CN102823164B - 发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置 - Google Patents

发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置 Download PDF

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Abstract

能以符号速率的速度高速变更发送信号的光偏振状态。通过在时间上切换第一开关、第二开关以及第三开关，作为Y偏振/I信号对第二调制器输入X偏振/I信号、将X偏振/I信号进行逻辑反转的信号、X偏振/Q信号、或者将X偏振/Q信号进行逻辑反转的信号中的任一个。另外，通过在时间上切换第一开关、第二开关以及第三开关，作为Y偏振/Q信号对第二调制器输入X偏振/I信号、将X偏振/I信号进行逻辑反转的信号、X偏振/Q信号、或者将X偏振/Q信号进行逻辑反转的信号中的任一个。这样，以符号速率的速度高速变更发送信号的光偏振状态。

Description

发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置
技术领域
本发明涉及光通信中的发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置。
本申请基于2010年2月4日在日本申请的特愿2010-023498号以及2010年12月9日在日本申请的特愿2010-274920号主张优先权，在此引用其内容。
背景技术
在光通信领域中，将飞跃性地提高频率利用效率的同步检波方式和数字信号处理组合的数字相干通信系统受到注目。已知与通过直接检波所构筑的系统相比较，不仅能够提高接收灵敏度而且通过作为数字信号进行接收能够补偿因光纤传输而受到的波长色散、偏振模式色散（PMD）所导致的发送信号的波形失真，并正在研究作为下一代光通信技术而导入。
现在，多级连接许多光纤放大器来进行光通信的长距离传输。已知在这种光通信系统中，传输特性由于起因于光纤放大器的偏振烧孔（PHB）的偏振依赖性而变差。偏振烧孔是在信号光入射到光纤放大器时，放大率在信号光方向和与其正交的方向上不同的现象，相对于自然光更大地放大正交的自发辐射光（ASE）而使SN比变差。
作为用于降低这样的偏振烧孔的影响的技术，提出了在发送侧使信号光的偏振主动变化的偏振扰乱器（scrambler），例如在专利文献1中示出具体例。
图27是示出现有的偏振扰乱器的构成例的立体图。在图27中，晶体衬底1由具有折射率根据施加的电压而变化的电光效应的铌酸锂构成。在该晶体衬底1上形成光波导2和电极3，使用偏振器4使入射光的光偏振状态为直线偏振光，并且使其相对于光波导2的截面轴倾斜45度入射。S1表示入射光的光偏振状态。
由于光波导2的水平成分和垂直成分的折射率根据向电极3的施加电压而变化，所以直线偏振光的水平成分和垂直成分的光波导中的传播速度根据向电极3的施加电压而变化，信号光的水平成分和垂直成分的相位差根据施加电压而变化。因此，通过使施加电压的大小在时间上进行变化而使信号光的光偏振状态随机化。然后，经由偏振器5使其出射。S2表示出射光的光偏振状态。
图28是示出现有的光通信用的收发机的构成例的框图。在图28中，300是半导体激光器，301是发送机，305是光纤，306是接收机，309是本地振荡激光器。发送机301由第一调制器302、第二调制器303、偏振光束组合器304、偏振扰乱器326构成。即，发送机301具备上述偏振扰乱器326。
接收机306由第一偏振光束分离器307、第二偏振光束分离器308、第一90度混合器（hybrid）310、第二90度混合器311、第一光接收元件312、第二光接收元件313、第三光接收元件314、第四光接收元件315、第一AD转换器316、第二AD转换器317、第三AD转换器318、第四AD转换器319、第一复数加法电路320、第二复数加法电路321、合成电路322、同步电路323、均衡电路324以及解调电路325构成。
在发送机301中，用第一调制器302以及第二调制器303调制的信号用偏振光束组合器304进行偏振复用，并输入到偏振扰乱器326。在通过偏振扰乱器326使信号光的光偏振状态被随机化以后，输入到光纤305进行发送。在接收机306中，通过偏振光束分离器307及308、90度混合器310及311，正交的两偏振分别分离成I/Q信号，并在通过AD转换器316、317、318、319将这些转换成数字信号以后，通过复数加法电路320、321对每个偏振转换成I+jQ的复数信号。将所获得的每个偏振的复数信号作为偏振分集（diversity）在合成电路322中进行合成。而且，经由同步电路323、均衡电路324、解调电路325输出解调信号。
接着，说明现有的光通信用的收发机的另一构成例。
非专利文献1、2以及3所代表的数字相干方式采用如下方法，用固定的数字滤波器（例如，相对于28Gbaud的信号，在20000ps/nm的色散下抽头（tap）数为2048个抽头）来补偿准静态的波长色散，并用使用了盲算法的较小抽头数（例如，在50ps的偏振模式色散下10～12个抽头左右）的适应滤波器来补偿具有变动的偏振模式色散。
然而，在使用数字信号处理的相干接收的传输系统中，通过接收端的数字信号处理来补偿接收端中在传输路径被附加的波长色散所导致的波形失真。在传输路径中所受到的波长色散量根据传输路径的条件而大不相同。例如，由于累积波长色散量与传播信号光的传输路径光纤长度成比例地增加，所以累积色散量也就根据传输距离而变化。另外，虽说传输路径光纤的长度已知，但在传输路径光纤中有单模式光纤、色散位移光纤、非零色散位移光纤等种类，每单位长度的波长色散量不同。
另外，还存在在传输系统的中继器中插入光色散补偿器这种情况，残留色散量根据其补偿量而变化。另外，在海底系统等中，还有将色散补偿光纤作为传输路径来使用的情况。而且，波长色散系数根据信号光的载波波长而不同，所以累积色散量也依赖于信号光波长。
根据上述理由，接收端的波长色散补偿电路中的色散补偿量应当配合于信号所受到的累积波长色散量来控制色散补偿滤波器的系数。因此，需要推定信号所受到的累积波长色散量的机构。因此，存在着通过将已知信号输入到发送信号光，在接收端利用已知信号部分来推定波长色散量的方法。
另外，传输路径的偏振状态是随机的，其偏振状态在时间上变动，所以在偏振复用信号的分离中，需要使用适应均衡滤波器适应地控制滤波系数。另外，偏振模式色散所导致的波形失真时间变化这方面也是需要适应均衡滤波器系数的适应控制的理由。为了控制适应均衡滤波器的系数，存在着将已知样式信号周期地插入到发送数据样式的方法。
然而，一般而言，传输路径中的光器件上的波形变差具有依赖于偏振的特征，例如，在存在偏振依赖损耗、偏振模式色散、光放大器的偏振依赖增益等的情况下，波形变差的程度根据X偏振信号光和Y偏振信号光而不同。另外，还存在光纤传输路径的非线性失真所导致的变差量依赖于邻近信道的偏振状态而变化的现象。也就是说，存在根据信号光的偏振状态和偏振依赖介质的PSP（Principle State of Polarization，主偏振态）的关系，与一个偏振信号比较，另一个偏振信号的波形变差较大这一现象。
在发送端周期性地插入已知样式，在接收侧使用已知样式来推定色散补偿滤波器以及适应均衡滤波器的系数进行控制的情况下，由于X偏振、Y偏振都是固定的已知样式，所以将XY偏振的光电场波形合成后的光电场取某个固定的偏振状态。因此，若该合成后的偏振状态与传输路径上的波形失真较大的偏振状态一致，则已知样式部分的波形变差显著变大，会在传输路径推定中输出错误的推定结果。因此，若根据该错误的推定结果来控制色散补偿滤波器以及适应均衡滤波器的系数，则会在波形失真补偿的过程中实施错误的信号处理运算，存在波形失真补偿的性能显著变差这一问题。
另外，如上述那样，为了解决上述课题，有一种利用光的偏振扰乱器在发送侧使信号光的偏振状态在时间上变化的办法。因此，至今利用将光连接器作为输入输出的偏振扰乱器。由于偏振扰乱器对全体数据赋予偏振变动，所以在利用偏振扰乱器的情况下，偏振扰乱器的周期也需要高速化。
图29是示出现有的光通信用的收发机的构成例的框图。在图29中，300是半导体激光器，301是发送机，305是光纤，306是接收机，309是本地振荡激光器。发送机301由第一调制器302、第二调制器303、偏振光束组合器304构成。
接收机306由第一偏振光束分离器307、第二偏振光束分离器308、第一90度混合器310、第二90度混合器311、第一光接收元件312、第二光接收元件313、第三光接收元件314、第四光接收元件315、第一AD转换器316、第二AD转换器317、第三AD转换器318、第四AD转换器319、第一复数加法电路320、第二复数加法电路321、合成电路322、同步电路323、均衡电路324、以及解调电路325构成。
在发送机301中，用第一调制器302以及第二调制器303调制的信号在用偏振光束组合器304进行偏振复用以后，被输入到光纤305进行发送。在接收机306中，通过偏振光束分离器307及308、90度混合器310及311将正交的两偏振分别分离成I/Q信号，并在通过AD转换器316、317、318、319将这些转换成数字信号以后，通过复数加法电路320、321对每个偏振转换成I+jQ的复数信号。将所获得的每个偏振的复数信号作为偏振分集在合成电路322中进行合成。而且，输出经由同步电路323、均衡电路324、解调电路325解调的信号。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第五327511号说明书
非专利文献
非专利文献1 : H. Masuda, et. al., “13.5-Tb/s(135x111-Gb/s/ch) No-Guard-Interval Coherent OFDM Transmission over 6,248 km using SNR Maximized Second-orderDRA in the Extended L-band,” OSA/OFC/NFOEC 2009, PDPB5.
非专利文献2 : Jianjun Yu, et. al., “17 Tb/s(161x114 Gb/s)PolMux-RZ-8PSK transmission over 662 km of ultra-low loss fiber using C-band EDFA amplificationand digital coherent detection,” ECOC 2008, Th.3.E.2, Brussels,Belgium,21-25 September 2008.
