JP2013520900A

JP2013520900A - インクリメンタルな冗長性を提供するエンコーダ及びエンコーディング方法

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Publication number: JP2013520900A
Application number: JP2012554306A
Authority: JP
Inventors: ナビルロギン; ロタールスタデルマイアー; ヨルグロベルト; サミュエルアーサンベンアトゥングシリ; 真紀子山本; 雄二篠原; 塁阪井; 峰志横川
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2010-02-26
Filing date: 2011-02-18
Publication date: 2013-06-06
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Abstract

本発明は、複数の入力データワード（Ｄ）を複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）にエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーダであって、第１の数Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワード（Ｄ）を受け取るためのエンコーダ入力（１４５１）と、コードワードが、データ部分（Ｄ）及び第２の数Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分（Ｐｂ）を含む基本コードワード部分（Ｂ）と、第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分（Ｐａ）を含む補助コードワード部分（Ａ）とを含むように、入力データワード（Ｄ）をコードワード（Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４）にエンコードするためのエンコーディング手段（１４５２）と、上記複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）を出力するためのエンコーダ出力（１４５４）とを備え、上記エンコーディング手段（１４）は、ｉ）第１のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から上記基本コードワード部分（Ｂ）を生成し、及び、ｉｉ）第２のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から上記補助コードワード部分（Ａ）を生成するために適合され、基本パリティシンボルは、第１のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスｙにおいて情報シンボルｍを蓄積することによって生成され、上記パリティシンボルアドレスｙは、第２のアドレス生成ルールＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＋{ｘ＋ｍｍｏｄＧ_ａ×Ｑ_ＩＲ} ｍｏｄＭ_ＩＲ（ｘ＞Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃの場合）に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧ_ａのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ＩＲは補助コードレート依存の予め定義される定数である、エンコーダに関する。
【選択図】図２２

Description

本発明は、入力データワードをコードワードにエンコードする、エラー訂正コード（error correction code）のためのエンコーダ及び対応するエンコーディング方法に関する。また、本発明は、ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機及び対応する送信方法に関する。さらに、本発明は、上記送信方法をコンピュータに実装するためのコンピュータプログラムに関する。最後に、本発明は、そのような送信機と、当該送信機によってブロードキャストされるデータを受信するための１つ以上の受信機とを備えるブロードキャスティングシステムに関する。

本発明は、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を利用するデジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）システムの送信機において用いられるようなＬＤＰＣエンコーダに特に関する。さらに、本発明は、ＤＶＢと同じ又は同様のＬＤＰＣエンコーディングスキームを適用する他のシステムにおいて適用されることができる。

ＤＶＢ−Ｔ２標準（第２世代地上デジタルテレビジョンブロードキャスティングシステム標準）に従ったブロードキャスティングシステムなどの、既知のブロードキャスティングシステムの送信パラメータは、例えば屋上のアンテナを備える、固定された受信機による固定的な受信について概して最適化される。来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ（DVB Next Generation Handheld；以下、ＮＧＨとも称される）標準などの、将来のブロードキャスティングシステムにおいて、（この来たるべき標準の主な焦点である）移動受信機（mobile receiver）は、劣悪な受信条件においても、例えばマルチパス伝播、フェージング効果、及びドップラー偏移に見舞われても、データを正確に受信することが可能とされるべきである。そのようなブロードキャスティングシステムは、特に、受信機から送信機へのフィードバックチャネル及びシグナリングが概して存在しないという事実によって特徴付けられる。

本発明の目的は、劣悪な受信条件下でも、既知のブロードキャスティングシステムにおける送信機及び送信方法と比較して、移動受信機によるデータのエラーフリーの（error-free）受信／再構築の可能性が高まる、ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機及び対応する送信方法、並びに、エンコーダ及び対応するエンコーディング方法を提供することである。本発明のさらなる目的は、様々なタイプのデコーダ及び受信機の使用を可能とする一方で、互換性を確保することである。本発明のまた別の目的は、上記エンコーディング方法を実装するためのコンピュータプログラム及びブロードキャスティングシステムを提供することである。

本発明のある観点によれば、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーダであって、
‐第１の数Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワードを受け取るためのエンコーダ入力と、
‐コードワードが、
データ部分及び第２の数Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分を含む基本コードワード部分と、
第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分を含む補助コードワード部分と、
を含むように、入力データワードをコードワードにエンコードするためのエンコーディング手段と、
‐上記複数のコードワードを出力するためのエンコーダ出力と、
を備え、
上記エンコーディング手段は、
ｉ）第１のコードに従って、入力データワードから上記基本コードワード部分を生成し、
及び、
ｉｉ）第２のコードに従って、入力データワードから上記補助コードワード部分を生成する、
ために適合され、
基本パリティシンボルは、第１のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、
補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスｙにおいて情報シンボルｍを蓄積することによって生成され、
上記パリティシンボルアドレスｙは、第２のアドレス生成ルール

に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧ_ａのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータ（parity symbol accumulator）のアドレスを表し、Ｑ_ＩＲは補助コードレート依存の予め定義される定数である、エンコーダが提供される。

本発明のさらなる観点によれば、ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機であって、
‐複数の入力データワードにセグメント化される少なくとも１つの送信機入力データストリームを受け取るためのデータ入力と、
‐上記複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするエラー訂正コードのための、上記に定義されるエンコーダと、
‐上記複数のコードワードを送信機出力データストリームの複数のフレームにマッピングするためのデータマッパと、
‐上記送信機出力データストリームを送信するための送信機ユニットと、
を備える、送信機が提供される。

本発明のさらなる観点によれば、対応するエンコーディング方法、対応する送信方法、及び、コンピュータ上で実行される場合に、コンピュータに当該エンコーディング方法のステップを実行させるコンピュータプログラム手段を含むコンピュータプログラムが提供される。

本発明の好適な実施形態は、従属項において定義される。請求項に記載される装置、請求項に記載される方法、及び請求項に記載されるコンピュータプログラムは、請求項に記載されるエンコーダと同様の及び／又は同一の好適な実施形態、並びに従属項において定義されるのと同様の及び／又は同一の好適な実施形態を有することが理解されるべきである。

本発明は、提供されるエラー訂正方策を改善することによって、ブロードキャスティングシステムにおける移動受信機、例えば車載受信機又はハンドヘルド受信機（例えば、携帯電話又はＰＤＡ）が、厳しい送信チャネル条件下でもブロードキャストデータをデコードすることを可能にするための思想に基づく。特に、エンコーダによって充分な量の冗長性を提供して、コードのロバスト性を増加させることが提案される。上記の付加的な冗長性は送信機によって提供され、これにより、受信されるブロードキャストデータの受信又は再構築（デコーディング）が誤っており又は不充分な品質でのみ為され得る場合に、受信機は付加的な冗長性を用いることができるが、必ず付加的な冗長性を用いるわけではない。ブロードキャスティングオペレータも様々なコーディングスキーム及び変調スキームから選ぶ能力を有し、それによって、スループットとロバスト性とをトレードオフする。

