CN102783038A - 提供递增冗余的编码器和编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于对输入数据字(D)进行纠错码编码以编码成码字(Z1，Z2)的编码器，包括：编码器输入端(1451)，用于接收输入数据字(D)，每个输入数据字包括第一数目K_ldpc个信息符号，编码装置(1452)，用于将输入数据字(D)编码成码字(Z1，Z2，Z3，Z4)，使得码字包括基本码字部分(B)和辅助码字部分(A)，该基本码字部分(B)包括数据部分(D)和第二数目N_ldpc-K_ldpc个基本奇偶符号的基本奇偶部分(Pb)，并且该辅助码字部分(A)包括第三数目M_IR个辅助奇偶符号的辅助奇偶部分(Pa)，其中所述编码装置(14)适应于i)根据第一码从输入数据字(D)生成所述基本码字部分(B)，其中基本奇偶符号是通过在根据第一地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的，以及ii)根据第二码从输入数据字(D)生成所述辅助码字部分(A)，其中辅助奇偶符号是通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成的，其中所述奇偶符号地址y是根据第二地址生成规则：如果x≥N_ldpc-K_ldpc，则N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod G_a×Q_IR}mod M_IR，来确定的，其中x表示与大小为G_a的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_IR是依从辅助码率的预定常数，以及编码器输出端(1454)，用于输出所述码字(Z1，Z2)。

Description

提供递增冗余的编码器和编码方法

技术领域

本发明涉及用于对输入数据字进行纠错码编码以编码成码字的编码器和相应的编码方法。另外，本发明涉及用于在广播系统中广播数据的发送机和相应的发送方法。此外，本发明涉及用于在计算机上实现所述发送方法的计算机程序。最后，本发明涉及包括这样的发送机和用于接收由所述发送机广播的数据的一个或多个接收机的广播系统。

本发明尤其涉及例如在利用正交频分复用(OFDM)的数字视频广播(DVB)系统的发送机中使用的LDPC编码器。另外，本发明可被应用在应用与DVB相同或相似的LDPC编码方案的其他系统中。

背景技术

诸如根据DVB-T2标准(第二代数字地面电视广播系统标准)的广播系统之类的已知的广播系统的发送参数一般是针对利用静止接收机例如利用屋顶天线的固定接收而优化的。在诸如即将出现的DVB-NGH(DVB下一代手持；以下也称为NGH)标准之类的未来的广播系统中，移动接收机(其是这个即将出现的标准的主要焦点)将被使得在恶劣的接收情形中(例如尽管遭受了多径传播、衰减效应和多普勒频移)也能够正确地接收数据。这种广播系统的特征尤其在于以下事实：即，一般没有反馈信道并且没有从接收机到发送机的信令。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种编码器和相应的编码方法以及发送机和相应的发送方法，用于在广播系统中广播数据，由此，移动接收机对数据进行无误的接收/重建的概率与已知广播系统中的发送机和发送方法相比提高了，即使在恶劣的接收条件下也是如此。本发明的另一个目的是使得能够使用不同类型的解码器和接收机，但确保兼容性。本发明还有一个目的是提供一种用于实现所述编码方法的计算机程序和一种广播系统。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于对输入数据字进行纠错码编码以编码成码字的编码器，包括：

-编码器输入端，用于接收输入数据字，每个输入数据字包括第一数目K_ldpc个信息符号，

-编码装置，用于将输入数据字编码成码字，使得码字包括基本码字部分和辅助码字部分，该基本码字部分包括数据部分和第二数目N_ldpc-K_ldpc个基本奇偶符号的基本奇偶部分，并且该辅助码字部分包括第三数目M_IR个辅助奇偶符号的辅助奇偶部分，

其中所述编码装置适应于

i)根据第一码从输入数据字生成所述基本码字部分，其中基本奇偶符号是通过在根据第一地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的，以及

ii)根据第二码从输入数据字生成所述辅助码字部分，其中辅助奇偶符号是通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成的，其中所述奇偶符号地址y是根据如下第二地址生成规则确定的

如果x≥N_ldpc-K_ldpc，则N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod G_a×Q_IR}mod M_IR

其中x表示与大小为G_a的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_IR是依从辅助码率的预定常数，以及

-编码器输出端，用于输出所述码字。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于在广播系统中广播数据的发送机，包括：

-数据输入端，用于接收被分段成输入数据字的至少一个发送机输入数据流，

-如上限定的用于对输入数据字进行纠错码编码以编码成码字的编码器，

-数据映射器，用于将码字映射到发送机输出数据流的帧上，以及

-发送机单元，用于发送所述发送机输出数据流。

根据本发明的另外的方面，提供了相应的编码方法、发送方法和包括用于使得计算机执行所述编码方法的步骤的程序手段的计算机程序，其中所述计算机程序是在计算机上执行的。

本发明的优选实施例在从属权利要求中限定。应理解，要求保护的装置、要求保护的方法和要求保护的计算机程序具有如从属权利要求中限定的与要求保护的编码器相似和/或相同的优选实施例。

本发明是基于如下构思的：通过改善所提供的纠错措施，使得广播系统中的移动接收机(例如车内接收机或手持式接收机(例如在移动电话或PDA中))即使在严峻的传送信道条件下也能够对广播数据解码。具体地，提出了由编码器提供充分量的冗余以提高码的鲁棒性。所述额外的冗余是由发送机提供的，以使得接收机在对所接收的广播数据的接收或重建(解码)有错误或者只能以不足的质量进行的情况下能够(但不是必须要)使用所述额外的冗余。广播操作者还具有从多种不同的编码和调制方案中进行选择的能力，从而用吞吐量来交换鲁棒性。

为了确保接收机(例如现有的传统接收机)、特别是其解码器能够在没有任何根据本发明提供的额外冗余的情况下对接收到的数据正确地解码，纠错码编码器(一般应用前向纠错)应用第一码来为要广播的数据的数据字生成基本码字部分。此编码方式可以是已知的将输入数据字编码成码字的标准方式，例如在DVB-T2、DVB-S2、DVB-C2或即将出现的DVB-NGH发送机中应用的前向纠错(FEC)编码(例如LDPC编码)，即基本码字部分可对应于根据DVB-T2标准的(“正常”纠错码)码字(以下也称为T2)。然而，此外，根据本发明还提出了通过根据第二码从输入数据字生成辅助码字部分来为接收机的解码器提供递增冗余。“总”码，即据其生成“总”码字(包括基本码字部分和辅助码字部分)的码，从而具有比第一码更低的码率。因此，所述“总”码，特别是所述辅助码字部分，提供了更高的鲁棒性并且即使在恶劣的接收条件下也使能了比第一码(更好的)解码。

因此，在正常接收条件下，解码器一般根本不(需要)使用辅助码字部分，而只使用基本码字部分来对接收到的数据解码。在解码器意识到对所接收的数据的解码有错误或者质量不足的情形中，其使用部分或整个辅助码字部分来对所接收的数据更好地解码。从而，基本码字部分可被接收机/解码器按原样用于解码，并且辅助码字部分只在解码确实需要的情况下才需要被使用。

另外，辅助码字部分表示用于在恶劣接收条件的情况下改善解码能力的额外措施，尤其是对于移动接收机。基本码字部分以及辅助码字部分两者都被发送机的适当数据映射器映射到发送机输出数据流中，所述发送机输出数据流一般被分段成帧。例如，根据DVB-T2系统应用的使用T2帧和FEF(未来扩展帧)帧的成帧结构可用于以适当的方式传输这两个码字部分。

优选地，编码器和解码器应用系统码来生成所述码字，以使得所述基本码字部分包括数据部分、特别是输入数据字，并且包括基本奇偶部分，并且所述辅助码字部分包括辅助奇偶部分。例如，基本码字部分可以是输入数据字的信息符号(例如信息比特或信息字节)和所生成的基本奇偶符号(例如基本奇偶比特或字节)的组合，所述组合表示第一码的基本码字，其可被解码器解码。在此示例中，辅助码字部分可包括辅助奇偶符号(例如辅助奇偶比特或字节)，所述辅助码字部分表示第二码的第二码字，其可用于提高对所述第一码字解码的可能性。

为了生成所述基本和辅助码字部分的所述(基本和辅助)奇偶符号，使用奇偶符号累积器，就如一般已知并应用的那样，例如根据DVB-T2(ETSI EN 302 755 V1.1.1(2009-09)″Digital Video Broadcasting(DVB)；Framing structure Channel Coding and Modulation for a Second GenerationDigital Terrestrial Television Broadcasting System(DVB-T2)″)、DVB-C2(DVB BlueBook A138″Digital Video Broadcasting(DVB)；Frame structurechannel coding and modulation for a second generation digital transmissionsystem for cable systems(DVB-C2)″)或DVB-S2(ETSI EN 302 307 V1.2.1(2009-08)″Digital Video Broadcasting(DVB)；Second generation framingstructure，channel coding and modulation systems for Broadcasting，InteractiveServices，News Gathering and other broadband satellite applications(DVB-S2)″)。对于这样的奇偶符号累积，使用地址生成规则来确定奇偶符号的地址，信息符号被累积(“累积”一般地也被称为“编码”)在这些地址处。然而，一般而言，只应用单个地址生成规则，其被应用来确定基本码字的所有奇偶地址，这不应排除应用更多的地址生成规则来生成基本码。然而，根据本发明，使用不同的地址生成规则来生成基本奇偶符号和辅助奇偶符号以获得第一码和第二码的期望特征。特别地，如下给出用于通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来获得每个辅助奇偶符号的第二地址生成规则，其中所述奇偶符号地址y是根据第二地址生成规则确定的

如果x≥N_ldpc-K_ldpc，则N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod G_a×Q_IR}mod M_IR

其中x表示与大小为G_a的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_IR是依从辅助码率的预定常数，被设计为使得获得所期望的码的后向兼容性，后文将对此进行说明。从而，总码也包括第一码。另外，第二地址生成规则遵循与DVB标准家族的所有LDPC码相同的按块(以及准循环)编码原理(按长度为G_a的群组)。特别地，两个群组可具有相同长度。

本发明的编码器和编码方法可一般应用来将基本码扩展成(具有比所述基本码更低的码率的)扩展码，但其中不同类型的解码器可至少对基本码解码，即对于不能对扩展码而只能对基本码解码的传统解码器确保了后向兼容性。

根据优选实施例，所述编码装置适应于通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成基本奇偶符号，其中所述奇偶符号地址y是根据如下的第一地址生成规则确定的

如果x＜N_ldpc-K_ldpc，则{x+m mod G_b×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

其中x表示与大小为G_b的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_ldpc是依从基本码率的预定常数。因此，根据此实施例，应用与DVB-T2(或DVB-C2或DVB-S2)标准中定义的相同的地址生成规则，这使得根据DVB-T2标准的接收机能够对第一码解码。此后向兼容性的另一优点是其简化了若干个数据输入流的解码，这些数据输入流是按基本编码规则或按扩展编码规则来编码的，其中扩展编码规则以如下方式输出基本码字部分和辅助码字部分两者：如果对基本码字部分的成功解码是可能的，则解码器可以使用同样的(基本)解码操作。仅当基本码的解码失败时，解码器才必须根据扩展码改变解码操作(并且可忽略仅由基本编码器编码的那些输入数据流)。

根据另一实施例，所述第一地址生成规则和第二地址生成规则中使用的所述群组大小是相同的，即G_a＝G_b。优选地，选择等于360的群组大小(根据DVB的LDPC码生成)。从而，通过随后取得G＝G_a＝G_b(优选为360)个信息符号(优选为信息比特)的群组并将它们编码成奇偶符号来执行按块(或按群组)编码。这样，维持了基本奇偶部分和辅助奇偶部分两者的准循环结构，这使能了基于具有固定群组大小的所述群组的按块的并从而更简单的解码。

优选地，所述编码装置适应于利用后续信息符号的群组来按块生成所述基本奇偶符号和所述辅助奇偶符号，其中所述后续信息符号的群组的每个信息符号i被累积在一组不同的奇偶符号地址y处，其中累积所述群组的第一信息符号的一组奇偶符号地址是从预定的地址表取得的并且累积所述群组的后续信息符号的符号地址是分别根据所述第一地址生成规则或所述第二地址生成规则从所述一组奇偶符号地址确定的，并且其中为了生成每新一块的基本奇偶符号和辅助奇偶符号，从所述地址表取得另外的一组奇偶符号地址。对这样的预定地址表的使用使得其中包含的奇偶符号地址能够针对数据率、群组大小G_a、G_b、码率依从预定常数Q_ldpc、Q_IR、辅助奇偶符号的第三数目M_IR和基本码字部分的长度N_ldpc的值的每个期望组合被预先加以优化，从而所获得的码尽可能地强壮并且允许对尽可能多的差错的纠正。另外，(其数目对于G_a和G_b个信息符号的群组有效的)所述地址表中提供的地址提供了如下优点，即这些地址生成规则(以及地址表)能够被高效地表述和存储并且能够以合理量的存储空间被存储在发送机和接收机中。否则，如果对于每个信息符号，必须在表中明确提供奇偶地址的话，则地址生成规则和地址表将会大得多并且可具有极大的大小。

在特定的有利应用中，使用以下参数值：M_IR＝N_ldpc＝4320、Q_IR＝12、G＝G_a＝G_b＝360。另外，对于码率标识符，选择值1/2、7/12、2/3和3/4，并且对于参数Q_ldpc，(按相同顺序，即对应于各个码率)选择值6、5、4和3。如从DVB-T2和DVB-S2标准已知的，码率标识符不是始终与真实码率相同(然而，对于所选的码，码标识符对应于真实码率)。包括针对这些不同码率和这些参数值的奇偶符号地址的优化地址表在进一步的从属权利要求中限定。因此，根据这种实施例，编码装置适应于随后取得以下地址表的新一行作为新一组的不同奇偶符号地址y以用于累积后续信息符号的新群组。

虽然本发明能够以一般方式用于扩展现有码，但在优选应用中，所述基本码字部分是提供来用于常规解码的，并且辅助码字部分是提供来在利用基本码字部分对码字的常规解码有错误的情况下作为递增冗余的。

根据发送机的优选实施例，数据映射器适应于将码字的基本码字部分与同一码字的辅助码字部分映射到发送机输出数据流的不同部分上、特别是不同的帧上。这提供了如下优点，即辅助码字部分可不受影响基本码字部分的信道的干扰的影响，例如时间选择性衰减或噪声突发。一般地，不同接收路径的幅度和相位也依赖于接收机的位置。此外，在移动接收机的情况下，尤其是不同接收路径的信号的相位变化，这引起时间选择性信道。时间方向上的变化也可具有很规律的结构，其在时间轴上的变化率与接收机对发送机的相对速度和信号的传送频率成比例。另外，其他干扰，例如脉冲式噪声，也可具有规律的结构，例如由电力网的线路循环频率引起或者由来自其他数据传送系统(例如GSM通信系统)的突发引起。一方面将基本码字部分并且另一方面将相应的辅助码字部分映射到发送机输出数据流的不同部分上在这种情形中可避免与特定码字有关的所有数据都被这种规律的干扰所影响，并从而可确保在接收机处对码字的正确解码。此外，如下文将更详细说明的，接收机可在辅助数据部分的传送期间进入睡眠模式中，如果解码不需要所述辅助数据部分的话。

根据发送机的另一优选实施例，所述数据映射器适应于将码字的基本码字部分映射到发送机输出数据流的第一类型的帧上、特别是根据DVB广播系统的发送机输出数据流的T2帧上，并且将相应码字的辅助码字部分映射到发送机输出数据流的布置在第一类型的帧之间的第二类型的帧上、特别是根据DVB广播系统的发送机输出数据流的FEF帧上。这提供了如下优点，即静止接收机只访问在第一类型的帧中传送的数据，例如根据DVB-T2标准的接收机只访问在T2帧中传送的数据。移动接收机一般也访问在第一类型的帧中传送的数据，这些帧根据本发明也足以用于对接收到的码字正确解码并再现所编码的数据字。然而，如果解码器认识到解码有错误或者经解码的数据质量不足，则其随后可访问在第二类型的帧中传送的数据，即辅助码字部分，并且使用这些额外的数据作为递增冗余，即使用基本码字部分以及辅助码字部分(的一部分或全部)来进行解码，这最终提供了正确解码数据的概率的提高，因为码字的总码，即基本码字部分和辅助码字部分的组合，具有比据其编码第一码字的第一码更低的码率。

此实施例提供了额外的优点，即可以使用如DVB-T2标准中定义的现有成帧结构，例如以如下方式：(根据DVB-T2标准的)静止接收机只访问在T2帧中传送的数据，而移动接收机访问在T2帧中传送的数据，并且如果需要还额外访问在FEF帧中传送的辅助码字部分。静止接收机如果需要当然也可以利用在FEF帧中传送的辅助码字部分，但一般将忽略这些数据。

在优选实施例中，编码器包括用于根据所述第一码将输入数据字编码成包括所述基本码字部分的基本码字的第一编码单元和用于根据所述第二码将输入数据字编码成包括所述辅助码字部分的辅助码字的第二编码单元。此外，数据映射器适应于将基本码字与辅助码字映射到发送机输出数据流的不同部分上、特别是不同的帧上。因此，根据此实施例，可以不作任何改变地使用已经存在的编码器，即第一编码单元，而只是添加第二编码器，即第二编码单元，其也被提供以输入数据字，从该输入数据字根据第二码生成辅助码字，第二码本身也可具有比第一编码单元应用的第一码更低的码率，但也可具有相同或更高的码率。

虽然一般可以将基本码字和辅助码字两者完全映射到发送机输出数据流上，但在特定实施例中(特别是如果辅助码字不仅包含辅助奇偶，而且包含部分或完整的输入数据字和/或基本码字的基本奇偶)，只要除了基本码字以外辅助奇偶部分也被映射到发送机输出数据流上，就足以实现期望的目的了。接收机随后在需要的情况下利用辅助奇偶部分作为冗余来对不能正确解码的所接收的基本码字进行解码。

第二编码单元还可适应于根据所述第二码将输入数据字编码成包括所述基本码字部分和所述辅助码字部分的辅助码字。因此，基本码字部分是基本码字和辅助码字两者的一部分，但在辅助码字中不被进一步使用，从该辅助码字，基本上辅助奇偶部分被嵌入到发送机输出数据流中。这种实施例具有如下优点，即第一编码单元可以是已知的接收机(例如根据DVB-T2标准的接收机)的(传统)编码器，其可被不加改变地使用，并且根据本发明向其添加了第二编码单元。

或者，第二编码单元还可适应于根据所述第二码将输入数据字编码成只包括所述辅助码字部分的辅助码字。这种编码单元可容易被添加到现有的编码器并且执行在发送机侧实现本发明的最低限度所需步骤。

根据发送机的替换实施例，所述编码器包括用于将输入数据字编码成包括所述基本码字部分和所述辅助码字部分的码字的单个编码单元，并且其中所述数据映射器适应于将所述码字的基本码字部分与所述码字的辅助码字部分映射到发送机输出数据流的不同部分上、特别是不同的帧上。此实施例要求更小的处理容量，因为只执行单个编码处理来生成码字，这些码字随后被分离成一方面的基本码字部分和另一方面的辅助码字部分。

根据另一实施例，所述编码器适应于将输入数据字编码成码字，其是包括基本码字部分和辅助码字部分的码字，所述辅助码字部分包括至少两个辅助码字子部分，所述基本码字部分是提供来用于常规解码的，并且所述至少两个辅助码字子部分是提供来在利用基本码字部分和较少的冗余对码字的常规解码有错误的情况下作为递增冗余的。此实施例提供了如下优点，即，如果常规解码(即仅利用基本码字部分的解码)有错误，则接收机可判决其需要多少额外的递增冗余来正确解码。这是通过如下方式使能的：对输入数据字编码以使得生成可分步用作这种递增冗余的两个或更多个辅助码字子部分(例如辅助奇偶符号的两个或更多个群组)，即，生成辅助码字子部分以使得执行所接收的码字的正确解码不完全需要所有子部分，而是其一个或多个子部分也足以进行正确解码。然而，如果使用更多的子部分，则码率减小并且正确解码的概率增大。

从而，每个接收机可自己判决(该判决也可以是时时变化的)如果需要的话，那么多少个额外的递增冗余、即那至少两个辅助码字子部分中的多少个应当被用于提高解码的质量。因此，如果只是额外地需要一较小的子部分，则其他辅助码字子部分可被忽略并且甚至可根本不被接收或至少不被解映射，从而在这些其他的辅助码字子部分被传送的时间期间，接收机可被切换到睡眠模式中，以节省电池功率和处理时间。

此实施例可被进一步开发为使得数据映射器适应于将码字的至少两个辅助码字子部分映射到所述发送机输出数据流上，以使得用作第一递增冗余的辅助码字子部分在相应的基本码字部分的接收之后、但在另外的辅助码字子部分之前被接收机接收。这种实施例确保了接收机在已接收到足以使能正确解码的辅助码字子部分之后可被切换到睡眠模式中，如果像提出的那样“最有帮助的”辅助码字子部分(例如最大的辅助码字子部分)首先被传送的话。在另一实施例中，辅助码字子部分可被映射到发送机输出数据流上，以使得首先提供较小的辅助码字子部分，然后提供具有越来越大的大小的辅助码字子部分。

辅助码字子部分的序列可优选由接收机从之前传送的有关基本码字部分的序列得出，从而使得不需要额外的信令来以信令通知辅助码字子部分的序列，例如辅助码字子部分的序列与当时已经知道的有关基本码字部分的序列相同。

此外，如果在包含辅助码字子部分的帧(例如FEF帧)之前的帧(例如T2帧)中，包含来自各种发送机输入数据流(例如PLP)的数据，则辅助码字子部分可被聚组在一起，以使得例如所有辅助码字部分的最大或最小的子部分被首先传送，然后另外群组的子部分被传送。

一般地，基本码字部分和辅助码字部分被映射到发送机输出数据流上，以使得码字的基本码字部分在相应的辅助码字部分被接收之前被接收机接收。然而，或者，数据映射器适应于将基本码字部分和辅助码字部分映射到发送机输出数据流的帧上，以使得码字的辅助码字部分在相应的基本码字部分被接收之前被接收机接收。辅助码字部分从而被缓冲在接收机中的相应缓冲器中。如果清楚仅基于基本码字部分对相应码字的解码是正确的，则相应的辅助码字部分(如果有的话)可被从缓冲器中删除。即使基于基本码字部分的解码不正确，相应的辅助码字部分也已经在缓冲器中可用。这提供了如下优点，即不发生等待时间或者等待时间减短(用于等待辅助奇偶部分，如果基于基本码字部分的解码有错误的话)，这在突然的信号失真的情况下对于减少切换时间和对于移动接收机是尤其重要的。因此，此实施例还提供了如下优点，即在基本码字部分的(例如突然的)恶劣接收条件的情况下不发生服务的中断(由于等待接收辅助码字部分)。

根据另一实施例，数据输入端适应于接收被分段成输入数据字的至少两个发送机输入数据流，并且编码器适应于选择性地仅根据第一码、根据第二码或者根据两种码对发送机输入数据流进行编码。因此，根据此实施例，发送机，例如在广播系统的系统操作者的控制下，有应用本发明的构思以仅为所选的发送机输入数据流提供递增冗余到发送机输出数据流中的自由，但一般不得将其应用到所有发送机输入数据流。例如，系统操作者可判决将本发明应用于被提供来供静止接收机和移动接收机两者接收的数据流，而一般只会由静止接收机接收的其他数据流则不根据本发明被处理，即不生成和发送辅助码字部分。

