CN102832643A - 一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，采用非线性逆系统方法推导出三相光伏并网逆变器的逆系统模型，构造出伪线性系统，对有功电流、无功电流、直流电压进行解耦控制，通过独立控制有功电流、无功电流，实现对电网的有功输出和单位功率因数控制。该控制方法控制效率高，简单可靠，适用范围广。

Description

一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法

技术领域

本发明属于光伏发电系统控制领域，特别是一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法。

背景技术

在电力电子变换装置中，三相光伏并网逆变器能够将电能回馈到电网，它具有直流电压稳定，出电流正弦化，能量双向流动等优点，在太阳能、风能等可再生能源的利用中得到广泛的应用。

为了达到优良的控制性能，已经提出了很多控制方式，有间接电流控制、直接电流控制、直接功率控制等。由于三相光伏并网逆变器本身具有强耦合的非线性特性，大多数的控制方法都依赖于近似线性化的模型或者带补偿的线性控制器，这些方法在诸如具有大电容的特定条件下或者有限的工作范围内才能正常工作，并且开关频率的不固定也给滤波器的设计带来论难。利用常规的方法设计控制器会使系统的性能受到影响。采用SPWM调制策略进行三相光伏并网逆变器的设计，其直流电压利用率低，被控量为时变交流变量，控制相对复杂。

中国专利CN101604848公开了“单级三相光伏并网系统的模糊滑膜控制方法”，它争对光伏并网系统提出了模糊滑膜控制方法，其主要利用前馈补偿来补偿dq轴电流之间互相耦合的部分。虽然其使用的模糊滑膜控制可以用于非线性系统中，能够解决由于外部干扰以及系统内部参数摄动等导致的系统建模不精确的问题，比较适合于光伏并网这种强非线性系统，比单纯的滑膜控制鲁棒性、稳定性、动态响应性能好一些；但是也存在着缺点，系统模型始终处于非线性状态，光伏并网系统的全局稳定性仍然有着不确定性，其开关的频繁切换会给系统带来更多的非线性因素，这大大影响着控制器的处理效果。

保证光伏三相光伏并网逆变器系统的全局稳定性，利用解耦控制来提高其静态性能和动态性能是必要的。逆系统方法作为非线性系统反馈线性化控制的新理论，它不依赖于对非线性系统的求解或者稳定性分析，只需讨论系统的反馈变换，将光伏三相光伏并网逆变器这一多变量、非线性、强耦合的系统进行精确线性化来实现解耦控制，具有直观，简便和易于理解的特点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制效率高，简单可靠，适用范围广的基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，包括以下步骤：

步骤一、检测电网侧三相电压u_a、u_b、u_c和三相电流i_a、i_b、i_c，分别对三相电压和三相电流进行abc/dq变换，得到dq轴上的瞬时有功分量i_d，u_d和瞬时无功分量i_q，u_q，同时用电压传感器和电流传感器分别对三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc和直流侧电流i_g采样；

步骤二、对步骤一中采样得到的直流侧电压和直流侧电流采用最大功率点跟踪方法，得到给定直流电流

将给定直流电流

与经过数字滤波器F1(S)滤波后的瞬时有功电流分量i_d相减的差值、给定并网逆变器输出的q轴无功电流与经过数字滤波器F2(S)滤波后的瞬时无功电流分量i_q相减的差值分别作为变系数滑膜控制器的两个输入，其中，设置并网逆变器输出的q轴无功电流

步骤三、将步骤一中获得的瞬时有功分量i_d，u_d、瞬时无功分量i_q，u_q和三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc作为逆系统模型的状态变量X的五个分量；将步骤二中变系数滑膜控制器的输出信号分别作为逆系统的输入v₁，v₂来构建逆系统模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=-\frac{2R{x}_1}{x_3}+\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_2}{x_3}+\frac{{2u}_d}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_1}{x_3}\\ u_2=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_2}{x_3}-\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_1}{x_3}+\frac{{2u}_q}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_2}{x_3}\end{array}\right.$