受信機（例えば、既存のレガシー受信機）、特にそのデコーダが、本発明によって提供される如何なる付加的な冗長性も無しに、受信されるデータを正確にデコードすることができることを確保するために、エラー訂正コードエンコーダによって第１のコードが適用され（概して、前方エラー訂正を適用し）て、ブロードキャストされるべきデータのデータワードについての基本コードワード部分を生成する。このようなエンコーディングは、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードする既知の標準的な手法、例えば、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−Ｓ２、ＤＶＢ−Ｃ２、又は来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ送信機（例えば、ＬＤＰＣエンコーディング）において適用されるような前方エラー訂正（ＦＥＣ：forward error correction）エンコーディングとすることができる。即ち、基本コードワード部分は、（以下においてＴ２とも称される）ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った（”通常の（normal）”エラー訂正コード）コードワードに対応し得る。また、しかしながら、第２のコードに従って複数の入力データワードから補助コードワード部分を生成することによって、受信機のデコーダのためのインクリメンタルな冗長性を提供することが、本発明により提案される。「トータル（total）」コード、即ち（基本コードワード部分及び補助コードワード部分を含む）「トータル」コードワードが生成されるコードが生成され、第１のコードよりも低いコードレートを有する。このため、上記「トータル」コード、特に上記補助コードワード部分は、より高いロバスト性を提供し、劣悪な受信条件下でも第１のコードよりも（良好な）デコーディングを可能にする。

そのため、通常の受信条件下で、デコーダは、概して補助コードワード部分を全く用い（ることを必要とせ）ず、基本コードワード部分のみを用いて、受信されるデータをデコードする。受信されるデータのデコーディングが誤っており又は不充分な品質であることをデコーダが認識する状況において、デコーダは、補助コードワード部分の一部又は全部を用いて、当該受信されるデータをより良好にデコードする。従って、基本コードワード部分は、デコーディングのために受信機／デコーダによってそのまま用いられることができ、補助コードワード部分は、デコーディングのために実際に必要とされる場合にのみ、用いられる必要がある。

さらに、補助コードワード部分は、劣悪な受信条件の場合に特に移動受信機についてデコーディング能力を向上させるための付加的な方策を表す。基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方は、送信機の適当なデータマッパによって、送信機出力データストリームにマッピングされ、当該送信機出力データストリームは、概して複数のフレームにセグメント化される。例えば、Ｔ２フレーム及びＦＥＦ（Future Extension Frames）フレームを用いるＤＶＢ−Ｔ２システムに従って適用されるフレーム構造は、上記２つのコードワード部分を適当な手法で伝送するために用いられることができる。

好適には、エンコーダ及びデコーダは、上記基本コードワード部分がデータ部分（具体的には入力データワード）及び基本パリティ部分を含み、上記補助コードワード部分が補助パリティ部分を含むように上記コードワードを生成するために、系統的なコードを適用する。例えば、基本コードワード部分は、入力データワードの情報シンボル（例えば、情報ビット又は情報バイト）と、生成される基本パリティシンボル（例えば、基本パリティビット又は基本パリティバイト）との組み合わせであってもよく、当該組み合わせは、デコーダによってデコードされることができる第１のコードの基本コードワードを表す。この例において、補助コードワード部分は、補助パリティシンボル（例えば、補助パリティビット又は補助パリティバイト）を含んでもよく、当該補助コードワード部分は、上記第１のコードワードをデコードする見込みを向上させるために用いられることができる第２のコードの補助コードワードを表す。

例えば、DVB-T2(ETSI EN 302 755 V1.1.1(2009-09)”Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure Channel Coding and Modulation for a Second Generation Digital Terrestrial Television Broadcasting System (DVB-T2)”), DVB-C2 (DVB BlueBook A138 “Digital Video Broadcasting (DVB); Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmission system for cable systems (DVB-C2) or DVB-S2 (ETSI EN 302 307 V1.2.1 (2009-08) ”Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications (DVB-S2)”)に従って、概して既知であり及び適用されるように、上記基本コードワード部分及び補助コードワード部分の上記（基本及び補助）パリティシンボルを生成するために、パリティシンボルアキュムレータが用いられる。そのようなパリティシンボル蓄積について、アドレス生成ルールが用いられて、情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルのアドレスが決定される（「蓄積すること（accumulating）」は、概して「エンコーディング」とも称される）。しかしながら、概して、単一のアドレス生成ルールのみが適用され、当該アドレス生成ルールは、基本コードワードの全てのパリティアドレスを決定するために適用される。これは、基本コードを生成するためにより多くのアドレス生成ルールが適用されることを排除すべきではない。しかしながら、本発明によれば、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルを生成するために異なるアドレス生成ルールが用いられて、第１のコード及び第２のコードの所望の特徴が得られる。特に、情報シンボルｍをパリティシンボルアドレスｙにおいて蓄積することによって各補助パリティシンボルを取得するための第２のアドレス生成ルールは、以下のように与えられる。

ここで、上記パリティシンボルアドレスｙは、第２のアドレス生成ルールに従って決定される。ｘはサイズＧ_ａのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ＩＲは補助コードレート依存の予め定義される定数である。後述するように、第２のアドレス生成ルールは、コードの所望の後方互換性が得られるように設計される。従って、トータルコードも第１のコードを含む。さらに、第２のアドレス生成ルールは、ＤＶＢ標準のファミリーの全てのＬＤＰＣコードについてなされるのと同じブロック単位（及び疑似巡回）エンコーディング原理（長さＧ_ａのグループにおける）に従う。特に、双方のグループは同じ長さを有することができる。

本発明のエンコーダ及びエンコーディング方法は、基本コードを（当該基本コードよりも低いコードレートを有する）拡張されたコードに拡張するために概して適用されることができる。ただし、様々なタイプのデコーダが少なくとも基本コードをデコードできる場合、即ち、拡張されたコードをデコードすることはできないが、基本コードのみをデコードすることができるレガシーデコーダについて後方互換性が確保される場合である。

好適な実施形態によれば、上記エンコーディング手段は、情報シンボルｍをパリティシンボルアドレスｙにおいて蓄積することによって基本パリティシンボルを生成するために
適合される。上記パリティシンボルアドレスｙは、第１のアドレス生成ルール

に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧｂのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑｌｄｐｃは基本コードレート依存の予め定義される定数である。そのため、この実施形態によれば、ＤＶＢ−Ｔ２（又はＤＶＢ−Ｃ２若しくはＤＶＢ−Ｓ２）標準において定義されるのと同じアドレス生成ルールが適用される。これは、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った受信機が第１のコードをデコードすることを可能にする。この後方互換性の別の利点は、基本エンコーディングルール又は拡張されたエンコーディングルールのいずれかによってエンコードされる幾つかのデータ入力ストリームのデコーディングを単純化することである。拡張されたエンコーディングルールは、基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方を以下のように出力する：基本コードワード部分の成功裏のデコーディングが可能である場合、デコーダは、同じ（基本）デコーディング運用（operation）を用いることができる。ただし、基本コードのデコーディングが失敗する場合、デコーダは、拡張されたコードに従ってデコーディング運用を変更しなければならない（及び、基本エンコーダのみによってエンコードされる入力データストリームを無視することができる）。

さらなる実施形態によれば、上記第１及び第２のアドレス生成ルールにおいて用いられる上記グループサイズは、同一、即ち、Ｇ_ａ＝Ｇ_ｂである。好適には、（ＤＶＢのＬＤＰＣコード生成に従って）グループサイズ３６０が選択される。従って、ブロック単位の（又はグループ単位の）エンコーディングは、Ｇ＝Ｇ_ａ＝Ｇ_ｂ（好適には＝３６０）個の情報シンボル（好適には、情報ビット）のグループを引き続き選び、それらをパリティシンボルにエンコードすることによって実行される。このようにして、基本パリティ部分及び補助パリティ部分の双方についての疑似巡回構造（quasi-cyclic structure）が維持され、これは固定的なグループサイズを有する上記グループに基づいて、ブロック単位の、従って、より単純なデコーディングを可能にする。

