CN105978371A - 基于分数阶pi的三相电压型pwm整流器双闭环矢量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器的矢量控制方法。控制方法采用双闭环矢量控制。首先对三相电压型整流器施加基于整数阶PI的电流内环控制，再对三相电压型整流器施加基于分数阶PI的电压外环控制，其次采用SVPWM生成方式，形成一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器的双闭环矢量控制方法模型，最后对上述的矢量控制模型进行参数整定。本发明使三相电压型PWM整流器系统获得更好的抗扰性和鲁棒性，解决了现有控制方法精确性低、稳定性差或复杂度高的问题。

Description

基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法

技术领域

本发明属于整流器控制技术领域，具体涉及一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法。

背景技术

三相单位功率因数的电压型PWM整流器具有功率因数高、直流侧电压稳定、可控及网侧电流正弦度高、谐波含量小、电能双向流动等优点，故被广泛应用到工业的各个领域。其控制系统多采用双闭环结构(即电流内环和电压外环)的矢量控制。该控制策略中包含有三个独立的PI控制器，它们的参数需要相互协调才能达到系统整体的暂态和动态指标。由于PWM整流器是一个强非线性的耦合系统，对模型的建立不够精确，并且整流器的系统参数具有时变特性，并易受到外部扰动，同时PWM整流器由于输出直流侧电压的改变而使得系统工作点会发生变化，因此使得传统的PID控制不能很好的适用于PWM整流器的控制。同时传统的PI控制器对网侧电感的微小变化十分敏感，此外，整流器内部参数的不确定和负载扰动的存在，更增加了控制器参数整定的难度。

传统PID控制往往难以获得满意的控制效果，而目前普遍应用的神经网络控制、自适应控制及滑模控制等，虽然控制品质有改善，但是增加了控制器设计的复杂程度，模型和参数整定相对比较复杂，应用于实际比较困难。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，使三相电压型PWM整流器系统获得更好的抗扰性和鲁棒性，解决了现有控制方法精确性低、稳定性差或复杂度高的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，包括以下步骤：

步骤1，对三相电压型整流器施加基于整数阶PI的电流内环控制；

步骤2，再对三相电压型整流器施加基于分数阶PI的电压外环控制；

步骤3，采用SVPWM生成方式，形成基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器的双闭环矢量控制模型；

步骤4，对步骤3的双闭环矢量控制模型进行参数整定。

本发明的特点还在于，

步骤1中，电流内环控制采用前馈解耦控制方式，控制器采用整数阶PI控制器。

步骤2中，电压外环控制采用分数阶的PI控制器。

步骤4中，电流内环控制按照典型I型设计，其参数的整定规则为

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{p\_i}=\frac{L}{3T_s{K}_{PWM}}\\ k_{i\_i}=\frac{R_s}{3T_s{K}_{PWM}}\end{array}\right.$

进一步地，取k_i/k_p＝R_s/L。

步骤4中，电压外环的参数整定运用频域校正法，并引入Flat Phase校正条件，则需要满足以下三个方程：

${\mathrm{Kk}}_p\sqrt{\frac{1+{\left(T_v\mathrm{\ω}\right)}^2}{1+{\left(T_i\mathrm{\ω}\right)}^2}}\sqrt{{\[1+\frac{k_{i}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2+{\[\frac{k_{i}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2}=1$

$\begin{array}{c}-\arctan \frac{k_i\sin (\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}+k_i\cos (\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}-\arctan \left(T_v\mathrm{\ω}\right)-\arctan \left(T_i\mathrm{\ω}\right)={\mathrm{\φ}}_m-\mathrm{\π}\\ \{\frac{{\mathrm{\λk}}_i{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}-1}\sin (\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{2\mathrm{\λ}}+2k_i{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)+k_i^2}-\frac{T_v}{1+{\left(T_v\mathrm{\ω}\right)}^2}-\frac{T_i}{1+{\left(T_i\mathrm{\ω}\right)}^2}\}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=0\end{array}$

根据系统设计要求选取ω_c和φ_m，通过该三个方程求解参数k_p，k_i，λ。

本发明的有益效果是，在电流内环使用经典PI控制器，分别对有功电流i_q与无功电流i_d进行前馈解耦控制，以达到单位功率因数运行的目的；电压外环则通过分数阶PI控制器来稳定直流侧电压，增强系统的鲁棒性，削弱负载扰动对系统输出特性的影响，确保系统参数变化时直流侧输出电压保持稳定；采用频率域方法与“Flat Phase”方法相结合的校正方法，对分数阶PI控制器的参数进行整定，结果表明，直流侧电压的超调量小，响应速度快，在负载扰动下，增强了系统的抗扰性和鲁棒性，控制效果好。

