}_6\left({\mathrm{Ts}}_6\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·(T_5-T_4)-\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_7-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_6]$

电流变化量计算单元203，由施加电压部分电流变化量计算单元202输入电流变化量Fv（Tf）或Fv（Tb）的同时，输入电动机电流Im，使用公式4及公式7计算每个规定定时的相对于电流检测值的电流变化量ΔIf或ΔIb。在图11的例子中，由于定时S₀位于A/D定时之前，所以使用公式4计算，由于S₁~S₆定时位于A/D定时之后，所以使用公式7计算。定时S₀的电流变化量设为ΔI₀，则A/D定时前的电流变化量ΔI₀由下述公式13计算。

（公式13）

$\mathrm{\Δ}{I}_0=-\{{\mathrm{FvS}}_0\left({\mathrm{Ts}}_0\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_0\}$

同样，A/D定时后的定时S₂~S₆的电流变化量ΔI₁~ΔI₆由下述公式14计算。

（公式14）

$\mathrm{\Δ}{I}_1={\mathrm{FvS}}_1\left({\mathrm{Ts}}_1\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_1$

$\mathrm{\Δ}{I}_2={\mathrm{FvS}}_2\left({\mathrm{Ts}}_2\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_2$

$\mathrm{\Δ}{I}_3={\mathrm{FvS}}_3\left({\mathrm{Ts}}_3\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_3$

$\mathrm{\Δ}{I}_4={\mathrm{FvS}}_4\left({\mathrm{Ts}}_4\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_4$

$\mathrm{\Δ}{I}_5={\mathrm{FvS}}_5\left({\mathrm{Ts}}_5\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_5$

$\mathrm{\Δ}{I}_6={\mathrm{FvS}}_6\left({\mathrm{Ts}}_6\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_6$

电流检测校正值计算单元204，对每个定时以时间平均由电流变化量计算单元203输出的每个规定定时的电流变化量ΔIf或ΔIb，计算并输出电流检测校正值Idct_h。在图11的例子中，将各规定定时间的电流变化做直线近似，求得以时间为横轴、电流变化量为纵轴的梯形面积的总和/一个PWM周期时间，据此能够按照下述公式15计算电流检测校正值Idct_h。

（公式15）

$\mathrm{Idct}\_h=\frac{\underset{n=0}{\overset{6}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{\Δ}{I}_{n-1}+\mathrm{\Δ}{I}_n)\·{\mathrm{Ts}}_n/2}{T_{\mathrm{PWM}}}$

但，ΔI_-1=0。

上述实施方式1中，在PWM周期内配置7个（S₀~S₆）规定定时，但通过限定PWM周期的开始点、中间点、终点的3个定时，简化内部运算，能够用少量的工作负载计算电流检测校正值Idct_h。

规定定时如图15所示，设为A相电流检测定时之前的PWM周期的开始点（定时S₀）、A相电流检测定时之后的中间点（定时S₁）及终点（定时S₂）的三点。在规定定时设为三点的本实施方式2中，电流检测校正单元200的内部结构的各单元输出变化如下，由于运算本身变少，工作负载被大幅度削减。

即，PWM-导通或断开图形持续时间计算单元201的输出如图16所示那样被简化。施加电压部分电流变化量计算单元202，在图15的例子中，由于定时S₀位于A/D定时之前，所以用下述公式16计算，由于定时S₁及S₂位于A/D定时之后，所以用下述公式17计算。

（公式16）

${\mathrm{FvS}}_0\left({\mathrm{Ts}}_0\right)=\frac{1}{L}[\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_2-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_0]$

（公式17）

${\mathrm{FvS}}_1\left({\mathrm{Ts}}_1\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_5-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_1]$

${\mathrm{FvS}}_2\left({\mathrm{Ts}}_2\right)=\frac{1}{L}[\frac{1}{3}\·\mathrm{Vr}\·(T_5-T_4)-\frac{2}{3}\·\mathrm{Vr}\·T_7-{\mathrm{EMF}}_A\·{\mathrm{Ts}}_2]$

虽然电流变化量计算单元203计算每个规定定时的相对于电流检测值的电流变化量，但在图15的例子中，由于定时S₀位于A/D定时之前，所以用下述公式18计算，由于定时S₁及S₂位于A/D定时之后，所以用下述公式19计算。

（公式18）

$\mathrm{\Δ}{I}_0=-\{{\mathrm{FvS}}_0\left({\mathrm{Ts}}_0\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_0\}$