非专利文献3 : L. liu, et al., “Initial Tap Setup of Constant Modulus Algorithm for Polarization De-multiplexing in Optical Coherent Receivers,”OSA/OFC/NFOEC 2009, OMT2。
发明内容
发明要解决的课题
然而，在上述的偏振扰乱器中，在偏振扰乱器的入射侧固定光纤时，需要将入射到偏振扰乱器的信号光的入射角度调整成相对于光波导截面的轴成45度，存在着制造性差这一问题。
另外，由于光纤一旦被固定于偏振扰乱器，则无法调整其后的入射角度，所以还存在着尽管偏振扰乱特性因光学部件的老化而变差也难以应对这一问题。
另外，由于光的偏振扰乱器不仅对已知信号而且对全体数据赋予偏振变动，所以需要使接收端的波形失真用滤波器的抽头系数跟踪偏振状态的变化。而且，在已知信号的周期为高速的情况下，偏振扰乱器的周期也需要高速化，存在着跟踪变得不完全，错误率上升这一问题。另外，在光偏振扰乱器中，一般的办法是机械地赋予变动，存在着长期间的稳定性、故障概率上升等问题。
本发明是考虑到这样的情况而完成的，其目的在于提供一种发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置，能够通过数字信号以符号速率的速度快速地变更发送信号的光偏振状态，而无需使用偏振扰乱器等光学部件，并能够免除对制造时的入射角度的调整、起因于光学部件的老化的偏振扰乱特性变差进行应对的必要性。
另外，本发明的目的还在于提供一种发送方法、接收方法、发送装置以及接收装置，能够提高分集效果，即使在仅使用一个偏振成分来推定色散补偿滤波器、适应均衡滤波器的系数的情况下也能改善推定精度，另外，还能够谋求接收电路的简易化、消耗电力的降低。
用于解决课题的方案
为了解决上述课题，根据本发明的发送方法，包括：
生成第一及第二信号序列的步骤；
通过所述第一信号序列来调制第一偏振，并通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振的步骤；以及
对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用的步骤，
所述生成信号序列的步骤包含在以既定长度区分的各区间的至少一部分中对每个所述区间切换应用如下第一步骤至第四步骤中的至少两个的步骤，
第一步骤，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二步骤，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三步骤，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四步骤，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列。
在上述发明中，还可以将所述至少两个步骤应用于发送帧的一部分符号。
在上述发明中，还可以在发送帧的一帧内应用所述至少两个步骤中的相同步骤，并对每帧切换应用的步骤。
在上述发明中，还可以所述区间包含已知信号和发送数据序列，
切换所述第一到第四步骤中的至少两个步骤而生成所述第二信号序列中的已知信号。
在上述发明中，还可以所述已知信号包含在两个以上的某特定频带有大部分信号成分的特殊符号样式。
在上述发明中，还可以所述特殊符号样式是对每个符号相位进行反转的交变信号。
为了解决上述课题，根据本发明的接收方法是接收偏振复用正交的第一及第二偏振的调制信号并进行解调的接收装置的接收方法，包括：
在以既定长度区分的各区间的至少一部分，将对每个所述区间光偏振状态变化的调制信号分离成第一及第二偏振的步骤；以及
将所述分离的第一或者第二偏振的至少一个的信号光与本振光进行混频，并分离成所述第一或者第二偏振的至少一个的同相成分和正交成分的步骤。
在上述发明中，还可以进一步包括：
使用所述分离的第一或者第二偏振的至少一个来推定传输路径参数的步骤；以及
对所述推定的传输路径参数进行时间平均化处理的步骤。
在上述发明中，还可以是：所述进行推定的步骤包含，
使用所述分离的第一偏振来推定第一传输路径参数的步骤；以及
使用所述分离的第二偏振来推定第二传输路径参数的步骤，
所述进行时间平均化处理的步骤包含，
对所述推定的第一传输路径参数进行时间平均化处理的步骤；以及
对所述推定的第二传输路径参数进行时间平均化处理的步骤，
还包括将对所述第一传输路径参数进行时间平均化处理的值和对所述第二传输路径参数进行时间平均化处理的值平均化并进行输出的步骤。
在上述发明中，还可以所述分离成同相成分和正交成分的步骤包含将接收到的信号光与本振光进行混频，并分离成第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分的步骤，
所述推定传输路径参数的步骤使用所述分离的第一或者第二的任意一个偏振的同相成分和正交成分来推定传输路径参数。
在上述发明中，还可以所述推定第一及第二传输路径参数的步骤还进一步包含检测已知信号的反转定时的步骤。
在上述发明中，还可以包括：用单一偏振来接收所述调制信号的步骤；
将所述接收到的单一偏振的接收信号存放一定时间的步骤；以及
将所述接收信号存放之前和存放以后的信号进行合成的步骤。
在上述发明中，还可以所述进行存放的步骤包含将所述接收到的单一偏振的接收信号延迟一定时间的步骤，以及
所述进行合成的步骤包含将所述接收信号延迟之前和延迟以后的信号进行合成的步骤。
在上述发明中，还可以所述进行接收的步骤用正交的两个偏振来接收所述调制信号，
所述进行存放的步骤包含，
将所述接收到的X偏振的接收信号存放一定时间的第一存放步骤；以及
将所述接收到的Y偏振的接收信号存放一定时间的第二存放步骤，
所述进行合成的步骤包含，
将在所述第一存放步骤中存放之前和存放以后的信号进行合成的第一合成步骤；
将在所述第二存放步骤中存放之前和存放以后的信号进行合成的第二合成步骤；以及
将利用所述第一合成步骤的合成信号和利用所述第二合成步骤的合成信号进行合成的第三合成步骤。
为了解决上述课题，根据本发明的发送装置，具备：
信号序列生成组件，生成第一及第二信号序列；
调制组件，通过所述第一信号序列来调制第一偏振，通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振；
偏振复用组件，对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用，
所述信号序列生成组件具有如下第一组件至第四组件中的至少两个，
第一组件，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二组件，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三组件，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四组件，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
还具备切换组件，在以既定长度区分的各区间的至少一部分，对每个所述区间切换应用所述至少两个组件。
在上述发明中，还可以所述切换组件将所述至少两个组件应用于发送帧的一部分符号。
在上述发明中，还可以所述切换组件在发送帧的一帧内应用所述至少两个组件中的相同组件，并对每帧切换所应用的组件。
在上述发明中，还可以所述区间包含已知信号和发送数据序列，
切换所述第一到第四组件中的至少两个组件而生成所述第二信号序列中的已知信号。
在上述发明中，还可以所述已知信号包含在两个以上的某特定频带具有大部分信号成分的特殊符号样式。
在上述发明中，还可以所述特殊符号样式是对每个符号相位进行反转的交变信号。
为了解决上述课题，根据本发明的接收装置是一种接收偏振复用正交的第一及第二偏振的调制信号并进行解调的接收装置，具备：
偏振分离器，在以既定长度区分的各区间的至少一部分，将对每个所述区间光偏振状态变化的调制信号分离成第一及第二偏振；以及
分离电路，将由所述偏振分离器分离的第一或者第二偏振的至少一个的信号光与本振光进行混频，并分离成所述第一或者第二偏振的至少一个的同相成分和正交成分。
在上述发明中，还可以进一步具备：传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第一或者第二偏振的至少一个来推定传输路径参数；以及
时间平均化部，对来自所述传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理。
在上述发明中，还可以是：所述传输路径推定电路具备，
第一传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第一偏振来推定传输路径参数；以及
第二传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第二偏振来推定传输路径参数，
所述时间平均化部具备，
第一时间平均化部，对来自所述第一传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理；以及
第二时间平均化部，对来自所述第二传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理，
还具备对来自所述第一时间平均化部的输出值和来自所述第二时间平均化部的输出值平均化并进行输出的平均化部。
在上述发明中，还可以所述分离电路将接收到的信号光与本振光进行混频，并分离成第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分，
所述传输路径推定电路使用由所述分离电路分离的第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分来推定传输路径参数。
在上述发明中，还可以进一步具备：检测已知信号的反转定时，并将反转定时信息供给到所述传输路径推定电路的反转相位检测电路。
在上述发明中，还可以具备：
接收组件，用单一偏振来接收所述调制信号；
缓冲组件，将由所述接收组件接收的单一偏振的接收信号存放一定时间；以及
合成组件，将在所述缓冲组件进行存放之前和存放以后的信号进行合成。
在上述发明中，还可以所述缓冲组件是将用所述接收组件接收的单一偏振的接收信号延迟一定时间的延迟电路，
所述合成组件将通过所述延迟电路延迟之前和延迟以后的信号进行合成。
在上述发明中，还可以所述接收组件用正交的两个偏振来接收所述调制信号，
所述缓冲组件具备，
第一缓冲组件，将由所述接收组件接收的X偏振的接收信号存放一定时间；以及
第二缓冲组件，将由所述接收组件接收的Y偏振的接收信号存放一定时间，
所述合成组件具备，
第一合成组件，将在所述第一缓冲组件进行存放之前和存放以后的信号进行合成；
第二合成组件，将在所述第二缓冲组件存放之前和存放以后的信号进行合成；以及
第三合成组件，将根据所述第一合成组件的合成信号和根据所述第二合成组件的合成信号进行合成。
发明的效果
根据本发明，能够通过数字信号以符号速率的速度高速变更发送信号的光偏振状态，而不使用偏振扰乱器等光学部件。因此，能够免除对制造时的入射角度的调整、起因于光学部件老化的偏振扰乱特性变差进行应对的必要性。
另外，根据本发明，能够提高分集效果，即使在仅使用一个偏振成分来推定色散补偿滤波器、适应均衡滤波器的系数的情况下也能够改善推定精度，另外，还能够谋求接收电路的简易化、消耗电力的降低。
附图说明
图1是示出根据本发明的第一实施方式的收发机的构成例的框图。
图2是示出根据本第一实施方式的发送帧构成的概念图。