附图说明

图1是本发明中三相电压型整流器的dq模型结构图；

图2是本发明中三相电压型整流器的dq模型的电流解耦控制框图；

图3是本发明中基于分数阶PI的双闭环矢量控制框图；

图4是本发明中基于分数阶控制器的三相PWM整流器双闭环矢量控制系统框图；

图5是本发明中有功电流内环的传递函数框图；

图6是本发明中电压外环的传递函数框图；

图7是本发明中网侧a相电压u_a，电流i_a和直流侧电压u_dc仿真波形图；

图8是本发明中负载扰动时整流器主要变量的波形图；

图9是本发明中分数阶PI控制器与整数阶PI控制器对比实验图；

图9(a)是整流器启动过程直流侧电压对比；

图9(b)负载扰动时直流侧电压对比；

图10是本发明中基于dSPACE的分数阶PWM整流系统框图；

图11是本发明中a相电压和电流实验波形对比图；

图11(a)是控制器未启动时；图11(b)分数阶矢量控制PWM整流后；

图12是本发明中三相电流的有效值和相位对比图；

图12(a)是控制器未启动时；图12(b)分数阶矢量控制PWM整流后；

图13是本发明中整流器有功与无功分析对比图；

图13(a)是控制器未启动时；图13(b)分数阶矢量控制PWM整流后；

图14是本发明中整流器输入电流谐波分析对比图；

图14(a)是控制器未启动时；图14(b)分数阶矢量控制PWM整流后；

图15是本发明中整流器启动过程对比图；

图15(a)是控制器为分数阶PI；图15(b)控制器为整数阶PI；

图16是本发明中整流器的加载过程对比图；

图16(a)是控制器为分数阶PI；图16(b)控制器为整数阶PI；

图17是本发明中整流器的减载启动过程对比图；

图17(a)是控制器为分数阶PI；图17(b)控制器为整数阶PI。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明，但本发明并不限于以下实施方式。

本发明的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器的控制方法为，对其采用双闭环结构的矢量控制，即对电流内环采取整数阶PI控制，对电压外环采用分数阶PI控制，再选择SVPWM空间矢量脉宽调制生成方式，让PWM整流器的电压空间矢量跟随该指令，进而达到控制电流的目的；最后再对控制器的参数进行整定，进而达到预先设定的控制效果。

参照附图，具体按照以下步骤进行：

步骤1、首先给出两相旋转dq坐标系中的三相电压型PWM整流器的开关函数模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{dt}=e_d-R_s{i}_d-u_d+{\mathrm{\ωLi}}_q\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}=e_q-R_s{i}_q-u_q-{\mathrm{\ωLi}}_d\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{dc}}{dt}=i_d{s}_d+i_q{s}_q-i_L\end{array}\right.---\left(1\right)$

其次对三相电压型整流器采用电流内环控制。由于dq模型的变量i_d，i_q相互耦合，所以电流内环采用前馈解耦控制方式。控制器采用传统的整数阶PI控制器，u_d，u_q的控制方程如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=e_d+{\mathrm{\ωLi}}_q-(k_{iP}+\frac{k_{iI}}{s})(i_d^{*}-i_d)\\ u_q=e_q-{\mathrm{\ωLi}}_d-(k_{iP}+\frac{k_{iI}}{s})(i_q^{*}-i_q)\end{array}\right.---\left(2\right)$

将式(2)代入式(1)，可得电流解耦控制后的动力学行为方程：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{dt}=-{\mathrm{Ri}}_d+(k_{iP}+\frac{k_{iI}}{s})(i_d^{*}-i_d)\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{dt}=-{\mathrm{Ri}}_q+(k_{iP}+\frac{k_{iI}}{s})(i_q^{*}-i_q)\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中显见，状态变量i_d，i_q的动力学方程仅与各自的状态有关，达到了解耦的目的。再根据式(3)和图1整流器dq模型，可以得到三相电压型整流器的dq模型的电流解耦控制框图，如图2所示。

步骤2、接着再对三相电压型整流器采用电压外环控制。由式(1)和图1可知，由于开关函数s_d，s_q的存在，直流侧电压u_dc与有功电流i_d，无功电流i_q存在非线性关系。当用有功电流i_d对母线电压进行稳定性控制时，电压外环如果使用传统的整数阶PI控制器，动态控制性能会受到一定制约。因此，基于分数阶控制具有的鲁棒性特点，本文采用如图3所示的分数阶PI控制器来实现对电压外环的稳定控制。