好適には、上記エンコーディング手段は、上記基本パリティシンボル及び上記補助パリティシンボルを後続の情報シンボルのグループを用いることによってブロック単位で生成するために適合され、後続の情報シンボルの上記グループの各情報シンボルｉは、異なるパリティシンボルアドレスｙのセットにおいて蓄積され、上記第１又は第２のアドレス生成ルールに従って、それぞれ、上記グループの第１の情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルアドレスのセットは所定のアドレステーブルから選ばれ、上記グループの後続の情報シンボルが蓄積されるシンボルアドレスはパリティシンボルアドレスの上記セットから決定され、パリティシンボルアドレスの別個のセットは、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルの各新たなブロックを生成するために上記アドレステーブルから選ばれる。このような所定のアドレステーブルを用いることにより、そこに含まれるパリティシンボルアドレスを、データレート、グループサイズＧ_ａ、Ｇ_ｂ、コードレート依存の予め定義された定数Ｑ_{ｌｄｐｃ、}Ｑ_ＩＲ、第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボル、及び基本コードワード部分の長さＮ_ｌｄｐｃの値の各所望の組み合わせについて、前もって最適化することができることを可能にする。これにより、取得されるコードは、できる限り強くなり、できる限り多くのエラーを訂正することを可能にする。さらに、上記アドレステーブルにおいて提供されるアドレス（その数は、Ｇ_ａ及びＧ_ｂ個の情報シンボルのグループについて有効である）は、これらのアドレス生成ルール（及びアドレステーブルも）は定式化され、送信機及び受信機における充分な量の記憶空間により、効率的に記憶されることができるという利点を提供する。さもなければ、各情報シンボルについてパリティアドレスがテーブルにおいて明示的に提供されなければならない場合、アドレス生成ルール及びアドレステーブルは、ずっと大きくなるであろうし、極めて大きなサイズを有し得る。

特に有利な適用において、以下のパラメータ値が用いられる：Ｍ_ＩＲ＝Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｇ＝Ｇ_ａ＝Ｇ_ｂ＝３６０。さらに、コードレート識別子については、値１／２、７／１２、２／３、及び３／４、パラメータＱ_ｌｄｐｃについては、（同じシーケンスにおける、即ち、それぞれのコードレートに対応する）値６、５、４、及び３が選択される。ＤＶＢ−Ｔ２標準及びＤＶＢ−Ｓ２標準から既知であるように、コードレート識別子は、実際のコードレートと必ずしも同一ではない（ただし、選択されるコードについて、コード識別子は実際のコードレートに対応する）。これらの異なるコードレート及びこれらのパラメータ値についてのパリティシンボルアドレスを含む最適化されたアドレステーブルは、さらなる従属項において定義される。そのため、このような実施形態によれば、エンコーディング手段は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスｙの新たなセットとして、以下のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合される。

本発明は、既存のコードを拡張するために一般的に用いられることができる一方、好適な適用において、上記基本コードワード部分は通常のデコーディングのために提供され、当該基本コードワード部分を用いたコードワードの通常のデコーディングが誤っている場合、上記補助コードワード部分はインクリメンタルな冗長性として提供される。

送信機の好適な実施形態によれば、データマッパは、コードワードの基本コードワード部分を送信機出力データストリームの異なる部分、特に、同じコードワードの補助コードワード部分とは異なるフレームにマッピングするために適合される。これは、時間選択性フェージング又は雑音バーストといった、基本コードワード部分に影響を及ぼすチャネルの外乱（disturbances）によって補助コードワード部分は影響を受け得ないという利点を提供する。概して、異なる受信パスの振幅及び位相も受信機の位置によって決まる。さらに、移動している受信機の場合、特に異なる受信パスの信号の位相が変化し、これは時間選択性チャネルを引き起こす。時間方向における変化も、ごく通常の構造を有することができ、時間軸上の当該変化の変化率は、受信機から送信機への相対速度及び信号の送信周波数に比例する。例えばパワーグリッドのライン周期周波数（line cycle frequency）によって、又は、他のデータ送信システム、例えばＧＳＭ通信システムからのバーストによって引き起こされる、インパルス性ノイズなどの他の外乱も通常の構造を有することができる。一方で基本コードワード部分を、他方で対応する補助コードワード部分を送信機出力データストリームの異なる部分にマッピングすることは、そのような状況において、特定のコードワードに関連する全てのデータがそのような通常の外乱によって影響を受けることを回避し、従って、受信機におけるコードワードの正確なデコーディングを確保し得る。さらに、以下でより詳細に説明されるように、上記補助データ部分がデコーディングのために必要とされない場合、補助データ部分の送信期間中、受信機はスリープモードに入ることができる。

送信機の別の好適な実施形態によれば、コードワードの基本コードワード部分を第１のタイプの送信機出力データストリームのフレーム、特にＤＶＢブロードキャスティングシステムに従った送信機出力データストリームのＴ２フレームにマッピングし、及び、それぞれのコードワードの補助コードワード部分を、第１のタイプの送信機出力データストリームのフレーム間に配置される第２のタイプの送信機出力データストリームのフレーム、特にＤＶＢブロードキャスティングシステムに従った送信機出力データストリームのＦＥＦフレームにマッピングするために上記データマッパは適合される。これは、固定された受信機が第１のタイプのフレームにおいて送信されるデータのみにアクセスし、例えば、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った受信機がＴ２フレームにおいて送信されるデータのみにアクセスするという利点を提供する。本発明によれば、受信されるコードワードを正確にデコードし、及びエンコードされたデータワードを再生するために充分である、第１のタイプのフレームにおいて送信されるデータにも、移動受信機は概してアクセスする。しかしながら、デコーディングが誤っていること、又は、デコードされたデータが不充分な品質を有することをデコーダが認識する場合、当該デコーダは、データ、即ち第２のタイプのフレームにおいて送信される補助コードワード部分にもアクセスし、これらの付加的なデータをインクリメンタルな冗長性として用い、即ち、基本コードワード部分及び補助コードワード部分（の一部又は全部）をデコーディングのために用い得る。これは、データが正確にデコードされる可能性を最終的に増加させる。なぜなら、コードワードのトータルコード、即ち、基本コードワード部分と補助コードワード部分との組み合わせは、第１のコードワードがエンコードされる第１のコードよりも低いコードレートを有するからである。

この実施形態は、例えば、（ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った）固定された受信機がＴ２フレームにおいて送信されるデータのみにアクセスし、移動受信機がＴ２フレームにおいて送信されるデータにアクセスし、必要な場合、ＦＥＦフレームにおいて送信される補助コードワード部分にもアクセスするように、ＤＶＢ−Ｔ２標準において定義される既存のフレーム構造が用いられ得るというさらなる利点を提供する。固定された受信機も、勿論、必要な場合にはＦＥＦフレームにおいて送信される補助コードワード部分を利用し得るが、概してこれらのデータを無視するであろう。

好適な実施形態において、エンコーダは、上記第１のコードに従って入力データワードを上記基本コードワード部分を含む基本コードワードにエンコードするための第１のエンコーディングユニットと、上記第２のコードに従って入力データワードを上記補助コードワード部分を含む補助コードワードにエンコードするための第２のエンコーディングユニットとを備える。さらに、データマッパは、基本コードワードを、送信機出力データストリームの異なる部分、特に補助コードワードとは異なるフレームにマッピングするために適合される。そのため、この実施形態によれば、既に存在しているエンコーダ、即ち第１のエンコーディングユニットは、如何なる変更も無しに用いられることができ、単に第２のエンコーダ、即ち第２のエンコーディングユニットが付加される。第２のエンコーディングユニットにも、第２のコードに従って補助コードワードが生成される入力データワードが提供され、当該第２のコード自体も、第１のエンコーディングユニットによって適用される第１のコードよりも低いコードレートを有し得るが、同じ又はより高いコードレートを有することもできる。