图3A是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图3B是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图3C是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图3D是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图3E是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图4A是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图4B是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图4C是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图4D是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图4E是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图5A是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图5B是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图5C是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图5D是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图5E是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图6A是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图6B是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图6C是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图6D是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图6E是用于说明使用根据本第一实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图7是示出根据本第一实施方式的光偏振状态的变化的图。
图8是示出根据本发明的第二实施方式的收发机的构成例的框图。
图9是示出根据本第二实施方式的发送帧构成的概念图。
图10A是示出将根据本发明的实施方式的发送帧应用于其它调制方式时的动作的图。
图10B是示出将根据本发明的实施方式的发送帧应用于其它调制方式时的动作的图。
图11A是示出本发明中所用的交变信号的频谱的一个例子的概念图。
图11B是示出本发明中所用的交变信号的频谱的一个例子的概念图。
图12是示出根据本第三实施方式的发送机的构成的框图。
图13是用于说明根据本第三实施方式的逻辑反转动作的概念图。
图14是示出根据本第四实施方式的收发机的构成的框图。
图15是示出根据本第五实施方式的收发机的构成的框图。
图16是示出根据本第六实施方式的收发机的构成的框图。
图17是示出根据本第七实施方式的收发机的构成的框图。
图18是示出根据本发明的第八实施方式的发送帧构成的概念图。
图19是作为根据本第八实施方式的发送帧的详细构成例，示出将用复数表达的信号分离成I、Q而用实数表达的构成的概念图。
图20A是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图20B是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图20C是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图20D是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图20E是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图20F是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21A是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21B是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21C是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21D是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21E是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图21F是用于说明使用根据本第八实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图22是示出根据本发明的第九实施方式的发送帧构成的图。
图23A是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图23B是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图23C是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图23D是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图24A是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图24B是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图24C是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图24D是用于说明使用根据本发明的第九实施方式的发送帧时的动作的概念图。
图25是示出根据本第十实施方式的收发机的构成例的框图。
图26是示出根据本第十一实施方式的收发机的构成例的框图。
图27是示出现有的偏振扰乱器的构成例的立体图。
图28是示出根据现有技术的具备偏振扰乱器的光通信用收发机的构成例的框图。
图29是示出现有的收发机的构成的框图。
具体实施方式
下面，参照附图来说明本发明的一个实施方式。
A. 第一实施方式
接着，对本发明的第一实施方式进行说明。
A-1. 第一实施方式的构成
图1是示出根据本发明的第一实施方式的收发机的构成例的框图。
此外，在对应于图28的部分附加相同标号并省略说明。在图1中，300是半导体激光器，301是发送机，305是光纤，306是接收机，309是本地振荡激光器，327是第一反相器，328是第二反相器，329是第一开关，330是第二开关，331是第三开关。
在发送机301中，通过第一开关329、第二开关330以及第三开关331在时间上进行切换，以便作为Y偏振/I信号对第二调制器303输入以下信号：与输入到第一调制器302的X偏振/I信号相同的信号；或者通过经由第一反相器327使输入到第一调制器302的X偏振/I信号逻辑反转的信号；或者与X偏振/Q信号相同的信号；或者通过经由第二反相器328使输入到第一调制器302的X偏振/Q信号逻辑反转的信号。
另外，第一开关329、第二开关330以及第三开关331在时间上进行切换，以便作为Y偏振/Q信号对第二调制器303输入以下信号：与输入到第一调制器302的X偏振/I信号相同的信号；或者通过经由第一反相器327使输入到第一调制器302的X偏振/I信号逻辑反转的信号；或者与X偏振/Q信号相同的信号；或者通过经由第二反相器328使输入到第一调制器302的X偏振/Q信号逻辑反转的信号。
根据本构成，能够以符号速率的速度高速变更发送信号的光偏振状态而无需使用偏振扰乱器等光学部件。下面，对其具体动作进行说明。
A-2. 根据第一实施方式的发送帧
图2是示出根据本第一实施方式的发送帧构成的概念图。在图2中，101～112是信息符号。在时间区间（1）中，Y偏振/I信号是与X偏振/I信号相同的信号（第一信息符号101），Y偏振/Q信号是与X偏振/Q信号相同的信号（第五信息符号105）。另外，在时间区间（2）中，Y偏振/I信号是与X偏振/Q信号相同的信号（第六信息符号106），Y偏振/Q信号（第十一信息符号111）是将X偏振/I信号（第二信息符号102）逻辑反转的信号。
另外，在时间区间（3）中，Y偏振/I信号（第九信息符号109）是将X偏振/I信号（第三信息符号103）逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号（第十二信息符号112）是将X偏振/Q信号（第七信息符号107）逻辑反转的信号。另外，在时间区间（4）中，Y偏振/I信号（第十信息符号110）是将X偏振/Q信号（第八信息符号108）逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号是与X偏振/I信号相同的信号（第四信息符号104）。
参照图3A～3E、图4A～4E、图6A～6E对使用图2所示的发送帧时的动作进行说明。
在图2所示的时间区间（1）中，Y偏振/I信号是与X偏振/I信号相同的信号，Y偏振/Q信号是与X偏振/Q信号相同的信号。因此，图3A所示的X偏振的IQ平面上的信号点和图3B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点为相同位置。图中[]中的数字示出在X偏振与Y偏振相同的情况下相同时刻的信号点位置。
在图3C及图3D中示出根据这样变化的基带信号而相位调制（PSK：Phase Shift Keying，相移键控）的光的被调制信号的时间波形。例如，基带信号为“1+j”的区间为相对于载波具有45度的相位差的被调制信号，基带信号为“-1-j”的区间为相对于载波具有225度相位差的被调制信号。
在图3C及图3D中，若设X偏振平面上的被调制信号为Ex，Y偏振平面上的被调制信号为Ey、波的行进方向为Z轴，则Ex与Ey的相位差为0，能够用下式（1）、（2）来表示。
其中，A、B是光的被调制信号的振幅，ω是角频率，t是时间，k是传播常数。
在被调制信号的振幅A与B相等的情况下，用下式（3）来表示。
将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号能够如图3E那样表示。即，成为在被X偏振平面和Y偏振平面所夹着、且相对于X偏振平面具有成+45度的角度的偏振平面上以角频率ω进行振动，并且沿Z方向传播的直线偏振光。
接着，在图2所示的时间区间（2）中，Y偏振/I信号是与X偏振/Q信号相同的信号，Y偏振/Q信号是将X偏振/I信号逻辑反转的信号。因此，将图4A所示的X偏振的IQ平面上的信号点向右90度旋转的点成为图4B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点。在X偏振与Y偏振相同的情况下，图中[]中的数字示出相同时刻的信号点位置。
在图4C及图4D中，若设X偏振平面上的被调制信号为Ex，Y偏振平面上的被调制信号为Ey，波的行进方向为Z轴，则Ey比Ex相位滞后90度，能够用下式（4）、（5）来表示。
在被调制信号的振幅A与B相等且为A的情况下用下式（6）来表示。
将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号如图4E那样描绘圆。根据数学式（4）以及数学式（5）的相位关系，经过矢量合成的信号就成为向着前进方向以角频率ω逆时针旋转，并且沿Z方向传播的圆偏振光。
接着，在图2所示的时间区间（3）中，Y偏振/I信号是将X偏振/I信号逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号是将X偏振/Q信号逻辑反转的信号。因此，图5A所示的X偏振的IQ平面上的信号点和图5B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点相对于原点为点对称。在X偏振与Y偏振相同的情况下，图中的[]中的数字示出相同时刻的信号点位置。
在图5C及图5D中，若设X偏振平面上的被调制信号为Ex，Y偏振平面上的被调制信号为Ey，波的行进方向为Z轴，则Ex与Ey的相位差为180度，能够用下式（7）、（8）来表示。
在被调制信号的振幅A与B相等的情况下用下式（9）来表示。
将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号能够如图5E那样表示。即成为在被X偏振平面和Y偏振平面所夹着、且相对于X偏振平面具有成-45度的角度的偏振平面上以角频率ω振动，并且沿Z方向传播的直线偏振光。