式中，u₁、u₂为逆系统模型的输出信号，R为包括电抗器电阻在内的每相线路的电阻；L为每相交流线电抗器的电感；v₁，v₂为γ阶逆系统模型输入，γ＝{1 1}；ω为电网电压矢量的旋转角速度，[x₁ x₂ x₃]^T＝[i_d i_q u_dc]^T；

步骤四，将逆系统与三相光伏并网逆变器串联，构成一个伪线性系统，通过逆系统的输出u₁、u₂进而控制三相光伏并网逆变器的开关管的PWM脉冲信号的输出。

进一步地，本发明基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法中，所述步骤二中变系数滑膜控制器的模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=k_1{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\σ}}_1\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_1\right)\\ v_2=k_2{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\σ}}_2\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_2\right)\end{array}\right.$

式中，滑膜面

以及

σ₁，σ₂为大于零的常数，sgn()为符号函数，k₁，k₂的初值通过极点配置的方法获得，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件。

进一步地，本发明基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法中，所述步骤四中通过逆系统的输出u₁，u₂控制三相光伏并网逆变器的的开关管的PWM脉冲信号的输出，具体为：逆系统的输出u₁，u₂经过逆park变换后得到二相静止坐标系下的信号u_α与u_β，然后通过空间矢量脉宽调制SVPWM调制后，经数字信号处理器DSP处理得到占空比信号s_a，s_b，s_c，进而驱动三相光伏并网逆变器的开关。

本发明与现有技术相比，其显著优点：

1)采用逆系统方法，将有功、无功电流进行解耦，分别独立控制，使实际的有功无功电流实时跟踪给定的有功、无功电流，实现有功输出和单位功率因数的控制，同时也保证直流侧电压的恒定，提高了电能传输质量以及系统的可靠性。

2)采用的逆系统方法将光伏三相光伏并网逆变器模型反馈线性化，构成伪线性系统，给控制器的设计带来方便，采用变系数滑膜控制器降低了系统模型不确定性因数而带来的不稳定性影响，系统处于伪线性系统状态便于控制开关管的占空比，响应速度快，提高系统的稳定性。

附图说明

图1为三相光伏并网逆变器的主电路拓扑结构图；

图2为逆系统和三相光伏并网逆变器构成的伪线性系统的拓扑结构和控制框图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

如图1、图2所示，本发明一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，包括以下步骤：

步骤一、检测电网侧三相电压u_a、u_b、u_c和三相电流i_a、i_b、i_c，分别对三相电压和三相电流进行abc/dq变换，得到dq轴上的瞬时有功分量i_d，u_d和瞬时无功分量i_q，u_q，同时用电压传感器和电流传感器分别对三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc和直流侧电流i_g采样；

步骤二、对步骤一中采样得到的直流侧电压和直流侧电流采用最大功率点跟踪方法，得到给定直流电流

将给定直流电流

与经过数字滤波器F1(S)滤波后的瞬时有功电流分量i_d相减的差值、给定无功电流与经过数字滤波器F2(S)滤波后的瞬时无功电流分量i_q相减的差值分别作为变系数滑膜控制器的两个输入；设置并网逆变器输出的q轴无功电流

其中，变系数滑膜控制器的模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=k_1{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\σ}}_1\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_1\right)\\ v_2=k_2{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\σ}}_2\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_2\right)\end{array}\right.$

式中，滑膜面

以及

σ₁，σ₂为大于零的常数，sgn()为符号函数，k₁，k₂的初值通过极点配置的方法获得，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件；

步骤三、将步骤一中获得的瞬时有功分量i_d，u_d、瞬时无功分量i_q，u_q和三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc作为逆系统模型的状态变量X的五个分量；将步骤二中变系数滑膜控制器的输出信号分别作为逆系统的输入v₁，v₂来构建逆系统模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=-\frac{2R{x}_1}{x_3}+\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_2}{x_3}+\frac{{2u}_d}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_1}{x_3}\\ u_2=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_2}{x_3}-\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_1}{x_3}+\frac{{2u}_q}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_2}{x_3}\end{array}\right.$