一般地，发送机输出数据流可由任何种类的发送机发送，该发送机例如只具有单个天线或者例如在MIMO(多输入多输出)系统中使用的多个天线。然而，在优选实施例中，数据映射器适应于将码字的基本码字部分映射到第一发送机输出数据流上并且将码字的辅助码字部分映射到第二发送机输出数据流上，并且发送机单元包括用于对所述第一和第二输出数据流进行MIMO预编码的MIMO预编码器以及用于发送所述经MIMO预编码的第一和第二发送机输出数据流的包括第一天线和第二天线在内的至少两个天线。例如，MIMO预编码器适应于进行空间复用以使得第一天线发送所述第一发送机输出数据流，并且第二天线发送所述第二发送机输出数据流。然而，一般地，在通过MIMO系统的两个或更多个天线输出两个发送机输出数据流之前也可对它们应用MIMO预编码的任何其他实施例(例如Alamouti预编码)。

接收机也可只具有单个天线或具有多个天线，其中一般地接收机的每个天线接收来自发送机的所有天线的信号。然而，也可能一般地接收机的天线被调谐来仅接收来自第一天线的信号(即用于接收第一发送机输出数据流)，并且仅在解码问题或差错的情况下，天线才被额外地调谐来接收来自第二天线的信号(用于接收第二发送机输出数据流)。根据另一实施例，可能接收机包括被调谐到发送机的第一天线的一个天线，并且接收机包括被调谐来接收来自发送机的第二天线的信号的第二天线，并且在第二天线处接收的信号仅在需要的情况下才被评估。

在另一实施例中，发送机包括调制器，用于在将码字映射到发送机输出数据流的帧上之前或之后对于码字的基本码字部分以与同一码字的辅助码字部分不同的方式进行调制。一般地，辅助码字部分可在与码字的基本码字部分正交的任何维度上被传送，例如时间、频率、空间(MIMO)或扩频码。术语“正交”应如编码和调制领域一般已知那样来理解，即提供可分离的数据流(这些数据流在分离之前甚至可重叠，例如OFDM子载波及其有关部分谱)。这提供了如下优点，即针对可干扰基本码字部分的干扰额外地保护了辅助码字部分。另一个可能性是应用层次化调制。在此情况下，基本码字部分解决调制方案的更可靠的比特，而辅助码字部分解决不那么可靠的比特。

附图说明

参考以下描述的实施例，下面将清楚展现并更详细说明本发明的这些和其他方面。在附图中：

图1示出了根据本发明的发送机的实施例的示意性框图，

图2示出了发送机中使用的编码器的第一实施例的示意性框图，

图3示出了根据本发明的数据部分、基本奇偶部分和辅助奇偶部分的布置，

图4示出了根据DVB-T2标准的BBFrame的格式，

图5示出了根据DVB-T2标准的FEC码字的格式，

图6示出了根据本发明的码字的格式，

图7示出了图示DVB-T2成帧结构的示图，

图8示出了图示根据DVB-T2标准的超帧内的T2帧和FEF帧的布置的示图，

图9示出了编码器的第二实施例的示意性框图，

图10示出了编码器的第三实施例的示意性框图，

图11图示了根据本发明的辅助奇偶部分的布置，

图12示出了根据DVB-T2标准的数据PLP到T2帧的映射，

图13示出了分段的辅助奇偶部分到FEF帧的映射，

图14示出了编码器的第四实施例的示意性框图，

图15示出了接收机的示意性框图，

图16示出了接收机中使用的解码器的第一实施例的示意性框图，

图17示出了解码器的第二实施例的示意性框图，

图18示出了根据本发明的广播系统的示意性框图，

图19示出了图示根据本发明的码字的比特的生成的示图，

图20示出了根据DAB使用的传送帧的结构，

图21示出了接收机的另一实施例的框图，

图22示出了根据本发明的编码器的另一实施例的框图，

图23至26示出了根据本发明的用于奇偶比特的生成的微型码的各种码率依从地址表，

图27示出了图示根据本发明提出的微型码的性能的示图，

图28示出了另一数据传送系统的框图，

图29示出了这种数据传送系统中使用的接收机的框图，

图30示出了用于例示奇偶比特的生成的原理的短码的码率依从地址表，

图31示出了DVB-NGH提案框图，

图32示出了所提出的成帧结构的框图，

图33示出了NGH成帧和绝对OFDM，

图34示出了具有固定片段的基本成帧格式(PLP突发保持在同一片段中)，

图35示出了在帧与帧之间具有数据切片置换的NGH成帧，

图36示出了具有PLP突发的跳频的NGH成帧，

图37示出了TS的IP封装的分组格式，

图38示出了利用因特网协议的可伸缩视频编码的传送的示例(每个PLP可具有独特鲁棒性)，

图39示出比特交织方案，

图40示出了用于IR的扩展LDPC编码，

图41示出了具有基本FEC和IR部分的LDPC编码器，

图42示出了扩展LDPC码在AWGN信道上的性能，

图43示出了比特到子流的解复用，

图44示出了QPSK、16-QAM和64-QAM映射和相应的比特样式，

图45示出了NGH调度器机制，

图46示出了时间交织器帧到NGH帧中的PLP突发的映射，

图47示出了初始接收机获取过程的示例(用于跳频模式)，

图48示出了频率交织器地址生成方案，

图49示出了针对导频样式PP0-SISO将分散导频插入到数据切片中，

图50示出了针对导频样式PP0-MIXO将分散导频插入到数据切片中，

图51示出了AWGN信道上的前导编码的仿真结果(QPSK调制)，

图52示出了TDMA传送(例如在DVB-T2 FEF中)(左手侧)和独立操作(右手侧)的情况下的成帧结构，

图53示出了前导符号的循环重复，

图54示出了同一DVB-NGH信号中的不同数据切片内的MIXO和SISO，

图55示出了用于加扰序列的生成器，

图56示出了16-QAM到64-QAM层次化星座，右侧是旋转，

图57示出了本地服务插入时隙再利用样式，

图58示出了不同ModCod的SISO吞吐率，并且

图59示出了不同ModCod的MIMO吞吐率。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的发送机10的示例性框图。这种发送机10例如可以是编码OFDM(COFDM)发送机，该COFDM发送机可用于根据DVB-T2(或即将出现的DVB-NGH)标准发送视频、图像和音频信号并且在其中可使用本发明。要由发送机10发送的所述数据一般是以至少一个发送机输入数据流I1，I2，…，In的形式的提供的，这些数据流一般被分段成输入数据字。所述发送机输入数据流I1，I2，…，In可以是一个或多个(例如MPEG-2)传输流和/或一个或多个通用流，并且数据可承载于其中的各个物理层管道PLP中。

输入数据被从数据输入端12提供到编码器14，其中在数据输入端12中可对发送机输入数据流I1，I2，…，In执行一些输入处理，例如CRC(循环冗余校验)编码、BB(基带)头部插入、填充插入和BB加扰，并且在编码器14中发送机输入数据流I1，I2，…，In的输入数据字如下文将更详细说明的被编码成码字。经编码的数据随后被从编码器14提供到数据映射器16，数据映射器16用于把所生成的码字映射到发送机输出数据流O的帧上，发送机输出数据流O随后被发送机单元18输出。一般地(但不是必须地)，提供有调制器17，用于在输出和发送之前调制数据。

图2示出了根据本发明的编码器14的第一实施例141。编码器的所述实施例141包括两个分支，即两个编码单元20、30，在DVB的上下文中被称为物理层管道(PLP)的发送机输入数据流I1被馈送到这两个编码单元20、30。除了时间交织器27、37以外，处理优选是在固定的帧级别上执行的。以下应被看作示例的发送机输入数据流I1的输入帧在DVB的上下文中被表示为BBFrame。

第一编码单元20，即上方分支，在此实施例中对应于DVB-T2标准中描述的比特交织编码和调制(BICM)链。因此，其包括用于随后的LDPC编码的FEC编码块21、比特交织器22、用于将比特解复用到信元的解复用器23、用于根据格雷映射将信元映射到星座的星座映射器24、用于星座旋转和循环Q延迟的单元25、信元交织器26和时间交织器27。这些单元21至27的功能和操作是一般已知的，并且例如在DVB-T2标准中描述，DVB-T2标准通过引用被并入在此，因此这里不提供进一步说明。

第二编码单元30，即下方分支，在此实施例中也被提供以发送机输入数据流I1。FEC编码块31一般不与第一编码单元20的FEC编码块21相同。所述FEC编码块21向输入数据字附加LDPC码字的奇偶比特，所述LDPC奇偶比特在这里一般被称为第一码的基本奇偶部分，而FEC编码块31则生成额外的冗余以提高整体信道码的鲁棒性，所述整体信道码涉及来自FEC编码块21和FEC编码块31两者的冗余。换言之，FEC编码块31生成辅助奇偶比特，除了基本奇偶比特以外，这些辅助奇偶比特也可被接收机用于对接收到的码字解码，下文将对此进行更详细说明。

接着的块32至37一般可与块22至27相同，因此可以采用DVB-T2标准中的，但也可根据第二编码单元30的具体情况和需求来加以调整。时间交织器37的应用是可选的，因为在信元交织器36内已经涵盖了在辅助奇偶比特的仅一帧内应用时间交织。然而，在多于一个辅助奇偶数据帧上应用时间交织允许了更多的时间分集。

在此实施例中，两个FEC编码块21、31的输入是相同的，具体地是输入数据流I1^*，其基本上对应于发送机输入数据流，但其中由(如DVB领域中一般已知的)BCH编码器40向输入数据字(在DVB的上下文中是BBFrame)添加了BCH码字的奇偶比特。因此，输入数据流I1已经被BCH码所编码，然后才在FEC编码器21和31中执行进一步编码。然而，应当注意，编码器40一般不是本发明的必需元件。在特定应用中，编码器40可被完全省略，可被不同的编码器所替换，或者这个初始编码可以是编码器21和31中执行的编码的一部分。

另外，应当注意，以下一般提到奇偶“比特”和输入数据“比特”。然而，同样的构思在使用奇偶“字节”和输入数据“字节”或者一般地说奇偶“符号”和输入数据“符号”时也是适用的。

第一和第二编码单元20、30的输出被前馈到一般包括帧构建器的数据映射器16并且可选地到OFDM生成器。数据映射器16和OFDM生成器一般可根据具体示出这些块的实施例的DVB-T2标准操作。然而，对于映射第一和第二编码单元20、30的输出，存在各种实施例，下文也将对这些实施例进行更详细说明。

利用图3，将更详细说明FEC编码块21和31中执行的编码。图3A示出了第一码字Z1，其是FEC编码块21的输出。所述第一码字Z1包括数据部分D和基本奇偶部分Pb，其中数据部分D一般对应于FEC编码块21的输入数据字并且根据此实施例包括k个输入数据比特s₁，s₂，…，s_k，并且基本奇偶部分Pb在此实施例中包括m个奇偶比特p₁，p₂，…，p_m。这个第一码字Z1在DVB-T2的上下文中一般对应于属于具有码率R₁＝k/(k+m)的码C₁的LDPC码字，其中k是系统比特(输入数据比特)的数量，并且m是基本奇偶比特p的数量。利用这些码字，接收机，尤其是静止接收机和/或未受太多干扰影响的移动接收机，能够对其中编码的输入数据解码。

图3B中所示的第二码字Z2属于具有较低码率R₂＝k/(k+m+v)＜R₁的第二码C₂。所述第二码字Z2除了数据部分D和基本奇偶部分Pb以外还包括v个辅助奇偶比特i₁，i₂，…，i_v的辅助奇偶部分Pa。所述辅助奇偶部分Pa可被接收机例如在传送差错、解码差错和/或解码质量不足的情况下用来作为除码字Z1以外的递增冗余用于解码。因此，如果第一码字Z1在接收机处不能被正确解码，那么除了第一码字Z1以外，辅助奇偶比特i₁，i₂，…，i_v中的一些或全部也可被用于解码，以提高正确无误解码(或者至少解码质量提高)的概率。为了此目的，至少辅助奇偶部分Pa也将被映射到发送机输出数据流上以便最终被接收机接收和使用。下文将更详细说明所述映射。

因此，码字Z1和(第二码字Z2的)辅助奇偶部分Pa的组合也可被认为是具有比码字Z1的第一码更低的码率的“总”码的“总”码字，即码字Z1可被认为是此“总”码字的基本码字部分B，并且辅助奇偶部分Pa可被认为是此“总”码字的辅助奇偶部分A。这里，在图3所示的这个实施例中，这个“总”码字与码字Z2相同。然而，这不是对于下文将示出的所有实施例都成立的。

在DVB-T2的上下文中，到编码器14的发送机输入数据流一般被分段成如图4中示意性图示的包括K_bch个比特的被称为BBFrame的帧。由BCH编码器40和第一编码块21从其生成、亦即根据按照DVB-T2标准执行的编码生成的第一码字Z1(在此上下文中)在图5中示意性图示。这个码字是标准FEC码字，其包括本身由K_bch个比特构成的(系统)输入数据部分，其后是BCH编码器的N_bch-K_bch个奇偶比特，其后是LDPC编码器的N_ldpc-K_ldpc个奇偶比特。这个码字总共包括N_ldpc个比特。因此，基本LDPC码具有R_c＝K_ldpc/N_ldpc的码率。参考以上参考图3和4提供的说明，K_ldpc对应于k(即，BBFRAME和BCHFEC部分被视为输入数据字D)，并且N_ldpc对应于k+m(即，LDPCFEC部分被视为基本奇偶部分Pb)。

第二编码块31基于其输入计算用作递增冗余的辅助奇偶比特，其输入一般与FEC编码块21的输入相同。一般地，存在v个辅助奇偶比特，它们可被分割成q个子部分(应当注意在本发明的主要方面中只使用单个子部分)。第k个子部分具有长度v^(k)。从而，下式成立：

$\underset{k=1}{\overset{q}{\mathrm{\Σ}}}{v}^{\left(k\right)}=v.$

如果来自前x个子部分的比特随后被附加到由第一编码单元20生成的第一基本码字(Z1)并且一般被接收机接收和评估，则生成源于编码器的具有如下的整体码率R_c ^*的“总”码的辅助码字(Z3^*)：

$R_c^{*}=\frac{k}{k+\underset{k=1}{\overset{x}{\mathrm{\&Sigma;}}}{v}^{\left(k\right)}}<R_c$

其小于R_c，这意味着这个整体码更为强大。

图6示出了由第二FEC编码块31生成的码字Z2(在DVB-T2的上下文中)的实施例，其中第二FEC编码块31根据此实施例也包括BCH和LDPC编码，但额外地生成v个辅助奇偶比特以在接收机处在需要的情况下用作递增冗余。

例如已知的LDPC码的额外LDPC奇偶比特的生成及其作为递增冗余的使用是一般已知的，例如从Kim J.et al.“Design of Rate-CompatibleIrregular LDPC Codes for Incremental Redundancy Hybrid ARQ Systems”，ISIT 2006，Seattle，USA，July 9-14，2006可知。图示这样的“扩展”码及其生成的示图在图19中示出。其中，示出了基本码字部分B的和辅助奇偶部分A的每个比特是如何利用模2单元45从码字中的其他尤其是所有“在前”比特生成的。生成码字的这种方式确保了解码器可以仅使用基本码字部分B或者额外使用辅助奇偶部分A的一个或多个辅助奇偶比特来对码字解码。下文中，将详细说明根据本发明的优选实施例生成LDPC奇偶比特的特定方式。

接下来，将说明数据映射器16的实施例。一般地，对于相同的输入数据字，由第一编码单元20生成的第一码字(一般地说是基本码字部分B)和由第二编码单元30生成的辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分A)以任何方式被映射到发送机输出数据流O的帧上，就足矣了。换言之，使用来自图3的用语，对于每个输入数据字，相应的数据部分D、基本奇偶部分Pb和辅助奇偶部分Pa根据本发明被映射到发送机输出数据流O上。然而，优选地，数据映射器16适应于使得数据部分D和基本奇偶部分Pb与同一码字的相应辅助奇偶部分Pa被映射到不同的部分上，例如被映射到不同的帧上。这提供了如下优点，即规律的信道干扰一般不会一方面影响数据部分D和基本奇偶部分Pb两者，另一方面又影响辅助奇偶部分Pa。

将参考图7和8图示这种映射结构的具体实施例。图7图示了根据DVB-T2标准应用的成帧结构。具体地，根据DVB-T2，应用了超帧结构，其中每个超帧被再分为多个T2帧。在每预定数目的连续T2帧之后，插入FEF部分(未来扩展帧部分)以供未来使用。这在图8所示的数据流结构中也示意性图示出。当在根据本发明的发送机10中应用这样的成帧结构时，数据映射器16在一个实施例中适应于使得也可被视为基本码字部分B且在此实施例中被视为基本码字Z1(参见图3A)的码字的数据部分和基本奇偶部分被映射到T2帧上，并且(从辅助码字Z2取得的)同一码字的辅助奇偶部分Pa(一般来说是辅助码字部分A)被映射到FEF部分上，优选地该FEF部分紧跟在映射了相应的数据部分D和基本奇偶部分Pb的(一个或多个)T2帧之后。

这种映射提供了如下优点，即根据DVB-T2标准的传统接收机就简单地忽略在FEF部分中传送的数据，并且只如常地评估在T2帧中传送的数据。然而，解码和再现能力可经常受干扰影响的移动接收机，例如根据即将出现的DVB-NGH标准的移动接收机，则也可访问T2帧并且在第一步中对嵌入在其中的码字解码。然而，此外，尤其是在干扰和由此造成的解码差错的情况下，这种移动接收机访问FEF部分并且将其中包含的辅助奇偶数据的部分或全部用于在第二步中再次对在相应T2帧中接收的码字进行解码，下文将对此进行更详细说明。

根据数据映射器16的另一实施例，移动接收机解码所需的所有数据都是在FEF部分中传送的，即包括数据部分D、基本奇偶部分Pb和辅助奇偶部分Pa的完整码字被映射到FEF部分上。这种移动接收机从而忽略T2帧中包含的数据，只有静止接收机、特别是根据DVB-T2标准的接收机才访问这些T2帧。

然而，在这种情形中，辅助奇偶部分Pa优选被按与数据部分D和基本奇偶部分Pb不同的方式调制。优选地，一般在数据映射之后应用辅助调制码来调制辅助奇偶部分，所述辅助调制码与用于调制数据部分和基本奇偶部分的基本调制码正交。例如，可以应用正交时间、频率、空间(MIMO)或扩频码。另外的可能性是应用层次化调制。

当然，数据映射器16还可有其他的实施例。发送机10应用的成帧结构也可完全不同于如图7和8所示的根据DVB-T2标准使用的成帧结构。一般的，可以应用任何成帧结构，例如新创建的成帧结构，只要接收机能够检测到或预先知道在何处找到数据部分和各种奇偶部分即可。此外，在本发明的实施例中，BCH和LDPC编码不是必需的，而是可应用其他码(例如其他FEC码)。

编码器的另一实施例142和数据映射器16的简化框图在图9中示出。根据此实施例，编码器142包括单个编码单元，该单个编码单元用于对输入数据字编码，即用于生成基本奇偶部分Pb和辅助奇偶部分Pa两者。换言之，在编码器142的所述单个编码单元中，生成完整的码字Z2(参见图3B)。这些码字Z2被提供给数据映射器16，数据映射器16分离出辅助奇偶部分Pa并将其映射到发送机输出数据流的与数据部分D和基本奇偶部分Pb不同的部分上。对于数据映射器16，一般存在与上述相同的实施例。

如图1中所示，数据输入端12可适应于不仅用于接收单个发送机输入数据流，而且一般可接收n个发送机输入数据流，其中n例如是物理层管道的数目n。然而，编码器14在这种情况下可适应于选择是如常地编码发送机输入数据流，即根据基本码来编码而不生成任何辅助奇偶数据，还是要应用具有更低码率的另一码并且要生成供接收机用作递增冗余的辅助奇偶数据。也可能有具有不同(例如递减的)码率的各种码可用来供编码器应用，从而存在甚至多于两种可能性。应用哪个码和哪个码率可例如由发送机的操作者或者广播信道的拥有者来规定。但是对码的选择也可依赖于要传送的数据的种类。例如，与视频数据相比，音频数据可被以具有更高码率的码来编码，从而使得仅对视频数据生成这种辅助奇偶数据，或者反之。作为另一示例，在观看新闻时任何解码差错可能都是可接受的，但在观看电影时则可能是不可接受的，从而可对电影生成并传送辅助奇偶数据。

编码器的另一实施例143在图10中示出。所述编码器143适应于使得其除了生成数据部分D和基本奇偶部分Pb以外还生成两个或更多个辅助奇偶子部分Pa1、Pa2、Pa3，从而形成码字Z3。因此，比较码字Z2和Z3，码字Z3的辅助奇偶子部分Pa1、Pa2、Pa3可被看作码字Z2的辅助奇偶部分Pa的片段，总体上具有相同的内容，但一般而言辅助奇偶子部分Pa2和Pa3也可是除(单独)与辅助奇偶部分Pa相对应的辅助奇偶部分Pa1以外的额外的辅助奇偶部分。

这些辅助奇偶子部分Pa1、Pa2、Pa3被生成为使得它们能够作为递增冗余被解码器分步使用。换言之，一般可以仅利用数据部分D和基本奇偶部分Pb(即基本码字部分)来对码字解码。如果这样的解码失败，则可以额外地使用第一辅助奇偶子部分Pa1(即辅助码字部分的一部分)来进行解码。如果这又失败了(或者提供的质量不足)，则可以添加第二辅助奇偶子部分Pa2，依此类推。

所有的辅助奇偶子部分Pa1、Pa2、Pa3可被聚组在一起并被映射到发送机输出数据流的单个部分上。然而，也可能并且有利的是分布单个码字Z3的各种辅助奇偶子部分，优选地使得第一辅助奇偶子部分Pa1在第二辅助奇偶子部分Pa2之前被接收，而第二辅助奇偶子部分Pa2又在第三辅助奇偶子部分Pa3之前被接收。这提供了如下优点，即，在使用第一辅助奇偶子部分之后能够以充分的质量对码字解码的接收机可在不再需要的和/或来自当前不会解码的其他数据流的其他辅助奇偶子部分被传送的时间段期间进入睡眠模式中。这在接收机处提供了一些功率节省和更少的计算工作。

各种输入帧(BBFrame，一般称为输入数据字)的辅助奇偶子部分的布置的实施例在图11中示出。输入帧在此实施例中由两个索引(e，f)来列举，其中索引e对应于PLP_ID(PLP号码，这里也称为发送机输入数据流的号码)，并且f与输入帧(输入数据字)有关。索引e是集合S₂的一部分，集合S₂也就是受额外递增冗余保护的PLP的集合。假定传送n个不同的PLP，即e∈S₁＝{1，…，n}，S₂是S₁的根据本发明受额外递增冗余保护的PLP的子集，因为如上所述，不是所有PLP都一定需要使用此构思。