接着，在图2所示的时间区间（4）中，Y偏振/I信号是将X偏振/Q信号逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号是与X偏振/I信号相同的信号。因此，将图6A所示的X偏振的IQ平面上的信号点向左90度旋转的点成为图6B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点。在X偏振与Y偏振相同的情况下，图中的[]中的数字示出相同时刻的信号点位置。
在图6C及图6D中，若设X偏振平面上的被调制信号为Ex，Y偏振平面上的被调制信号为Ey，波的行进方向为Z轴，则Ey比Ex相位超前90度，能够用下式（10）、（11）来表示。
在被调制信号的振幅A与B相等且为A的情况下用下式（12）来表示。
将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号如图6E那样描绘圆。根据数学式（10）以及数学式（11）的相位关系经过矢量合成的信号成为向着前进方向以角频率ω顺时针旋转，并且沿Z方向传播的圆偏振光。
上述的光偏振状态的变化在图2的下排示出。另外，在图7中示出在表达光偏振状态的庞加莱（Poincare）球上描绘了根据本第一实施方式的光偏振状态的图。括号内的数字（1）～（4）对应于图2所示的时间区间（1）～（4）。根据本第一实施方式的光偏振状态在庞加莱球上用赤道上相对于球的原点对称的两点、北极点、南极点这四点来表示。即能够对每一符号以四种方式变更作为发送信号的被调制信号的光偏振状态。
该光偏振状态的变更仅由数字信号处理来进行而无需使用偏振扰乱器等光学部件。四种光偏振状态不必限于对每一符号以确定的顺序进行变更，还可以对每多个符号变更光偏振状态，另外还可以随机地设定变更光偏振状态的顺序。另外，还可以仅使用四种中的两种或者三种。
根据上述的第一实施方式，在具有90度相位差的调制格式（QPSK、16QAM等）中，基于X偏振的I、Q成分适宜改变四种样式而对Y偏振的I、Q成分进行预编码（precode），并合成X偏振、Y偏振进行输出，由此，能够以电气方式高速改变输出信号光的偏振状态，所以能够使偏振烧孔的影响降低。另外，由于不使用偏振扰乱器等光器件，所以不发生起因于该偏振扰乱器等光器件的老化的特性变差。
B. 第二实施方式
接着，对本发明的第二实施方式进行说明。
B-1. 第二实施方式的构成
图8是示出根据本发明的第二实施方式的收发机的构成例的框图。此外，在对应于图1的部分附加相同标号并省略说明。在图8中，332是第四开关，333是第五开关。在第四开关332以及第五开关333设有输入Y偏振/信息符号的外部输入端子这方面不同于图1所示的第一实施方式的收发机的构成。因此，能够对第二调制器303输入与X偏振的输入信号独立的基带信号。
关于信息符号，通过预先对发送数据进行伪噪声化（数据扰乱），能够基于本发明的原理且进行某种程度的偏振扰乱化。另一方面，同步信号、训练（training）信号由特定的符号样式构成，即使在不同的帧中，一般也反复使用相同的符号样式。
因此，在根据本第二实施方式的构成中，对于同步信号及训练信号进行根据本发明的利用数字信号的偏振扰乱，对信息符号不进行偏振扰乱而用X偏振和Y偏振来传输独立的信号，由此使利用偏振复用的高速传输和偏振扰乱得以兼顾。
在同步信号中存在位同步信号、帧同步信号，位同步信号用于使数据信号与时钟信号的定时配合，帧同步信号用于识别帧的起始。另外，训练信号用于接收机306中的传输路径的传递特性推定过程的初始引入。在这些信号中使用“1”和“0”交替排列的码及伪噪声（PN）码。
若对于这样的同步信号、训练信号，如图2所示对每一符号使Y偏振信号联动于X偏振信号而进行变更，则发生Y偏振信号成为具有不同于X偏振信号的频率成分的符号样式的情况。例如，在X偏振/I信号为（1010…）而X偏振/Q信号为（1010…）这一同步信号时，在对每一符号使光偏振状态按图2所示的（1）、（2）、（3）、（4）进行变更的情况下，Y偏振/I信号为（1001…）而Y偏振/Q信号为（1100…），Y偏振信号成为具有不同于X偏振信号的频率成分的符号样式。
在不允许这样的符号样式的情况下，使同步信号、训练信号的光偏振状态对每帧进行变更即可。使一帧内的同步信号、训练信号的光偏振状态为固定，变更帧间的同步信号、训练信号的光偏振状态，由此，成为在X偏振和Y偏振具有相同频率成分的符号样式，另外若以数帧以上的时间间隔来观看，则光偏振状态随机化。
在图8中，在同步信号、训练信号的时间区间，切换第三开关331、第四开关332以及第五开关333，以便对第二调制器303输入与输入到第一调制器302的信号相同的信号、或者将输入到第一调制器302的信号逻辑反转的信号。另外，在信息序列的时间区间，切换第三开关331、第四开关332以及第五开关333，以便对第二调制器303输入从外部输入的Y偏振用的信息符号。
B-2. 根据第二实施方式的发送帧
下面，对根据本第二实施方式的具体动作进行说明。
图9是示出根据本第二实施方式的发送帧构成的概念图。在图9中，13、18、25、27是由多个符号构成且具有既定符号样式的同步信号。另外，14、15、16、17、19、20、21、22、23、24、26、28、29、30、31、32是由多个信息符号构成的信息序列。
关于同步信号，在X偏振/I信号以及X偏振/Q信号中，对每帧反复使用相同的符号样式。另一方面，在Y偏振/I信号以及Y偏振/Q信号中，是与X偏振/I信号以及X偏振/Q信号相同的信号、或者经过逻辑反转的信号。信息序列用X偏振和Y偏振独立地进行传输。
在同步信号的时间区间（1）中，Y偏振/I信号是与X偏振/I信号相同的信号（第一同步信号13），Y偏振/Q信号是与X偏振/Q信号相同的信号（第二同步信号18）。另外，在时间区间（2）中，Y偏振/I信号是与X偏振/Q信号相同的信号（第二同步信号18），Y偏振/Q信号（第三同步信号25）是将X偏振/I信号（第一同步信号13）逻辑反转的信号。
另外，在时间区间（3）中，Y偏振/I信号（第三同步信号25）是将X偏振/I信号（第一同步信号13）逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号（第四同步信号27）是将X偏振/Q信号（第二同步信号18）逻辑反转的信号。另外，在时间区间（4）中，Y偏振/I信号（第四同步信号27）是将X偏振/Q信号（第二同步信号18）逻辑反转的信号，Y偏振/Q信号（第一同步信号13）是与X偏振/I信号相同的信号。
因此，同步信号的光偏振状态与图3A～3E、图4A～4E、图5A～5E、图6A～6E的信息符号同样地变化。在图9的下排示出该光偏振状态的变化。即能够对每一帧变更发送信号中的同步信号的光偏振状态。
例如，在X偏振/I信号为（1010…）而X偏振/Q信号为（1010…）这一同步信号时，在图9所示的时间区间（1）中，Y偏振/I信号为（1010…）而Y偏振/Q信号为（1010…）；在时间区间（2）中，Y偏振/I信号为（1010…）而Y偏振/Q信号为（0101…）；在时间区间（3）中，Y偏振/I信号为（0101…）而Y偏振/Q信号为（0101…）；在时间区间（4）中，Y偏振/I信号为（0101…）而Y偏振/Q信号为（1010…）。即Y偏振信号成为具有与X偏振信号相同频率成分的符号样式，且帧间的光偏振状态不同。
该光偏振状态的变更仅通过数字信号处理来进行而无需使用偏振扰乱器等光学部件。同步信号还可以是训练信号。另外，四种光偏振状态不必限于对每一帧以确定的顺序进行变更，还可以对每多个帧变更光偏振状态，另外还可以随机地设定变更光偏振状态的顺序。另外，还可以仅使用四种中的两种或者三种。
另外，调制方式并不限于PSK，只要是QAM（Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制）等具有90度相位差的信号点即可。在图10A、10B中示出调制方式为16QAM时的例子。将图10A所示的X偏振的IQ平面上的信号点向左90度旋转的点成为图10B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点。在X偏振与Y偏振相同的情况下，图中[]中的数字示出相同时刻的信号点位置。
这是与图2及图9所示的时间区间（4）相同的相位关系，通过将X偏振/Q信号逻辑反转的信号能够生成Y偏振/I信号，通过与X偏振/I信号相同的信号能够生成Y偏振/Q信号。因此，与PSK调制时同样，将X偏振和Y偏振的两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号，成为向着前进方向以角频率ω顺时针旋转，并且沿Z方向传播的圆偏振光。其它的三种光偏振状态也能够与图2及图9的时间区间（1）～（3）同样地生成。
根据上述的第二实施方式，在具有90度相位差的调制格式（QPSK、16QAM等）中，基于X偏振的I、Q成分以四种样式对Y偏振的I、Q成分进行预编码，将X偏振、Y偏振合成进行输出并适宜改变预编码的样式，由此，能够以电气方式高速改变输出信号光的偏振状态，所以能够使偏振烧孔的影响降低。另外，由于不使用偏振扰乱器等光器件，所以不发生起因于该偏振扰乱器等光器件的老化的特性变差。另外，关于同步信号、训练样式部分，通过对每帧适宜改变预编码的样式，能够用X偏振和Y偏振在相同帧内仅具有相同频率成分。
下面，参照附图来说明本发明的第三～第十一实施方式。首先，说明与这些实施方式有关的本发明的原理。
C. 本发明的原理
作为生成经过多值调制的信号光的方法，存在着通过使用对光载波（carrier）的同相成分的强度进行调制的强度调制器和对载波的正交相位成分的强度进行调制的调制器，预先生成同相成分/正交成分各个信号光成分，并将这些进行合成而实现的方法。还有这两个调制器作为一体调制器而集成化的情况。除此以外，例如若是四值相位调制信号、八值相位调制信号，则由于处于相同振幅电平所以还可以仅使用相位调制器来生成。在这里，以同相成分/正交成分个别地进行调制的方式为例来进行说明。
存在着在光的正交的两个偏振上承载个别的数据进行发送的偏振复用方式。在X偏振、Y偏振分别发送不同的发送数据序列的情况下，在对X偏振、Y偏振分别进行多值调制的基础上，使用偏振复用器将这些进行合成而生成偏振复用信号光。
在将已知信号插入发送数据序列并推定传输路径的波形失真参数的情况下，已知信号反复使用相同样式。目的是操作已知信号部分的偏振状态，对其原理进行说明。
如上述那样，作为生成偏振复用/多值调制信号的构成，假设利用X偏振I成分、X偏振Q成分、Y偏振I成分、Y偏振Q成分这四个强度调制器的情况。在四值相移键控调制方式的情况下，X偏振I成分的发送数字数据样式为“0”、“1”时，在光载波电场中被映射成相位处于反转关系的-E、+E。同样，X偏振Q成分的发送数据样式“0”、“1”在光载波电场中被映射成-E、+E。
因此，若将从XI和XQ调制器输出的各个输出信号光以相互正交的相位关系进行合成，则在光电场相图（phase diagram）上就成为（+E，+E）、（+E，-E）、（-E，+E）、（-E，-E）这4点中的任一个的状态。另一方面，在偏振复用的情况下，对于Y偏振也成为（+E，+E）、（+E，-E）、（-E，+E）、（-E，-E）这4点中的任一个的状态。
图11A、11B是示出交变信号的频谱的一个例子的概念图。图11A表示同相的情况，图11B表示反相的情况。在假设XI为“1”、XQ为“1”、YI为“1”、YQ为“1”的情况下，X偏振电场成为（+E，+E）的状态，Y偏振电场成为（+E，+E）的状态。因此，由于X偏振的载波相位和Y偏振的载波相位的相对相位关系为同相，所以偏振复用后的光载波如图11A所示成为从X偏振轴在+45度方向上进行振动的偏振状态。
另一方面，在XI为“1”、XQ为“1”、YI为“0”、YQ为“0”的情况下，X偏振电场成为（+E，+E）的状态，Y偏振电场成为（-E，-E）的状态。因此，X偏振和Y偏振的相对相位为反相，如图11B所示，成为-45度的偏振状态。
因此，可知与XI为“1”、XQ为“1”、YI为“1”、YQ为“1”的情况相比较，偏振状态90度旋转。而且，在XI为“1”、XQ为“1”、YI为“1”、YQ为“0”的情况下，X偏振电场成为（+E，+E）的状态，Y偏振电场成为（+E，-E）的状态。在此情况下，X偏振和Y偏振的相对相位关系为偏离90度相位的关系，成为圆偏振光状态。也就是说，偏振状态根据发送数据样式而变化。
D. 第三实施方式
图12是示出根据本第三实施方式的发送机的构成的框图。对于各个发送数据序列DS1～DS4，分别配置用于插入已知信号样式的插入电路10-1～10-4，并预先对插入的已知信号样式的、某通路（lane）经由数字逻辑反转电路11-1、11-2插入，以发送已知信号样式的周期来切换逻辑反转的开/关（ON/OFF）。在如已知信号样式那样反复发送相同样式的情况下，若对Y偏振I成分和Y偏振Q成分如图13所示，反复进行将“1”变换成“0”并将“0”变换成“1”的逻辑反转，并每周期进行开/关，则能够反复每周期使偏振状态90度旋转。