式中，u₁、u₂为逆系统模型的输出信号，R为包括电抗器电阻在内的每相线路的电阻；L为每相交流线电抗器的电感；v₁，v₂为γ阶逆系统模型输入，γ＝{1 1}；[x₁ x₂ x₃]^T＝[i_d i_q  u_dc]^T；

步骤四，将逆系统与三相光伏并网逆变器串联，构成一个伪线性系统，通过逆系统的输出u₁，u₂进而控制三相光伏并网逆变器的开关管的PWM脉冲信号的输出，具体为：逆系统的输出u₁，u₂经过逆park变换后得到二相静止坐标系下的信号u_α与u_β，然后通过空间矢量脉宽调制SVPWM调制后，经数字信号处理器DSP处理得到占空比信号s_a，s_b，s_c，进而驱动三相光伏并网逆变器的开关。

本发明采用非线性逆系统方法推导出三相光伏并网逆变器的逆系统模型，构造出伪线性系统，对有功电流i_d、无功电流i_q、直流电压u_dc进行解耦控制，通过独立控制有功电流i_d、无功电流i_q，实现对电网的有功输出和无功补偿。

1、用电压和电流传感器分别采样电网侧的三相电压u_a，u_b，u_c与三相电流i_a，i_b，i_c并将其分别进行abc/dq变换，得到d-q轴上的瞬时有功分量i_d，u_d瞬时无功分量i_q，u_q；同时用电压传感器对直流电压u_dc采样，把这五个量作为逆系统的状态变量X的分量。

2、将采样的直流侧电流i_g以及直流电压u_dc经过采用最大功率点跟踪方法MPPT法，得到当前环境下的光伏阵列最大功率点参考电压

将

与直流电压u_dc的差值经过PI调节器得到给定直流电流

选取滑膜面

以及

变系数滑膜控制器可设计为： $\left\{\begin{array}{c}{v}_1=k_1{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\σ}}_1\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_1\right)\\ v_2=k_2{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\σ}}_2\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_2\right)\end{array}\right.,$ 其中σ₁，σ₂为大于零的常数，sgn()为符号函数，而k₁，k₂的初值通过极点配置的方法设计，并且设定为变化的分段的值，当实际的i_d，i_q值小于给定值

的95％，采用相应速度较快曲线的系数k₁，k₂；当i_d，i_q值大于给定值

的95％，即接近给定值的时候，采取响应慢曲线系数k₁，k₂；同时k₁，k₂的取值满足Hurwitz多项式条件。

3、建立d-q坐标系上的三相光伏并网逆变器的逆系统模型

定义双极性开关函数Sk，Sk＝1表示对应桥臂上管导通，下管关断，Sk＝0表示对应桥臂上管关断，下管导通，其中k＝a，b，c，表示6个开关管的动作。

假设交流侧电感三相对称，并且在工作范围内不会饱和，所有的开关管器件均为理想器件且开关管频率远大于电网频率，利用PARK变换，得到三相光伏并网逆变器在dq同步旋转坐标系下的数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d-{\mathrm{Ri}}_d+\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_q-\frac{1}{2}{S}_d{u}_{\mathrm{dc}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-{\mathrm{Ri}}_q-\mathrm{\ω}{\mathrm{Li}}_d-\frac{1}{2}{S}_q{u}_{\mathrm{dc}}\\ \frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{i_g}{C}-\frac{3}{4C}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)\end{array}\right.---\left(1\right)$

u_d＝u_m，u_q＝0

式中：u_d，u_q为电网电压的d，q轴分量；i_d，i_q为电网电流的d，q轴分量；ω为电网电压矢量的旋转角速度；R为包括电抗器电阻在内的每相线路的电阻；L为每相交流线电抗器的电感；C为直流母线电容；i_g为直流侧的输入电流；u_m为三相电压峰值。