从而，第e个PLP的第f个输入帧由I_e，f表示。索引f∈{1，…，F_e}，其中F_e是第e个PLP的在FEF之前、从前一FEF的末尾开始的输入帧的数目。因此，在一个实施例中，辅助奇偶子部分Pa1_e，f直到Pay_e，f可按图11中所示的序列被映射到FEF帧上并且可属于被映射到在前的T2帧上的码字。

图12示出了根据DVB-T2标准的T2帧内的数据的布置的更多细节。T2帧中的PLP遵从一定的顺序。在前导P1、P2之后并且在共同PLP之后，类型1的PLP在没有子切片的情况下被传送，然后类型2的PLP在有子切片的情况下被传送。类型1和类型2PLP都具有在P2前导中以信令通知的固定顺序。这也在DVB-T2标准中有详细图示和说明，这些说明通过引用被并入在此。

图13示出了与T2帧中的PLP的布置类似的在FEF帧中布置辅助奇偶子部分的提案。在此实施例中，FEF也开始于P1前导，即OFDM符号，其是用于(时间、频率)同步目的、用于信道估计和用于以信令通知最重要的传送参数的。随后的(一个或多个)P2前导包含关于FEF的内容的更详细信息。利用参考图11说明的记号并且假定有两个PLP，每个有三个输入帧，那么此实施例中的FEF中的辅助奇偶子部分的布置使得分割的辅助奇偶子部分的顺序从T2帧的切片/排序得出，即使不是所有来自T2帧的PLP都具有要被映射到FEF上的辅助奇偶子部分。从而，不必明确地以信令通知辅助奇偶子部分的顺序。

辅助奇偶部分在时域被排序，具体地使得所有具有辅助奇偶部分的PLP的第一部分Pa1_e，f，例如最鲁棒的部分，被插入在FEF开头处，即就在前导P1、P2之后。所有具有辅助奇偶部分的PLP的第二部分Pa2跟在后面，等等。如上所述，如果基本码字不可解码，则FEF的有关第一部分Pa1被评估。如果接收机现在能够正确无误地对整个码字解码，则其进入睡眠模式以节省功率。否则，其将额外地包括第二辅助奇偶部分Pa2等等。

还应当注意，FEF可包含关于在映射到T2帧(在此实施例中其本身保持不变)上的PLP和FEF中使用的辅助奇偶部分的链接的信令信息，例如包含在前导中或ModCod头部中。此外，在FEF中也可包含其他数据，例如供移动接收机使用的低比特率信息。

图14示出了根据本发明的编码器的另一实施例144。与图2中所示的实施例类似，编码器144包括第一编码单元20，用于如上所述根据所述第一码将输入数据字编码成所述基本码字Z1。此外，提供了第二编码单元30a，用于根据所述第二码将输入数据字编码成仅包括所述辅助奇偶部分Pa的辅助码字部分(其可被视为辅助码字Z4)。因此，第二编码单元30a只生成在解码器处改善解码(如果需要的话)最终必要的数据，而不生成已经由第一编码单元20生成的其他码字部分。

图15示出了用于包括如上所述的发送机10的广播系统中的接收机50的示意性框图。接收机50尤其适应于在错误或低质量解码的情况下利用辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分)作为递增冗余。

接收机50包括数据输入端52，用于接收接收机输入数据流O′，该接收机输入数据流O′一般对应于发送机输出数据流O，该发送机输出数据流O已由发送机通过广播系统的广播信道发送并从而可受到在这种广播系统中可出现的干扰的影响，尤其是在使用移动接收机的情况下，而移动接收机是本发明在接收机侧的主要应用。

可选地，提供了解调器53，其与发送机10的(可选的)调制器17相关，用于对接收到的接收机数据输入流O′解调。解映射器54解映射(经可选解调的)接收机数据输入流O′，尤其至少是被映射到接收机数据输入流O′中的码字的数据部分和基本奇偶部分(即基本码字部分)，下文将对此进行更详细说明。解码器56随后根据与发送机10的编码器14所应用的相同的码利用基本码字部分对这些码字解码。由于尤其是在移动接收机的情况下，可出现例如由于移动接收机的高速度引起的严重干扰，所以在接收机50中提供了检查单元58，用于检查解码是否已正确地和/或以充分的质量进行和/或低于可容忍的差错水平，下文将对此进行说明。如果没有差错地或者以充分的质量进行了解码，则经解码的数据被提供给输出单元60。其输出可以是一个或多个接收机输出数据流I1′，I2′，…，In′，它们应当尽可能地对应于发送机输入数据流I1，I2，…，In。

然而，如果检查单元58进行的检查表明解码是错误的或者经解码的数据的质量不足并且例如会导致有噪声的接收机输出信号(例如电影的图片质量不足)，则提供从检查单元58到解映射器54和/或解码器56的反馈环62，以便利用辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分)(完整地或部分地)来改善解码的质量。因此，在这种情形中，解映射器54随后也从(经可选解调的)接收机输入数据流O′(完整地或部分地)解映射辅助奇偶部分。利用此额外的冗余，解码器56随后将再次对接收到的码字解码，但现在应用的是具有更低码率的码，其从而具有更高的对抗干扰的鲁棒性。因此，有很高的可能性解码质量将会比之前的更好。在一些实施例中，也提供从检查单元58到解调器53的反馈环62，例如如果解码器56需要来自另一接收机输入数据流(例如来自在MIMO接收机中的另一不同天线处接收的数据或者来自另一信道(例如使用另一频率)的数据)的辅助奇偶部分的话。

然后，检查单元58可再次检查现在是否无误地或者以充分的质量进行了解码，如果不是，则在解映射和解码的另一次迭代中可以使用辅助奇偶部分的另一部分。另一方面，如果码字的整个辅助奇偶部分已经被完整地用于解码，则也可省略该检查并且可直接输出经解码的数据。

与发送机10的编码器14类似，接收机50的解码器56有各种实施例。解码器56的第一实施例561在图16中示意性图示。根据此实施例，与图2中所示的编码器141的实施例类似，解码器561包括第一解码单元70和第二解码单元80。此外，提供了额外的解码器90(例如BCH解码器)，用于对解码器561的输出进行BCH解码，如果在广播系统中使用的相应发送机应用了BCH编码的步骤的话。第一解码单元70一般对应于根据DVB-T2标准的接收机中使用的解码单元。其包括时间解交织器71、信元解交织器72、循环延迟去除器73、星座解映射器74、比特解交织器75以及第一LDPC解码块76。这种解码器例如在DVB文档A133，February 2009″Implementation Guidelines for a Second Generation DigitalTerrestrial Television Broadcasting System(DVB-T2)″中有更详细说明，这里通过引用并入该DVB文档。这个第一解码单元70从而被提供以由解映射器54从接收到的接收机输入数据流O′解映射出的数据部分D′和基本奇偶部分Pb′(一般地说是基本码字部分B′)并且如常地对这些码字解码。

此外，在解码器561的这个实施例中，提供了第二解码单元80，其基本上包括相同的元件，具体地是时间解交织器81、信元解交织器82、循环延迟去除器83、星座解映射器84、比特解交织器85以及第二解码块86，它们的功能与第一解码单元70的各个元件的功能相同。然而，这些块的参数可能是不同的，如果在编码器中(例如在第二编码单元30中)应用了不同的参数的话(参见图2)。然而，除了被提供以数据部分D′和基本奇偶部分Pb′以外，第二解码单元80还被提供以额外的辅助奇偶部分Pa′(一般地说是辅助码字部分A′)(完整地或部分地)，用于利用所述辅助奇偶部分Pa′作为冗余信息以高可靠性对码字解码。因此，第二解码单元80仅在需要的情况下，即由检查单元58通过反馈环62“指令”的情况下，才变得活动。或者，第二解码单元80仅被提供以辅助码字部分A′。

解码器的替换实施例562在图17中示出。根据此实施例，解映射器54访问接收到的接收机数据输入流O′的T2帧以从中解映射出数据部分D′和基本奇偶部分Pb′并且访问FEF帧以从中解映射出辅助奇偶部分Pa′，即解映射器54适应于与如图9中所示的映射器16相关。然而，解码器562仅包括单个解码单元，该单个解码单元既能够仅基于数据部分D′和基本奇偶部分Pb′根据第一码(具有更高的码率)对码字解码，又能够在需要时利用辅助奇偶部分Pa′(的一部分或全部)作为冗余信息根据第二码(具有更低的码率)对码字解码。

例如在DVB-T2、DVB-S2、组合DVB-T2/S2、DVB-C2或DVB-NGH接收机中提供的标准LDPC解码器在其输入端处接受(经信道干扰的)码字，以及关于码字的码率和长度的信令信息(16200或64800比特)。基于该信令信息，其基于该具体码实现应用适当的解码算法(通常是所谓的迭代消息传递)并且输出对数据部分的估计。

这同样适用于解码器56中包括的扩展LDPC解码器，具体地是扩展LDPC解码器76和86，它们额外地接收辅助码字部分，具体地是辅助奇偶比特。除了基本码字部分的长度和所应用的码率以外，辅助比特的数目一般也被以信令通知给解码器。给定这些参数，解码器56基于这个扩展的(或者“总”)码来应用适当的解码算法。

如上所述，在优选实施例中，解映射器和解码器优选地适应于分步添加辅助奇偶部分的更多部分(“子部分”)来改善解码。优选地，一旦达到了充分的解码质量，解映射器和解码器就适应于在(分段的；例如参见图13)辅助子部分的其他部分在接收到的接收机输入数据流中被提供的同时进入睡眠模式中，即辅助奇偶子部分的那些额外片段优选地不被解映射和用于解码。这在接收机中尤其节省功率，这一点在使用电池作为电源的移动接收机的情况下特别有利。

通用的LDPC解码器以接收到的码字(有或没有额外的奇偶比特)以及关于码率和码字长度的信令信息作为输入。后者额外地被反馈环62隐式地更新，反馈环62以信令通知是否附加了辅助奇偶比特(以及附加了多少)。与这种通用解码器不同，根据本发明的解码器56中的LDPC解码器输出其关于(接收到的)码字C′的每个码比特的估计，即码字C′的估计C″。优选地，按比特估计是按照对数似然比(LLR)来表述的，其幅值反映了估计的可靠性。

如果检查单元58判决估计C″很有可能是发送的码字C，则其输出数据部分D′的(硬判决的)估计并且将标志S设定到1，这对应于解码成功。否则，S＝0，这被在反馈环62内以信令通知以发起辅助奇偶比特(如果仍有可用的话)的增添。来自检查单元58的指示符E是可选的并且给出对于仍需要多少个额外的辅助奇偶子部分的估计。在E＞1的情况下，LDPC解码器56甚至不必尝试对下一个更大的码字解码，而是必须等待E个额外的辅助奇偶子部分来重新开始解码。

解码成功(S＝1)的标准是：

a)在最大数目的允许解码器处理步骤内(通常施加了最大迭代数目)，找到有效码字C″(在硬判决之后)。

b)数据部分D′的估计(可从估计C″得出，或者在系统码的情况下(就像DVB-T2中那样)甚至包括在C″中)可被BCH解码器解码。注意，BCH解码器也具有一些差错检测能力。

c)在BCH解码之后，流I1′应当对应于BBFrame，其头部(BBHeader)受CRC保护。如果此检查成功，则整个BBFrame正确的可能性提高了。

d)优选地，检查单元58检查所有LLR(对数似然比)的可靠性。这可通过对属于该码字的所有LLR的幅值取平均来完成。如果此平均值大于一定的阈值(该阈值依赖于码并且必须被定义)，则很有可能解码成功。

如果S＝0，则最后一个标准(d)也可提供对于(解码后的)码字有多么不可靠的估计。假定以下辅助码部分具有与先前的码字类似的质量，则可以作出关于成功的解码需要多少额外的部分的估计E。

应当注意，有两种方式来将(解码器未能正确解码的)先前码字与辅助码字部分相组合：

1)存储进入了解码器的先前码字并且将辅助码字部分附加在其末尾处，或者

2)存储LDPC解码器56的最终估计C″(例如在经过了最大数目的迭代之后)并且将辅助码字部分附加在其末尾处。

除了以上说明的实施例以外，发送机的编码器还可适应于使得辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分)可能不(只)包括“真实”奇偶信息，而是其也可包括“基本”码字的信息的(一部分或全部)的重复，即(即基本码字部分的)数据部分D和/或基本奇偶部分Pb的(一些或全部)比特的重复。因此，在一个很简单的实施例中，辅助奇偶部分Pa只是简单地包括数据部分D和/或基本奇偶部分Pb的拷贝。这也将改善解码，如果基本码字被干扰，而辅助奇偶部分未被干扰(或被干扰程度较轻)的话。此外，即使基本码字部分和辅助码字部分都被干扰，利用两个部分进行解码，也可改善解码的结果，例如通过应用软组合的原理，例如通过在额外使用辅助码字部分的第二解码步骤中改善在只使用基本码字部分的第一解码步骤中获得的软值。

根据本发明的广播系统的实施例在图18中示意性示出。该广播系统一般包括发送机(Tx)10和一个或多个接收机(Rx)50a、50b、50c。虽然一般来说发送机10具有单个天线用于发送发送机输出数据流O就足够了，但这里在此实施例中发送机10设有两个天线19a、19b。

在第一模式中，两个天线可用于同时发送相同的发送机输出数据流O(或其修改流，例如根据DVB-T2标准的Alamouti方案)，以例如增大覆盖范围。

在图18中具体图示的另一模式中，在发送机10的这个实施例中提供的数据映射器161适应于生成两个发送机输出数据流O1和O2，其中码字的数据部分D和基本奇偶部分Pb(即基本码字部分)被映射到第一发送机输出数据流O1上，并且其中码字的辅助奇偶部分Pa(即辅助码字部分)被映射到第二发送机输出数据流O2上。在此实施例中，第一天线19a于是可被提供以第一发送机输出数据流O1以便发送，并且第二天线19b可被提供以第二发送机输出数据流O2以便发送。例如，在T2帧的发送期间，只有第一发送机输出数据流O1被发送，而在FEF的发送期间，发送机输出数据流O1和O2都被发送。

在另一种模式中，第一发送机输出数据流O1可由水平极化的天线发送，而第二发送机输出数据流O2可由垂直极化的天线发送，或者反之。

可选地，提供了MIMO预编码器162，所述第一和第二发送机输出数据流O1、O2被从数据映射器161提供到该MIMO预编码器162，以根据任何MIMO预编码方案对它们进行预编码。例如，第一和第二发送机输出数据流O1、O2可被空间复用到随后被天线19a、19b发送的经预编码的发送机输出数据流O1^*、O2^*上，或者可以向第一和第二发送机输出数据流O1、O2应用Alamouti预编码。经预编码的发送机输出数据流O1^*、O2^*随后都可包含来自第一和第二发送机输出数据流O1、O2的数据的混合。

在图18中所示的这个实施例中，发送机10设有两个天线19a、19b。然而，应当注意，发送机、特别是MIMO发送机，包括多于两个天线，所述经预编码的发送机输出数据流O1^*、O2^*被提供到这些天线以便发送。

具有单个天线61的第一接收机50a可适应于仅接收第一发送机输出数据流O1(作为第一接收机输入数据流O1′)，而不接收第二发送机输出数据流O2。这种接收机50a可以是根本不适应于使用任何辅助奇偶部分的现有接收机，例如传统的或静止的接收机。例如，如果发送机10、尤其是第二发送机输出数据流O2是针对由根据新标准(例如DVB-NGH标准)的移动接收机接收的，那么接收机50a可以是根据DVB-T2标准的静止接收机。

接收机的另一实施例50b包括两个天线61a、61b。在此实施例中，第一天线61a适应于接收第一发送机输出数据流O1(作为第一接收机输入数据流O1′)，并且第二天线61b适应于接收第二发送机输出数据流O2(作为第二接收机输入数据流O2′)。例如，如果发送机10的两个天线19a、19b利用不同的传送信道，例如不同的传送频率，则接收机50b的两个天线61a、61b可适应于在相同的相应传送信道上接收。

接收机的第三实施例50c同样具有单个天线61，但适应于接收来自两个天线19a、19b的信号。接收机50c包括用于在内部相应地分离或分解两个接收到的输入数据流O1′、O2′的装置。

具有用于分开接收不同的发送机输出数据流O1、O2的两个分开的天线61a、61b的接收机50b的实施例提供了如下优点，即第二天线61b和接收机50b内的随后的处理装置只需要在需要任何辅助奇偶部分作为递增冗余来改善解码的情况下才被激活。这对于发送机的实施例也是成立的，其中第二发送机输出数据流O2不仅承载着辅助奇偶部分，而且承载着码字的数据部分和基本奇偶部分。在后一种情况下，可以使发送更为稳定。例如，如果发送机天线19a和接收机天线61a之间的传送信道受到干扰，则其可被切换到发送机天线19b和接收机天线61b之间的另一传送信道。利用接收机50c也实现了更稳定传送的优点，接收机50c在后一种情况下可在接收第一或第二发送机输出数据流O1、O2之间切换或者持续地接收发送机输出数据流O1、O2两者。此外，这种实施例一般也提供更高的谱密度。

在上文中，尤其是对于发送机10，已示出了各种实施例，尤其是数据部分、奇偶部分和辅助奇偶部分如何被映射到发送机输出数据流上。此外，已给出了关于发送机输出数据流的成帧结构的各种示例。应当理解，接收机50的数据解映射器54当然适当地适应于从接收机数据输入流中解映射出所需的数据，即，解映射器54知晓具体的成帧结构和/或各个数据被放在接收机数据输入流中的位置。用于将此信息从发送机以信令通知给接收机和/或用于例如在标准中规定此信息并且用于相应地使能发送机和接收机的已知措施一般被应用来确保这一点。

根据本发明应用的成帧结构可一般地适应于与根据现有标准例如DVB-T2标准的成帧结构一致，以使得根据此标准的现有接收机也可接收和处理这种数据流，即使它们不利用其中包含的辅助奇偶信息作为递增冗余。然而，可以根据广播系统的具体需要来自由选择和新创建成帧结构。

一般地，本发明可应用在用来通过信道传送数据的所有广播系统中。例如，本发明可应用在将参考图20说明的DAB系统中。

图20示出了在DAB标准(ETS 300 401“Radio broadcasting systems；Digital Audio Broadcasting(DAB)to mobile，portable and fixed receivers”，May 1997，RE/JPT-00DAB-4)中描述的传送帧的结构。DAB传送系统组合三个信道，具体是：在传送系统中内部用于基本解调器功能(例如传送帧同步)的同步信道；用于接收机对信息的迅速访问的快速信息信道(FIC)，其是非时间交织数据信道并且可被再分成快速信息块(FIB)；以及主服务信道(MSC)，其被用于承载音频和数据服务成分并且是被划分成被分别卷积编码的数个子信道的时间交织数据信道。

MSC也可被看作由公共交织帧(CIF)构成，公共交织帧包括作为最小可寻址单元的容量单元(CU)。MSC的每个子信道占用整数个连续CU并且被分别卷积编码。关于传送帧的结构及其内容的更多细节可在以上引用的DAB标准中找到，这些说明通过引用被并入在此。

根据本发明，子信道之一，例如SubCh a，可包括基本码字版本，而随后的子信道中的一个或多个，例如SubCh b，包括辅助码字部分。接收机现在可处理SubCh a，并且如果必要可处理SubCh b以改善解码。如以上示出的实施例中所示，辅助码字部分可被进一步分段成子部分，这些子部分全都被承载在同一子信道中或者承载在各种子信道中。这同样具有如下优点，即接收机可在成功解码之后进入睡眠模式中，直到下一个基本码字部分被传送为止。

可在快速信息信道(FIC)中以信令通知是否提供辅助奇偶比特以及对于哪些子信道提供辅助奇偶比特。然而，由于此信道是固定且预定的，因此信令通知优选应在包括基本码字部分的另一子信道中完成，例如在新定义的头部中完成。因此，根据本发明修改的接收机可利用此额外信息。此外，FIC可以信令通知哪个子信道适应于由所有DAB接收机(传统接收机和根据本发明的接收机)接收，以及哪些子信道(仅)由根据本发明的接收机解码以接收。

DAB中应用的纠错码是卷积码。一般通过母码的穿孔(puncturing)根据DAB实现不同的码率。此母码一般具有1/4的码率，并且通过特定奇偶比特的穿孔，获得更高的码率。这些穿孔的奇偶比特可根据本发明用作辅助奇偶比特以用于提供递增冗余。或者，也可应用全新的母码，从该母码可通过穿孔获得所有的DAB码率并且其中穿孔的比特根据本发明被用作辅助奇偶比特。

图21示出了接收机的另一实施例50d的框图。一般地，基本码字部分B和辅助码字部分A被发送机映射到发送机输出数据流O上，使得码字的基本码字部分在相应的辅助码字部分被接收之前被接收机接收。然而，或者，数据映射器也可适应于将基本码字部分B和辅助码字部分A映射到发送机输出数据流的帧上，以使得码字的辅助码字部分在相应的基本码字部分被接收之前被接收机接收。对于图21中所示的接收机50d的实施例，应假定发送机以这种方式被适应性地修改。

在这种接收机50d中，数据解映射器54d从而适应于从接收机输入数据流O′中解映射出(第一接收的)辅助码字部分A′并将它们转发到缓冲器64。然后(每当被接收到时)相应的基本码字部分B′就被解映射并转发到解码器56d以便对其进行解码。如果检查单元58d中的检查表明应使用额外的冗余来获得改善的解码，则缓冲器64被经由反馈环62告知将缓冲的辅助码字部分A′提供给解码器56d并且解码器被告知随后再次对码字解码(现在额外使用了(完整或部分的)辅助码字部分)。如果清楚相应码字的解码正确，则缓冲的辅助码字部分(如果有的话)被从缓冲器中删除。

此实施例提供了如下优点，即没有发生等待时间(用于等待辅助奇偶部分，如果解码基于基本码字部分是错误的话)，这对于减少切换时间或者对于移动接收机是尤其重要的。因此，此实施例还提供了如下优点，即在基本码字部分的(例如突然的)恶劣接收条件的情况下不发生服务的中断(由于等待接收辅助码字部分)。

现在，参考图5、6、19和22，将说明根据本发明的编码器的优选实施例。

如上文说明的，通过应用递增冗余(IR)，FECFRAME长度N_ldpc(例如＝16200)的特定现有LDPC码被扩展，使得新的码字由原始码字(基本FEC)和要被用作IR的M_IR(也称为v以上)个额外的(辅助)奇偶比特构成。新的码字长度从而是N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR。具有IR的LDPC编码可被认为是码率为R₁＝K_ldpc/N_ldpc，1的一个编码器，其中输出被分离成基本FEC(“基本码字部分Pb”)和IR部分(“辅助码字部分Pa”)。两个部分可被视为两个相关联的PLP。