（公式19）

$\mathrm{\Δ}{I}_1={\mathrm{FvS}}_1\left({\mathrm{Ts}}_1\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_1$

$\mathrm{\Δ}{I}_2={\mathrm{FvS}}_2\left({\mathrm{Ts}}_2\right)-\frac{R}{L}{I}_{\mathrm{dct}}\·{\mathrm{Ts}}_2$

电流检测校正值计算单元204，对每个定时以时间平均由电流变化量计算单元203输出的每个规定定时的电流变化量，计算并输出电流检测校正值Idct_h。在图15的例子中，将各规定定时间的电流变化做直线近似，求得以时间为横轴、电流变化量为纵轴的梯形面积的总和/一个PWM周期时间，据此来按照下述公式20计算电流检测校正值Idct_h。

（公式20）

$\mathrm{Idct}\_h=\frac{\mathrm{\Δ}{I}_0+2\·\mathrm{T\Δ}{I}_1+\mathrm{\Δ}{I}_2}{4}$

而且，上述内容虽然是对三相电动机进行说明，但本发明同样能够适用于二相或其他的电动机。并且，上述内容虽然对设置了补偿单元的电动助力转向装置进行说明，但补偿单元并不是一定需要的。

附图标记说明

1     驾驶盘

2     柱轴（转向轴）

10    扭矩传感器

12    车速传感器

20    电动机

100   控制单元

101   电流指令值运算单元

103   电流限制单元

104   电流控制单元

105P  WM控制单元

106   变换器

106A  电流检测器

110   补偿单元

200   电流检测校正单元

201   PWM-导通或断开图形持续时间计算单元

202   各定时施加电压部分电流变化量计算单元

203   各定时电流变化量计算单元

204   电流检测校正值计算单元

210   电源电压检测单元

Claims (9)

1.一种电动机控制装置，其根据PWM的各相占空比指令值利用变换器驱动控制电动机，同时利用一分流式电流检测器检测所述电动机的各相电动机电流，其特征在于，所述电动机控制装置具备电流检测校正单元，该电流检测校正单元根据所述变换器的电源电压、所述各相占空比指令值、所述电动机的反向电压信息、用所述电流检测器检测出的所述各相电动机电流、所述PWM的配置信息以及所述电动机的电特性公式，计算电流检测校正值；

根据所述电流检测校正值，将所述电流检测器检测到的所述各相电动机电流校正到电动机平均电流来驱动控制所述电动机。

2.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，通过将所述电流检测校正值加到用所述电流检测器检测到的所述各相电动机电流中来进行所述校正。

3.根据权利要求1或2所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电流检测校正单元计算电流检测定时与一个PWM周期内的规定定时之间的各相PWM导通或断开图形及其持续时间，根据所述电特性公式计算以相电流标准值为基准的电流变化量，从所述电流变化量计算一个PWM周期内的所述电动机平均电流，据此求出所述电流检测校正值。

4.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，所述规定定时是在一个PWM周期内各PWM切换的定时。

5.根据权利要求3所述的电动机控制装置，其特征在于，所述规定定时是一个PWM周期内的开始点、中间点及终点的定时。

6.根据权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电流检测校正单元是由PWM-导通或断开图形持续时间计算单元、施加电压部分电流变化量计算单元、电流变化量计算单元和电流检测值计算单元构成的，所述PWM-导通或断开图形持续时间计算单元根据所述各相占空比指令值及所述PWM的配置信息，计算电流检测定时与一个PWM周期内的规定定时之间的各相PWM-导通或断开图形及其持续时间；所述施加电压部分电流变化量计算单元输入所述PWM-导通或断开图形、所述持续时间、所述电源电压的检测值以及所述反向电压信息来计算每个定时的施加电压部分电流变化量；所述电流变化量计算单元根据所述施加电压部分电流变化量及所述各相电动机电流，计算以相电流检测值作为基准的电流变化量；所述电流检测值计算单元根据由所述电流变化量计算出一个PWM周期内的平均电流，据此求出所述电流检测校正值。

7.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，所述规定定时是在一个PWM周期内各PWM切换的定时。

8.根据权利要求6所述的电动机控制装置，其特征在于，所述规定定时是一个PWM周期内的开始点、中间点以及终点的三点定时。

9.一种电动助力转向装置，其特征在于，搭载了根据权利要求1~8中任意一项所述的电动机控制装置。

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