式(1)中，

取状态变量[x₁ x₂ x₃]^T＝[i_d i_q u_dc]^T  (2)

选输入变量u＝[u₁ u₂]^T＝[s_d s_q]^T  (3)

可导出三相光伏并网逆变器的非线性状态方程为：

$\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{x}}_1\\ {\stackrel{\·}{x}}_2\\ {\stackrel{\·}{x}}_3\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-\frac{R}{L}{x}_1+\mathrm{\ω}{x}_2+\frac{u_d}{L}\\ -\frac{R}{L}{x}_2+\mathrm{\ω}{x}_1+\frac{u_q}{L}\\ \frac{i_g}{C}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2L}{x}_3& 0\\ 0& -\frac{1}{2L}{x}_3\\ -\frac{3}{4C}{x}_1& -\frac{3}{4C}{x}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right]---\left(4\right)$

选取输出变量为y＝[y₁ y₂]^T＝[x₁ x₂]^T＝[i_d i_q]^T  (5)

根据逆系统求解方法，对输出变量y进行求导变换：

${\stackrel{\·}{y}}_1={\stackrel{\·}{x}}_1=-\frac{R}{L}{x}_1+\mathrm{\ω}{x}_2+\frac{u_d}{L}-\frac{1}{2L}{x}_3{u}_1---\left(6\right)$

${\stackrel{\·}{y}}_2={\stackrel{\·}{x}}_2=-\frac{R}{L}{x}_2-\mathrm{\ω}{x}_1+\frac{u_d}{L}-\frac{1}{2L}{x}_3{u}_2---\left(7\right)$

相对于输入u的雅克比矩阵： $\frac{\∂}{\∂u}\left[\begin{array}{c}{y_1}^{\left(1\right)}\\ {y_2}^{\left(2\right)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-\frac{1}{2L}{x}_3& 0\\ 0& -\frac{1}{2L}{x}_3\end{array}\right]---\left(8\right)$

显然式(8)中的矩阵是非奇异的，故系统的相对阶为：γ＝{1 1}，即可将原系统通过状态反馈化为γ＝{1 1}阶伪线性系统。

从式(6)、(7)中求解出u₁，u₂得

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=-\frac{2R{x}_1}{x_3}+\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_2}{x_3}+\frac{{2u}_d}{x_3}-\frac{2{L\stackrel{\·}{y}}_1}{x_3}\\ u_2=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_2}{x_3}-\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_1}{x_3}+\frac{{2u}_q}{x_3}-\frac{2{L\stackrel{\·}{y}}_2}{x_3}\end{array}\right.---\left(9\right)$

式(9)是由状态反馈实现的三相光伏并网逆变器的逆系统方程。

令 $v={\left[\begin{array}{cc}{v}_1& v_2\end{array}\right]}^T={\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\·}{y}}_1& {\stackrel{\·}{y}}_2\end{array}\right]}^T$ 得到三相光伏并网逆变器γ＝{1 1}阶逆系统为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=-\frac{2R{x}_1}{x_3}+\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_2}{x_3}+\frac{{2u}_d}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_1}{x_3}\\ u_2=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_2}{x_3}-\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_1}{x_3}+\frac{{2u}_q}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_2}{x_3}\end{array}\right.---\left(10\right)$

式(10)中，v₁，v₂为γ阶逆系统输入。将式(10)所表示的逆系统串联在三相光伏并网逆变器模型之前，复合得到的线性化解耦后的伪线性系统用传递函数矩阵表示为

$\left[\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\frac{1}{s}& 0\\ 0& \frac{1}{s}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{v}_1\\ v_2\end{array}\right]---\left(11\right)$