在图5和6中可看到原始码字与扩展码字之间的关系。图5示出了根据例如DVB-T2的传统FEC编码，其中码率为R₀＝K_ldpc/N_ldpc的LDPC编码器的输入是BCH编码器的K_ldpc个输出比特，而其输出是长度为N_ldpc的系统码字。此码字的最后N_ldpc-K_ldpc个比特是LDPC奇偶比特。如果PLP应用IR，则使用码率为R₁＝K_ldpc/N_ldpc，1＜R₀的扩展LDPC编码器，其具有与传统编码相同的输入，但输出N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR个比特，即，LDPC奇偶比特的数量增加到了N_ldpc-K_ldpc+M_IR。然而，其前N_ldpc-K_ldpc个奇偶比特与码率为R₀的原始LDPC编码器的奇偶比特相同。该码字被分离成两个部分：前N_ldpc个比特是基本FEC部分(即基本奇偶部分)，而剩余的M_IR比特是在接收机处在必要时要用作IR的IR部分(即辅助奇偶部分)。

从而，确保了对接收到的码字的解码可利用只考虑基本FEC部分的码率R₀的解码器进行(对于良好的信道条件)，而由基本FEC和IR部分两者构成的扩展码字允许利用码率R₁的解码器进行解码。

将使用IR的一个FECFRAME分离成基本FEC和IR部分在图22中示出，图22只示出了根据本发明的这个方面的编码器14的实施例145的必要元件。此编码器145包括编码器输入端1451，用于接收输入数据字D，每个输入数据字D包括第一数目K_ldpc个信息符号

(以下也称为s₁，s₂，…，s_k，例如在图3中)。

另外，编码块1452被提供用于将输入数据字编码成码字Z2，使得码字包括基本码字部分B和辅助码字部分A，基本码字部分B包括数据部分D和第二数目N_ldpc-K_ldpc个基本奇偶符号的基本奇偶部分Pb，并且辅助码字部分A包括第三数目M_IR个辅助奇偶符号

的辅助奇偶部分Pa。所述编码单元1451适应于：i)根据第一码从输入数据字D生成所述基本码字部分B，其中基本奇偶符号是通过在根据第一地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的，以及ii)根据第二码从输入数据字D生成所述辅助码字部分A，其中辅助奇偶符号是通过在根据第二地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的。对于这些生成，优选使用被存储在地址表存储装置1453中的地址表。

另外，编码器145包括用于输出所述码字的编码器输出端1454，其在这里被实现为串行到并行转换器，用于分离基本码字部分B和辅助码字部分A以便后续的独立处理。当然，输出单元可以是用于按原样输出整个码字Z2的简单串行输出端。

两个流的经编码比特被如图2中对于特定PLP示出的比特交织器、解复用器部分等等的独立实例进一步处理。从而，可以提高基本FEC部分的鲁棒性，其方式例如是通过对此部分应用低阶QAM星座。这里应当注意，根据本发明的此实施例，优选只提供单个编码单元(例如像图2中所示的编码单元20)。例如，编码块1452可实现FEC编码块21和31两者，其后接着是具有后续处理元件的单个共同路径或者后续处理元件的两个分开路径(如图2中所示)。

调度器将把基本FEC部分的突发分配在比相应IR部分的突发更早的时间实例。如果接收机想要对使用IR的PLP解码，则其必须至少对基本FEC部分解调，基本FEC部分对应于码率为R₀＝K_ldpc/N_ldpc＞R₁的原始编码器的输出。如果解码由于不适当的信道条件而失败(SNR降低到原始码的阈值以下)，则其可额外地对IR部分解调，IR部分与基本FEC部分一起构建长度为N_ldpc，1的码字。然而，解码器随后根据(较小)码率R₁的码切换到新的奇偶检查矩阵，其中更有可能实现成功的解码，因为扩展码的解码阈值远小于原始码的。

应当注意，IP(与一开始就应用低码率R₁而没有IR的情况相比)的主要优点在于如果不需要IR部分则其可被接收机忽略。如果例如R₁＝1/2*R₀，则传统的方案将应用码率为R₁的码，这将数据的吞吐量限制了1/2。因此，与当由于良好的信道条件而可能以码率为R₀的码进行传送的情况相比，接收机对于给定的数据率必须检测两倍那么多的突发。然而，应用IR使得接收机可以在每当传送IR突发时就进入睡眠模式，如果对基本FEC部分的解码可能实现和/或成功了的话。

IR比特的数量应当像FECFRAME长度本身那么大，从而M_IR＝N_ldpc，这使得原始码率减半，R₁＝1/2*R₀。在实际实现方式中，例如用在根据即将出现的DVB-NGH标准的移动接收机中，IR对于以下码标识符被用于微型码(N_ldpc＝4320)：R₀∈{1/2，7/12，2/3，3/4}。在下文中，利用短码(N_ldpc＝16200)来说明本发明的原理，但同样的原理和同样的地址生成规则可应用于微型码，但于是就要使用其他地址表。

对于长度为N_ldpc＝16200的每个LDPC码(在下文中表示为具有码率R₀的原始码)，码率为R₁＝1/2*R₀的扩展码在下面得出。扩展LDPC编码器将外部BCH编码的输出

视为大小为K_ldpc＝N_BCH的信息块，并且将其系统地编码到具有大小N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR的码字Λ上，其中：

$\mathrm{\&Lambda;}=({\mathrm{\&lambda;}}_0,{\mathrm{\&lambda;}}_1,{\mathrm{\&lambda;}}_2,...,{\mathrm{\&lambda;}}_{N_{\mathrm{ldpc},1-1}})=(i_0,i_1,...,i_{K_{\mathrm{ldpc}}-1},p_0,p_1,...p_{N_{\mathrm{ldpc},1}-K_{\mathrm{ldpc}}-1})$

以下编码过程确保了扩展码字的前面比特λ_i(对于i∈{0，…，N_ldpc-K_ldpc-1})与使用原始LDPC码的情况相同。

编码器的任务是对于每一块的K_ldpc个信息比特

确定N_ldpc，1-K_ldpc个奇偶比特

换言之，编码器确定图19中所示的连接。过程如下：

●初始化 $p_0=p_1=p_2=...=p_{N_{\mathrm{ldpc},1}-K_{\mathrm{ldpc}}-1}=0$

●在图23至26中的第一行中规定的奇偶比特地址处累积第一信息比特i₀，图23至26示出了对于各种码率所提出的微型码的地址表。将利用图30中所示的地址表作为示例对于使用值Q_IR＝45、M_IR＝16200、N_ldpc＝16200、Q_ldpc＝10以及码率标识符4/5的短码来说明原理(所有加法都按GF(2))：

p₅＝p₅⊕i₀        p₇₀₉₂＝p₇₀₉₂⊕i₀    p₁₃₄₂₃＝p₁₃₄₂₃⊕i₀

p₈₉₆＝p₈₉₆⊕i₀    p₇₁₁₉＝p₇₁₁₉⊕i₀    p₁₅₁₄₇＝p₁₅₁₄₇⊕i₀

p₁₅₆₅＝p₁₅₆₅⊕i₀  p₇₇₃₇＝p₇₇₃₇⊕i₀    p₁₅₂₃₆＝p₁₅₂₃₆⊕i₀

p₃₉₇₆＝p₃₉₇₆⊕i₀  p₉₉₈₉＝p₉₉₈₉⊕i₀    p₁₈₀₄₂＝p₁₈₀₄₂⊕i₀

p₅₁₇₇＝p₅₁₇₇⊕i₀  p₁₀₆₉₀＝p₁₀₆₉₀⊕i₀  p₁₈₆₄₆＝p₁₈₆₄₆⊕i₀

p₅₅₇₀＝p₅₅₇₀⊕i₀  p₁₁₆₀₈＝p₁₁₆₀₈⊕i₀  p₁₈₉₄₃＝p₁₈₉₄₃⊕i₀

p₆₄₅₀＝p₆₄₅₀⊕i₀  p₁₂₃₃₇＝p₁₂₃₃₇⊕i₀

应当注意，前三个奇偶地址(全都小于N_ldpc-K_ldpc＝3240)与DVB-S2中对于码率为4/5的16k码定义的相同，而剩余的地址是根据扩展LDPC码的并且在图23至26所示的地址表中被写为粗体数字。

对于接下来的359个信息比特i_m，m＝1，2，…，359，累积i_m在奇偶比特地址

{x+m mod 360×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)如果x＜N_ldpc-K_ldpc

(这是第一地址生成规则)

或者

N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod 360×Q_IR}mod M_IR如果x≥N_ldpc-K_ldpc

(这是第二地址生成规则)，

其中x表示与第一比特i₀相对应的奇偶比特累积器的地址，Q_ldpc是在DVB-T2和DVB-C2标准中为原始LDPC码规定的码率依从常数，并且Q_IR＝M_IR/360＝45。

应当注意，按块处理的信息比特的群组的大小(也称为G_a)也可不同于360并且也可以对第一和第二地址生成规则是不同的，但K_ldpc应当始终是G的倍数。码率依从参数Q_ldpc优选是从下表中选择的

G_b与Q_ldpc之间的关系如下：Q_ldpc＝(N_ldpc-K_ldpc)/G_b，并且G_a与Q_IR之间的关系如下：Q_IR＝M_IR/G_a。如果M_IR＝N_ldpc＝4320并且G_a＝360，则Q_IR＝12。

大于或等于N_ldpc-K_ldpc的位置x在图23至26所示的地址表中被写为粗体数字。每个所述地址表被设计用于特定的码率，从上表中选择的Q_ldpc的相应值和Q_IR＝12、M_IR＝4320、N_ldpc＝4320的值。

应当注意，此方案留下基本FEC作为原始码，添加额外的M_IR个奇偶检查，并且对基本和IR部分都维持准循环LDPC结构。然而，准循环结构在奇偶检查矩阵的前N_ldpc-K_ldpc行之后中断。但由于这是360的倍数(即Q_ldpc)，所以仍可应用基于360比特群组的按块解码。

以类似的方式，对于每个群组的360个新信息比特，来自上述地址表(即期望数据率的地址表)之一的新的一行被用于找出奇偶比特累积器的地址。

在耗尽所有信息比特之后，如下获得最终奇偶比特：

●从i＝1开始顺序执行以下运算。

p_i＝p_i⊕p_i-1，i＝1，2，…，N_ldpc，1-K_ldpc-1

●p_i，i＝0，1，..，N_ldpc，1-K_ldpc-1的最终内容等于奇偶比特p_i。

现在将简要说明扩展LDPC码的示例。(非衰减)AWGN信道上的扩展LDPC码的比特和帧差错率(BER和FER)对SNR性能在图27中示出。原始码是码率为R₀＝3/4并且长度为N_ldpc＝4320的微型码，扩展码具有码率R₁＝3/8。原始(微型)3/4码的解码阈值(或夹断极限)大约在1.5dB。码率R₁＝3/8的扩展LDPC码的阈值在-2.7dB。仿真的信息比特的数目是10⁹。

如果接收机处的SNR超过1.5dB，则其可解码原始码率3/4微型码，这也对应于扩展LDPC码的基本FEC部分。在此情况下，可以忽略IR部分，这使得处理功率降低到1/2(因为属于此PLP的突发的一半是来自IR部分的)。如果SNR减小，则接收机可对IR部分解调，从而具有额外的4.2dB的余裕。就编码增益(E_b/N₀的差异)而言，这相当于1.2dB增益，因为码率减半了。

应当注意，也可以设计可被分割成基本FEC和IR部分的新LDPC码。由于这些新设计的码的FEC部分不必匹配DVB家族的现有(标准化)LDPC码，所以所得到的IR部分的编码增益将会比根据本发明提出的那些码甚至更大。另外，也可以用不同的额外奇偶比特数量M_IR额外扩展LDPC码或者允许多于一个IR部分。分割成若干个IR部分将使得接收机能够估计成功解码所需的额外奇偶部分的数量。

根据本发明生成的额外冗余也可用于另外的场景中，以通过改善所提供的纠错措施，使得广播系统中的移动接收机(例如车内接收机或手持式接收机(例如在移动电话或PDA中))即使在严峻的传送信道条件下也能够对广播数据解码。具体地，提出了根据接收机的请求提供充分量的冗余以提高码的鲁棒性。所述额外的冗余是由数据传送系统在接收到来自接收机的请求额外冗余的反馈后提供的。然而，所述额外冗余不是通过广播系统来广播，而是通过单播系统只传送到作出请求的接收机。此接收机可使用额外冗余来对先前(通过广播系统)接收的码字执行另外的解码。因此，如果接收到的广播数据的接收或重建(解码)有错误或者只能以不足的质量进行，则接收机能够除了先前接收的码字以外还利用所请求的额外冗余来重复解码。

例如根据即将出现的DVB-NGH标准的这种接收机可例如被包括在移动电话中，移动电话也能够从单播网络接收数据，单播网络比如是移动通信系统，例如3G(UMTS)或4G(LTE)通信系统，以及WLAN(无线局域网)，如果接入点在附近范围中的话。根据本发明，可从不同的体系结构(垂直移交)，例如经由3G、4G或WLAN网络，取回错误接收或解码的码字(“错误”一词不仅被理解为指完全错误，而且也指“质量不足”)的额外冗余。

从而，根据哪个特定的单播系统来实现单播请求单元和单播接收单元，对于本发明来说不是关键的。一般来说，可以使用任何单播系统，例如用于无线通信的任何(电信)通信系统，并且还可能接收机可实现为将若干单播系统用于所提出的额外冗余的请求和接收，例如通过在各个情形中当前可用的单播系统。另外，额外冗余的请求和接收一般也可通过不同的单播系统来执行，但优选地将使用同一单播系统。因为一般来说单播系统提供充分的手段用于纠错和检错，所以可以假定辅助码字部分的传送是无错误的。

图28示出了根据这种情形的数据传送系统的示意性框图。该系统包括用于广播数据的广播发送机10、用于接收由所述广播发送机10广播的数据的接收机50、用于在单播系统中发送数据的单播发送机100以及用于存储从广播发送机10接收的数据的数据存储装置150。如下文将更详细说明的，接收机50不仅能够接收由所述广播发送机10广播的数据，而且在一定程度上还能够与单播发送机100通信以进行双向通信，并且单播发送机100也能够与数据存储装置150进行双向通信。在特定实施例中，还提供了额外的辅助编码器160，用于在发送到单播发送机100之前对数据编码。在下文中，将分别说明数据传送系统的各种元件以例示根据本发明提出的它们的功能和相互关系。

在此数据传送系统中，广播发送机10和接收机50以及其间的链路200是广播系统的一部分，该广播系统例如是根据任何DVB标准的视频广播系统，特别是无线广播系统。单播发送机100和接收机50以及其间的链路300是单播系统的一部分，该单播系统例如是根据任何通信系统标准的通信系统，特别是无线通信系统。

广播发送机10与数据存储装置150之间的链路400可以是该广播系统的一部分，从而使得要存储在数据存储装置150中的数据是由数据存储装置150从广播信号获得的。或者，此链路400也可由从广播发送机10到数据存储装置150的单独传送信道例如有线或无线传送链路来建立，该数据存储装置150例如可以是布置在广播发送机10旁边的服务器。

单播发送机100与数据存储装置150之间的链路500以及辅助编码器160与单播发送机100之间的链路600可以是该单播系统的一部分，以使得单播发送机100经由用于与接收机50通信的那个单播系统来与数据存储装置150和辅助编码器160通信。数据存储装置150、辅助编码器160和/或单播发送机100之间的链路500、600和/或700可通过任何传送手段来建立。优选地，辅助编码器160被布置在数据存储装置150近邻，以使得有线传送线路是有利的方案。然而，辅助编码器160也可以是单播系统的一部分或者甚至是单播发送机100的一部分。

图29示出了用于如图28中所示的数据传送系统中的接收机50的示意性框图。接收机50尤其适应于在错误或低质量解码的情况下请求辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分)作为递增冗余。

接收机50包括数据输入端52，用于接收接收机输入数据流O′，该接收机输入数据流O′一般对应于发送机输出数据流O，该发送机输出数据流O已由发送机10通过广播系统的广播信道发送并从而可受到在这种广播系统中可出现的干扰的影响，尤其是在使用移动接收机的情况下，而移动接收机是本发明在接收机侧的主要应用。

可选地，提供了解调器53，其与发送机10的(可选的)调制器相关，用于对接收到的接收机数据输入流O′解调。解映射器54解映射(经可选解调的)接收机数据输入流O′，尤其至少是被映射到接收机数据输入流O′中的码字的数据部分和基本奇偶部分(即基本码字部分)，下文将对此进行更详细说明。解码器56随后根据与发送机10的编码器所应用的相同的码利用基本码字部分对这些码字解码。由于尤其是在移动接收机的情况下，可出现例如由于移动接收机的高速度引起的严重干扰，所以在接收机50中提供了检查单元58，用于检查解码是否已正确地和/或以充分的质量进行和/或低于可容忍的差错水平，下文将对此进行说明。如果没有差错地或者以充分的质量进行了解码，则经解码的数据被提供给输出单元60。其输出可以是一个或多个接收机输出数据流I1′，I2′，…，In′，它们应当尽可能地对应于发送机输入数据流I1，I2，…，In。然而，如果检查单元58进行的检查表明解码是错误的或者经解码的数据的质量不足并且例如会导致有噪声的接收机输出信号(例如电影的图片质量不足)，则提供从检查单元58到单播请求单元64的旁路62，以便请求辅助奇偶部分(一般地说是辅助码字部分)(完整地或部分地)来改善解码的质量。

因此，在这种情形中，单播请求单元64经由单播系统亦即经由数据传送系统的单播发送机100发送请求R，以从数据存储装置150为错误解码的码字获得相应的辅助奇偶部分(完整地或部分地)。请求R至少包括错误码字的标识信息。同时，对码字解码的解码结果C″(或码字C′本身)被存储在缓冲器(一般地说是数据存储器单元)66中。所请求的辅助码字部分A′(或者至少其一部分，或在额外解码步骤中可用作递增冗余的另一辅助奇偶数据，即利用相同码生成的另一辅助奇偶数据)被单播接收机68接收。利用此额外冗余和存储在缓冲器66中的数据，重组器69将重组这些数据，以使得解码器56随后将再次对接收到的码字解码，但现在应用的是具有更低码率、从而对干扰具有更高鲁棒性的码。因此，很有可能解码质量将比之前更好。

然后，检查单元58可再次检查现在是否无误地或者以充分的质量进行了解码，如果不是，则在解码的另一次迭代中可以请求和使用辅助奇偶部分的另一部分。另一方面，如果码字的整个辅助奇偶部分已经被完整地用于解码，则也可省略该检查并且可直接输出经解码的数据。

优选地，从单播请求单元64发送的请求R只包括对于请求哪个辅助码字部分的指示。然而，在请求R中也可包括来自检查单元58的估计E，其指出使能对码字的更好解码所需的递增冗余的量。因此，基于所述估计E，不一定需要取回并经由单播系统传送整个辅助码字部分，而只需要传送所述估计E所通知的量，从而节省了带宽和传送时间(并且如果必须在辅助编码器160中实时生成辅助奇偶部分，则也节省了编码所需要的一些时间)。

本发明从而提供了有效且易于实现的措施来用于在没有任何从接收机到发送机的反馈的情况下改善尤其是广播系统中的移动接收机的解码可靠性。如果DVB-T2成帧结构保持不变并且FEF包含额外的冗余，即辅助码字部分，则基本上有两个方面使得(移动)接收机或者一般地说是任何利用本发明的接收机对于移动接收更为鲁棒：i)所述的递增冗余，以及ii)具有嵌入的递增冗余的FEF本身，其能够(并且通常将会)选择在移动信道中具有更好行为的传送(例如OFDM)参数。最重要的是更低的FFT大小和更高的导频样式密度(与FFT和保护间隔大小有关)。当然，可利用更低调制方案、其他交织深度等等来额外地保护FEF中的递增冗余数据。

FEF中选择的时间交织器深度例如可补充T2帧的时间交织器深度。如果T2帧时间交织器失败(例如对于专用的时间，信号中断(例如由于隧道等等))，则FEF时间交织器中的其他设定可更好地适合并且允许整体正确解码。T2帧和FEF帧的不同时间交织器设定整体改善系统性能。

根据本发明的接收机因此受益于以下事实，即除了基本T2接收以外，FEF中的数据(即额外的递增冗余)在移动信道中更为鲁棒。本发明的优选实施例的另一个主要优点在于广播业者不必为移动(例如NGH)接收机而发送数据，而只有递增冗余被发送以使得即使是移动接收机也能对T2数据进行更鲁棒的接收。从而，更高效地利用了传送带宽。

这里接下来的描述提供了在未来的广播系统中，例如在即将出现的DVB-NGH系统中，本发明的示例性实现方式的细节。

3行动纲要

以下描述包括大部分基于现有的DVB-T2标准[2]的整体系统提案。断言T2已经提供了将会允许移动环境中的良好性能的许多适当功能块。本提案包括额外的技术以在移动性能、降低的等待时间和更快速的切换(调整到与T2相比通常更低的每服务比特率)方面在此基础上进行扩展和改善，重点尤其在于降低的接收机复杂度和功率消耗。使得这些收获成为可能的本提案中的新技术为：

●FEC

○微型码：对于NGH提出了4k LDPC码以降低等待时间和解码复杂度(与16k和64k的T2 LDPC块大小相比)

○低码率：对于NGH提出了小于R＝1/2的码率以便应对在移动环境中遇到的更强的信道损害。

○递增冗余：新的4k LDPC码以及现有的16k T2 LDPC码都被用额外的奇偶比特来扩展以在基本LDPC码的解码失败的情况下提供额外的鲁棒性。如果解码器能够用基本奇偶比特对码字解码，则递增冗余部分被丢弃以节省功率。

●成帧结构

○数据切片：本提案再利用了来自作为DVB第2代标准家族的最新成员的DVB-C2的数据切片的概念。宽传送带宽(例如8MHz)在频率维中被划分成更窄的数据切片，这些数据切片具有1.7MHz的最大带宽。只需要一个前端发送机来覆盖范围从1.7MHz到20MHz的所有必要的传送带宽。所提出的NGH接收机只需要对整个传送的带宽中的单个数据切片解码。通过限制要接收的信号的带宽，实现了低功率接收机体系结构。

○混合模式：利用对于每个PLP规定的SISO/MISO/MIMO操作确保额外的灵活性并且一个NGH帧内的混合操作是可能实现的。

●信令：T2中的P2符号的解码在移动接收机环境中可能是不可靠的。为了提高可靠性，提出了新的信令概念，其由三个级别构成。

○前导符号：NGH帧的开头处的前导符号通知整个OFDM信号带宽、关于数据切片分割的信息和每个数据切片的MIMO/MISO操作。在混合T2/NGH操作中，传送NGH帧的末尾处的后置，其包含与下一NGH帧相同的信息。

○信令PLP：信令PLP包含关于NGH帧内的PLP突发的设置和位置的所有信息。信令PLP是初始服务获取所需的并且对应于T2中的(一个或多个)P2符号。然而，其被作为普通PLP传送并因此允许更大的时间分集和更高的可靠性。

○带内信令：最后，PLP分组内的带内信令允许了进一步跟踪期望的PLP以及其他PLP的位置并且最小化了切换时间。带内信令中通知的PLP的数目可被调整以降低开销。

●新的子切片结构：基于Helsinki测量，表明在捕捉到的信道转移函数中有规律的时间衰减。另外，多普勒频移也可引起时域中的规律衰减。不幸的是，T2对于PLP子切片具有规律结构，因为不同(类型2)PLP的子切片是按固定样式布置的。如果时间衰减频率匹配子切片的重复率，则解码性能将严重受损。所提出的调度器允许了定义算法，这些算法避免了子切片的任何规律结构以减轻该问题。