基本コードワード及び補助コードワードの双方を完全に送信機出力データストリームにマッピングすることが概して可能である一方、ある実施形態において（特に、補助コードワードが補助パリティだけでなく、入力データワードの一部若しくは全部、及び／又は、基本コードワードの基本パリティも含む場合）、補助パリティ部分のみが基本コードワードに加えて送信機出力データストリームにマッピングされるという所望の目的を達成するために充分である。受信機は、必要な場合、正確にデコードされることができなかった受信された基本コードワードをデコーディングするための冗長性として補助パリティ部分を活用する。

第２のエンコーディングユニットは、上記第２のコードに従って、上記基本コードワード部分及び上記補助コードワード部分を含む補助コードワードに入力データワードをエンコードするためにさらに適合され得る。そのため、基本コードワード部分は、基本コードワード及び補助コードワードの双方の一部であるが、補助コードワードにおいてさらに用いられない。基本的に、補助パリティ部分は補助コードワードから送信機出力データストリームに組み込まれる。このような実施形態は、第１のエンコーディングユニットが、既知の受信機、例えばＤＶＢ−Ｔ２標準に従った受信機の（従来の）エンコーダであることができ、当該受信機は概して変更なしに用いられることができ、本発明に係る第２のエンコーディングユニットが当該受信機に付加されるという利点を有する。

あるいは、第２のエンコーディングユニットは、第２のコードに従って、入力データワードを上記補助コードワード部分のみを含む補助コードワードにエンコードするためにさらに適合され得る。このようなエンコーディングユニットは、既存のエンコーダに簡単に付加されることができ、本発明を送信側に実装するために必要な最小限のステップのみを実行する。

送信機の別の実施形態によれば、上記のエンコーダは、入力データワードを上記基本コードワード部分及び上記補助コードワード部分を含むコードワードにエンコードするための単一のエンコーディングユニットを備え、上記データマッパは、上記コードワードの基本コードワード部分を、送信機出力データストリームの異なる部分、特に当該コードワードの補助コードワード部分とは異なるフレームにマッピングするために適合される。この実施形態は、より少ない処理能力を必要とする。なぜなら、コードワードを生成するために単一のエンコーディング処理のみが実行され、当該コードワードは、その後、一方では基本コードワード部分に、他方では補助コードワード部分に分割される。

さらなる実施形態によれば、上記エンコーダは、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするために適合される。コードワードは、基本コードワード部分と補助コードワード部分とを含む。上記補助コードワード部分は、少なくとも２つの補助コードワードサブ部分を含む。上記基本コードワード部分は、通常のデコーディングのために提供され、当該基本コードワード部分及びより少ない冗長性を用いたコードワードの通常のデコーディングが誤っている場合、上記少なくとも２つの補助コードワードサブ部分はインクリメンタルな冗長性として提供される。この実施形態は、通常のデコーディング、即ち、基本コードワード部分のみを用いるデコーディングが誤っている場合、正確なデコーディングのために幾つの付加的なインクリメンタルな冗長性を必要とするかを受信機が決め得るという利点を提供する。これは、そのようなインクリメンタルな冗長性として段階的に用いられることができる２つ以上の補助コードワードサブ部分（例えば、補助パリティシンボルの２つ以上のグループ）が生成されるように、即ち、受信されるコードワードの正確なデコーディングを実行するために全てのサブ部分が完全に必要とされるわけではないが、そのうちの１つ以上のサブ部分も正確なデコーディングのために充分であるように、補助コードワードサブ部分が生成されるように、入力データワードをエンコードすることによって可能となる。ただし、より多くのサブ部分が用いられる場合、コードレートは低下し、正確なデコーディングの可能性は増加する。

従って、各受信機は、幾つの付加的なインクリメンタルな冗長性、即ち、必要な場合、少なくとも２つの補助コードワードサブ部分のうちの幾つがデコーディングの品質を高めるために用いられるべきかを、それ自身で決定し得る（当該決定は時々変化し得る）。そのため、少ないサブ部分のみがさらに必要とされる場合、その他の補助コードワードサブ部分は無視されてもよく、受信すらされず又は少なくとも全くデマッピングされなくてもよい。これにより、これら他の補助コードワードサブ部分が送信される期間中、受信機はスリープモードに切り替えられ、バッテリ電源及び処理時間を節約することができる。

コードワードの少なくとも２つの補助コードワードサブ部分を上記送信機出力データストリームにマッピングするためにデータマッパが適合され、これにより、それぞれの基本コードワード部分の受信後であって、ただしさらなる補助コードワードサブ部分の前に、第１のインクリメンタルな冗長性として用いられる補助コードワードサブ部分が受信機によって受信されるように、この実施形態はさらに発展させ得る。このような実施形態は、提案されるように、「最も有益な（most helpful）」補助コードワードサブ部分（例えば、最大の補助コードワードサブ部分）が最初に送信される場合、正確なデコーディングを可能にするために充分な補助コードワードサブ部分を受信した後、受信機をスリープモードに切り替えることができることを確保する。別の実施形態において、最初は小さな補助コードワードサブ部分が提供され、その後、補助コードワードサブ部分が増加されたサイズで提供されるように、補助コードワードサブ部分が送信機出力データストリームにマッピングされてもよい。

補助コードワードサブ部分のシーケンスは、以前に送信された関連する基本コードワード部分のシーケンスから受信機によって好適に取得されることができ、これにより、補助コードワードサブ部分のシーケンスをシグナリングするために付加的なシグナリングが必要とされない。例えば、補助コードワードサブ部分のシーケンスは、既に知得されている関連する基本コードワード部分のシーケンスと同一である。

さらに、補助コードワードサブ部分を含むフレーム（例えば、ＦＥＦフレーム）に先行するフレーム（例えば、Ｔ２フレーム）において、種々の送信機入力データストリーム（例えば、ＰＬＰ）からのデータが含まれ、補助コードワードサブ部分は、例えば、補助コードワード部分の最大又は最小のサブ部分が最初に送信され、その後にサブ部分のさらなるグループが送信されるようにグループ化され得る。

概して、対応する補助コードワード部分が受信される前に、コードワードの基本コードワード部分が受信機によって受信されるように、基本コードワード部分及び補助コードワード部分は、送信機出力データストリームにマッピングされる。ただし、代案として、対応する基本コードワード部分が受信される前に、コードワードの補助コードワード部分が受信機によって受信されるように、基本コードワード部分及び補助コードワード部分を送信機出力データストリームのフレームにマッピングするために、データマッパが適合される。従って、補助コードワード部分は、受信機においてそれぞれのバッファにバッファリングされる。基本コードワード部分のみに基づく対応するコードワードのデコーディングが正確であったことが明らかな場合、対応する補助コードワード部分（もしあれば）は、バッファから削除されることができる。基本コードワード部分に基づくデコーディングが正確ではない場合、対応する補助コードワード部分は、バッファにおいて既に利用可能である。これは、（基本コードワード部分に基づくデコーディングが誤っていた場合に、補助パリティ部分を待つための）待機時間が発生せず又は削減された待機時間が発生するという利点を提供する。これは、ザッピング回数を削減するため、及び突然の信号歪みの場合における移動受信機のために特に重要である。そのため、この実施形態は、基本コードワード部分の（例えば、突然の）劣悪な受信条件の場合に、（補助コードワード部分の受信のための待機に起因して）サービスの中断が発生しないという利点も提供する。