从式(11)中知，系统的输入和输出被分解为2个没有耦合关系的子系统，可以作为2个单变量线性系统进行控制器的设计，对式(11)所示的系统进行控制，就实现了对原系统的控制。

4、将逆系统与三相光伏并网逆变器串联，构成一个伪线性系统，逆系统的输出u₁，u₂经过逆park变换后得到二相静止坐标系下的信号u_α与u_β，然后通过空间矢量脉宽调制SVPWM调制后，经数字信号处理器DSP处理得到占空比信号s_a，s_b，s_c，进而驱动三相光伏并网逆变器的开关。

Claims (3)

1.一种基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、检测电网侧三相电压u_a、u_b、u_c和三相电流i_a、i_b、i_c，分别对三相电压和三相电流进行abc/dq变换，得到dq轴上的瞬时有功分量i_d,u_d和瞬时无功分量i_q,u_q，同时用电压传感器和电流传感器分别对三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc和直流侧电流i_g采样；

步骤二、对步骤一中采样得到的直流侧电压和直流侧电流采用最大功率点跟踪方法，得到给定直流电流

将给定直流电流

与经过数字滤波器F1(S)滤波后的瞬时有功电流分量i_d相减的差值、给定并网逆变器输出的q轴无功电流

与经过数字滤波器F2（S）滤波后的瞬时无功电流分量i_q相减的差值分别作为变系数滑膜控制器的两个输入，其中，设置并网逆变器输出的q轴无功电流

步骤三、将步骤一中获得的瞬时有功分量i_d,u_d、瞬时无功分量i_q,u_q和三相光伏并网逆变器直流侧电压u_dc作为逆系统模型的状态变量X的五个分量；将步骤二中变系数滑膜控制器的输出信号分别作为逆系统的输入v₁，v₂来构建逆系统模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_1}{x_3}+\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_2}{x_3}+\frac{2u_d}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_1}{x_3}\\ u_2=-\frac{2{\mathrm{Rx}}_2}{x_3}-\frac{2\mathrm{\ω}{\mathrm{Lx}}_1}{x_3}+\frac{2u_q}{x_3}-\frac{2{\mathrm{Lv}}_2}{x_3}\end{array}\right.$

式中，u₁、u₂为逆系统模型的输出信号，R为包括电抗器电阻在内的每相线路的电阻；L为每相交流线电抗器的电感；v₁，v₂为γ阶逆系统模型输入，γ={1 1}；ω为电网电压矢量的旋转角速度，[x₁ x₂ x₃]^T=[i_d i_q u_dc]^T；

步骤四，将逆系统与三相光伏并网逆变器串联，构成一个伪线性系统，通过逆系统的输出u₁、u₂进而控制三相光伏并网逆变器的开关管的PWM脉冲信号的输出。

2.根据权利要求1所述的基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于，所述步骤二中变系数滑膜控制器的模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_1=k_1{\mathrm{\φ}}_1+{\mathrm{\σ}}_1\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_1\right)\\ v_2=k_2{\mathrm{\φ}}_2+{\mathrm{\σ}}_2\mathrm{sgn}\left({\mathrm{\φ}}_2\right)\end{array}\right.$

式中，滑膜面

以及

σ₁，σ₂为大于零的常数，sgn()为符号函数，k₁，k₂的初值通过极点配置的方法获得，同时k₁，k₂的取值满足赫尔韦兹多项式条件。

3.根据权利要求1所述的基于逆系统的三相光伏并网逆变器的控制方法，其特征在于：所述步骤四中通过逆系统的输出u₁，u₂控制三相光伏并网逆变器的的开关管的PWM脉冲信号的输出，具体为：逆系统的输出u₁，u₂经过逆park变换后得到二相静止坐标系下的信号u_α与u_β，然后通过空间矢量脉宽调制SVPWM调制后，经数字信号处理器DSP处理得到占空比信号s_a，s_b，s_c，进而驱动三相光伏并网逆变器的开关。

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