步骤3、对双闭环控制的三相电压型整流器采用SVPWM调制方式。将同步旋转dq坐标系中电流控制器输出的控制指令u_d，u_q转换为两相静止αβ坐标系中的控制指令u_α，u_β。随后采用SVPWM调制方式，让PWM整流器的电压空间矢量跟随该指令，进而达到控制电流的目的。矢量控制框图如图4所示，其中PLL为锁相环节。

步骤4、对已经施加双闭环矢量控制的三相电压型PWM整流器模型进行参数整定。

步骤4.1、进行电流内环参数的整定：

由步骤1可知，电流内环采用传统的整数阶PI控制器，电流内环由两个对称电流环组成，即有功电流环和无功电流环。以有功电流i_q为设计对象，在不考虑e_q扰动的前提下，其控制系统框图如图5所示。

其中，L是网侧输入电感，R_s是网侧线路电阻，T_s是电流内环的电流采样周期，其与功率器件的开关频率相等。K_PWM为三相桥的PWM等效增益。由图可得电流内环的控制对象传递函数为：

$G_p\left(s\right)=\frac{K_{PWM}}{(1.5T_{s}s+1)(Ls+R)}---\left(4\right)$

则电流内环的开环传递函数为：

$\begin{array}{c}{G}_k\left(s\right)=G_c\left(s\right)G_p\left(s\right)\\ =\frac{K_{PWM}{k}_p(s+k_i/k_p)}{Ls(1.5T_{s}s+1)(s+R_s/L)}\end{array}---\left(5\right)$

因为电流内环的控制目标是为了得到快速的电流跟随性，所以该环节按照典型I型设计。取k_i/k_p＝R_s/L，则PI控制器可以抵消控制对象的极点，参数整定的规则为：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{p\_i}=\frac{L}{3T_s{K}_{PWM}}\\ k_{i\_i}=\frac{R_s}{3T_s{K}_{PWM}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

步骤4.2、对电压外环的参数进行整定：

电压外环起到稳定直流侧电压的作用，其控制框图如图6所示。

其中，T_i＝0.5R_LC，

根据图6可得电压外环控制对象的传递函数为：

$G_p\left(s\right)=K\frac{1-T_{v}s}{1+T_{i}s}---\left(7\right)$

将s＝jω代入式(7)得其频率响应为：

$G_p\left(j\mathrm{\ω}\right)=K\frac{1-{\mathrm{jT}}_v\mathrm{\ω}}{1+{\mathrm{jT}}_i\mathrm{\ω}}---\left(8\right)$

由式(8)可以得到被控对象的幅值与相位的频率特性为：

$\left|G_p\left(j\mathrm{\ω}\right)\right|=K\sqrt{\frac{1+{\left(T_v\mathrm{\ω}\right)}^2}{1+{\left(T_i\mathrm{\ω}\right)}^2}}---\left(9\right)$

arg[G_p(jω)]＝-arctan(T_vω)-arctan(T_iω) (10)

定义分数阶PI控制器的传递函数为：

G_c(s)＝k_p(1+k_i/s^λ) (11)

其中λ为积分的阶次，取值范围是λ∈(0,1)区间上的任意实数。

分数阶PI控制器的频率响应可以表示为：

$G_c\left(j\mathrm{\ω}\right)=k_p\[1+\frac{k_i}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)-j\frac{k_i}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)\]---\left(12\right)$

由式(12)可以得到分数阶PI控制器幅值的频率特性方程：

$\left|G_c\left(j\mathrm{\ω}\right)\right|=k_p\sqrt{{\[1+\frac{k_{i}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2+{\[\frac{k_{i}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2}---\left(13\right)$

相位的频率特征方程为：

$\arg \[G_c\left(j\mathrm{\ω}\right)\]=-\arctan \frac{k_{i}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}+k_{i}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}---\left(14\right)$

为了整定参数，运用频域校正法，使控制系统的开环传递函数G_k满足如下方程：

|G_k(jω_c)|_dB＝0dB (15)

arg[G_k(jω_c)]＝φ_m-π (16)

其中是ω_c为开环截止频率，φ_m是相位裕度。

为了得到更好鲁棒性，引入“Flat Phase”的校正条件，即系统的开环相位频率特性满足下式：

$\frac{d\{\arg \[G_k\left(j\mathrm{\ω}\right)\]\}}{d\mathrm{\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=0---\left(17\right)$