別の実施形態によれば、データ入力は、入力データワードにセグメント化された少なくとも２つの送信機入力データストリームを受信するために適合され、エンコーダは、第１のコードに従って、第２のコードに従って、又は双方のコードに従って送信機入力データストリームを選択的にエンコードするために適合される。そのため、この実施形態によれば、例えばブロードキャスティングシステムのシステムオペレータの制御下の送信機は、本発明の思想を適用して、選択される送信機入力データストリームのみについての送信機出力データストリームにインクリメンタルな冗長性を提供する自由を有するが、全ての送信機入力データストリームに本発明の思想を概して適用してはならない。例えば、システムオペレータは、固定された受信機及び移動受信機の双方による受信のためのデータストリームについて本発明を適用することを決定してもよい一方、固定された受信機によってのみ概して受信されるべき他のデータストリームは、本発明に従って処理されない。即ち、補助コードワード部分は、生成され及び送信されない。

概して、送信機出力データストリームは、例えばＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて用いられるものなど、例えば単一のアンテナのみ又は複数のアンテナを有する任意の種類の送信機によって、送信されることができる。しかしながら、好適な実施形態において、データマッパは、コードワードの基本コードワード部分を第１の送信機出力データストリームにマッピングし、コードワードの補助コードワード部分を第２の送信機出力データストリームにマッピングするために適合され、送信機ユニットは、当該第１及び第２の出力データストリームをＭＩＭＯプリコーディングするためのＭＩＭＯプリコーダと、当該ＭＩＭＯプリコーディングされた第１及び第２の送信機出力データストリームを送信するための第１のアンテナ及び第２のアンテナを含む少なくとも２つのアンテナとを備える。例えば、ＭＩＭＯプリコーダは、第１のアンテナが上記第１の送信機出力データストリームを送信し、第２のアンテナが上記第２の送信機出力データストリームを送信するように、空間多重化のために適合される。しかしながら、概して、ＭＩＭＯプリコーディング（例えば、Ａｌａｍｏｕｔｉプリコーディング）の任意の他の実施形態も、２つの送信機出力データストリームに、それらをＭＩＭＯシステムの２つ以上のアンテナによって出力する前に、適用されることができる。

受信機は、単一のアンテナのみ又は複数のアンテナを有してもよく、概して当該受信機の各アンテナは、送信機の全てのアンテナから信号を受信する。しかしながら、概して、受信機のアンテナが第１のアンテナのみからの信号を受信するように（即ち、第１の送信機出力データストリームを受信するために）チューニングされること、及び、デコーディング問題又はデコーディングエラーの場合のみ、第２のアンテナからの信号を受信するように（第２の送信機出力データストリームを受信するために）アンテナがさらにチューニングされることも可能であり得る。さらなる実施形態によれば、受信機が送信機の第１のアンテナにチューニングされる１つのアンテナを備えること、受信機が送信機の第２のアンテナからの信号を受信するようにチューニングされる第２のアンテナを備えること、及び、第２のアンテナにおいて受信される信号は必要がある場合にのみ評価されることが可能であり得る。

さらなる実施形態において、送信機は、コードワードを送信機出力データストリームのフレームにマッピングする前又は後に、コードワードの基本コードワード部分を、同じコードワードの補助コードワード部分とは異なるやり方で変調するための変調器を備える。概して、補助コードワード部分は、時間、周波数、空間（ＭＩＭＯ）、又は拡散コードといった、コードワードの基本コードワード部分に直交する任意の次元（dimension）において送信されることができる。「直交する（orthogonal）」という用語、即ち、（ＯＦＤＭサブキャリア及びそれらの関連する部分スペクトルなど、分離の前に重なることもある）分離可能なデータストリームを提供することは、コーディング及び変調の技術において一般に既知なものとして理解されるべきである。これは、基本コードワード部分を妨害し得る外乱に対して補助コードワード部分がさらに保護されるという利点を提供する。別の可能性は、階層的な変調の適用である。この場合、基本コードワード部分は、変調スキームのより信頼性が高いビットを扱う一方、補助コードワード部分は、より信頼性が低いビットを扱う。

本発明のこれら及び他の観点は、以下に記載される実施形態から明らかになり、以下に記載される実施形態を参照しつつ、下記においてより詳細に説明されるであろう。以下の図面において

本発明に係る送信機の一実施形態の概略ブロック図を示す。送信機において用いられるエンコーダの第１の実施形態の概略ブロック図を示す。本発明に係る、データ部分、基本パリティ部分、及び補助パリティ部分の構成を示す。ＤＶＢ−Ｔ２標準に従ったＢＢフレームのフォーマットを示す。ＤＶＢ−Ｔ２標準に従ったＦＥＣコードワードのフォーマットを示す。本発明に係るコードワードのフォーマットを示す。ＤＶＢ−Ｔ２フレーム構造を図示する図を示す。ＤＶＢ−Ｔ２標準に従ったスーパーフレーム内のＴ２フレーム及びＦＥＦフレームの構成を図示する図を示す。エンコーダの第２の実施形態の概略ブロック図を示す。エンコーダの第３の実施形態の概略ブロック図を示す。本発明に係る補助パリティ部分の構成を図示する。ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った、データＰＬＰのＴ２フレームへのマッピングを示す。セグメント化された補助パリティ部分のＦＥＦフレームへのマッピングを示す。エンコーダの第４の実施形態の概略ブロック図を示す。受信機の概略ブロック図を示す。受信機において用いられるデコーダの第１の実施形態の概略ブロック図を示す。デコーダの第２の実施形態の概略ブロック図を示す。本発明に係るブロードキャスティングシステムの概略ブロック図を示す。本発明に係るコードワードのビットの生成を図示する図を示す。ＤＡＢに従って用いられる送信フレームの構造を示す。受信機の別の実施形態のブロック図を示す。本発明に係るエンコーダの別の実施形態のブロック図を示す。本発明に係るパリティビットの生成のために用いられるミニコードの種々のコードレート依存のアドレステーブルを示す。本発明に係るパリティビットの生成のために用いられるミニコードの種々のコードレート依存のアドレステーブルを示す。本発明に係るパリティビットの生成のために用いられるミニコードの種々のコードレート依存のアドレステーブルを示す。本発明に係るパリティビットの生成のために用いられるミニコードの種々のコードレート依存のアドレステーブルを示す。本発明により提案されるミニコードのパフォーマンスを図示する図を示す。別のデータ送信システムのブロック図を示す。そのようなデータ送信システムにおいて用いられる受信機のブロック図を示す。パリティビットの生成の原理を図示するためのショートコードのコードレート依存のアドレステーブルを示す。ＤＶＢ−ＮＧＨ提案のブロック図を示す。提案されるフレーム構造のブロック図を示す。ＮＧＨフレーミング及び絶対的ＯＦＤＭを示す。固定的なセグメントを有する基本フレームフォーマットを示す（ＰＬＰバーストは同じセグメントに留まる）。フレームごとのデータスライス並び替えを有するＮＧＨフレーミングを示す。ＰＬＰバーストの周波数ホッピングを有するＮＧＨフレーミングを示す。ＴＳのＩＰカプセル化のためのパケットフォーマットを示す。インターネットプロトコルを用いるスケーラブルビデオコーディングの送信の例を示す（各ＰＬＰは一意なロバスト性を有することができる）。ビットインターリービングスキームを示す。ＩＲのための拡張されたＬＤＰＣエンコーディングを示す。ＬＤＰＣエンコーダを基本ＦＥＣ及びＩＲ部と共に示す。ＡＷＧＮチャネル上での拡張されたＬＤＰＣコードのパフォーマンスを示す。ビットのサブストリームへの逆多重化を示す。ＱＰＳＫマッピング、１６−ＱＡＭマッピング、及び６４−ＱＡＭマッピング並びに対応するビットパターンを示す。ＮＧＨスケジューラのメカニズムを示す。ＮＧＨフレームにおける時間インターリーバフレームのＰＬＰバーストへのマッピングを示す。（周波数ホッピングモードのための）初期受信機取得手続きの例を示す。周波数インターリーバアドレス生成スキームを示す。パイロットパターンＰＰ０−ＳＩＳＯについてのデータスライスへのスキャッタードパイロットの挿入を示す。パイロットパターンＰＰ０−ＭＩＸＯについてのデータスライスへのスキャッタードパイロットの挿入を示す。ＡＷＧＮチャネル上でのプリアンブルエンコーディングについてのシミュレーション結果を示す（ＱＰＳＫ変調）。（例えばＤＶＢ−Ｔ２ＦＥＦにおける）ＴＤＭＡ送信（左側）及びスタンドアロン運用（右側）の場合におけるフレーム構造を示す。プリアンブルシンボルの巡回繰り返しを示す。同じＤＶＢ−ＮＧＨ信号における異なるデータスライス内のＭＩＸＯ及びＳＩＳＯを示す。シーケンスをスクランブリングするためのジェネレータを示す。１６−ＱＡＭから６４−ＱＡＭへの階層的コンスタレーション及び回転させたもの（右側）を示す。ローカルサービス挿入スロット再利用パターンを示す。様々なＭｏｄＣｏｄについてのＳＩＳＯスループットレートを示す。様々なＭｏｄＣｏｄについてのＭＩＭＯスループットレートを示す。