数字逻辑反转电路11-1、11-2对哪个通路进行插入都可以。另外，若仅Y偏振Q成分反复进行逻辑反转的开/关，则能够反复每周期切换直线偏振光和圆偏振光。而且，对数字逻辑反转电路11-1、11-2进行开/关切换的定时，能够相对于发送已知信号样式的周期任意地进行设定。例如，还可以每两周期进行开/关切换。而且，若将Y偏振I成分的开/关定时设定成每两周期，将Y偏振Q成分的开/关定时设定成每一周期，则能够切换直线偏振光+45度、直线偏振光-45度、右圆偏振光、左圆偏振光这四种状态。
分别是XI-调制器12-1用载波光调制X偏振-I成分，XQ-调制器12-2用载波光调制X偏振-Q成分，YI-调制器12-3用载波光调制Y偏振-I成分，YQ-调制器12-4用载波光调制Y偏振-Q成分。偏振复用器13将来自上述XI-调制器12-1、XQ-调制器12-2、YI-调制器12-3以及YQ-调制器12-4的调制波复用并进行输出。
此外，通过在数字逻辑反转电路11-1或者11-2接通（ON）的定时相互地替换赋予数字逻辑反转电路11-1以及11-2的信号，能够对任意的调制信号赋予如图9的时间区间（2）或者时间区间（4）所示那样的固定的圆偏振光状态。
此外，虽然说明了QPSK调制方式中的应用例，但在二值相移键控（BPSK）也能够利用。在BPSK的情况下，通过X偏振的发送数据样式为“0”、“1”，载波光的电场被映射为+E、-E。对于Y偏振也同样地，载波光的电场通过“0”、“1”被映射为+E、-E。在X偏振为“1”且Y偏振为“1”的情况下，由于X偏振和Y偏振的载波相位关系为同相，所以成为+45度的直线偏振状态。另一方面，在X偏振为“1”且Y偏振为“0”的情况下，由于载波相位关系为反相，所以成为-45度的直线偏振状态。因此，通过在X偏振、Y偏振的任意一个插入可开/关的数字逻辑反转电路并在发送已知信号的每个周期进行开/关切换操作，能够控制偏振状态。
此外，虽然表达为开/关切换操作，但通过预先设置通过逻辑反转电路的路径和使其旁路的路径，并周期性地切换输出路径的构成，也能够实现同样的功能。
在接收端，每当实施源于波长色散的波形失真的补偿、偏振复用信号光的偏振分离、用于偏振模式色散补偿的数字信号处理时，需要进行相干接收，所以使用本振光和90度混合器将信号光分离成同相位成分和正交相位成分。这里，同相位、正交相位是以本振光的相位作为基准的定义。
从90度混合器输出的光通过光电转换器而转换成电信号。一般的情况是利用平衡型光检测器作为光电转换器，能够除去从90度混合器输出的信号光所包含的不需要的直流成分。另外，还有使用通常的光检测器和直流去除器的情况。其后，在经由模拟数字转换器（ADC）转换成数字信号以后，输入到数字信号处理电路。
在数字信号处理电路中设置使用已知信号来推定传输路径的波长色散这样的传输路径推定电路。例如，作为用于推定传输路径的波长色散的已知信号，能够包含在两个以上的某特定频带具有大部分信号成分的特殊符号样式。作为这样的特殊符号样式有使用对每个符号相位进行反转的交变信号的方法。交变信号在频谱上具有两个亮线，使用在两个成分之间产生的到达时间差信息进行色散推定。这利用了波长色散具有依赖于频率使群速度变化的特征、作为结果到达接收端的时间因频率成分而不同的现象。
E. 第四实施方式
图14是示出根据本第四实施方式的收发机的构成的框图。此外，在对应于图12的部分附加相同标号并省略说明。在图14中，偏振分离器20分离X偏振、Y偏振，90度混合器21-1、21-2利用本振光22将信号光分离成同相位成分和正交相位成分。光电转换器23-1～23-4将分离的信号光转换成电信号。ADC24-1～24-4将电信号转换成数字信号。传输路径推定电路25使用在频谱上具有两个亮线的交变信号的两个成分之间产生的到达时间差信息进行色散推定。时间平均化处理部26对来自传输路径推定电路25的输出值进行时间平均化处理。
在接收端采取偏振分集构成，分别对X偏振I成分、X偏振Q成分、Y偏振I成分、Y偏振Q成分个别地进行接收。即使在这样的情况下，也仅使用一个偏振成分来实施色散推定以便削减传输路径推定电路25的电路规模。在这样的情况下，根据输入到接收端的偏振分离器20时的已知信号的偏振状态，存在着已知信号的大部分电力流到上方的90度混合器21-1，仅微小的电力被供给到下方的90度混合器21-2的情况。在此情况下，已知信号会埋没于噪声成分，色散推定值的精度变差。
即使在这样的情况下，在应用以上述所说明的发送已知信号的周期来切换所发送的已知信号的偏振状态的构成时，例如，偏振状态在已知信号到达的每个周期进行变化，在上方和下方的90度混合器21-1、21-2两者上每周期流过已知信号电力的大部分，从而通过实施时间平均化处理能够改善色散推定精度。
另外，还考虑不是利用时间平均化处理部26进行时间平均化处理，而是例如使用所输入的已知信号的电力大小来选择供给较大电力的定时的推定值的方法，能够通过设置推定值选择电路而不是时间平均化处理来实现。
F. 第五实施方式
图15是示出根据本第五实施方式的收发机的构成的框图。此外，在对应于图14的部分附加相同标号并省略说明。在本第五实施方式中，如图15所示，在进行偏振分集接收的基础上，对于各个偏振成分准备传输路径推定电路25-1、25-2以及时间平均化处理部26-1、26-2。在此情况下，虽然输入至上方的90度混合器21-1、下方的90度混合器21-2的电力因已知信号的偏振状态而偏差，但在两个中的任意一个供给较大的电力量，所以通常推定精度不显著变差。
但是，在存在传输路径的偏振依赖损耗（PDL）时，在已知信号的偏振状态与传输路径的PDL偏振轴相一致的条件下,有已知信号的电力下降的情况。另外，还有在传输路径中所受到的波长色散等波形变差依赖于偏振状态的情况。在此情况下，波长色散的推定值依赖于已知信号的偏振而不同。因此，在接收端，即使在对两者的偏振进行分集接收，而且传输路径推定也在两偏振进行分集推定的情况下，只要发送的已知信号的偏振状态固定，传输路径推定的精度就因传输路径PDL/波形变差的偏振依赖性而变差。
即使在这样的状况下，通过如本发明那样使所发送的已知信号的偏振状态周期性地进行变化，也能够使推定值精度提高。在此情况下，在接收端，因波长色散的推定值根据已知信号到达的定时而变化，所以通过用时间平均化处理部26-1、26-2对其进行时间平均化处理，能够使最终的推定精度提高。XY平均化部27使时间平均化处理部26-1、26-2的输出平均化并进行输出。
另外，还有不是时间平均化处理，而是例如使用输入的已知信号的电力大小来选择供给较大电力的定时的推定值的方法。在此情况下，能够通过设置推定值选择电路而不是时间平均化处理来实现。
G. 第六实施方式
图16是示出根据本第六实施方式的收发机的构成的框图。此外，在对应于图15的部分附加相同标号并省略说明。在本第六实施方式中，如图16所示在接收端不利用偏振分离器20而仅从一个偏振成分来推定传输路径状态。在此情况下，根据已知信号的偏振状态，有时用于传输路径推定的已知信号电力下降，推定精度显著下降。然而，通过在发送端利用切换偏振状态的机构，而且在接收端由平均化处理部26对推定值进行时间平均化处理，能够改善推定精度。
另外，在利用已知样式来推定适应均衡滤波器的系数时等利用样式的值本身的情况下，需要将在发送侧所赋予的数字逻辑反转复原或者在考虑了反转的基础上进行利用。
H. 第七实施方式
图17是示出根据本第七实施方式的收发机的其它构成的框图。此外，在对应于图15的部分附加相同标号并省略说明。在本第七实施方式中，如图17所示在传输路径推定电路25-1、25-2之后设置有用于检测实施了逻辑反转的反转定时的反转相位检测电路28-1、28-2。反转相位检测电路28-1、28-2检测实施了反转操作的已知信号的定时，并对实际利用已知信号的传输路径推定电路25-1、25-2提供反转定时信息。
作为逻辑反转的定时检测，通过将没有逻辑反转时的已知信号作为期望值来具有，并检测该期望值到达的定时，能够识别逻辑反转定时。在期望值与到达样式的比较中，对于检测上所用的已知样式符号数的连续符号，实施已知样式与到达样式的各自的符号的XOR运算，在其结果全部为零或者几乎全部为零的情况下，能够识别为无逻辑反转的已知信号样式到达的定时。另外反之，在进行反转时，能够辨别为所有的符号为“1”的情况是反转已知样式到达的定时。
另外，为了更加可靠地进行实施，还能够具有没有逻辑反转的已知信号和实施了逻辑反转的已知信号这两者作为期望值，并分别检测其检测到的定时/周期。
在传输路径推定电路25-1、25-2中，对于到达的已知信号样式部分实施相当于逻辑反转的操作。例如，有时到达样式虽说是数字信号却是使用多个位宽的多值数字信号。在此情况下，通过反转符号对到达样式一方实施相当于逻辑反转的操作即可。
另一方面，对于作为应到达的已知信号而保持的参照用的已知信号样式，还可以按照从反转相位检测部28-1、28-2所提供的反转定时信息，对参照用的已知信号样式赋予与发送侧的逻辑反转操作同样的操作。即，是一种应用假设了发送侧的逻辑操作的已知样式作为应到达的已知样式的方法。
根据上述的第三～第七实施方式，能够不使用光偏振控制器等光学部件而通过数字信号而高速变更发送信号的光偏振状态。因此，不需要在正交的两个偏振面分别独立地接收发送信号，能够降低接收机的消耗电力。
另外，在将本第三～第七实施方式应用于在正交的两个偏振面分别独立地接收的系统的情况下，虽然没有降低消耗电力的效果，但与现有系统相比，具有能够提高分集效果这一优点。
I. 第八实施方式
接着，对根据本发明的第八实施方式的发送帧进行说明。
图18是示出根据本第八实施方式的发送帧构成的概念图。在图18中，201是第一同步信号，202是第一信息符号，203是第二信息符号，204是第三信息符号，205是第二同步信号，206是第四信息符号。同步信号以及信息符号均用复数来表达。第二同步信号20设为相对于第一同步信号201进行了逻辑反转的信号。
图19作为根据本第八实施方式的发送帧的详细构成例，是示出将用复数表达的信号分离成I、Q而用实数来表达的构成的概念图。在该图中，207是第三同步信号，208是第五信息符号，209是第六信息符号，210是第七信息符号，211是第八信息符号，212是第九信息符号，213是第四同步信号，214是第十信息符号，215是第十一信息符号，216是第十二信息符号。第四同步信号213是相对于第三同步信号207进行了逻辑反转的信号。
参照图20A～20F以及图21A～21F来说明使用该发送帧时的动作。在图19的时间区间（1）中，在X偏振/I信号的第三同步信号207为“1”且X偏振/Q信号的第三同步信号207为“1”时，将这些进行复数加法的信号为“1+j”。另外，在X偏振/I信号的第三同步信号207为“-1”且X偏振/Q信号的第三同步信号207为“-1”时，将这些进行复数加法的信号为“-1-j”。图20A中示出将交替地取这些值时的情形表示在IQ平面上的图。在时间上以白圆、黑圆的顺序进行变化。
同样在图19的时间区间（1）中，在Y偏振/I信号的第三同步信号207为“1”且Y偏振/Q信号的第三同步信号207为“1”时，将这些复数相加的信号为“1+j”。另外，在Y偏振/I信号的第三同步信号207为“-1”且Y偏振/Q信号的第三同步信号207为“-1”时，将这些进行复数加法的信号为“-1-j”。图20B中示出将交替地取这些值时的情形表示在IQ平面上的图。在时间上以白圆、黑圆的顺序进行变化。
图20C及图20D中示出对根据这样变化的基带信号进行PSK调制的被调制信号的时间波形。X偏振、Y偏振都是基带信号为“1+j”的区间成为相对于载波具有45度相位差的信号，基带信号为“-1-j”的区间成为相对于载波具有45度+180度的相位差的信号。
在图20C及图20D中，当X偏振平面上的被调制信号的振幅为“1”时Y偏振平面上的被调制信号的振幅为“1”，当X偏振平面上的被调制信号的振幅为“-1”时Y偏振平面上的被调制信号的振幅为“-1”，将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号能够如图20E那样来表示。即，在被X偏振平面和Y偏振平面所夹着、且相对于X偏振平面具有成45度的角度的偏振平面上在时间上变化。
图20F中示出接收到该信号时的情形。若将在接收机中接收信号的偏振面表示为X’偏振，将与其正交的偏振面表示为Y’偏振，则这些偏振面与接收信号所成的角度一般不同于发送信号与发送机的X偏振、Y偏振。其结果是，X’偏振平面上的信号与Y’偏振平面上的信号的振幅不同。