●本地服务插入：本文档提出了利用层次化调制在不严重破坏SFN的情况下在SFN信元中实现本地服务插入的方法。在具有本地服务插入的区域中，本地内容作为“低优先级比特”被覆盖到以更低星座大小(例如16-QAM)操作的SFN上。

●OFDM：提出了8MHz信道的基本T2 8k FFT模式用于频带III-V中的操作。8k FFT大小(即1.1kHz)的子载波间距被保持恒定；其他带宽通过不同数目的数据切片的串接来实现。为了应对L频带和S频带中的更高的多普勒频率，提出了4.4kHz子载波间距(即2k FFT模式)的应用。

●MIMO：提出了如T2中包括的AIK编码作为NGH的基本MIMO方案。另外，提出了标准的空间复用方案用于交叉极化传送场景以增大数据率。

●IP封装：所提出的系统可用于传送GSE、IP或MPEG传输流。输入预处理将多节目传输流(MPTS)分解成作为构成成分的多个单节目传输流(SPTS)。所有SPTS流随后通过RTP被封装到IP。这个之后可以可选地是GSE封装。这意味着对于基于GSE或IP的系统可以采用单模式适应功能以将每个IP/GSE流分段成用于每个物理层管道(PLP)的基带帧。还有配设用于共同的PLP承载IP流的元数据或者由来自MPTS预处理的SI信息产生的元数据。对每个PLP传送SPTS的这个方案意味着在接收机处的解调器内不需要重组数据和共同PLP。

所提出的用于下一代手持移动的系统适合于独立操作，但也适应于在DVB-T2超帧结构的未来扩展帧(FEF)内工作。一个RF信道内的混合且灵活的NGH/T2操作将大幅增大NGH在商业上获得成功的机会。

提出了适当的参数选择以及在移动接收机环境中从DVB-T2中去除不必要的特征以限制NGH接收机的整体复杂度。与其他所描述的特征(例如分段的低带宽接收)相结合，低成本NGH接收机方案将成为可能，这是移动平台中成功且广泛的NGH接受的必要先决条件。

应当理解，虽然本文档提供了反映本公司对NGH系统的理解的整体系统体系结构，但不同的构建块也可被单独取出并与其他提案合并。

本描述集中于物理层。然而，所提出的体系结构的透明行为允许了诸如QMA BCAST或IP Datacast之类的上层方案的无缝适应。每当需要并有用时，可添加跨层优化。

5所涉及的功能区域

本文档是完整系统提案并且涉及商业要求的所有方面。与NGH相关商业要求的详细比较在附录中与对技术的描述一起给出。

6系统概要

所提出的系统致力于基于DVB商业模块所提供的商业要求(附录包括与商业要求的比较)在移动和手持环境中为即将出现的NGH标准提供最佳可能性能。本提案的一个主要目标是保持根据DVB“标准家族”方案的其他DVB第2代标准之间的最大可能共同性和构建块的合理再利用。

虽然在所描述的系统中直接采用了许多来自DVB-T2的元素，但所提出的成帧结构是从DVB-C2得出的。此方案被认为是非常简单明了的，因为DVB-C2本身与DVB-T2具有很大重叠，甚至OFDM调制参数也是从地面广播系统再利用的。采用来自DVB-C2的具有数据切片的概念的分段OFDM接收方案的原因主要是允许在接收机侧具有很低功率消耗的灵活移动广播系统。该成帧结构允许了数据切片内或者甚至跨不同数据切片的高效的类似T2的时间切片方案。因此，部署了来自时间切片的以及来自更低接收带宽的已证明的能量节省优点。所有提出的数据切片带宽都可用标准的1.7MHz调谐器来解码。在发送侧，支持所有要求的NGH带宽(1.7MHz到20MHz)，同时维持了简单的接收机体系结构并实现了低处理功率要求。取决于所选择的操作模式，单个数据切片的最大数据率不同，但由于典型移动服务的有限比特率，这是容易实现的。

在通过采用来自DVB-T2和DVB-C2的功能块来维持“标准家族”方案的同时，提出了优化移动环境中的性能的新技术。一个主要特征是允许对混合SISO、MISO和MIMO操作的使用以及一个NGH帧内的混合导频样式的体系结构的提出。与透明的PLP方案相结合，这被认为是提供到移动设备的典型应用的可靠且最佳可能递送的有价值选项。例如，NGH帧内的混合MIMO/MISO/SISO操作与可伸缩视频编码(SVC)相结合是即使在困难的接收条件(例如低接收电平和/或相关MIMO信道)下也使能视频服务的可靠递送的有前途的候选。

在FEC的领域中提出了与DVB-T2相比的进一步扩展。除了基于16k(短)和64k(长)的T2LDPC码大小的更鲁棒码率的重插入以外，还添加了两个新元素：4k“微型”LDPC码被认为是递送低等待时间和高功率效率方案的重要扩展。另一个技术是递增冗余，其是在限制处理功率的同时增大成功解码概率的手段(仅在基本码字的解码失败的情况下才使用额外的奇偶部分，即接收机通常利用长得多的睡眠时间)。

所提出的系统体系结构的基本框图在图31中示出。在NGH帧内，不同的数据切片(片段)具有其自己的频率交织器和导频插入。所有数据切片被合并，并且前导符号被添加用于同步和基本信令。最后，通过OFDM将频域值转换到时域，并且附加循环前缀。

在模式适应(mode adaptation)之前，有执行与T2中类似的功能的预处理块。允许的输入流是MPEG-2传输流(TS)[4]、IP流以及通用封装流(GSE)。预处理器将任何多节目传输流(MPTS)分解成作为其组成成分的单节目传输流(SPTS)，其中分出了要单独传输的SI元数据。这些流随后经由RTP被封装到IP或GSE中。始终是IP或GSE的预处理器的输出随后被馈送到模式适应块中。对于每个输入的IP/GSE流，模式适应产生随后被承载在单个物理层管道(PLP)中的基带帧(BBFRAME)的流。RTP/IP中的适当封装后的SI或IP流元数据作为共同PLP离开模式适应。

针对一个服务(多PLP)的共同和数据PLP的重组在T2实现方式中表现出某种复杂性，尤其在接收机侧更是如此，因此在NGH系统中不是按相同的方式来支持的。对于相关的PLP以信令通知某种联接-关系的形式也被以信令通知。

BICM阶段主要是从T2采用的，但提出了一些功能扩展：提出了用于允许降低的解码复杂度和等待时间的4k码字大小，并且对于16k和64k模式重引入了更低码率(低于1/2)以提供更鲁棒的码率。所提出的系统的另一特征是利用LRK扩展了基本LDPC码字，这提供了被映射到相关联的PLP上的额外奇偶部分。在基本码字的解码成功的情况下，递增冗余奇偶部分被忽略以便大幅节省处理功率。另一方面，如果基本码字的解码失败，则接收机将包括额外的奇偶块以增大成功解码的概率。另外，接收机可从先前PDPC块解码预测是否应当考虑额外冗余以提供最佳可能解码并同时最小化功率消耗。这个可伸缩的方案应帮助最小化当前T2接收机的大多数处理功率密集阶段的功率消耗。BICM的最终阶段是QAM映射器。提出了从QPSK直到64-QAM的QAM星座。旋转的星座也是从T2采用的。对于SFN中的本地服务插入，“全局”服务(例如在SFN网络中操作)使用直到16-QAM。在16-QAM的情况下，本地服务将向每个16-QAM星座点添加两个低优先级比特以产生64-QAM层次化调制。

在QAM映射器和时间交织器(从T2采用)之后，插入MISO/MIMO编码阶段。提出了具有有限的解码复杂度的两个MISO/MIMO方案。Alamouti是T2中的已证明的技术，其允许了MISO解码，但也可用于具有多于一个接收天线的MIMO解码。还提出了作为全率MIMO方案的Alamouti MISO和空间复用，其中发送天线的数目限于两个。对于空间复用，考虑一个PLP输入流到两个输出流的串行到并行转换。然而，预期此(全率)MIMO仅在交叉极发送天线环境中才起作用，因为类似的接收功率水平是成功解码所需的(尽管有空间相关性)，尤其由于接收机侧的自动增益控制(AGC)。与之不同，Alamouti编码也可用在多发送机环境中，因为在Alamouti解码中，最坏情况对于很不同的接收功率水平或者甚至相关的信道回复到SISO性能。

然后，插入信令PLP(受有关BICM阶段的保护)。NGH成帧提案采用了来自DVB-C2[3]的数据切片的概念。在每个数据切片内，通常可在允许高效时间切片的时间复用中插入若干个PLP。

所提出的系统支持多种不同的信道带宽，范围从1.7MHz到宽带20MHz信道。其支持了移动和手持接收的特定需求，即低功率消耗和高鲁棒性。应当注意，所支持的每服务比特率通常只是DVB-T2发送到屋顶天线接收场景的率的分数，因为手持显示屏的大小可能不适合观看高清晰度多媒体信号。

所提出的系统使用频带分段。将可用带宽分段成数据切片允许了接收机处的功率消耗的降低，因为可以使用窄带调谐器。如果整体信道带宽被分割成n个片段，则接收机调谐器可在带宽的1/n内操作，并且更重要的是，可按慢n倍的速率应用A/D转换。若干个数据片段或数据切片的串接意味着可以高效地利用宽得多的带宽(高达20MHz)，因为每个信道附近的保护频带被使用了。

成帧结构的基本框图在图32中示出。不同的数据切片具有其自己的频率交织器和导频插入。所有数据切片被合并，并且前导(并且在组合T2/NGH传送的情况下还有后置)符号被添加用于同步和基本信令。最后，通过OFDM将频域值转换到时域，并且附加循环前缀。

从DVB-C2[3]采用“绝对OFDM”的概念。前导和后置符号中的L1信令块开始于0MHz的绝对频率并且被按1440个子载波的步幅分割。对于整个频谱以独特的方式定义跨不同RF频率的信号。应当注意，OFDM信号的导频序列对于所有每个频率是独特的。其原因是避免频域中的不想要的重复，这种重复可导致时域中的OFDM信号的不想要的高峰值。另外，不含糊的导频序列允许了容易且可靠的同步和载波偏移补偿。

虽然对于整个RF频谱定义了L1块分割和有关导频序列，但只在存在数据切片的那些频率中传送L1块。

为了在T2FEF中承载NGH帧，每个FEF开始于根据DVB-T2标准[2]的P1符号，其后是NGH帧前导符号中的有关NGH信令。注意，低功率分段接收机一般不能够对宽带P1信令解码，但T2接收机知道FEF的出现。由于前导和后置是每1440个子载波重复的，所以分段接收机将始终能够完整重构前导和后置。前导和数据切片的关系在图33中示出。

所提出的NGH成帧允许了三种不同的模式。在第一种基本模式中，PLP和相关联的PLP在一个片段中保持固定，参见图34.

在第二种成帧模式中，给定PLP的突发在不同NGH帧中位于不同数据切片中，这在图35中指示。NGH帧级的PLP突发的这种切换是为了提供整个NGH系统带宽上的频率分集增大，而没有额外的复杂性并且保持接收机带宽降低的优点。此模式对于FEF传送中的NGH尤其相关，因为中断T2帧给了接收机时间来重调谐到下一数据切片。

最后，第三操作模式要求数据切片之间的PLP突发的完全跳频。虽然是最复杂的(因为其要求高级调度和足够大的转变时间来用于重调谐和信道估计)，但此模式提供了最佳可能频率分集。另外，可预期NGH成帧将由具有相当低的比特率的若干个PLP构成。进行调度以避免不同片段中的PLP的重叠以及PLP突发之间的充分大的时间间隙可通过合理量的工作实现。在图36中可看到模式3的示例。这三个操作模式可经由信令来透明地指定。

如以上说明的，整个NGH被划分成相同带宽的数据片段。向每个片段独立应用频率交织。作为成帧提案的一个主要特征，对于每个数据切片可以使用不同的MIMO操作模式和导频样式。结果，整个NGH信号中的不同导频样式(例如不同导频密度以支持不同多普勒频率)和/或MIMO方案的混合成为了可能。

对于频带III至V，在再利用1.116kHz的子载波间距这个意义上，OFDM参数是从T28k FFT大小得出的。其他信道带宽是通过在保持OFDM子载波间距恒定的同时改变每数据切片的OFDM子载波的数目并串联若干个数据切片来获得的。

对于L频带和S频带操作，以相同的方式，从T22k FFT大小得出OFDM参数，这导致了这些频带中的操作的4.464kHz的固定子载波间距。为了增大针对多普勒频移的鲁棒性，需要更高的子载波间距，多普勒频移与信号频率线性相关，因此对于这些带宽中的操作更加重要。

7系统描述

以下条款列出详细技术提案。为了减小文档的长度，每当可能时就引用现有DVB标准，只描述差异。

7.1模式适应

DVB-NGH商业要求[6]表达了对于传送MPEG-2传输流(TS)和因特网协议(IP)流两者的需求。本提案在处理器的输入处支持这两种类型的流。然而，预处理器的输出是IP流，因此本提案的焦点将在于IP流的传送。假定对于MPEG-2TS的传输，TS将根据TS 102 034[10]被封装到RTP中、然后封装到IP中。所得到的IP的所提出的传送与DVB-T2类似。

7.1.1MPEG-2传输流传送

所提出的系统主要是IP传输系统。因此，为了承载遵从TS 101 154的MPEG-2传输流[11]，要求将TS封装到IP中。内容服务提供者可向NGH网关提供多节目传输流(MPTS)或单节目传输流(SPTS)。SPTS遵从TS 101154，因此可直接用RTP-IP来封装并直接映射到PLP。然而，MPTS在RTP-IP封装之前必须被进一步拆分为SPTS(在预处理阶段)。然后，每个SPTS将由一PLP承载以允许物理层资源(例如给定服务上的时间交织器深度)的优化。封装到IP中是经过RTP、可选的UDP、然后IP，根据TS 102 034[10]来完成的。封装在IPv4的情况下在图37中图示。RTP提供TS分组传输所需的时间戳。许多TS分组可被一起加载到每个UDP/RTP分组中。从而，单个UDP/RTP分组中的TS分组越多，由IP/RTP/UDP头部产生的冗余就越少。鲁棒头部压缩(ROHC)[7]仍可用于将其进一步减少。

每个输入流的模式适应以与DVB-T2类似的方式操作以将每个IP/GSE流切片成数据字段以形成基带帧。除了承载SPTS和IP或GSE流以外，当在系统中必须传送多个传输流时，也可有例如从SI信息生成的元数据流。也可从IP或GSE流之间的交叉导航信息生成元数据流。此元数据流被承载在共同PLP中。

7.1.2因特网协议传送

利用因特网协议的数据传送被认为是DVB-NGH的主要应用。因特网协议是覆盖从低比特率无线电传送到复杂的可伸缩视频编码(SVC)场景不等的所有可能场景的理想手段。鲁棒头部压缩(ROHC)[7]的应用减小了由于IP传送引起的开销，其与MPEG-2TS传送相比不会增大开销。另外，此协议的应用允许了对已经存在的IP栈的使用，并且使得容易与也以IP作为基础的蜂窝传送标准的共存。

对于IP数据的传送，将IP PDU封装在GSE中，并且使用ROHC的单向模式。GSE流的模式适应是以与在DVB-T2标准中已经标准化的相同的方式来实现的。图38示出了对于可伸缩视频编码的传送的示例，此方案的灵活性。

SVC编码器在此示例中生成三个不同层。三个生成的输出流随后被经由不同的PLP传送，这些PLP通过使用不同的ModCod参数可具有独特鲁棒性。由于这些PLP是以相互关联的方式被以信令通知的，所以调度器以所提出的分段方案保持可能的方式处理这三个不同PLP的映射。在接收机内，三个不同PLP的IP流被简单地合并成单个流，而所有同步都被留给因特网协议。这急剧降低了物理层上的复杂度，同时其没有提高IP层上的复杂度，因为所需的同步的机制已经在所有IP栈中实现。以类似的方式可覆盖所有其他可能的配置。

7.2PLP处理

所提出的PLP处理与DVB-T2标准类似。只提出了有限的扩展和简化，这在下文中描述。

7.2.1FEC编码

FEC编码块由外部编码(BCH)、内部编码(LDPC)和比特交织构成。输入流由BBFRAME组成，并且输出流由FECFRAME组成。每个FECFRAME由K_bch个比特构成并且被FEC编码子系统处理以生成长度为N_ldpc比特的FECFRAME。(系统的)外部BCH码的奇偶检查比特被附加在FECFRAME之后，并且(系统的)内部LDPC编码器的奇偶检查比特被附加在BCHFEC字段之后。比特交织器对一个完整的FECFRAME操作。

有三种不同的码字长度N_ldpc∈{4320，16200，64800}。各个码分别被称为微型码、短码或长码，或者简称为4k码、16k码或64k码。注意，4k码是NGH的新特征，因为它们允许了更快速、更低功率和存储器消耗的解码、减短的等待时间和更快速的切换时间。

7.2.1.1BCH编码

外部BCH编码器向BBFRAME附加N_bch-K_bch个奇偶比特。其目的是使得解码器能够纠正外部LDPC解码后的(剩余的几个)比特差错，这些比特差错可由于LDPC码的差错地板行为而发生，尤其对于为DVB-NGH提出的更高阶调制(16-QAM、64-QAM)更是如此。

对于N_ldpc＝64800和16200根据DVB-S2[1]执行BCH编码。这些FECFRAME大小的基本参数在表2和表3中总结。对于新的FECFRAME大小N_ldpc＝4320，由表1和表4在GF(212)上新定义BCH码。

表1：BCH多项式(对于FECFRAME N_ldpc＝4 320)

g1(x)	1+x+x4+x6+x12
		g2(x)	1+x+x3+x4+x6+x10+x12
g3(x)	1+x2+x3+x6+x12
		g4(x)	1+x+x3+x5+x6+x10+x12
g5(x)	1+x2+x4+x5+x6+x7+x8+x9+x12
		g6(x)	1+x+x2+x5+x7+x8+x9+x11+x12
g7(x)	1+x+x3+x6+x8+x10+x12
		g8(x)	1+x+x2+x3+x4+x5+x9+x10+x12
g9(x)	1+x+x3+x4+x6+x8+x10+x11+x12
		g10(x)	1+x+x2+x5+x10+x11+x12
g11(x)	1+x2+x4+x5+x12
		g12(x)	1+x2+x3+x9+x12

表2：编码参数(对于FECFRAME N_ldpc＝64 800)

表3：编码参数(对于FECFRAME N_ldpc＝16 200)

表4：编码参数(对于FECFRAME N_ldpc＝4 320)

7.2.1.2LDPC编码

表6对于为其定义LDPC编码的所有码字长度和所有码率进行了总结。在此表中，S2和T2分别表示DVB-S2[1]和DVB-T2[2]标准，并且条目NGH指示该码是在本文档中限定的，参见附录中的表39至表45。微型LDPC码具有与DVB家族的其他码相同的结构，即信息部分中的准循环结构和奇偶部分中的阶梯结构。微型码的码率依从常数Q_ldp在表5中规定。

表5：微型(4k)LDPC码的q值

码率	Qldpc
		1/4	9
1/3	8
		5/12	7
1/2	6
		7/12	5
2/3	4
		3/4	3

表6：FEC设置总结

7.2.1.3比特交织器

比特交织器(参见图39)被用于优化格雷映射的QAM符号的比特标签与LDPC码比特之间的指派。如DVB-T2[2]中那样，其被提出为由块交织器和解复用器构成。

在块交织器部分中，LDPC编码器的输出首先被奇偶交织，然后被存储到由Nc列和Nr行构成的存储器中。数据被以列扭曲偏移tc逐列写入，并且被逐行读取。

关于第r行的输出N_c元组{b_0，r，b_1，r，b_2，r，…，b_Nc-1，r}在解复用器部分中被置换成{y_0，r，y_1，r，y_2，r，…，y_Nc-1，r}，其中η_mod比特中的每个比特属于

符号。

对于广播服务提出的QPSK、16-QAM和64-QAM。比特交织器和解复用器部分的必要参数在表7至表14中示出。

表7：比特交织器结构(16-QAM和64-QAM)

表8：列扭曲参数t_c(16-QAM和64-QAM)

表9：对于码率1/4、1/3和2/5将比特解复用到信元的参数(对于N_ldpc＝64 800)

表10：对于N_ldpc＝64 800，64-QAM将比特解复用到信元的参数

表11：对于N_ldpc＝16 200，16-QAM将比特解复用到信元的参数

表12：对于N_ldpc＝16 200，64-QAM将比特解复用到信元的参数

表13：对于N_ldpc＝4 320，16-QAM将比特解复用到信元的参数

表14：对于N_ldpc＝4 320，64QAM将比特解复用到信元的参数

7.2.1.4递增冗余

7.2.1.4.1递增冗余介绍

作为新特征，提出了递增冗余(IR)的应用。扩展了FECFRAME长度N_ldpc＝16200的现有LDPC码以及新提出的微型码，使得新的码字由原始码字(基本FEC)和要被用作IR的M_IR个额外的(辅助)奇偶比特构成。新的码字长度从而是N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR。具有IR的LDPC编码可被认为是码率为R₁＝K_ldpc/N_ldpc，1的一个编码器，其中输出被分离成基本FEC和IR部分。两个部分被视为两个相关联的PLP，参见图31。

在图40中可看到原始码字与扩展码字之间的关系。上部示出了根据例如DVB-T2[2]的传统FEC编码，其中码率为R₀＝K_ldpc/N_ldpc的LDPC编码器的输入是BCH编码器的K_ldpc个输出比特，而其输出是长度为N_ldpc的系统码字。此码字的最后N_ldpc-K_ldpc个比特是LDPC奇偶比特。如果PLP应用IR，则使用码率为R₁＝K_ldpc/N_ldpc，1＜R₀的扩展LDPC编码器，其具有与传统编码相同的输入，但输出N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR个比特，即，LDPC奇偶比特的数量增加到了N_ldpc-K_ldpc+M_IR。然而，其前N_ldpc-K_ldpc个奇偶比特与码率为R₀的原始LDPC编码器的奇偶比特相同。该码字被分离成两个部分：前N_ldpc个比特是基本FEC部分，而剩余的M_IR比特是在接收机处在必要时要用作IR的IR部分。

从而，确保了对接收到的码字的解码可利用只考虑基本FEC部分的码率R₀的解码器进行(对于良好的信道条件)，而由基本FEC和IR部分两者构成的扩展码字允许了利用码率R₁的解码器进行解码。

将使用IR的一个FECFRAME分离成基本FEC和IR部分在图41中示出。两个流的经编码比特被如图40中对于特定PLP示出的比特交织器、解复用器部分等等的独立实例进一步处理。从而，通过对基本FEC部分应用低阶QAM星座，可以提高基本FEC部分的鲁棒性。

调度器将把基本FEC部分的突发分配在比相应IR部分的突发更早的时间实例。如果接收机想要对使用IR的PLP解码，则其必须至少对基本FEC部分解调，基本FEC部分对应于码率为R₀＝K_ldpc/N_ldpc＞R₁的原始编码的输出。如果解码由于困难的信道条件而失败，则其可额外地对IR部分解调，IR部分与基本FEC部分一起构建长度为N_ldpc，1的码字。然而，解码器随后根据(较小)码率R₁的码切换到新的奇偶检查矩阵，其中更有可能实现成功的解码，因为扩展码的解码阈值远小于原始码的。

注意，IP(与一开始就应用低码率R₁而没有IR的情况相比)的主要优点在于如果不需要IR部分则其可被接收机忽略。如果例如R₁＝1/2*R₀，则传统的方案将应用码率为R₁的码，这将数据的吞吐量限制了1/2。因此，与当由于良好的信道条件而可能以码率为R₀的码进行传送的情况相比，接收机对于给定的数据率必须检测两倍那么多的突发。然而，应用IR使得接收机可以在每当传送IR突发时就进入睡眠模式，如果对基本FEC部分的解码可能实现和/或成功了的话。这使得接收机在良好信道条件下可以操作得更久。

7.2.1.4.2用于递增冗余的扩展LDPC编码

IR比特的数量应当像FECFRAME长度本身那么大，从而：M_IR＝N_ldpc，这使得原始码率减半，R₁＝1/2*R₀。对于以下码标识符，我们对短码(N_ldpc＝16200)提出IR：

R₀∈{1/2，3/5，2/3，3/4，4/5}，即，对于所有提出的短码，除了1/4和1/3码(标识符)以外。另外，对于以下码，也对新引入的微型码(N_ldpc＝4320)：

R₀∈{1/2，7/12，2/3，3/4}.