基于上述综合校正方法，对分数阶PI控制器的参数进行整定。电压外环的开环传递函数为：

G_k(s)＝G_c(s)G_p(s) (18)

根据式(15)可得：

|G_c(jω_c)G_p(jω_c)|＝1 (19)

将式(9)和(13)代入式(19)，得：

${\mathrm{Kk}}_p\sqrt{\frac{1+{\left(T_v\mathrm{\ω}\right)}^2}{1+{\left(T_i\mathrm{\ω}\right)}^2}}\sqrt{{\[1+\frac{k_{i}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2+{\[\frac{k_{i}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}}\]}^2}=1---\left(20\right)$

又根据式(16)可知：

arg[G_c(jω)G_p(jω)]＝arg[G_c(jω)]+arg[G_p(jω)]＝φ_m-π (21)

将式(10)和(14)代入式(21)可得：

$-\arctan \frac{k_{i}sin(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}+k_{i}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}-\arctan \left(T_v\mathrm{\ω}\right)-\arctan \left(T_i\mathrm{\ω}\right)={\mathrm{\φ}}_m-\mathrm{\π}---\left(22\right)$

为了满足鲁棒性Flat Phase条件，由式(17)得：

$\frac{d\{\arg \[G_c\left({\mathrm{j\ω}}_c\right)G_p\left({\mathrm{j\ω}}_c\right)\]\}}{d\mathrm{\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=0---\left(23\right)$

将式(10)和(14)代入式(23)，求导后得：

$\{\frac{{\mathrm{\λk}}_i{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}-1}\sin (\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)}{{\mathrm{\ω}}^{2\mathrm{\λ}}+2k_i{\mathrm{\ω}}^{\mathrm{\λ}}cos(\mathrm{\λ}\mathrm{\π}/2)+k_i^2}-\frac{T_v}{1+{\left(T_v\mathrm{\ω}\right)}^2}-\frac{T_i}{1+{\left(T_i\mathrm{\ω}\right)}^2}\}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=0---\left(24\right)$

综上所示，分数阶PI控制器有三个未知参数k_p，k_i，λ，根据整定规则即可得出了三个待满足的方程，即式(20)，(22)，(24)。在具体设计时，首先按系统设计要求选取ω_c和φ_m，根据式(22)和式(24)可以确定k_i，λ的取值，再通过式(20)来求得k_p。

为了验证本发明方法的可行性，采用Matlab/Simulink对控制系统进行仿真研究。主电路的仿真参数见。

表1。

表1主电路仿真参数

分数阶Laplace算子s^α使用改进Oustaloup滤波器近似拟合的方法实现，仿真中根据开关频率取：ω_b＝1e-6，ω_h＝1e6，N＝8。电流内环PI控制器参数取：k_p＝21.3，k_i＝14.7。此外，根据。

表1中的主电路参数及式(7)可知电压外环被控对象的等效传递函数为：

$G_p\left(s\right)=\frac{9.06(1-0.000151s)}{1+0.0495s}---\left(25\right)$

而电压外环分数阶PI控制器的参数根据式(20)，(22)，(24)整定为：k_p＝1.6，k_i＝21.1，λ＝0.8，则控制器的传递函数为：

$G_c\left(s\right)=1.6(1+\frac{21.1}{s^{0.8}})---\left(26\right)$

仿真结果：

从图7可见，主电路网侧a相电流i_a正弦度好且与电压u_a基本同相，即功率因数接近1。在电压外环的分数阶PI控制器作用下，直流侧经电容滤波后的电压u_dc超调量小，响应速度快且稳定到给定电压100V处。

为了验证系统的抗扰动性，当t＝0.4s时，引入负载扰动，即负载电阻由30Ω变为15Ω。如8所示，随着负载电阻的减小，网侧电流增大且很快就达到了稳态值。直流侧电压u_dc由于负载的增加而有些许跌落，由于分数阶PI控制器的作用，也能快速恢复到目标电压。

为了对比分数阶PI控制器与传统PI控制器对系统动态性能的影响，令分数阶参数α取值为{1,0.9,0.8,0.6}，进行实验研究。如图9(a)所示，在启动时刻，与整数阶PI控制器相比较，在电压外环的分数阶PI控制器作用下，响应速度更快，但随着阶次的降低，其超调量逐渐显现，当λ＝0.6时系统出现超调。图9(b)为负载扰动(30Ω变为15Ω)时直流侧电压对比，由于突加负载，直流侧电压出现明显跌落，受分数阶PI控制的整流器电压跌落小，恢复快，随着阶次降低其鲁棒性强逐渐增强。