接着，在图19的时间区间（3）中，当X偏振/I信号的第三同步信号207为“1”且X偏振/Q信号的第三同步信号207为“1”时，将这些进行复数加法的信号为“1+j”。另外，当X偏振/I信号的第三同步信号207为“-1”且X偏振/Q信号的第三同步信号207为“-1”时，将这些进行复数加法的信号为“-1-j”。图21A中示出将交替地取这些值时的情形表示在IQ平面上的图。在时间上以白圆、黑圆的顺序进行变化。
第四同步信号213是相对于第三同步信号207进行了逻辑反转的信号。当Y偏振/I信号的第四同步信号213为“-1”且Y偏振/Q信号的第四同步信号213为“-1”时，将这些进行复数加法的信号为“-1-j”。另外，当Y偏振/I信号的第四同步信号213为“1”且Y偏振/Q信号的第四同步信号213为“1”时，将这些进行复数加法的信号为“1+j”。图21B中示出将交替地取这些值时的情形表示在IQ平面上的图。在时间上以白圆、黑圆的顺序进行变化。
图21C及图21D中示出对根据这样变化的基带信号进行PSK调制的被调制信号的时间波形。X偏振、Y偏振都是基带信号为“1+j”的区间成为相对于载波具有45度相位差的信号，基带信号为“-1-j”的区间成为相对于载波具有45度+180度的相位差的信号。
在图21C及图21D中，当X偏振平面上的被调制信号的振幅为“1”时Y偏振平面上的被调制信号的振幅为“-1”，当X偏振平面上的被调制信号的振幅为“-1”时Y偏振平面上的被调制信号的振幅为“1”，将两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号能够如图21E那样来表示。即，在与图20E所表示的偏振平面正交且具有90度角度的偏振平面上在时间上变化。该光偏振状态的变更不使用光偏振控制器等光学部件，仅通过数字信号来进行。
图21F中示出接收到该信号时的情形。X’偏振平面上的信号和Y’偏振平面上的信号的振幅大小与图20F的情况相反。
因此，通过对图20F的信号和图21F的信号隔开时间间隔仅接收X’偏振信号并进行合成，能够获得与现有的同时独立地接收X’偏振信号和Y’偏振信号并进行合成的情况同等的偏振分集效果。
使用现有的帧构成时的偏振分集是合成图20F所示的X’偏振信号和Y’偏振信号。另一方面，使用根据本第八实施方式的帧构成时的偏振分集是合成图20F所示的X’偏振信号和图21F所示的X’偏振信号。在合成方法中，有选择接收电平较高的一个的选择合成法、以及在推定出传输路径特性的基础上依照传输路径特性来调整接收信号的相位/振幅而进行合成的最大比合成法。
因此，在使用根据本第八实施方式的帧构成的情况下，不需要使接收Y’偏振信号的电路进行动作，能够降低接收机的消耗电力。
另外，虽然在上述的说明中设为对每一帧每次使光偏振状态旋转90度，但使光偏振状态变化的周期还可以是2以上的帧数。
J. 第九实施方式
接着，对根据本发明的第九实施方式的发送帧进行说明。
图22是示出根据本发明的第九实施方式的发送帧构成的图。在该图中，217是第五同步信号，218是第一训练信号，219是第十三信息符号，220是第十四信息符号，221是第二训练信号，222是第十五信息符号，223是第十六信息符号，224是第十七信息符号，225是第六同步信号，226是第三训练信号，227是第十八信息符号，228是第十九信息符号，229是第四训练信号，230是第二十信息符号。
第六同步信号225是相对于第五同步信号217进行逻辑反转的信号，第三训练信号226是相对于第一训练信号218进行逻辑反转的信号，第四训练信号229是相对于第二训练信号221进行逻辑反转的信号。即，在作为一帧的一部分的时间区间（1）、（2）中，Y偏振的信号与X偏振的信号相同，在作为下一帧的一部分的时间区间（4）、（5）中，Y偏振的信号是将X偏振的信号进行逻辑反转的信号。
参照图23A～23D以及图24A～24D来说明使用该发送帧时的动作。同步信号是与图19相同的构成。训练信号设为与I信号和Q信号不同的序列，以便在IQ平面上取得四个信号点。
在图22的时间区间（2）中，X偏振/I信号与Y偏振/I信号相同，另外X偏振/Q信号与Y偏振/Q信号相同。因此，图23A所示的X偏振的IQ平面上的信号点与图23B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点为相同位置。图中的圆圈数字示出时间上的顺序。
因此，将根据这样变化的基带信号进行PSK调制的两个偏振平面上的被调制波信号进行矢量合成的信号能够如图23C那样表示。即在被X偏振平面和Y偏振平面所夹着、且相对于X偏振平面具有成45度的角度的偏振平面上在时间上变化。图23D中示出接收到该信号时的情形。X’偏振平面上的信号与Y’偏振平面上的信号的振幅不同。
接着，在图22的时间区间（5）中，X偏振/I信号和Y偏振/I信号进行逻辑反转，另外X偏振/Q信号和Y偏振/Q信号进行逻辑反转。因此，图24A所示的X偏振的IQ平面上的信号点和图24B所示的Y偏振的IQ平面上的信号点，相对于原点取点对称的位置。图中的[]中的数字示出时间上的顺序。
因此，将根据这样变化的基带信号进行PSK调制的两个偏振平面上的被调制波信号经过矢量合成的信号能够如图24C那样来表示。即在与图23C所表示的偏振平面正交且具有90度的角度的偏振平面上在时间上进行变化。该光偏振状态的变更不使用光偏振控制器等光学部件，仅通过数字信号来进行。图24D中示出接收到该信号时的情形。X’偏振平面上的信号和Y’偏振平面上的信号的振幅大小与图23D的情况相反。
因此，通过对图23D的信号和图24D的信号隔开时间间隔仅在X’偏振平面上接收并进行最大比合成、选择合成，能够获得与同时独立地接收X’偏振平面上的信号和Y’偏振平面上的信号并合成的情况同等的偏振分集效果。因此，不需要使接收Y’偏振信号的电路动作，能够降低接收机的消耗电力。
另外，虽然在上述的说明中，在一个帧周期每次使光偏振状态旋转90度，但使光偏振状态进行变化的周期还可以是2以上的帧数。另外，虽然假定QPSK调制，同步信号为取IQ平面上的两个点的信号，训练信号为取IQ平面上的四个点的信号，但同步信号还可以是取四个点的信号。另外，调制方式还可以是16QAM、64QAM等多值调制。
K. 第十实施方式
接着，对能够使用本发明的发送帧进行光通信的收发机的构成进行说明。图25是示出根据本第十实施方式的收发机的构成例的框图。在图25中，300是半导体激光器，301是发送机，302是第一调制器，303是第二调制器，304是偏振光束组合器，305是光纤，306是接收机，309是本地振荡激光器，310是第一90度混合器，312是第一光接收元件，313是第二光接收元件，316是第一AD转换器，317是第二AD转换器，320是复数加法电路，323是同步电路，324是均衡电路，325是解调电路，334是缓冲电路，336是合成电路。
在发送机301中，输入到第一调制器302以及第二调制器303的X偏振/I信号和Y偏振/I信号在时间上切换相同信号或者经过逻辑反转的信号，另外，X偏振/Q信号和Y信号/Q信号在时间上切换相同信号或者经过逻辑反转的信号。第一调制器302以及第二调制器303的输出信号用偏振光束组合器304进行偏振复用并发送到光纤305。
在接收机306中，通过90度混合器310分离成I/Q信号，在经由光接收元件312、313并通过AD转换器316、317将这些转换成数字信号以后，通过复数加法电路320转换成I+jQ的复数信号。将所获得的复数信号在缓冲电路334中存放相当于发送信号的光偏振状态的切换时间的一定时间，在合成电路336中合成存放前和存放后的信号。在合成方法中存在着适当地调整相位/振幅并进行合成的最大比合成法、仅选择接收电平较高的一个的选择合成法等。
位同步信号、帧同步信号在同步电路323中使用，训练信号在均衡电路324中使用，输出用解调电路325解调的信号。
此外，缓冲电路334以及合成电路336还可以分别设置于AD转换器316与复数加法电路320之间以及AD转换器317与复数加法电路320之间。另外，缓冲电路334还可以是将输入数据延迟一定时间而进行输出的延迟电路。
根据上述的第十实施方式，与图29所示的现有的收发机进行比较，能省去用于接收Y’偏振信号的光接收元件、AD转换器、复数加法电路，能低消耗电力化。
L. 第十一实施方式
接着，对能够使用本发明的发送帧进行光通信的收发机的其它构成进行说明。图26是示出根据本第十一实施方式的收发机的构成例的框图。在该图中，300是半导体激光器，301是发送机，302是第一调制器，303是第二调制器，304是偏振光束组合器，305是光纤，306是接收机，307是第一偏振光束分离器，308是第二偏振光束分离器，309是本地振荡激光器，310是第一90度混合器，311是第二90度混合器，312是第一光接收元件，313是第二光接收元件，314是第三光接收元件，315是第四光接收元件，316是第一AD转换器，317是第二AD转换器，318是第三AD转换器，319是第四AD转换器，320是第一复数加法电路，321是第二复数加法电路，323是同步电路，324是均衡电路，325是解调电路，334是第一缓冲电路，335是第二缓冲电路，336是第一合成电路，337是第二合成电路，338是第三合成电路。
在发送机301中，输入到第一调制器302以及第二调制器303的X偏振/I信号和Y偏振/I信号在时间上切换相同信号或者经过逻辑反转的信号，另外，X偏振/Q信号和Y信号/Q信号在时间上切换相同信号或者经过逻辑反转的信号。第一调制器302以及第二调制器303的输出信号用偏振光束组合器304进行偏振复用并发送到光纤305。
在接收机306中，通过偏振光束分离器307及308、90度混合器310及311将正交的两偏振分别分离成I/Q信号，在经由光接收元件312～315并通过AD转换器316、317、318、319将这些转换成数字信号以后，通过复数加法电路320、321对每个偏振转换成I+jQ的复数信号。将所获得的每个偏振的复数信号在缓冲电路334、335中存放相当于发送信号的光偏振状态的切换时间的一定时间，并在合成电路336、337中合成存放前和存放后的信号。进一步在合成电路338中合成对每个该偏振所获得的合成信号。在合成方法中有适当地调整相位/振幅并进行合成的最大比合成法、仅选择接收电平较高的一个的选择合成法等。
在图29所示的现有的收发机构成中，合成图20F所示的X’偏振信号和Y’偏振信号。另外，在图25所示的根据第十实施方式的收发机的构成中，合成图20F所示的X’偏振信号和图21F所示的X’偏振信号。相对于这些，在本第十一实施方式中，全部合成图20F所示的X’偏振信号和Y’偏振信号以及图21F所示的X’偏振信号和Y’偏振信号这四个。因此，本第十一实施方式与根据第十实施方式的收发机的构成相比较，虽然没有消耗电力降低的效果，但与现有的收发机的构成以及根据第十实施方式的收发机的构成相比较，却具有能够提高分集效果、接收更高质量的信号这一优点。
产业上的可利用性
如以上所说明那样，根据本发明，能够通过数字信号以符号速率的速度高速变更发送信号的光偏振状态，而不使用偏振扰乱器等光学部件。因此，能够免除对制造时的入射角度的调整、起因于光学部件老化的偏振扰乱特性的变差进行应对的必要性。
另外，根据本发明，通过使用发送侧的数字逻辑反转电路、接收侧的传输路径推定的时间平均化处理电路，能够使光纤传输路径中的波形失真的偏振依赖平均化，并能够提高例如波长色散等光纤传输路径中的波形失真的推定精度。
另外，根据本发明，能够通过数字信号高速变更发送信号的光偏振状态而不使用光偏振控制器等光学部件。因此，不需要在正交的两个偏振面分别独立地接收发送信号，能够降低接收机的消耗电力。
另外，在将本发明应用于在正交的两个偏振面分别独立地进行接收的系统时，具有能够提高分集效果这一优点。
标号的说明
10-1～10-4 插入电路
11-1、11-2 数字逻辑反转电路
12-1 XI-调制器
12-2 XQ-调制器
12-3 YI-调制器
12-4 YQ-调制器
13 偏振复用器
20 偏振分离器
21、21-1、21-2 90度混合器
23-1～23-4 光电转换器
24-1～24-4 ADC
25、25-1、25-2 传输路径推定电路
26、26-1、26-2 时间平均化处理部
27 XY平均化部
28-1、28-2 反转相位检测电路
22 本振光
300 半导体激光器
301 发送机
302 第一调制器
303 第二调制器
304 偏振光束组合器
305 光纤
306 接收机
307 第一偏振光束分离器
308 第二偏振光束分离器
309 本地振荡激光器
310 第一90度混合器
311 第二90度混合器
312 第一光接收元件
313 第二光接收元件
314 第三光接收元件
315 第四光接收元件
316 第一AD转换器
317 第二AD转换器
318 第三AD转换器