对于上述LDPC码(在下文中被表示为码率R₀的原始码)，通过在此小节中设置M_IR＝N_ldpc来得出R₁＝1/2*R₀的扩展码。

扩展LDPC编码器将外部BCH编码的输出

视为大小为K_ldpc＝N_BCH的信息块，并且将其系统编码成大小为N_ldpc，1＝N_ldpc+M_IR的码字Λ，其中：

$\mathrm{\&Lambda;}=({\mathrm{\&lambda;}}_0,{\mathrm{\&lambda;}}_1,{\mathrm{\&lambda;}}_2,...,{\mathrm{\&lambda;}}_{N_{\mathrm{ldpc},1-1}})=(i_0,i_1,...,i_{K_{\mathrm{ldpc}}-1},p_0,p_1,...p_{N_{\mathrm{ldpc},1}-K_{\mathrm{ldpc}}-1}).$

以下编码过程确保了扩展码字的前面比特λ_i，(对于i∈{0，…，N_ldpc-K_ldpc-1})与使用原始LDPC码的情况相同。

编码器的任务是对于每一块的K_ldpc个信息比特

确定N_ldpc，1-K_ldpc个奇偶比特过程如下：

●初始化 $p_0=p_1=p_2=...=p_{N_{\mathrm{ldpc},1}-K_{\mathrm{ldpc}}-1}=0$

●将第一信息比特i₀累积在表46至表54的第一行中规定的奇偶比特地址处。例如，对于16k码率4/5(参见表43)(所有加法都按GF(2))：

p₅＝p₅⊕i₀        p₇₀₉₂＝p₇₀₉₂⊕i₀    p₁₃₄₂₃＝p₁₃₄₂₃⊕i₀

p₈₉₆＝p₈₉₆⊕i₀    p₇₁₁₉＝p₇₁₁₉⊕i₀    p₁₅₁₄₇＝p₁₅₁₄₇⊕i₀

p₁₅₆₅＝p₁₅₆₅⊕i₀  p₇₇₃₇＝p₇₇₃₇⊕i₀    p₁₅₂₃₆＝p₁₅₂₃₆⊕i₀

p₃₉₇₆＝p₃₉₇₆⊕i₀  p₉₉₈₉＝p₉₉₈₉⊕i₀    p₁₈₀₄₂＝p₁₈₀₄₂⊕i₀

p₅₁₇₇＝p₅₁₇₇⊕i₀  p₁₀₆₉₀＝p₁₀₆₉₀⊕i₀  p₁₈₆₄₆＝p₁₈₆₄₆⊕i₀

p₅₅₇₀＝p₅₅₇₀⊕i₀  p₁₁₆₀₈＝p₁₁₆₀₈⊕i₀  p₁₈₉₄₃＝p₁₈₉₄₃⊕i₀

p₆₄₅₀＝p₆₄₅₀⊕i₀  p₁₂₃₃₇＝p₁₂₃₃₇⊕i₀

注意前三个奇偶地址(全都小于N_ldpc-K_ldpc＝3240)与DVB-S2中对于码率4/5的16k码定义的相同，而剩余的地址是根据扩展LDPC码的并且在附录的表50中被写为粗体数字。

●对于接下来的359个信息比特i_m，m＝1，2，…，359，将i_m累积在奇偶比特地址

{x+m mod 360×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)如果x＜N_ldpc-K_ldpc

N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod 360×Q_IR}mod M_IR如果x≥N_ldpc-K_ldpc

其中x表示与第一比特i₀相对应的奇偶比特累积器的地址，Q_ldpc是[1，2]中为原始LDPC码规定的码率依从常数，并且对于16k码，Q_IR＝M_IR/360＝45，而对于4k码，Q_IR＝12。大于或等于N_ldpc-K_ldpc的位置x在附录13.3和13.4的表格中被写为粗体数字。

注意，此方案留下基本FEC作为原始码，添加额外的M_IR个奇偶检查，并且对于基本和IR部分都维持准循环LDPC结构。然而，在奇偶检查矩阵的前N_ldpc-K_ldpc行之后，准循环结构中断。但由于这是360的倍数(即Q_ldpc)，所以仍可应用基于360比特群组的按块解码。

●以类似的方式，对于每个群组的360个新信息比特，来自表46至表54的新的一行被用于找出奇偶比特累积器的地址。

在耗尽所有信息比特之后，如下获得最终奇偶比特：

●从i＝1开始顺序执行以下运算。

p_i＝p_i⊕p_i-1，i＝1，2，…，N_ldpc，1-K_ldpc-1

●p_i，i＝0，1，..，N_ldpc，1-K_ldpc-1的最终内容等于奇偶比特p_i。

7.2.1.4.3扩展LDPC码的示例

(非衰减)AWGN信道上的扩展LDPC码的比特和帧差错率(BER和FER)对SNR性能在图42中示出。原始码是长度为N_ldpc＝16200的DVB-S2[1]的码率R₀＝4/5的码，扩展码具有码率R₁＝2/5。来自DVB-S2的原始4/5码的解码阈值(或夹断极限)大约在1.7dB。相同长度N_ldpc＝16200的来自DVB-S2的码率2/5的码的极限在-3.4dB。相同码率(R₁＝2/5)的扩展LDPC码的阈值在-2.9dB。仿真的信息比特的数目是10⁹。虽然S2的码率4/5的码在解码阈值后表现出某种差错地板行为，但在仿真的10⁹个比特中对于其他两个码不能检测到差错。如果接收机处的SNR超过1.7dB，则其可解码原始码率4/5码，这也对应于扩展LDPC码的基本FEC部分。在此情况下，可以忽略IR部分，这使得处理功率降低到1/2(因为属于此PLP的突发的一半是来自IR部分的)。如果SNR减小，则接收机可对IR部分解调，从而具有额外的4.6dB的余裕。就编码增益(E_b/N₀的差异)而言，这相当于1.6dB增益，因为码率减半了。

应当注意，也可以设计可被分割成基本FEC和IR部分的新LDPC码。由于这些新设计的码的FEC部分不必匹配DVB家族的现有(标准化)LDPC码，所以所得到的IR部分的编码增益将会比本文档中提出的那些码甚至更大。另外，也可以用不同的额外奇偶比特数目M_IR扩展LDPC码或者允许多于一个IR部分。分割成若干个IR部分将使得接收机能够估计成功解码所需的额外奇偶部分的数量。

7.2.2将比特映射到星座上

每个FECFRAME(对于长FECFRAME其是64800比特的序列，对于短FECFRAME其是16200比特的序列，并且对于微型FECFRAME其是4320比特的序列)被映射到经编码和调制的FEC块，其方式是通过首先将输入比特解复用成并行的信元字，然后将这些信元字映射成星座值。输出数据信元的数目和每信元的比特有效数目η_MOD由表15限定。解复用是根据第7.2.2.1条执行的，并且星座映射是根据第7.2.3.2条执行的。

表15：比特映射到星座的参数

7.2.2.1比特到信元字解复用器

来自比特交织器的比特流v_di被解复用成N_substreams个子流，如图43中所示。N_substreams的数目在表16中限定。

表16：解复用器中的子流的数目

解复用被定义为经比特交织的输入比特v_di到输出比特b_e，do上的映射，其中：

表17：对于码率1/2、3/4和4/5将比特解复用到子流的参数

除了QPSK以外，宽度为N_substreams的字在解复用器的输出处被分割成宽度为η_MOD＝N_substreams/2的两个信元字。前η_mod＝N_substreams/2个比特[b_0，do..b_{Nsubstreams/2-1，do}]形成一对输出信元字[y_0，2do..y_{ηmod-1，2do}]中的第一个，并且剩余输出比特[b_{Nsubstreams/2，do}..b_{Nsubstreams-1，do}]形成第二输出信元字[y_0，2do+1..y_{ηmod-1，2do+1}]，其被馈送到星座映射器。

在QPSK(N_ldpc＝64 800或16 200)的情况下，来自解复用器的宽度为N_substreams的字形成输出信元字并且被直接馈送到星座映射器，因此：

[y_0，do..y_ηmod-1，do]＝[b_0，do..b_{Nsubstreams-1，do}]

7.2.2.2信元字映射成I/Q星座

来自第7.2.1.1条中的解复用器的每个信元字(y_0，q..y_ηmod-1，q)被利用QPSK、16-QAM、64-QAM星座来调制以在正规化之前给出星座点z_q。

对于各种星座，在表18至表23中给出相关输入比特y_e，q的每个组合的实成分和虚成分Re(z_q)和Im(z_q)的确切值：

表18：QPSK的实部的星座映射

y0，q	1	0
			Re(zq)	-1	1

表19：QPSK的虚部的星座映射

y1，q	1	0
			Im(zq)	-1	1

表20：16-QAM的实部的星座映射

表21：16-QAM的虚部的星座映射

表22：64-QAM的实部的星座映射

表23：64-QAM的虚部的星座映射

星座和应用到它们的格雷映射的细节在图44中示出。

每个输入信元字(y_0，q..y_ηmod-1，q)的星座点z_q根据表4被正规化以获得要使用的正确复信元值f_q。

表24：数据信元的正规化因子

当如第8条中所述在PLP上插入本地服务时，QPSK的层次化调制使用16-QAM并且16-QAM使用64-QAM。但QPSK也可使用64-QAM，每星座点添加4比特。在64-QAM上不允许层次化调制。

7.2.2.3星座旋转和循环Q延迟

当使用星座旋转时，来自星座映射器(参见第7.2.2.2条)的每个FEC块F＝(f₀，f₁，…，f_Ncells-1)的正规化信元值在复平面中被旋转并且虚部在FEC块内被循环延迟一个信元。N_cells是每个FEC块的信元的数目并且在表26中给出。输出信元G＝(g₀，g₁，…，g_Ncells-1)由下式给出：

g₀＝Re(R_RQDf₀)+j Im(R_RQDf_Ncells-1)，

g_q＝Re(R_RQDf_q)+j Im(R_RQDf_q-1)，q＝1，2，…N_cells-1，

其中旋转相量

旋转角度Φ依赖于调制并且在表25中给出。

表25：每个调制类型的旋转角度

调制	QPSK	16-QAM	64-QAM
				Φ(度)	29.0	16.8	8.6

星座旋转仅用于数据PLP，而永不用于信令PLP的信元。当在PLP上应用通过层次化调制进行的本地插入时，用于经层次化调制的信元的旋转角度必须与用于全国性SFN信元的相同。从而，例如，从QPSK层次化来的16-QSM使用用于QPSK的旋转角度。

7.2.3时间交织

时间交织器(TI)是从DVB-T2[2]采用的，然而放弃了对信元交织器的应用，因为其没有带来额外的优点。从而，所应用的交织块是：FEC编码、解复用后的比特交织以对于给定的FEC方案优化比特到QAM映射，时间交织器(在若干个FEC帧上操作)，以及最终的频率交织器(对一个数据切片操作，根据第7.6.3条)。

如DVB-T2[2]中那样，TI是行-列块交织器：交织器中的行的数目N_r等于FEC中的信元数目(N_cells)除以5，并且列的数目N_c＝5×N_FEC(n，s)。因此，填充的列的数目在不同的TI块之间将依据其信元率而不同。交织器的参数在表26中定义。

表26：时间交织器的参数

然而，时间交织器被限制为仅应用来自DVB-T2标准的选项1，即没有提出帧跳过，也没有提出分割成若干个子切片。其原因是所提出的调度器(参见第7.3条)的应用，其允许了相同的原理。TI帧被输入到缓冲器，其被作为突发读出并被调度器块以非常灵活的方式调度。作为示例，调度器可在长时间间隔(甚至超过当前NGH帧，这将对应于T2中的帧跳过TI选项)上分离一个PLP的突发，而另一PLP的突发可被串接以形成一个数据切片中的长突发(这对应于T2中的第1类PLP)。

7.3调度器

调度器的任务是将若干个PLP的时间交织器(TI)帧映射到NGH帧结构上。在第一步骤中，不同PLP的时间交织块被馈送到PLP特定缓冲器中。只要缓冲器水平超过每片段的活动信元的数目，调度器就可将这样的突发从缓冲器取出并将其映射到特定OFDM符号处的单个数据切片的活动子载波(即非导频载波)上。注意，每个片段的活动信元的数目对于不同的数据切片可不同，因为对于它们可应用不同的导频样式。调度器还必须确保来自使用MISO或MIMO模式(参见第9条)的PLP的突发被分配到提供期望导频密度的数据切片。PLP缓冲器的一个或多个突发可被串接，即数据切片的接下来的符号也可包含同一PLP的突发。从而，与DVB-T2类似，可创建不同的切片长度。

由于最小接收机带宽是1.7MHz(允许对一个数据切片的检测)，所以调度器必须避免属于相关联的PLP的突发被同时传送，即同时在不同数据切片中传送。作为示例，这在相关联的PLP在调度模式2中被分配在同一数据切片中的情况下可实现，参见图45。

PLP特定缓冲器机制确保了在每个OFDM数据符号中和每个片段中，只插入单个PLP的突发。由于时间交织器帧的开头通常不与数据切片中的突发的开头一致，所以引入信令PLP中的以及带内信令中的指针机制(到TI帧的第一突发的符号内指针)。图46示出了该原理。PLP 1的新的时间交织器帧的开始位置(就数据切片内的活动子载波地址而言)在PLP突发内的某处。

没有定义调度方案本身。这允许了针对每个服务的具体需求(例如最大鲁棒性或低等待时间)优化映射算法。然而，与PLP的子切片导致PLP数据在时间上的规律分割的DVB-T2不同，NGH调度器注意避免这样的规律重复样式。在Helsinki测量中显示，随时间的衰减经常以规律(即周期性)方式发生。周期性时间衰减也在移动的接收机中发生，其中衰减重复率依从于多普勒频率。调度器需要通过引入一种机制以至少在数据切片内打乱每个PLP的突发来克服这种规律性。例如，在整个突发重复间隔上可以改变或偏移数据切片内的PLP突发的顺序。

调度器还可以注意，为了增大接收机睡眠时间，在一些NGH帧中可不插入特定PLP的突发，即接收机将不需要对所有NGH帧解码。

注意，所提出的调度器允许了很高程度的灵活性。然而，为了确保调度以一种独特并从而预定的方式操作，可通过适当的算法限制此灵活性。例如，在成帧模式2中(其中若干个PLP在一个帧期间被分配到固定的数据切片，但在下一帧中变到不同的数据切片(以所限定的方式，参见图45))，调度器可按与DVB-T2中的帧构建器相似的方式操作。这意味着调度器分别对于每个数据切片将PLP的突发分配到分段的OFDM符号上。这些可以是单个突发或若干个串接的突发，而后者将对应于更粗的子切片长度。还可以组合分配一PLP的所有突发，这将对应于DVB-T2上的第1类PLP。(来自不同PLP的)各种突发的排序可如DVB-T2中那样是规律的。然而，如上所述，在将突发映射到帧上时的任何规律性应当被避免以减轻周期性衰减的影响。

7.4信令

信令概念不同于DVB-T2并且在最小化开销的同时增大了鲁棒性。信令概念在第7.4.1条中描述。然后在随后条中给出不同信令阶段的详细内容。

7.4.1信令概念

所提出的信令概念意味着接收机使用三个步骤来获取有效载荷数据。首先，接收机对前导内的准静态信令解码。前导也指向承载整个信令PLP的所有突发。信令PLP承载关于在DVB-NGH信号内传送的所有PLP的信息并且包括到每个数据PLP的突发的指针。另外，每个数据PLP包含到自身和可限定的一组其他PLP的带内信令。从而，只有初始获取需要信令PLP，或者从一个PLP到另一个的切换需要信令PLP。简单的获取过程图在图47中示出。

此结构的主要益处是开销的减小，同时维持了高鲁棒性。前导主要包含与成帧结构有关的信令，其在给定的NGH系统内是静态的。由于DVB-C2中已经使用的绝对OFDM的概念，接收机能够对NGH信号内的任何调谐位置处的前导解码。前导和后置表现得就像P2符号中的L1预信令那样，而且后置表现得就像DVB-T2的帧结束符号那样，因为其允许了完整的信道估计，即使对于MIXO也是如此。MIXO指的是MISO或MIMO传送。

信令PLP像普通的数据PLP那样被传送，而其位置是利用前导或后置内的指针来指示的。因此，可以对信令PLP使用时间交织，这大幅增大了其鲁棒性，并且与DVB-T2的P2符号中要求的有效载荷数据相比，不会使得极高的鲁棒性成为必要。从而，由于信令的谱效率的增大，开销减小了。另外，成帧结构内的信令PLP的重复率可被网络操作者调整。信令PLP可例如在每一个帧中传送，以实现信号获取时间的减短。然而，也可以在大间隔中传送信令PLP，这大幅减小了信令开销。信令PLP包含所有PLP的参数，而每个个体PLP的调制和编码参数被假定为是准静态的。另外，信令PLP包含用以解码数据PLP的所有信息，即其以信令通知每个PLP的一个或多个时间交织帧的位置和突发的数目。

数据PLP也包含用于其自身的带内信令，其在每一组时间交织帧中被传送一次。作为一个群组一起以信令通知的TI帧的数目在从1到4的范围中并且是在NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES中通知的。此外，其可承载用于(例如同一束的)数个其他PLP的信令。因此，没有跟踪信令PLP的要求。另外，由于只传送时变参数，所以此信令引起的额外开销是相当有限的。

7.4.2前导信令

在每一个前导(或后置，如果在具有如DVB-T2的另一传送系统的TDMA中传送的话)符号中传送的前导信令主要包含静态参数，这些参数与成帧结构有关：

字段	大小
		SYSTEM_ID	16比特
NETWORK_ID	16比特
		CELL_ID	16比特
TX_ID_AVAILABILITY	8比特
		GUARD_INTERVAL	2比特
START_FREQUENCY	24比特
		RESERVED_TONES	1比特
CHANNEL_BANDWIDTH	4比特
		SUPER_FRAME_LENGTH	8比特
FRAME_LENGTH	6比特
		NGH_OPERATION_MODE	1比特
if(OPERATION_MODE＝＝1){//TDMA with e.g.72
		POSTAMBLE_FLAG	1比特
GAP_LENGTH	22比特
		}
for i＝1…NUM_DATA_SLICES{
		PILOT_PATTERN	3比特
}
		FRAME_NUMBER	8比特
L1_SIG_QAM	4比特
		L1_SIG_FEC	3比特
L1_SIG_MIMO	2比特
		L1_SIG_LENGTH	8比特
L1_SIG_PILOT_PATTERN	3比特
		L1_SIG_FRAME_NUMBER	8比特
INTRASYMBOL_POINTER	11比特
		NUM_L1_SIG_BURSTS	3比特
for i＝1…NUM_L1_SIG_BURSTS{	最大36比特
		DATA_SLICE_ID	4比特
OFDM_SYMBOL_NUMBER	8比特
		}
CRC32	32比特
		信令比特的总数	最大258比特

表27：前导(后置)信令的内容

SYSTEM_ID：这是独特地标识DVB-NGH网络的系统ID的16比特字段。

NETWORK_ID：这是独特地标识DVB-NGH网络的网络ID的16比特字段。

CELL_ID：这是独特地标识DVB-NGH网络的小区ID的16比特字段。

TX_ID_AVAILABILITY：此8比特字段通知DVB-T2中使用的TX_ID_AVAILABILITY。

GUARD_INTERVAL：此2比特字段标识当前DVB-NGH帧的保护间隔。

START_FREQUENCY：此24比特字段按16个OFDM子载波的倍数(即按16/(896μs)≈17.8kHz的倍数)指示当前DVB-NGH信号的开始频率。值0指的是绝对频率0Hz。

RESERVED_TONES：此标志通知保留单调的存在性。

CHANNEL_BANDWIDTH：此4比特字段通知DVB-NGH信号的带宽。

SUPER_FRAME_LENGTH：此8比特字段指示超帧中的帧的数目。

FRAME_LENGTH：此6比特字段的值乘以4是DVB-NGH帧中的OFDM符号的数目(不包括前导和后置)。

NGH_OPERATION_MODE：此标志指示当前DVB-NGH系统是独立的(NGH_OPERATION_MODE＝＝0)还是与另一传送系统(例如DVB-T2)发生时分多址的(NGH_OPERATION_MODE＝＝1)。

以下两个字段仅在DVB-NGH系统与另一传送标准发生时分多址的情况下才出现：

POSTAMBLE_FLAG：此标志指示当前前导符号是前导还是后置。

GAP_LENGTH：此22比特字段按基元周期的倍数指示从后置的末尾到下一DVB-NGH前导的开头(不是T2 P1符号)的两个DVB-NGH帧之间的间隙的长度。

以下字段对每个数据切片出现。(数据切片的数目可利用信道带宽来计算。)