図１は、本発明に係る送信機１０の例示的なブロック図を示す。このような送信機１０は、例えば、本発明が用いられることができ、ＤＶＢ−Ｔ２（又は、来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ）標準に従ってビデオ信号、画像信号、及びオーディオ信号を送信するために用いられ得るコード化されたＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ：Coded OFDM）送信機であり得る。送信機１０によって送信されるべき上記データは、概して、少なくとも１つの送信機入力データストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎとして提供される。これらのデータストリームは、概して、入力データワードにセグメント化される。上記送信機入力データストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎは、１つ以上のトランスポートストリーム及び／又は１つ以上のジェネリックストリームであってもよく、データは個別の物理層パイプ（ＰＬＰｓ：Physical Layer Pipes）において伝送され得る。

ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check：巡回冗長検査）エンコーディング、ＢＢ（BaseBand：ベースバンド）ヘッダ挿入、パディング挿入、及びＢＢスクランブリングといった、何らかの入力処理が送信機入力データストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎに実行され得るデータ入力１２から、入力データがエンコーダ１４に提供される。エンコーダ１４において、送信機入力データストストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎの入力データワードは、以下により詳細に説明されるようにコードワードにエンコードされる。エンコードされたデータは、生成されるコードワードを送信機出力データストリームＯのフレームにマッピングするためにエンコーダ１４からデータマッパ１６に提供される。送信機出力データストリームＯは、送信機ユニット１８によって出力される。概して（ただし、必須ではない）、変調器１７は、出力及び送信の前にデータを変調するために提供される。

図２は、本発明に係るエンコーダ１４の第１の実施形態１４１を表す。エンコーダの上記実施形態１４１は、２つのブランチ、即ち、ＤＶＢのコンテキストにおける物理層パイプと呼ばれる送信機入力データストリームＩ１が供給される２つのエンコーディングユニット２０、３０を備える。時間インターリーバ２７、３７を除いて、処理は、好適には固定的なフレームレベルに実行される。以下において一例として考察されるべきである、送信機入力データストリームＩ１の入力フレームは、ＤＶＢのコンテキストにおいてＢＢフレームとして示される。

本実施形態における第１のエンコーディングユニット２０、即ち上部のブランチは、ＤＶＢ−Ｔ２標準に記載されるビットインターリーブドコーディング及び変調（ＢＩＣＭ：Bit Interleaved Coding and Modulation）チェーンに対応する。従って、第１のエンコーディングユニット２０は、後続のＬＤＰＣエンコーディングのためのＦＥＣエンコーディングブロック２１と、ビットインターリーバ２２と、ビットをセルに逆多重化するためのデマルチプレクサ２３と、グレイマッピング（Gray mapping）に従ってセルをコンスタレーションにマッピングするためのコンスタレーションマッパ２４と、コンスタレーション回転及び巡回Ｑ遅延（cyclic Q-delay）のためのユニット２５と、セルインターリーバ２６と、時間インターリーバ２７とを備える。これらのユニット２１〜２７は概して既知であり、例えば、本明細書に参照によって組み込まれるＤＶＢ−Ｔ２標準に記載されているため、これ以上の説明はここに提供されない。

本実施形態において、第２のエンコーディングユニット３０、即ち下部のブランチにも、送信機入力データストリームＩ１が提供される。ＦＥＣエンコーディングブロック３１は、第１のエンコーディングユニット２０のＦＥＣエンコーディングブロック２１と概して同一ではない。上記ＦＥＣエンコーディングブロック２１は、入力データワードにＬＤＰＣコードワードのパリティビットを付け加え、当該ＬＤＰＣパリティビットは本明細書において概して第１のコードの基本パリティ部分（basic parity portion）と称される一方、ＦＥＣエンコーディングブロック３１は、付加的な冗長性を生成して、全体的なチャネルコードのロバスト性を増加させる。この全体的なチャネルコードは、ＦＥＣエンコーディングブロック２１及びＦＥＣエンコーディングブロック３１の双方からの冗長性を指す。換言すれば、以下により詳細に説明されるように、ＦＥＣエンコーディングブロック３１は、基本パリティビットに加えて、受信されるコードワードを復号するために受信機によって用いられることができる補助パリティビット（auxiliary parity bits）を生成する。

連続するブロック３２〜３７は、概してブロック２２〜２７と同一とすることができ、従って、ＤＶＢ−Ｔ２標準から採用することができるが、第２のエンコーディングユニット３０のニーズ及び特定の状況に応じて調整されることもできる。補助パリティビットのただ１つのフレーム内で時間インターリービングを適用することは、既にセルインターリーバ３６内でカバーされているため、時間インターリーバ３７の適用は随意的である。しかしながら、１つよりも多くの補助パリティデータフレーム（auxiliary parity data frame）に時間インターリービングを適用することは、より大きな時間ダイバーシティを可能にする。

本実施形態において、２つのＦＥＣエンコーディングブロック２１、３１の入力、特に、（ＤＶＢの技術分野において概して既知であるように）入力データワード（ＤＶＢのコンテキストにおけるＢＢフレーム）にＢＣＨコードワードのパリティビットがＢＣＨエンコーダ４０によって付加されている、送信機入力データストリームに実質的に対応する入力データストリームＩ１^＊は同一である。そのため、さらなるエンコーディングがＦＥＣエンコーダ２１及び３１において実行される前に、入力データストリームＩ１は、ＢＣＨコードによって既にエンコードされている。しかしながら、エンコーダ４０は概して本発明の不可欠な要素ではないことに留意すべきである。ある適用において、エンコーダ４０は、完全に省略され、異なるエンコーダによって置換され、又は、この初期のエンコーディングはエンコーダ２１及び３１において実行されるエンコーディングの一部とすることができる。