319 第四AD转换器
320 第一复数加法电路
321 第二复数加法电路
322 合成电路
323 同步电路
324 均衡电路
325 解调电路
326 偏振扰乱器
327 第一反相器
328 第二反相器
329 第一开关
330 第二开关
331 第三开关
332 第四开关
333 第五开关
334、335 缓冲器
336、337、338 合成电路。

Claims (28)

1.一种发送方法，包括：
生成第一及第二信号序列的步骤；
通过所述第一信号序列来调制第一偏振，并通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振的步骤；以及
对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用的步骤，
所述生成信号序列的步骤包含在以既定长度区分的各区间的至少一部分对每个所述区间切换应用如下第一步骤至第四步骤中的至少两个的步骤，
第一步骤，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二步骤，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三步骤，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四步骤，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列。
2.如权利要求1所述的发送方法，
将所述至少两个步骤应用于发送帧的一部分符号。
3.如权利要求1或者2所述的发送方法，
在发送帧的一帧内应用所述至少两个步骤中的相同步骤，并对每帧切换应用的步骤。
4.如权利要求1所述的发送方法，
所述区间包含已知信号和发送数据序列，
切换所述第一到第四步骤中的至少两个步骤而生成所述第二信号序列中的已知信号。
5.如权利要求4所述的发送方法，
所述已知信号包含在两个以上的特定频带具有大部分信号成分的特殊符号样式。
6.如权利要求5所述的发送方法，
所述特殊符号样式是对每个符号相位进行反转的交变信号。
7.一种收发方法，是在发送偏振复用正交的第一及第二偏振的调制信号的发送装置和接收由所述发送装置发送的调制信号并进行解调的接收装置之间的收发方法，
在所述发送装置，包括：
生成第一及第二信号序列的步骤；
通过所述第一信号序列来调制第一偏振，并通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振的步骤；以及
对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用的步骤，
所述生成信号序列的步骤，包含：
在以既定长度区分的各区间的至少一部分对每个所述区间切换应用如下第一步骤至第四步骤中的至少两个的步骤，
第一步骤，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二步骤，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三步骤，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四步骤，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
在所述接收装置，包含：
在以既定长度区分的各区间的至少一部分，将对每个所述区间光偏振状态变化的调制信号分离成第一及第二偏振的步骤；以及
将所述分离的第一或者第二偏振的至少一个的信号光与本振光进行混频，并分离成所述第一或者第二偏振的至少一个的同相成分和正交成分的步骤。
8.如权利要求7所述的收发方法，
在所述接收装置，还包括：
使用所述分离的第一或者第二偏振的至少一个来推定传输路径参数的步骤；以及
对所述推定的传输路径参数进行时间平均化处理的步骤。
9.如权利要求8所述的收发方法，
在所述接收装置，
所述进行推定的步骤包含，
使用所述分离的第一偏振来推定第一传输路径参数的步骤；以及
使用所述分离的第二偏振来推定第二传输路径参数的步骤，
所述进行时间平均化处理的步骤包含，
对所述推定的第一传输路径参数进行时间平均化处理的步骤；以及
对所述推定的第二传输路径参数进行时间平均化处理的步骤，
还包括将对所述第一传输路径参数进行时间平均化处理的值和对所述第二传输路径参数进行时间平均化处理的值平均化并进行输出的步骤。
10.如权利要求8所述的收发方法，
在所述接收装置，
所述分离成同相成分和正交成分的步骤包含将接收到的信号光与本振光进行混频，并分离成第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分的步骤，
所述推定传输路径参数的步骤使用所述分离的第一或者第二的任意一个偏振的同相成分和正交成分来推定传输路径参数。
11.如权利要求9所述的收发方法，
在所述接收装置，
所述推定第一及第二传输路径参数的步骤还包含检测已知信号的反转定时的步骤。
12.如权利要求7所述的收发方法，
在所述接收装置，包括：
用单一偏振来接收所述调制信号的步骤；
将所述接收到的单一偏振的接收信号存放一定时间的步骤；以及
将所述接收信号存放之前和存放以后的信号进行合成的步骤。
13.如权利要求12所述的收发方法，
在所述接收装置，
所述进行存放的步骤包含将所述接收到的单一偏振的接收信号延迟一定时间的步骤，以及
所述进行合成的步骤包含将所述接收信号延迟之前和延迟以后的信号进行合成的步骤。
14.如权利要求12所述的收发方法，
在所述接收装置，
所述进行接收的步骤用正交的两个偏振来接收所述调制信号，
所述进行存放的步骤包含，
将所述接收到的X偏振的接收信号存放一定时间的第一存放步骤；以及
将所述接收到的Y偏振的接收信号存放一定时间的第二存放步骤，
所述进行合成的步骤包含，
将在所述第一存放步骤进行存放之前和存放以后的信号进行合成的第一合成步骤；
将在所述第二存放步骤进行存放之前和存放以后的信号进行合成的第二合成步骤；以及
将利用所述第一合成步骤的合成信号和利用所述第二合成步骤的合成信号进行合成的第三合成步骤。
15.一种发送装置，具备：
信号序列生成组件，生成第一及第二信号序列；
调制组件，通过所述第一信号序列来调制第一偏振，通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振；以及
偏振复用组件，对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用，
所述信号序列生成组件具有如下第一组件至第四组件中的至少两个，
第一组件，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二组件，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三组件，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四组件，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
还具备切换组件，在以既定长度区分的各区间的至少一部分，对每个所述区间切换应用所述至少两个组件。
16.如权利要求15所述的发送装置，
所述切换组件将所述至少两个组件应用于发送帧的一部分符号。
17.如权利要求15或者16所述的发送装置，
所述切换组件在发送帧的一帧内应用所述至少两个组件中的相同组件，并对每帧切换所应用的组件。
18.如权利要求15所述的发送装置，
所述区间包含已知信号和发送数据序列，
切换所述第一到第四组件中的至少两个组件而生成所述第二信号序列中的已知信号。
19.如权利要求18所述的发送装置，
所述已知信号包含在两个以上的特定频带具有大部分信号成分的特殊符号样式。
20.如权利要求19所述的发送装置，
所述特殊符号样式是对每个符号相位进行反转的交变信号。
21.一种收发装置，由发送偏振复用正交的第一及第二偏振的调制信号的发送装置和接收由所述发送装置发送的调制信号并进行解调的接收装置构成，
所述发送装置，具备：
信号序列生成组件，生成第一及第二信号序列；
调制组件，通过所述第一信号序列来调制第一偏振，通过所述第二信号序列来调制与所述第一偏振正交的第二偏振；以及
偏振复用组件，对所述经调制的第一及第二偏振进行偏振复用，
所述信号序列生成组件，具有如下第一组件至第四组件中的至少两个，
第一组件，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第二组件，将与所述第一信号序列的正交成分相同的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第三组件，将对所述第一信号序列的同相成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
第四组件，将对所述第一信号序列的正交成分进行逻辑反转的信号作为同相成分，将与所述第一信号序列的同相成分相同的信号作为正交成分来生成所述第二信号序列，
还具备切换组件，在以既定长度区分的各区间的至少一部分，对每个所述区间切换应用所述至少两个组件，
所述接收装置，具备：
偏振分离器，在以既定长度区分的各区间的至少一部分，将对每个所述区间光偏振状态变化的调制信号分离成第一及第二偏振；以及
分离电路，将由所述偏振分离器分离的第一或者第二偏振的至少一个的信号光与本振光进行混频，并分离成所述第一或者第二偏振的至少一个的同相成分和正交成分。
22.如权利要求21所述的收发装置，所述接收装置，还具备：
传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第一或者第二偏振的至少一个来推定传输路径参数；以及
时间平均化部，对来自所述传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理。
23.如权利要求22所述的收发装置，
所述接收装置的所述传输路径推定电路具备，
第一传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第一偏振来推定传输路径参数；以及
第二传输路径推定电路，使用由所述分离电路分离的第二偏振来推定传输路径参数，
所述接收装置的所述时间平均化部具备，
第一时间平均化部，对来自所述第一传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理；以及
第二时间平均化部，对来自所述第二传输路径推定电路的输出值进行时间平均化处理，
所述接收装置还具备对来自所述第一时间平均化部的输出值和来自所述第二时间平均化部的输出值平均化并进行输出的平均化部。
24.如权利要求22所述的收发装置，
所述接收装置的所述分离电路将接收到的信号光与本振光进行混频，并分离成第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分，
所述接收装置的所述传输路径推定电路使用由所述分离电路分离的第一或者第二偏振的任意一个的同相成分和正交成分来推定传输路径参数。
25.如权利要求23所述的收发装置，所述接收装置，还具备：
检测已知信号的反转定时，并将反转定时信息供给到所述传输路径推定电路的反转相位检测电路。
26.如权利要求21所述的收发装置，所述接收装置，具备：
接收组件，用单一偏振来接收所述调制信号；
缓冲组件，将由所述接收组件接收的单一偏振的接收信号存放一定时间；以及
合成组件，将在所述缓冲组件进行存放之前和存放以后的信号进行合成。
27.如权利要求26所述的收发装置，
所述接收装置的所述缓冲组件是将用所述接收组件接收的单一偏振的接收信号延迟一定时间的延迟电路，
所述接收装置的所述合成组件将通过所述延迟电路延迟之前和延迟以后的信号进行合成。
28.如权利要求26所述的收发装置，
所述接收装置的所述接收组件用正交的两个偏振来接收所述调制信号，
所述接收装置的所述缓冲组件具备，
第一缓冲组件，将由所述接收组件接收的X偏振的接收信号存放一定时间；以及
第二缓冲组件，将由所述接收组件接收的Y偏振的接收信号存放一定时间，
所述接收装置的所述合成组件具备，
第一合成组件，将在所述第一缓冲组件进行存放之前和存放以后的信号进行合成；
第二合成组件，将在所述第二缓冲组件存放之前和存放以后的信号进行合成；以及
第三合成组件，将根据所述第一合成组件的合成信号和根据所述第二合成组件的合成信号进行合成。