为了进一步验证本发明的可行性和正确性，选择dSPACE半实物仿真系统作为实现分数阶矢量控制器的核心，采用数字控制的方法搭建基于分数阶矢量控制的三相PWM整流器实验平台。通过电路实验，对比研究分数阶PI控制器与经典PI控制器的控制效果。

基于dSPACE的分数阶PWM整流系统框图如图10所示。其中，dSPACE选用德国的dSPACE DS1103。DS1103与整流器主电路共有8路输入模拟信号的变量交互，分别为：直流侧输出电压u_dc，输入相电压e_a,b,c，相电流i_a,b,c和故障信号V_FO；输出为6路PWM信号；三相PWM整流器的功率单元选用智能功率模块(IPM)。IPM模块选取美国仙童公司的FSBB30CH60C。该模块含有3个IGBT桥臂，最大导通电流为30A，最大耐压600V；而采样电路包含两种信号，即相电压e_a,b,c和直流母线电压u_dc，电流采样信号为三相电流i_a,b,c。

实验结果：

稳态性能实验采用的示波器型号为Fluke190-102。图11为a相电压和电流PWM整流前后的对比实验波形。从图11(a)中可以明显看出，分数阶矢量控制器未工作时，三路桥臂的IGBT均不导通，仅靠其反并联二极管不控整流。而当控制器投入运行时，如图11(b)中所示，PWM整流后的网侧a相电流和电压的相位基本一致，正弦度好，基本能够实现单位功率因数运行。

为了更精确的测试整流器的稳态性能，本次实验选用Fluke435功率分析仪进行分析。当控制器未启动时，整流器为二极管不控整流，其输入侧的三相电流相位如图12(a)所示。当控制器运行后，由图12(b)可见，电流相位已经基本与电压相位重合。

整流器的功率组成分析与输入电流谐波分析分别如图13(a)、图13(b)、图14(a)、图14(b)所示。从图中可以看到，当分数阶矢量控制器运行时，整流器的输出功率可以到达额定值，即750W，基本消除了无功功率，满足单位功率因数运行。而且引入了分数阶矢量控制器后，系统的THD从29.3％降至2.6％，说明系统谐波明显减少，验证了系统的稳态性能。

动态性能实验由图15(a)、图15(b)可知，当控制器为分数阶PI时，其直流侧电压u_dc到达稳态值100V时所需的调节时间略小于整数阶系统，证明了分数阶控制器调节时间短的优势。

由图16(a)、图16(b)可知，由于突加负载，直流侧电压出现明显的跌落，受分数阶PI控制的整流器明显电压跌落小，恢复快，网侧电流在两个周期内基本调节到新的稳态平衡点，而整数阶系统则需要三个周期以上才能大致进入新的平衡。

而由图17(a)、图17(b)可知，由于此时负载电阻从15Ω突变为30Ω，分数阶控制系统的直流侧电压突升幅度小，网测电流到达新平衡态的时间短，证明分数阶系统具有更强的鲁棒性。

Claims (6)

1.一种基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，对三相电压型整流器施加基于整数阶PI的电流内环控制；

步骤2，再对三相电压型整流器施加基于分数阶PI的电压外环控制；

步骤3，采用SVPWM生成方式，形成基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器的双闭环矢量控制模型；

步骤4，对步骤3的双闭环矢量控制模型进行参数整定。

2.根据权利要求1所述的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，其特征在于，步骤1中，电流内环控制采用前馈解耦控制方式，控制器采用整数阶PI控制器。

3.根据权利要求1所述的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，其特征在于，步骤2中，电压外环控制采用分数阶的PI控制器。

4.根据权利要求1所述的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，其特征在于，步骤4中，电流内环控制按照典型I型设计，其参数的整定规则为

。

5.根据权利要求4所述的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭环矢量控制方法，其特征在于，取k_i/k_p＝R_s/L。

6.根据权利要求1所述的基于分数阶PI的三相电压型PWM整流器双闭 环矢量控制方法，其特征在于，步骤4中，电压外环的参数整定运用频域校正法，并引入Flat Phase校正条件，则需要满足以下三个方程：

根据系统设计要求选取ω_c和φ_m，通过该三个方程求解参数k_p，k_i，λ。