PILOT_PATYERN：此3比特字段指示给定的数据切片中使用的导频样式。在后置的情况下，此信令对于下一DVB-NGH帧有效。

FRAME_NUMBER：此8比特字段指示超帧内的当前帧的号码。在后置的情况下，此字段指示下一DVB-NGH帧的号码。

L1_SIG_QAM：此3比特字段指示包含第1层信令的PLP的QAM映射(包括旋转的星座)。

L1_SIG_FEC：此4比特字段指示包含第1层的PLP的FEC编码(包括FEC码长度)。

L1_SIG_MIMO：此2比特字段指示包含第1层信令的PLP的MIMO编码。

L1_SIG_LENGTH：此8比特字段按LDPC码字的倍数指示包含第1层信令的PLP的长度。

L1_SIG_PILOT_PATTERN：此3比特字段指示包含第1层信令PLP的数据切片的导频样式。

L1_SIG_FRAME_NUMBER：此8比特字段指示以信令通知的信令PLP开始的帧号码。

INTRASYMBOL_POINTER：此11比特字段指向OFDM符号内的信令PLP的开始。

NUM_L1_SIG_BURSTS：此3比特字段通知包含第1层信令的PLP的突发的数目。

以下两个字段对于每个第1层信令突发出现。

DATA_SLICE_ID：此4比特字段指示包含突发的数据切片号码。

OFDM_SYMBOL_NUMBER：此8比特字段指示下一给定突发的OFDM号码。如果该号码低于前一突发的号码，则此突发被在下一帧内传送。

CRC32：此32比特循环冗余检查确保了数据的正确性。

7.4.3信令PLP

此信令PLP包含对所有数据PLP解码所需的信令数据。关于ModCod、MIMO和导频样式的所有参数都被假定为是准静态的。PLP ID 0对于信令PLP保留。

字段	大小
		FRAME_NUMBER	8比特
NUM_PLP	8比特
		for i＝1…NUM_PLP{
PLP_ID	8比特
		PLP_IDENTIFICATION	16比特
PLP_QAM_MODE	3比特
		PLP_FEC_MODE	4比特
PLP_MIMO_MODE	2比特
		PLP_PILOT_PATTERN	3比特
PLP_TPE	8比特
		PLP_PAYLOAD_TYPE	8比特
NUM_ASSOCIATED_PLPs	3比特
		For NUM_ASSOCIATED_PLPs{
ASSOCIATED_PLP_ID	8比特
		ASSOCIATION_TYPE	2比特
}
		INTERLEAVING_TYPE	2比特
NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES	2比特
		for i＝1…NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES{
TI_NUM_BURSTS	3比特
		TI_FRAME_NUMBER	8比特
INTRASYMBOL_POINTER	11比特
		for i＝1…NUM_BURSTS{
DATA_SLICE_ID	4比特
		OFDM_SYMBOL_DELTA	10比特
if(NUM_ASSOCIATED_PLP＞0){
		ASSOCIATED_PLP_IDX	3比特
}
		}
TIME_INTERLEAVER_SIZE	8比特
		}
}
		NUM_HANDOVER_PLPs	8比特
for i＝1…NUM_HANDOVER_PLPs{
		PLP_IDENTIFICATION	16比特
NUM_ALTERNATIVE_CELLS	8比特
		for j＝1…NUM_ALTERNATIVE_CELLS{
START_FREQUENCY	24比特
		CELL_ID	16比特
}
		}
CRC32	32比特

表28：信令PLP

FRAME_NUMBER：此8比特字段指示时间交织帧的最末突发的帧号码。

NUM_PLP：此8比特字段通知当前DVB-NGH信号中存在的PLP的数目。

以下字段对于每个以信令通知的PLP出现：

PLP_ID：PLP的8比特标识符。

PLP_IDENTIFICATION：此16比特字段独特地标识网络内的PLP。

PLP_QAM_MODE：此4比特字段通知PLP的QAM模式(包括旋转的星座)。

PLP_FEC_MODE：此4比特字段通知PLP的FEC模式(包括FEC码长度)。

PLP_MIMO_MODE：此2比特字段根据下表通知PLP的MIMO模式：

表29：PLP_MIMO_MODE字段

PLP_MIMO_MODE	00	01	10	11
					模式	SISO	MISO	MIMO	保留

PLP_PILOT_PATTERN：此3比特字段标识用以传送PLP的导频样式。

PLP_TYPE：此8比特字段指示PLP类型。

PLP_PAYLOAD_TYPE：此8比特字段通知有效载荷类型，例如TS，GSE。

NUM_ASSOCIATED_PLP：此3比特字段指示与此PLP相关联的PLP的数目。

以下两个字段对于每个相关联的PLP出现：

ASSOICATED_PLP_ID：此8比特字段指示相关联的PLP的PLP ID。

ASSOCIATION_TYPE：此2比特字段通知关联类型，例如本地服务或递增冗余。

INTERLEAVING_TYPE：此2比特字段指示时间交织器类型。

NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES：此2比特字段指示对于给定的PLP以信令通知的时间交织帧的数目减1，因此NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES＝0对应于一个TI帧。

以下字段对于每个以信令通知的时间交织帧出现：

TI_NUM_BURSTS：此3比特字段通知给定的时间交织帧的突发的数目。

TI_FRAME_NUMBER：此8比特字段指示时间交织帧开始的帧号码。如果该号码小于当前帧的帧号码，则TI_FRAME_NUMBER指的是接下来的超帧。

INTRASYMBOL_POINTER：此11比特字段指向OFDM符号内的时间交织帧的开始。

以下字段对于每个时间交织突发出现：

DATA_SLICE_ID：此4比特字段指示包含该突发的数据切片号码。

OFDM_SYMBOL_NUMBER：_DELTA：此10比特字段指示下一个给定突发的OFDM符号号码。在时间交织帧的第一突发的情况下，该号码给出以信令通知的NGH帧内的绝对OFDM符号号码。所有其他值都是相对于先前突发的开头给出的，即突发的开头由帧号码加上所有先前OFDM_SYMBOL_DELTA的加和指示。

以下字段仅在存在相关联的PLP的情况下才出现：

ASSOCIATED_PLP_IDX：此3比特字段指示NUM_ASSOICATED_PLP环中的相关联的PLP的索引。值为0意味着当前没有相关联的PLP。

TIME_INTERLEAVER_SIZE：此8比特字段按LDPC码字的倍数指示时间交织帧的长度。

NUM_HANDOVER_PLP：此8比特字段指示在移交信令中将以信令通知的PLP的数目。

以下字段对于每个以信令通知的移交PLP出现。

PLP_IDENTIFICATION：此16比特字段独特地标识网络内的PLP。

NUM_ALTERNATIVE_CELLS：此8比特字段指示也承载PLP的给定网络内的替换信元的数目。

以下字段对于每个替换信元出现：

START_FREQUENCY：此24比特字段指示替换信元的开始频率。

CELL_ID：此16比特字段指示替换信元的信元ID。

CRC32：此32比特循环冗余检查确保了数据的正确性。

7.4.4带内信令

带内信令是在每个时间交织帧的第一BBFRAME中传送的。其承载关于当前接收的PLP并且可选地关于相关PLP或任何其他PLP的信息。在带内信令内只通知时变参数。

字段	大小
		FRAME_NUMBER	8比特
NUM_SIGNALLED_PLP	8比特
		for i＝1…NUM_SIGNALLED_PLP{
PLP_ID	8比特
		NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES	2比特
for j＝1…NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES
		TI_NUM_BURSTS	3比特
TI_FRAME_NUMBER	8比特
		INTRASYMBOL_POINTER	11比特
for i＝1…NUM_BURSTS{
		DATA_SLICE_ID	4比特
OFDM_SYMBOL_NUMBER	8比特
		if(NUM_ASSOCIATED_PLP＞0){
ASSOCIATED_PLP_IDX	3比特
		}
}
		TIME_INTERLEAVER_SIZE	8比特
}
		CRC8	8比特

表30：带内信令

FRAME_NUMBER：此8比特字段指示时间交织帧的最末突发的频率号码。

NUM_SIGNALLED_PLP：此8比特字段通知在给定的带内信令内以信令通知的PLP的数目。其余参数具有与信令PLP中相同的含义。

7.5数据切片处理

数据切片处理从调度器取得输入数据并且对于相应的数据切片创建完整OFDM符号。其执行频率交织并添加所有导频，即分散的、连续的导频以及保留的音调(如果使用的话)。导频的添加在此阶段完成，因为其允许了在同一系统的不同数据切片中具有不同导频样式的可能性。

为了简化排列，数据切片的带宽始终是32个OFDM子载波的倍数。这确保了有效载荷子载波的数目在多个OFDM符号上在数据切片内保持恒定。另外，为了允许利用1.7MHz调谐器接收信号，其带宽不应超过1440个OFDM子载波(1.61MHz)。

7.5.1数据切片带宽

带宽(或每个数据切片的子载波的数目)依赖于DVB-NGH信号的整体带宽。表31列出了不同信道带宽的数据切片子载波的数目N_DS。它们被选择为使得数据切片的带宽始终为最大值，而不超过1.61MHz。在信号频谱的边缘处，采取200kHz的保护频带。由于特殊频谱要求，可能有对数据切片带宽的小适应性修改。

表31：不同带宽配置的数据切片参数

信道带宽	数据切片子载波NDS	数据切片的数目
			1.7MHz	1440	1
5MHz	1344	3
			6MHz	1248	4
7MHz	1152	5
			8MHz	1344	5
10MHz	1408	6
			15MHz	1440	9
20MHz	1344	13

另外，数据切片的带宽确保了如果接收机调谐到每个数据切片的中心频率，则不会有不想要的共同相位旋转出现。否则，这些相位旋转将必须通过例如连续导频或相位的旋转来加以补偿，如DVB-C2[8]的实施指南中所说明。

这些值类似于8MHz操作中的DVB-T2的8k FFT模式。提出了缩放以使这些参数适合于L频带和S频带操作，其中提出了8MHz操作中的DVB-T2 2k FFT模式的子载波间距。

7.5.2频率交织器

频率交织器被用于在分配给每个数据切片的子载波上随机分布输入数据。利用奇数-奇数方案仅在数据切片内执行交织。所提出的方案是从DVB-T2 2k频率交织器得出的。

对于使用SISO导频的数据切片，输出被定义为：

a_m，l，p＝x_{m，l，H0(p)}，对于帧的偶数符号(l mod 2＝0)，对于p＝0，…，N_DS-1；并且

a_m，l，p＝x_{m，l，H1(p)}，对于帧的奇数符号(l mod 2＝1)，对于p＝0，…，N_DS-1，

其中N_DS是每个数据切片的有效载荷OFDM子载波的数目，并且a和x是向量X，A的元素。

H₀(p)和H₁(p)是序列R’_i的成员的比特的置换函数。这些置换函数在表32中定义。

表32：频率交织器的比特置换(与DVB-T2 2k模式类似)

R′i比特位置	9	8	7	6	5	4	3	2	1	0
											Ri比特位置(H0)	0	7	5	1	8	2	6	9	3	4
Ri比特位置(H1)	3	2	7	0	1	5	8	4	9	6

序列R’_i是通过以下过程定义的：

定义(N_r-1)比特字R′_i，其中N_r＝log₂(M_max)，其中M_max＝2048，其中R′_i取以下值：

用于生成置换函数的算法的示意性框图在图48中示出。

如果数据切片使用了MIXO导频，则使用成对交织以免破坏空间-时间/频率块码的成对耦合。因此，交织方案被修改。输出于是被定义为：

a_m，l，2p＝x_{m，l，H0(2p)}并且a_m，l，2p+1＝x_{m，l，H0(2p)+1}，对于帧的偶数符号(l mod 2＝0)，对于p＝0，…，N_DS/2-1；

a_m，l，2p＝x_{m，l，H1(2p)}并且a_m，l，2p+1＝x_{m，l，H1(2p)+1}，对于帧的奇数符号(l mod 2＝1)，对于p＝0，…，N_DS/2-1。

7.5.3数据切片导频

为了使能信道估计，分散导频被添加到数据切片。这些分散导频的添加已经在各个数据切片内完成，因为有可能在同一信号的不同数据切片内具有不同的导频密度。

7.5.3.1用于SISO传送的分散导频

SISO信号的均衡化只要求单个信道转移函数的估计。然而，由于邻近的数据切片可使用MIXO信号，所以边缘导频和前导导频始终承载MIXO导频。边缘导频和前导导频不是数据切片导频的一部分并且它们的插入在第7.7.3节中描述。本提案支持不同的导频密度。导频样式PP0和PP1旨在用于大型单频网络(SFN)，而导频方案PP2和PP3提供减小的开销。另外，PP0和PP2是针对高速接收优化的，因为它们在时间方向上具有增大的导频密度。

在数据切片内，给定的信元在以下情况下是分散导频：

k_DSmod(D_X·D_Y)＝D_X(l mod D_Y)k＝1，…，N_DS-1，

其中k_DS是数据切片内的子载波号码，并且l是帧内的符号号码。D_X和D_Y的值以及允许的保护间隔分数在表33中给出。

表33：SISO和MIXO导频的因子D_X和D_Y

导频样式	DX	DY	允许的保护间隔分数
				PP0	4	2	1/4，1/8，1/16，1/32
PP1	4	4	1/4，1/8，1/16，1/32
				PP2	8	2	1/8，1/16，1/32
PP3	8	4	1/8，1/16，1/32

图49示出了导频样式PP0的示例导频布置。

导频的调制序列为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=A_{\mathrm{SP}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=0,$

其中A_SP是如表34中定义的分散导频的提升水平。另外，在这里不应用加扰，因为完整的加扰是在成帧部中执行的。

表34：分散导频的幅度

导频样式	ASP
		PP0	4/3
PP1	4/3
		PP2	4/3
PP3	7/4

7.5.3.2用于MIXO传送的分散导频

MIXO服务的传送要求额外的导频，因为接收机必须估计两倍数目的不同信道转移函数。然而，与DVB-T2不同，应当保持也支持大型单频网络的可能性。因此，额外的导频样式被覆盖到SISO导频，即反相导频。因此，信元在以下情况下是同相导频：

k_DSmod(D_X·D_Y)＝D_X(l mod D_Y) k＝1，…，N_DS-1，

并且在以下情况下是反相导频：

k_DSmod(D_X·D_Y)＝D_X[(l+D_Y/2)mod D_Y] k＝1，…，N_DS-1，

其中值D_X和D_Y同样在表33中定义。

MIXO群组0的发送机的调制序列为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=A_{\mathrm{SP}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=0.$

MIXO群组1的同相导频的调制序列为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=A_{\mathrm{SP}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=0,$

而MIXO群组1的反相导频的调制序列为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}={-A}_{\mathrm{SP}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=0.$

A_SP的值同样在表34中给出。另外，图50示出了导频样式PP0的MIXO导频的布置。

7.5.3.3连续导频

数据切片包含连续导频，其可用于同步和共同相位误差的去除。数据切片内的信元在以下情况下是连续导频：

k_DS∈M_CP，

其中M_SP在表35中定义。连续导频的调制为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=A_{\mathrm{CP}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{DS}}}\right\}=0.$

连续导频的幅度是A_CP＝4/3。如果连续导频落在与分散导频相同的位置上，则分散导频被传送。

表35：连续导频位置的列表M_CP

连续导频的列表确保了每个数据切片的有效载荷OFDM子载波的数目始终恒定。另外，每个数据切片的有效载荷OFDM子载波的数目始终是偶数，这在成对频率交织的情况下不会造成任何困难。

7.5.3.4保留音调

如果需要，可保留一些信元用于如峰均功率(PAPR)降低的目的。保留音调可被设为任何值以便根据来自DVB-T2[2]的保留音调算法减小OFDM输出符号的PAPR。保留音调不与导频共位。信元在以下情况下是保留音调：

k_DS∈M_RT，

其中保留音调的列表在表36中定义。

表36：保留音调位置的列表M_RT

7.5.4有效载荷数据的映射

有效载荷数据向量X_m，l，DSx被映射到未被导频或保留音调占据的数据切片x的信元上。映射是按k_DS的升序进行的，即向量X_m，l，DSx的第一信元被映射到具有最小索引k_DS的信元

上。请注意c’可由两个群组构成，即MIXO群组0和MIXO群组1。

7.6前导和后置生成

前导(和后置)承载用以获得DVB-NGH帧的初始获取的所有信息。因此，前导传送如第7.4.2节中所述的信令比特。前导是在每个DVB-NGH帧的开头传送的。另外，如果DVB-NGH信号是在DVB-T2FEF中传送的(或者与任何其他系统发生时分多址)，则在NGH帧的末尾传送后置符号。前导和后置都允许完整信道估计。

7.6.1前导的FEC编码

前导和后置的信令比特受外部缩短BCH编码器和内部LDPC码的保护。在下文中，描述前导编码。后置编码与前导的编码相同。

7.6.1.1对于前导的缩短BCH编码

内部编码器应用在GF(2¹⁴)上定义的缩短的(N_bch，K_bch，t)＝(360，262，7)BCH码。如第7.4.2条中所述来自前导的信令比特具有总长度N_pre≤258。附加K_bch-N_pre个零(其中K_bch＝262是BCH编码器的输入长度)形成消息比特向量。生成多项式g(x)与用于DVB-T2的短FECFRAME的相同。

7.6.1.2对于前导的缩短且穿孔的LDPC编码

LDPC编码器具有码率360/1440＝1/4。码是如下通过缩短和穿孔从码率2/3的短LDPC码导出的：

(1)在360比特BCH码字之后附加10440个零，并且对10800个比特编码。

信息：(m₀，m₁，…，m₃₅₉，m₃₆₀，m₃₆₁，…，m₁₀₇₉₉)＝(m₀，m₁，…，m₃₅₉，0，0，…，0)

码字：(c₀，c₁，c₂，…，c₁₆₁₉₉)

(2)进行奇偶交织。

交织前：(c₀，c₁，c₂，…，c₁₆₁₉₉)

交织后：(d₀，d₁，d₂，…，d₁₆₁₉₉)，

其中

d_i＝c_i，对于0≤i＜10800(不交织信息比特。)

d_10800+360t+s＝c_10800+15s+t，对于0≤s＜360，0≤t＜15.

参考DVB-T2[2]中的细节。

(3)选择第0个、第30个、第31个和第430个大小为360的块来传送。

(d₀，d₁，…，d₃₅₉，d₁₀₈₀₀，d₁₀₈₀₁，…，d₁₁₁₅₉，d₁₁₁₆₀，d₁₁₁₆₁，…，d₁₁₅₁₉，d₁₅₄₈₀，d₁₅₄₈₁，…，d₁₅₈₄₀)

传送的码比特的总数是1440。

7.6.1.3前导编码的仿真结果

所提出的编码方案操作到负C/N区域中，如图51中所示，并且是鲁棒性和低开销之间的良好折衷。这里，测量了至少50个帧(前导)差错以给出可靠的结果。

7.6.2QAM映射

1440个FEC编码前导信令比特被编码成720个QPSK符号，如第7.2.2节中所定义。

7.6.3频率交织器

前导的720个QAM信元A_m，l，PR被交织到输出X_m，l，PR向量，其中利用了频率交织器，并且基于了置换函数H₀(SISO模式)，以及参数N_DS＝720，如第7.5.2节中所述。

7.6.4前导导频

前导(和后置)始终包含MIXO导频，并且允许一个OFDM符号内的完整信道估计。前导内的信元在以下情况下是同相导频：

k_PR mod 4＝0，

并且在以下情况下是反相导频：

k_PR mod 4＝2.

MIXO群组0的两个导频的调制为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=A_{\mathrm{PR}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0.$

另外，MIXO群组1的同相导频的调制为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=A_{\mathrm{PR}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0.$

并且对于反相导频

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=-A_{\mathrm{PR}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0$

所有情况下的幅度均为A_PR＝6/5。

7.6.5前导数据的映射

前导数据向量X_m，l，PS被映射到未被导频占据的数据切片x的信元上。映射是按k_PR的升序进行的，即向量X_m，l，PR的第一信元被映射到具有最小索引k_PR的信元

上。请注意，前导有效载荷数据始终在SISO中传输。

7.7成帧

成帧的目的是前导和不同的数据切片的合并以及边缘导频的插入。整体成帧概念是从DVB-C2采用的并且提供了高灵活性，同时为接收机维持了低复杂度。用于DVB-T2 FEF(或任何其他传送系统，例如LTE)中的传送以及用于独立操作的所提出的系统的结构在图52中示出。

在每一个NGH帧的开头，传送前导符号。其后是L_F个OFDM符号。在例如DVB-T2中的传送的情况下，在帧的末尾传送后置。此后置承载下一帧的信令，并且还允许了导频的帧结束。另外，其承载DVB-T2部分的长度，这允许了接收机在下一DVB-NGH帧上立即同步。在独立操作的情况下，不需要此后置。改为传送下一帧的前导。如果在DVB-T2 FEF内部传送信号，则必须在每个DVB-NGH帧的开头传送根据DVB-T2标准[2]的P1符号。然而，此P1符号不是DVB-NGH系统的一部分。

在所有数据切片之间以及在频谱的边缘处，传送在此条中将描述的特殊边缘导频。每个数据切片的带宽依赖于所选择的信道带宽并且在数据切片那一条中给出。

7.7.1前导和后置符号的插入

前导概念与DVB-C2中采用的前导概念类似。在前导和后置生成(参见第7.4.2条)中已生成的1440个复信元被循环映射到前导符号的频率轴上，也就是说整个前导每1.61MHZ重复自身，如图53中所示。插入整个前导的频率带宽被表示为L1块。L1块的重复开始于0MHz的绝对频率，从而此概念被称为绝对OFDM。

自然，实际上只传送DVB-NGH信号带宽内的频谱部分。在信号不一定开始于L1块的开头的情况下，由于数据的循环结构，接收机能够恢复前导的完整信令数据。这对于信令数据内的任何调谐位置都是有效的。为了避免时域信号中的高峰，利用稍后描述的加扰序列w_k来对前导加扰。

7.7.2数据切片的组装

如DVB-C2中所定义在频域内排列不同数据切片的数据。

7.7.3边缘导频

在每个数据切片的边缘处使用边缘导频，如图49(对于SISO)和图50(对于MIXO)中所示。边缘导频始终是在MIXO模式中传送的，即使信号是在SISO操作中传送的也是如此。这允许了同一DVB-NGH信号内的混合SISO和MIXO数据切片。

MIXO群组1(或在SISO传送的情况下)的边缘导频的调制为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=A_{\mathrm{Edge}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{0\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0,$

其中A_Edge＝7/3。

对于MIXO群组2以及偶数OFDM符号(即l mod 2＝0)，导频调制为

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=A_{\mathrm{Edge}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0,$

并且在奇数OFDM符号(即l mod 2＝1)的情况下，边缘导频被定义为：

$\mathrm{Re}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=-A_{\mathrm{Edge}}$

$\mathrm{Im}\left\{{c^{1\&prime;}}_{m,l,k_{\mathrm{PR}}}\right\}=0.$

所得到的边缘导频结构的示例在图54中示出。在此情况下，导频样式PP2被用在两个数据切片中，而左侧数据切片使用了MIXO导频，并且右侧数据切片只使用SISO导频。

7.7.4加扰

导频信号以及数据在先前阶段中未被加扰。然而，这是确保时域中信号的随机状结构所需的。另外，这对于数据也成立。因此，如下所述的加扰序列被用于此目的。

以下描述的参考序列用于对不同的OFDM子载波进行独特的加扰。此加扰序列对于所有OFDM符号是恒定的。根据图55生成PRBS序列w_k，其中w_k是PRBS生成器的第k输出值。其用于PRBS生成器的多项式为：

X¹¹+X²+1

移位寄存器被初始化为全“1”，使得序列开始于w₀，w₁，w₂…＝1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，1，0，0…

给定的绝对OFDM子载波k的未加扰的复信元c’_k被利用加扰序列的第k输出来加扰。这可描述为：

$c_k={c^{\&prime;}}_k\&CenterDot;{(-1)}^{w_k},$

这实际上意味着，如果w_k＝1，则复信元被旋转180度，而对于w_k＝0，相位不变。由于加扰序列w_k开始于绝对OFDM子载波k＝0，所以这也对绝对OFDM的概念作出贡献。另外，其导致了频域中的DVB-NGH信号的特定签名，这允许了快速初始扫描，因为接收机已经知晓其在给定的信号频率必须预期的加扰序列。因此，接收机能够检测DVB-NGH信号，即使只有几百kHz的信号带宽位于其接收机窗口内。此外，独特加扰确保了甚至在前导中也有低PAPR。