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Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5476697B2 (ja) * 2008-09-26 2014-04-23 富士通株式会社 光信号送信装置
US8929750B2 (en) * 2009-05-18 2015-01-06 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Signal generating circuit, optical signal transmitting apparatus, signal receiving circuit, method for establishing optical signal synchronization, and optical signal synchronization system
EP2493100B1 (en) * 2011-02-22 2016-05-25 Alcatel Lucent Optical transmission with polarization division multiplexing
WO2012144108A1 (ja) * 2011-04-21 2012-10-26 日本電気株式会社 光受信方法および光受信機
JP5839050B2 (ja) * 2012-02-03 2016-01-06 富士通株式会社 光伝送システムおよび光信号伝送方法
CN104106229A (zh) * 2012-02-10 2014-10-15 中兴通讯(美国)公司 用于结合相干检测和数字信号处理的系统和方法
JP5799872B2 (ja) * 2012-03-28 2015-10-28 富士通株式会社 光送信器、光受信器、及び光伝送方法
US9535102B2 (en) * 2012-05-17 2017-01-03 Yamaha Corporation Test signal supplying device and semiconductor integrated circuit
JP6094068B2 (ja) * 2012-06-18 2017-03-15 日本電気株式会社 受信信号処理装置、受信信号処理方法およびプログラム
JP6061514B2 (ja) * 2012-06-25 2017-01-18 日本電信電話株式会社 光送受信システム及び光伝送方法
JP5912932B2 (ja) * 2012-07-04 2016-04-27 株式会社日立製作所 光伝送装置
JP5653561B2 (ja) * 2012-07-27 2015-01-14 三菱電機株式会社 光変復調方法および光送受信器
JP6126404B2 (ja) * 2013-02-13 2017-05-10 日本電信電話株式会社 送受信システム、及び通信方法
US20140241722A1 (en) * 2013-02-25 2014-08-28 Alcatel-Lucent Usa Inc. PDM-(M) Ask Optical Systems And Methods For Metro Network Applications
JP5549755B1 (ja) * 2013-03-18 2014-07-16 沖電気工業株式会社 光ネットワーク、送信装置、受信装置及び通信方法
JP5438856B1 (ja) * 2013-03-22 2014-03-12 日本電信電話株式会社 光送受信システム、送信器、受信器および光送受信方法
US9112609B2 (en) * 2013-06-10 2015-08-18 Fujitsu Limited Mitigation of polarization dependent loss in optical multi-carrier/super-channel transmission
JP6323001B2 (ja) 2013-12-26 2018-05-16 富士通株式会社 光送信装置、及び、光送信方法
US9515745B2 (en) * 2014-03-06 2016-12-06 Cisco Technology, Inc. Adaptive equalization in coherent receivers using a Stokes space update algorithm
JP5892299B1 (ja) 2014-05-08 2016-03-23 三菱電機株式会社 光伝送方法および光伝送システム
WO2016166971A1 (ja) 2015-04-13 2016-10-20 日本電信電話株式会社 偏波多重光送信回路および偏波多重光送受信回路
JP6117857B2 (ja) * 2015-06-09 2017-04-19 日本電信電話株式会社 送受信システム
WO2017002178A1 (ja) * 2015-06-29 2017-01-05 三菱電機株式会社 光送信装置、光受信装置、光伝送システムおよび光伝送方法
WO2017031742A1 (zh) * 2015-08-27 2017-03-02 华为技术有限公司 光信号处理方法及相干接收机
US9979447B2 (en) * 2016-01-04 2018-05-22 Futurewei Technologies, Inc. Radio frequency distribution network for a split beam user specific tilt antenna
CN107342793B (zh) * 2016-04-28 2021-06-29 松下知识产权经营株式会社 电力发送装置、电力接收装置以及电力传送系统
JP2018023038A (ja) * 2016-08-04 2018-02-08 富士通株式会社 光送信装置および波長分割多重光伝送装置
US11387929B1 (en) * 2019-01-09 2022-07-12 Cable Television Laboratories, Inc. Systems and methods for carrier phase recovery
US10637572B1 (en) * 2019-11-25 2020-04-28 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Full duplex laser communication terminal architecture with reconfigurable wavelengths
JP7415715B2 (ja) * 2020-03-24 2024-01-17 富士通株式会社 光通信素子、光送信器及び制御方法
US11009595B1 (en) 2020-11-13 2021-05-18 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Continuously variable optical beam splitter
US11002956B1 (en) 2020-11-19 2021-05-11 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Refractive laser communication beam director with dispersion compensation
US11650340B2 (en) 2020-12-01 2023-05-16 Nokia Solutions And Networks Oy Detection of seismic disturbances using optical fibers

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004054138A2 (en) * 2002-12-11 2004-06-24 Taylor Michael G Coherent optical detection and signal processing method and system
CN1815930A (zh) * 2005-01-31 2006-08-09 富士通株式会社 使用差分正交相移键控的光接收器和对应的光接收方法
CN101479967A (zh) * 2006-06-23 2009-07-08 卢森特技术有限公司 用于接收相干、偏振-多路复用光信号的系统和方法
WO2009104758A1 (ja) * 2008-02-22 2009-08-27 日本電信電話株式会社 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5327511A (en) 1993-06-18 1994-07-05 At&T Bell Laboratories Apparatus and method employing fast polarization modulation to reduce effects of polarization hole burning and polarization dependent loss
JP3173591B2 (ja) * 1998-06-09 2001-06-04 日本電気株式会社 光送信器と光伝送システムおよび信号光変調方法
JP4247784B2 (ja) 2003-10-17 2009-04-02 日本電信電話株式会社 光通信方法、光送信機、および光通信システム
US8041233B2 (en) * 2004-07-14 2011-10-18 Fundación Tarpuy Adaptive equalization in coherent fiber optic communication
JP4620642B2 (ja) 2006-07-31 2011-01-26 富士通株式会社 多値変調受信装置
CN101552640B (zh) * 2008-04-01 2012-04-11 富士通株式会社 滤波器系数变更装置和方法
DE602008002051D1 (de) 2008-04-11 2010-09-16 Alcatel Lucent Modulationsschema mit erhöhter Anzahl Polarisierungszustände
JP5340004B2 (ja) * 2008-06-18 2013-11-13 株式会社日立製作所 バランス補償型光バランスド受信器及び光ｉｑ受信器
JP2010023498A (ja) 2008-06-18 2010-02-04 Canon Inc インクジェット記録装置および記録画像の乾燥条件決定方法
JP5141498B2 (ja) * 2008-10-30 2013-02-13 富士通株式会社 光送受信システム，光送信器，光受信器および光送受信方法
JP5326584B2 (ja) * 2009-01-09 2013-10-30 富士通株式会社 遅延処理装置，信号増幅装置，光電変換装置，アナログ／デジタル変換装置，受信装置および受信方法
JP5365319B2 (ja) 2009-04-10 2013-12-11 富士通株式会社 光伝送システム
JP2010274920A (ja) 2009-05-26 2010-12-09 Yoshio Nagaya 展開ページ付封筒兼用冊子およびその製造方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004054138A2 (en) * 2002-12-11 2004-06-24 Taylor Michael G Coherent optical detection and signal processing method and system
CN1815930A (zh) * 2005-01-31 2006-08-09 富士通株式会社 使用差分正交相移键控的光接收器和对应的光接收方法
CN101479967A (zh) * 2006-06-23 2009-07-08 卢森特技术有限公司 用于接收相干、偏振-多路复用光信号的系统和方法
WO2009104758A1 (ja) * 2008-02-22 2009-08-27 日本電信電話株式会社 光ｏｆｄｍ受信器および光伝送システムおよびサブキャリア分離回路およびサブキャリア分離方法

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