さらに、以下、概してパリティ「ビット」及び入力データ「ビット」への言及がなされることに留意すべきである。ただし、同じ思想は、パリティ「バイト」及び入力データ「バイト、又は、概してパリティ「シンボル」及び入力データ「シンボル」を用いても適用可能である。

第１及び第２のエンコーディングユニット２０、３０の出力は、概してフレームビルダ及び随意的にＯＦＤＭ生成器を備えるデータマッパ１６に供給される。データマッパ１６及びＯＦＤＭ生成器は、概して、これらのブロックの実施形態を具体的に示すＤＶＢ−Ｔ２標準に従って動作し得る。ただし、第１及び第２のエンコーディングユニット２０、３０の出力をマッピングすることについては、種々の実施形態が存在し、それらも以下でより詳細に説明されるであろう。

図３を用いて、ＦＥＣエンコーディングブロック２１及び３１において実行されるエンコーディングがより詳細に説明される。図３Ａは、ＦＥＣエンコーディングブロック２１の出力である第１のコードワードＺ１を示す。上記第１のコードワードＺ１は、データ部分Ｄと基本パリティ部分Ｐｂとを含む。データ部分Ｄは、概してＦＥＣエンコーディングブロック２１の入力データワードに対応し、本実施形態によれば、ｋ個の入力データビットｓ１、ｓ２、．．．、ｓｋを含む。基本パリティ部分Ｐｂは、本実施形態において、ｍ個のパリティビットｐ１、ｐ２、．．．、ｐｍを含む。この第１のコードワードＺ１は、ＤＶＢ−Ｔ２のコンテキストにおいて、コードレートＲ１＝ｋ／（ｋ＋ｍ）のコードＣ１に属するＬＤＰＣコードワードに概して対応する。ここで、ｋは系統的なビット（入力データビット）ｓの量であり、ｍは基本パリティビットｐの量である。これらのコードワードを用いることによって、受信機、特に、あまり多くの外乱によって影響されない移動受信機及び／又は固定された受信機は、そこにエンコードされた入力データをデコードすることが可能である。

図３Ｂに示される第２のコードワードＺ２は、より低いコードレートＲ２＝ｋ（ｋ＋ｍ＋ｖ）＜Ｒ１の第２のコードＣ２に属する。上記第２のコードワードＺ２は、データ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂに加えて、ｖ個の補助パリティビットｉ１、ｉ２、．．．、ｉｖの補助パリティ部分（auxiliary parity portion）Ｐａを含む。例えば送信エラー、デコーディングエラー、及び／又は不充分な品質のデコーディングの場合に、上記補助パリティ部分Ｐａは、コードワードＺ１に加えてインクリメンタルな冗長性（incremental redundancy）としてデコーディングのために受信機によって用いられ得る。このため、第１のコードワードＺ１が受信機において正確にデコードされることができない場合、第１のコードワードＺ１に加えて、補助パリティビットｉ１、ｉ２、．．．、ｉｖのうちの幾つか又は全てがデコーディングのために用いられて、正確な、エラーフリーの（又は、少なくとも高められた品質の）デコーディングの可能性を高め得る。この目的のために、少なくとも補助パリティ部分Ｐａも、受信機による最終的な（eventual）受信及び使用のために送信機出力データストリームにマッピングされるであろう。上記マッピングは、以下でより詳細に説明されるであろう。

このため、コードワードＺ１と（第２のコードワードＺ２の）補助パリティ部分Ｐａとの組み合わせは、コードワードＺ１の第１のコードよりも低いコードレートを有する「トータル（total）」コードの「トータル」コードワードとして見なされることもできる。即ち、コードワードＺ１は、この「トータル」コードワードの基本コードワード部分（basic codeword portion）Ｂと見なされることができ、補助パリティ部分Ｐａは、この「トータル」コードワードの補助パリティ部分Ａと見なされることができる。ここで、図３に示される本実施形態において、この「トータル」コードワードは、コードワードＺ２と同一である。しかしながら、以下に示されるように、これは全ての実施形態について当てはまる訳ではない。

ＤＶＢ−Ｔ２のコンテキストにおいて、エンコーダ１４への送信機入力データストリームは、図４に例示的に表されるようなＫ_ｂｃｈビットを含むＢＢフレーム（BBFrames）と称されるフレームに概してセグメント化される。（このコンテキストにおいて）ＢＣＨエンコーダ４０及び第１のエンコーディングブロック２１によって、即ち、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従って実行されるエンコーディングに従って、そこから生成される第１のコードワードＺ１は、図５に概略的に表される。このコードワードは、（系統的な）入力データ部分を含む標準的なＦＥＣコードワードであり、これ自体は、Ｋ_ｂｃｈビット、後続のＢＣＨエンコーダのＮ_ｂｃｈ−Ｋ_ｂｃｈパリティビット、後続のＬＤＰＣエンコーダのＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃパリティビットから成る。合計で、このコードワードはＮ_ｌｄｐｃビットを含む。そのため、基本ＬＤＰＣコードは、Ｒ_ｃ＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_ｌｄｐｃのコードレートを有する。図３及び図４を参照しつつ提供される上記説明を参照すると、Ｋ_ｌｄｐｃはｋ（即ち、ＢＢＦＲＡＭＥ及びＢＣＨＦＥＣの部分は入力データワードＤと見なされる）に対応し、Ｎ_ｌｄｐｃは、ｋ＋ｍ（即ち、ＬＤＰＣＦＥＣの部分は基本パリティ部分Ｐｂと見なされる）に対応する。

第２のエンコーディングブロック３１は、その入力に基づいて、インクリメンタルな冗長性として用いるための補助パリティビットを算出する。この入力は、ＦＥＣエンコーディングブロック２１の入力と概して同じである。通例、これらは、ｑ個のサブ部分（sub-portions）にパーティショニングされることができるｖ個の補助パリティビットである（本発明の主な観点においては、単一のサブ部分のみが用いられることに留意すべきである）。ｋ番目のサブ部分は長さｖ^（ｋ）である。従って、以下が成り立つ。

最初のｘ個のサブ部分からのビットが、第１のエンコーディングユニット２０によって生成される第１の基本コードワード（Ｚ１）に付け加えられ、概して受信機によって受信され及び評価される場合、下記の全体的なコードレートＲ_Ｃ ^＊を有するエンコーダに由来する「トータル」コードの補助コードワード（Ｚ３^＊）が生成される。

Ｒ_Ｃ ^＊はＲ_ｃよりも小さく、このことは、この全体的なコードがより強力であることを意味する。

図６は、（ＤＶＴ−Ｔ２のコンテキストにおいて）第２のＦＥＣエンコーディングブロック３１によって生成されるコードワードＺ２のそのような実施形態を示す。本実施形態によれば、第２のＦＥＣエンコーディングブロック３１は、ＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングも含むが、必要な場合は受信機においてインクリメンタルな冗長性として用いるためのｖ個の補助パリティビットを付加的に生成する。