7.8OFDM生成

OFDM调制是基于DVB-T2中已经使用的类似概念的。这确保了对不同信道带宽的简单适应，而没有任何额外的接收机复杂性。PAPR降低的方法与DVB-T2中使用的类似。

7.8.1IFFT调制

所提出的OFDM生成类似于DVB-C2。然而，为了使系统适应于地面信道，必须调整OFDM子载波间距和保护间隔分数。因此，提出了对于VHF和UHF操作应用1.116kHz(DVB-T28k模式)子载波间距，并且对于L和S频带应用4.464kHz(DVB-T2 2k模式)子载波间距。另外，所提出的保护间隔分数是1/4、1/8、1/16和1/32。对于商业要求所要求的不同带宽的适应通过调整所使用的OFDM子载波的数目来实现。

7.8.2PAPR

对于峰均功率降低(PAPR)的目标所提出的方法与DVB-T2中使用的类似。这些对于有效载荷OFDM符号是保护音调，并且对于前导和后置符号是ACE。

8基于层次化调制的本地服务插入

单频网络(SFN)中的本地服务的插入造成了特定的问题。一方面，内容在地区与地区之间需要是不同的。另一方面，SFN中的所有发送机在给定时间必须发送相同信号。我们假定经由PLP(表示为全国性服务PLP)承载各种服务的全国性SFN。本地服务插入要求或者用本地内容PLP替换全国性服务PLP，或者在给定地区(一个或多个相邻SFN发送机的覆盖区域)中将本地内容PLP叠加在给定的全国性服务PLP上。本地内容可利用QAM信元的层次化调制来插入，其承载全国性服务PLP，其中全国性服务信息被承载在高优先级比特中，并且本地服务信息被承载在低优先级比特上。在本地区域内，本地服务的接收将要求更高的SNR。但这是容易得到的，因为大多数接收机将在发送机的附近。在相邻SFN小区的覆盖区域中，经层次化调制的QAM信元只不过会“看起来”像要求SNR的小幅增大的略大噪声。此SNR惩罚随着与本地插入发送机的距离而减小。PLP信元的层次化调制将它们从低阶QAM转换到更高阶QAM，例如从QPSK(全国性服务)到16-QAM(全国性+本地服务)或者从16-QAM(全国性服务)到64-QAM(全国性+本地服务)或者从QPSK(全国性服务)到64-QAM(全国性+本地服务)。在每种情况下，层次化调制都为本地服务插入提供了每信元至少2比特。为了确保层次化调制信元对于相邻的SNR接收机“看起来”像噪声，必须实现来自以下两条的提案。

8.1.1星座旋转

如果星座旋转被用于全国性服务PLP，则应用到经层次化调制的信元的旋转角度将与全国性服务中使用的相同。从而，如果例如以16-QAM承载全国性服务，则64-QAM的层次化调制信元将被以用于16-QAM的旋转角度来旋转。这在图56中图示。

8.1.2邻近SFN发送机之间的本地服务插入的TDM

考虑邻近的SFN发送机TxA和TxB。在没有本地插入的情况下，两个发送机都将在承载PLP n的QAM信元中承载相同的全国性SFN服务。当需要TxA在比如PLP n上插入本地服务时，可能TxB也需要这样做。如果要在PLPn上插入的本地服务对于两个发送机的覆盖区域是相同的，则两个发送机可在承载PLP n的QAM信元上使用相似的层次化调制。然而，如果TxA和TxB必须在PLP n上插入不同的本地服务，则同时这么做将会导致在其各自的覆盖区域内对于所关注的QAM信元有太多的噪声。解决方案是以突发为单位或以帧为单位对承载PLP n的QAM信元进行时间共享。例如，TxA可在偶数物理层帧期间用其本地内容对所有PLP n QAM信元进行层次化调制，而TxB仅在奇数物理层帧上进行此操作。如果有更多的邻近发送机要插入不同的本地服务，则时间共享增大。在充分远离的发送机之间可再利用时间共享时隙。增大的时间共享(高再利用因子)也引起对可插入的本地内容的容量的更低限制。图57示出了在4SFN发送机再利用样式中具有时隙再利用因子4的本地插入。在此示例中，每个发送机(具有以不同颜色示出的覆盖区域)使用FRAME NUM模4是该小区中示出的数字的物理层帧中可用的所有QAM信元。在此情况下，每个本地插入的服务的容量将最多是可用于本地插入的总容量的四分之一。因此，在每个物理层帧期间，群集中的四个发送机中只有一个将插入本地内容。

9 MIMO

除了普通的单输入单输出(SISO)模式以外，还采用来自DVB T2[2]的经修改的Alamouti编码方案。然而，进一步提出了允许全率MIMO，其中发送天线的数目限于两个。这里，2x N_r MIMO方案根据V-BLAST[9]应用一个PLP的空间复用，其中N_r是发送天线的数目，其对于此情况必须大于一。

第7.5条中提出的具有不同数据切片的分段OFDM成帧结构的一个独特特征是以SISO传送一些PLP，以Alamouti编码MISO传送其他PLP，再用全率MIMO传送其他一些PLP的能力。这提供了最大量的灵活性。广播网络操作者可例如对于要求高数据吞吐量的电影服务选择全率MIMO模式，而新闻服务则应用Alamouti MISO以增大传送的鲁棒性，而作为低比特率无线电的其他服务则又以SISO来传送。从而在一个NGH帧期间、特别是一个OFDM符号内可以应用所有三种天线配置。

在字段PLP_MIMO_MODE中的信令PLP中对于每个PLP通知所使用的MIMO模式，参见表29。注意，尽管MIMO模式是依PLP而定的，但导频样式是依数据切片而定的，参见表29的前导信令中的字段PILOT_PATTERN。因此，调度器必须将同一MIMO模式的所有PLP分配到使用各个导频样式的特定数据切片中。原则上，具有MISO和MIMO传送的PLP对于导频密度具有相同的要求，从而可被调度到同一数据切片中。

9.1 SISO和MISO传送

没有提出对DVB-T2标准[2]的改变，从而完全采用根据来自[2]的经修改的空间-频率编码Alamouti方案的普通SISO传送和MISO。

在信令PLP中通知的条目PLP_MIMO_MODE对于SISO传送模式是0并且对于Alamouti编码MISO是1。

9.2空间复用MIMO传送

此模式是利用PLP_MIMO_MODE＝2来通知的。MIMO编码根据V-BLAST[9]体系结构操作，该体系结构就是一个FEC编码数据流(这里是时间交织器块的输出)到两个并行输出流的串行到并行转换(解复用)。第一流被馈送到调度器，其对发送天线1操作，而第二流被馈送到调度器，其对发送天线2操作。数据切片处理单元之后的块如先前条款中所述应用频率交织和导频插入。

还可以在MIMO编码器中解复用两个不同的PLP或至少相关联的PLP。然而，这将要求接收机对两个PLP进行空间均衡，尽管数据可能不是感兴趣的。假定例如对于SVC，在天线1上传送低分辨率视频流，而在天线2上传送高分辨率流。如果高分辨率流的ModCod参数阻止了此(相关联的)PLP的成功解码，则接收机仍将需要应用空间均衡，尽管其将忽略高分辨率。如果在此示例中，在某个数据切片(应用任何MIMO方案，例如用于增大鲁棒性的MISO)内传送低分辨率流，而在NGH帧中的稍后时间实例处(在同一数据切片或另一数据切片中-应用例如MIMO传送以增大吞吐量)传送高分辨率流，则就处理功率和能量消耗而言将是更有益的。如果后者的解码失败，则第二接收天线将被关断，只有低分辨率PLP将被检测。

10可伸缩视频编码

10.1混合MIMO/SISO

该体系结构允许了在一个NGH帧内使用混合SISO、MISO和MIMO操作以及混合导频样式。与透明的PLP方案相结合，这被认为是提供到移动设备的典型应用的可靠且最佳可能递送的有价值选项。

例如，NGH帧内的混合MIMO/MISO/SISO操作与可伸缩视频编码(SVC)相结合是即使在困难的接收条件(例如低接收电平和/或相关的MIMO信道)下也使能视频服务的可靠递送的有前途的候选。具有高视频质量成分的更大比特流被MIMO编码以便节省带宽(可能甚至与不那么鲁棒的ModCod选择相结合)，而具有基本视频质量的更低比特流被SISO编码(可能具有更鲁棒的ModCod)。在典型接收情况下，接收机将能够对MIMO编码的高质量视频部分解码。如果MIMO解码失败，则接收机仍能够对具有基本质量视频的更鲁棒SISO路径解码。具有两个不同的可伸缩视频流的两个不同PLP在信令中被链接为“相关联的PLP”。

10.2 IR的应用

IR的一个应用是其与可伸缩视频编码(SVC)一起使用以允许平稳劣化。假定视频流通过SVC被层次化编码，并且被分离成低分辨率和高分辨率PLP(一个被以信令通知为另一个的关联PLP)。两个PLP都被以码率R₀的同一LDPC编码器编码，但低分辨率流额外使用扩展LDPC码(从码率R₀扩展到R₁)的IR。对于良好的信道条件，基本码(码率R₀)的解码是可能的，并且两个PLP都可被检测到，从而允许了高分辨率视频。如果信道条件恶化并且基本FEC的解码失败，则接收机应当忽略高分辨率PLP，对低分辨率PLP的IR部分解调并且对码率为R₁＜R₀的扩展LDPC码解码。因此，信号没有完全丢失，而仍可显示低分辨率视频(平稳劣化)。

11吞吐率

本章给出所提出的NGH系统的吞吐率的概要。

所给出的吞吐率考虑了8MHzNGH操作模式的所有相关开销，除了信令PLP和带内信令开销以外。所考虑的参数为：

●保护间隔

●分散导频样式开销(PP是根据GI长度选择的)

●连续导频开销

●边缘导频开销

●前导/后置开销(NGH位于FEF中，帧长度大约250毫秒)

●FEC开销

●MIMO增益

●不同星座大小

吞吐率可在表37、表38中看到并且在图58和图59中以曲线图形式给出。作为参考，在图58和图59中插入了典型的DVB-H操作模式(16-QAM CR 1/2 MPE 3/4)的比特率。此DVB-H模式在P1瑞利信道中要求11.8dB SNR，并且提供大约8.3兆比特/s的比特率。预期由于NGH提案与DVB-T2的密切关系，DVB-T2实现指南[12]中给出的SISO系统性能图可被看作良好的第一近似。16-QAM CR 3/4是P1瑞利信道的具有最接近的SNR要求(12.4dB)的T2模式，在我们的提案中对于SISO情况允许了17.6兆比特/s的比特率。这引起了112％的粗略比特率增大。对于MIMO情况，预期这个已经很大的增大将会更高(^*)。因此，大幅超过了所要求的与DVB-H(CR#28)相比至少50％的吞吐量增益。

(^*)注意：随后将有对所协定的MIMO信道模型内的MIMO性能的基准测试。

11.1 SISO模式

表37：吞吐率(8MHz模式)-SISO

注1：斜体数字是近似值。

注2：比特率不考虑由信令PLP和带内信令引起的损耗

11.2 MIMO模式

表38：吞吐率(8MHz模式)-MIMO

注1：斜体数字是近似值。

注2：比特率不考虑由信令PLP和带内信令引起的损耗

12参考文献

[1]ETSI EN 302 307：″Digital Video Broadcasting(DVB)；Second generation framing structure，channel coding andmodulation systems for Broadcasting，Interactive Services，News Gathering and other broadband satellite applications″.

[2]EN 302 755 V1.1.1-“Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrialtelevision broadcasting system(DVB-T2)”.

[3]DVB BlueBook A138：″Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmissionsystem for cable systems(DVB-C2)″.

[4]ISO/IEC 13818-1：″Information technology-Generic coding of moving pictures and associated audio information：Systems″.

[5]ETSI TS 102 606：″Digital Video Broadcasting(DVB)；Generic Stream Encapsulation(GSE)Protocol″.

[6]DVB-CM-NGH015R1-Commercial Requirements for DVB-NGH DVB CM-NGH Version 1.01

[7]RFC 5225-RObust Header Compression Version 2(ROHCv2)：Profiles for RTP，UDP，IP，ESP and UDP-Lite.

[8]Draft ETSI TR 102 8xx-DVB Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementation Guidelines for a secondgeneration digital cable transmission system(DVB-C2).

[9]Wolniansky，P.W.；Foschini，G.J.；Golden，G.D.；R.A.Valenzuela，R.A.；“V-BLAST：an architecture for realizingvery high data rates over the rich-scattering wireless channel”，ISSSE 1998，URSI Int.Symposium，pp.295-300

[10]ETSI TS 102 034：“Transport of MPEG-2 TS Based DVB Services over IP Based Networks”，v1.4.1 August 2008.

[11]ETSI TS 101 154：“Specification for the use of Video and Audio Coding in Broadcasting Applications based onthe MPEG-2 Transport Stream”，v1.9.1，Sept 2009.

[12]Draft ETSI TR 102 831-“Digital Video Broadcasting(DVB)；Implementation guidelines for a second generationdigital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2)”

[13]“DVB TM-H NGH Call for Technologies(CfT)，v 1.0(TM4270r2)，19 November 2009”

13附录

13.1本提案与商业要求的比较

13.2 N_ldpc＝4 320的LDPC码的索引列表

表39：码率1/4

表40：码率1/3

表41：码率5/12

表42：码率1/2

表43：码率7/12

表44：码率2/3

表45：码率3/4

13.3用于递增冗余的扩展LDPC码的N_ldpc＝16 200的奇偶比特累积器的地址：

注意：新累积器地址写为粗体数字

表46：码率1/2(真实码率4/9)

表47：码率3/5

表48：码率2/3

表49：码率3/4(真实码率11/15)

13.4用于递增冗余的扩展LDPC码的N_ldpc＝4320的奇偶比特累积器的地址

注意：新的累积器地址写为粗体数字

表51：码率1/2

表52：码率7/12

表53：码率2/3

表54：码率3/4

在附图和以上描述中已经详细地图示和描述了本发明，但是这种图示和描述应当被认为是说明性的或示例性的，而不是限制性的。本发明不限于所公开的实施例。本领域的技术人员在实践要求保护的发明时，通过研读附图、说明书和所附权利要求，可以理解和实现对于所公开的实施例的其他变化。

在权利要求中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”不排除多个。单个元件或其他单元可实现权利要求中记载的若干项的功能。仅仅是在互不相同的从属权利要求中记载了某些措施这个事实并不表明这些措施的组合不能用于取得有利效果。

可在适当的介质上存储/分发计算机程序，所述介质例如是与其他硬件一起提供或作为其他硬件的一部分提供的光存储介质或固态介质，但也可以以其他形式来分发计算机程序，例如经由因特网或其他有线或无线电信系统来分发。

权利要求中的任何标号都不应当被解释为限制范围。

Claims (15)

1.一种用于对输入数据字(D)进行纠错码编码以编码成码字(Z1，Z2)的编码器，包括：

-编码器输入端(1451)，用于接收输入数据字(D)，每个输入数据字包括第一数目K_ldpc个信息符号，

-编码装置(1452)，用于将输入数据字(D)编码成码字(Z1，Z2，Z3，Z4)，使得码字包括基本码字部分(B)和辅助码字部分(A)，该基本码字部分(B)包括数据部分(D)和第二数目N_ldpc-K_ldpc个基本奇偶符号的基本奇偶部分(Pb)，并且该辅助码字部分(A)包括第三数目M_IR个辅助奇偶符号的辅助奇偶部分(Pa)，其中所述编码装置(14)适应于

i)根据第一码从输入数据字(D)生成所述基本码字部分(B)，其中基本奇偶符号是通过在根据第一地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的，以及

ii)根据第二码从输入数据字(D)生成所述辅助码字部分(A)，其中辅助奇偶符号是通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成的，其中所述奇偶符号地址y是根据如下第二地址生成规则确定的

如果x≥N_ldpc-K_ldpc，则N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod G_a×Q_IR}mod M_IR

其中x表示与大小为G_a的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_IR是依从辅助码率的预定常数，以及

-编码器输出端(1454)，用于输出所述码字(Z1，Z2)。

2.根据权利要求1所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成基本奇偶符号，其中所述奇偶符号地址y是根据如下第一地址生成规则确定的

如果x＜N_ldpc-K_ldpc，则{x+m mod G_b×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

其中x表示与大小为G_b的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_ldpc是依从基本码率的预定常数。

3.根据权利要求1或2所述的编码器，

其中G_a＝G_b。

4.根据权利要求3所述的编码器，

其中G_a＝G_b＝360。

5.根据任何在前权利要求所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于利用后续信息符号的群组来按块生成所述基本奇偶符号和所述辅助奇偶符号，

其中，所述后续信息符号的群组的每个信息符号i被累积在一组不同的奇偶符号地址y处，

其中，累积所述群组的第一信息符号的一组奇偶符号地址是从预定的地址表取得的并且累积所述群组的后续信息符号的符号地址是分别根据所述第一地址生成规则或所述第二地址生成规则从所述一组奇偶符号地址确定的，并且

其中，为了生成每新一块的基本奇偶符号和辅助奇偶符号，从所述地址表取得另外的一组奇偶符号地址。

6.根据权利要求5所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于随后取得以下地址表的新一行作为新一组的不同奇偶符号地址y以用于累积后续信息符号的新群组，用于Q_IR＝12、M_IR＝4320、N_ldpc＝4320、Q_ldpc＝6以及码率标识符1/2的所述地址表为

  118   375   395   490   552   599   895   954   1005   1517   1576   1739   2030   194   1547   1598   1801   2291   3086   5097   5184   5413   140   238   253   1734   3972   4567   4573   5834   6055   243   378   919   1188   3265   3707   4176   4272   6174   201   1005   1033   1128   2945   3257   3898   4022   5194   202   727   782   1100   3117   3773   4683   5859

7.根据权利要求5所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于随后取得以下地址表的新一行作为新一组的不同奇偶符号地址y以用于累积后续信息符号的新群组，用于Q_IR＝12、M_IR＝4320、N_ldpc＝4320、Q_ldpc＝5以及码率标识符7/12的所述地址表为

  125   447   543   634   864   1112   1124   1206   1268   1484   1568   1668   1672   105   605   821   1587   2609   3159   3333   4096   4237   4939   50   531   803   1595   2026   2683   4028   4729   5215   5261   226   410   810   1378   2195   4002   4456   4731   5724   5886   27   925   933   966   2134   2424   3165   3400   4488   5474   131   261   687   1079   2778   3519   4034   4809   6079   6109   207   1054   1706   1764   2079   3178   3439   3616   5029   5304

8.根据权利要求5所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于随后取得以下地址表的新一行作为新一组的不同奇偶符号地址y以用于累积后续信息符号的新群组，用于Q_IR＝12、M_IR＝4320、N_ldpc＝4320、Q_ldpc＝4以及码率标识符2/3的所述地址表为

  15   253   313   501   563   582   865   911   977   1266   1276   1356   1427   256   743   982   1109   1441   2337   2387   2847   3209   3776   343   525   976   1102   1854   2900   3787   4669   4673   12   502   539   782   2980   3827   5035   5297   5576   556   593   1120   1420   2937   3800   4130   4662   4881   18   119   431   460   1548   1982   3230   4599   4992   178   253   416   771   2488   3026   4657   4815   5294   74   100   205   1214   1999   2412   2680   2952   5446

9.根据权利要求5所述的编码器，

其中，所述编码装置(1452)适应于随后取得以下地址表的新一行作为新一组的不同奇偶符号地址y以用于累积后续信息符号的新群组，用于Q_IR＝12、M_IR＝4320、N_ldpc＝4320、Q_ldpc＝3以及码率标识符3/4的所述地址表为

  109   116   136   141   178   238   250   503   566   723   978   1065   1068   113   191   586   1003   1496   1650   3564   5149   5210   219   426   583   1061   1146   1338   2094   2605   4627   329   429   576   855   1265   1810   3878   3884   4241   121   231   337   620   1896   2360   3027   3443   4297   199   216   676   831   1430   4431   4450   5094   223   560   686   713   3276   3286   4513   4612   632   944   1015   1043   2715   3381   3863   4586   171   365   514   882   2595   3456   4864   5136

10.根据任何在前权利要求所述的编码器，

其中，所述基本码字部分(B)是提供来用于常规解码的，并且所述辅助码字部分(A)是提供来在利用基本码字部分(B)对码字的常规解码有错误的情况下作为递增冗余的。

11.一种用于对输入数据字(D)进行纠错码编码以编码成码字(Z1，Z2)的编码方法，包括以下步骤：

-接收输入数据字(D)，每个输入数据字包括第一数目K_ldpc个信息符号，

-将输入数据字(D)编码成码字(Z1，Z2，Z3，Z4)，使得码字包括基本码字部分(B)和辅助码字部分(A)，该基本码字部分(B)包括数据部分(D)和第二数目N_ldpc-K_ldpc个基本奇偶符号的基本奇偶部分(Pb)，并且该辅助码字部分(A)包括第三数目M_IR个辅助奇偶符号的辅助奇偶部分(Pa)，

-根据第一码从输入数据字(D)生成所述基本码字部分(B)，其中基本奇偶符号是通过在根据第一地址生成规则确定的奇偶符号地址处累积信息符号来生成的，

-根据第二码从输入数据字(D)生成所述辅助码字部分(A)，其中辅助奇偶符号是通过在奇偶符号地址y处累积信息符号m来生成的，其中所述奇偶符号地址y是根据如下第二地址生成规则确定的

如果x≥N_ldpc-K_ldpc，则N_ldpc-K_ldpc+{x+m mod G_a×Q_IR}mod M_IR

其中x表示与大小为G_a的群组的第一信息符号相对应的奇偶符号累积器的地址，并且Q_IR是依从辅助码率的预定常数，以及

-输出所述码字(Z1，Z2)。

12.一种计算机程序，包括用于使得计算机执行如权利要求11中要求保护的方法的编码和映射的步骤的程序代码手段，其中所述计算机程序是在计算机上执行的。

13.一种用于在广播系统中广播数据的发送机，包括：

-数据输入端，用于接收被分段成输入数据字(D)的至少一个发送机输入数据流(I1，I2，…，In)，

-根据权利要求1至10中的任何一项的用于对输入数据字(D)进行纠错码编码以编码成码字(Z1，Z2)的编码器(14；141，142，143，144，145)，

-数据映射器(16)，用于将码字(Z1，Z2)映射到发送机输出数据流(O)的帧上，以及

-发送机单元(18)，用于发送所述发送机输出数据流(O)。

14.一种用于在广播系统中广播数据的发送方法，包括以下步骤：

-接收被分段成输入数据字(D)的至少一个发送机输入数据流(I1，I2，…，In)，

-根据权利要求11的用于对输入数据字(D)进行纠错码编码以编码成码字(Z1，Z2)的编码方法，

-将码字(Z1，Z2)映射到发送机输出数据流(O)的帧上，以及

-发送所述发送机输出数据流(O)。

15.一种广播系统，包括如权利要求16中要求保护的发送机以及用于接收由所述发送机广播的数据的一个或多个接收机。

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