例えば既知のＬＤＰＣコードの付加的なＬＤＰＣパリティビットの生成、及びこれらをインクリメンタルな冗長性として用いることは、例えば、Kim J. et al. "Design of Rate-Compatible Irregular LDPC Codes for Incremental Redundancy Hybrid ARQ Systems“, ISIT 2006, Seattle, USA, July 9-14, 2006から、概して既知である。そのような「拡張された（extended）」コード及びその生成を図示する図は、図１９に示される。図１９において、基本コードワード部分Ｂのビット及び補助パリティ部分Ａのビットの各々が、コードワードにおける他の、特に全ての「先行する」ビットからモジュロ２ユニット４５を用いてどのように生成されるかが示される。このようにコードワードを生成することは、基本コードワード部分Ｂのみを用いることによって、又は補助パリティ部分Ａの１つ以上の補助パリティビットを付加的に用いることによって、デコーダがコードワードをデコードすることができることを確保する。以下、本発明の好適な実施形態に係るＬＤＰＣパリティビットを生成する特定の手法が、詳細に説明されるであろう。

次に、データマッパ１６の一実施形態が説明される。概して、同じ入力データワードについての、第１のエンコーディングユニット２０によって生成される第１のコードワード（概して、基本コードワード部分Ｂ）、及び第２のエンコーディングユニット３０によって生成される補助パリティ部分（概して、補助コードワード部分Ａ）が、送信機出力データストリームＯのフレームに任意の手法でマッピングされれば足りる。換言すれば、本発明によれば、図３からの用語を用いると、各入力データワードについて、対応するデータ部分Ｄ、基本パリティ部分Ｐｂ、及び補助パリティ部分Ｐａが、送信機出力データストリームＯにマッピングされる。ただし、好適には、データ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂが、同じコードワードの対応する補助パリティ部分Ｐａとは異なる部分、例えば異なるフレームにマッピングされるようにデータマッパ１６は適合される。このことは、通常のチャネル妨害（channel disturbances）が、データ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂと、補助パリティ部分Ｐａとの双方に概して同時に影響を及ぼさないという利点を提供する。

そのようなマッピング構造の特定の実施形態は、図７及び図８を参照しつつ解説される。図７は、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従って適用されるフレーム構造（framing structure）を図示する。特に、ＤＶＢ−Ｔ２に従って、各スーパーフレームが複数のＴ２フレームにさらに分割される（subdivided）スーパーフレーム構造が適用される。所定の数の連続するＴ２フレームごとに、ＦＥＦ部（Future Extension Frame part）が将来用いるために後ろに挿入される。これは、図８に示されるデータストリーム構造においても概略的に図示される。本発明に係る送信機１０においてそのようなフレーム構造を適用する場合、一実施形態において、基本コードワード部分Ｂ、そして本実施形態においては基本コードワードＺ１（図３Ａ参照）とも見なされることができる、コードワードのデータ部分及び基本パリティ部分がＴ２フレームにマッピングされ、（補助コードワードＺ２から得られる）同じコードワードの補助パリティ部分Ｐａ（概して、補助コードワード部分Ａ）がＦＥＦ部、好適には、対応するデータ部分Ｄ及び基本パリティ部分ＰｂがマッピングされるＴ２フレームの次に続くＦＥＦ部にマッピングされるように、データマッパ１６は適合される。

そのようなマッピングにより、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った従来の受信機はＦＥＦ部において送信されるデータを単に無視し、Ｔ２フレームにおいて送信されるデータのみを通常通り評価するという利点が提供される。ただし、そのデコーディングケイパビリティ及び再生（reproduction）ケイパビリティが外乱によってしばしば影響を受け得る、例えば来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ標準に従った移動受信機は、第１のステップにおいて、Ｔ２フレームにアクセスし、Ｔ２フレームに組み込まれる（embedded）コードワードを復号してもよい。さらに、ただし外乱及び外乱の結果として生じるデコーディングエラーの場合、以下でより詳細に説明されるように、そのような移動受信機は、第２のステップにおいて、ＦＥＦ部にアクセスし、そこに含まれる補助パリティデータの一部又は全部を、対応するＴ２フレームにおいて受信されるコードワードを再度デコーディングするために用いる。

データマッパ１６のまた別の実施形態によれば、移動受信機によるデコーディングのために要求される全てのデータは、ＦＥＦ部において送信される。即ち、データ部分Ｄ、基本パリティ部分Ｐｂ、及び補助パリティ部分Ｐａを含む完全なコードワードは、ＦＥＦ部にマッピングされる。このような移動受信機は、固定された受信機、特にＤＶＢ−Ｔ２標準に従った受信機によってのみアクセスされるＴ２フレームに含まれるデータを無視する。

しかしながら、そのような状況において、補助パリティ部分Ｐａは、好適にはデータ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂとは異なる手法で変調される。好適には、概してデータマッピングの後で、補助パリティ部分を変調するために補助変調コードが適用され、当該補助変調コードは、データ部分及び基本パリティ部分を変調するために用いられる基本変調コードに直交する。例えば、直交する時間、周波数、空間（ＭＩＭＯ）又は拡散コードが適用され得る。別の可能性は、階層的な変調の適用であろう。

勿論、データマッパ１６のさらなる実施形態があり得る。送信機１０によって適用されるフレーム構造は、図７及び図８に示されるＤＶＢ−Ｔ２標準に従って用いられるフレーム構造とは完全に異なっていてもよい。概して、受信機がデータ部分及び種々のパリティ部を検出し、又はデータ部分及び種々のパリティ部分をどこで見つけられるかを予め知得することができる限り、任意のフレーム構造、例えば新たに作られるフレーム構造が適用されてもよい。さらに、本発明の実施形態において、ＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングは要求されないが、他のコード（例えば、他のＦＥＣコード）は適用され得る。

データマッパ１６及びエンコーダの別の実施形態１４２の簡略化されたブロック図が、図９に示される。本実施形態によれば、エンコーダ１４２は、入力データワードをエンコードする、即ち、基本パリティ部分Ｐｂ及び補助パリティ部分Ｐａの双方を生成する単一のエンコーディングユニットを備える。換言すれば、エンコーダ１４２の上記単一のエンコーディングユニットにおいて、完全なコードワードＺ２（図３Ｂ参照）が生成される。これらのコードワードＺ２は、データマッパ１６に提供される。データマッパ１６は、補助パリティ部分Ｐａを分割し、それを送信機出力データストリームのデータ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂとは異なる部分にマッピングする。データマッパ１６については、概して、上述されたものと同じ実施形態が存在する。

図１に示されるように、データ入力１２は、単一の送信機入力データストリームを受信するために適合され得るだけでなく、概して数ｎ個の送信機入力データストリーム、例えば数ｎ個の物理層パイプを受信し得る。ただし、そのような場合、送信機入力データストリームが通常通り、即ち、基本コードに従って、如何なる補助パリティデータも生成することなくエンコードされるのか、又は、より低いコードレートを有する別のコードが適用されるべきであって、受信機によってインクリメンタルな冗長性として用いるための補助パリティデータが生成されるべきであるのかを選択するように、エンコーダ１４は適合されてもよい。また可能であり得る点として、２つよりも多くの候補が存在するように、異なる（例えば、減少する）コードレートを有する種々のコードがエンコーダによる適用について利用可能であってもよい。どのコード及びどのコードレートを適用すべきかは、例えば送信機のオペレータ又はブロードキャストチャネルの所有者によって規定されてもよい。ただし、コードの選択は、送信されるべきデータの種類によっても決まり得る。例えば、そのような補助パリティデータがビデオデータのみについて生成されるように、オーディオデータはビデオデータよりも高いコードレートを有するコードでエンコードされてもよく、逆もまた同様である。別の例として、ニュースを見ている場合には如何なるデコーディングエラーも容認可能であってよいが、映画を見ている場合には容認可能ではなくてもよく、よってそのために補助パリティデータが生成され及び送信され得る。

エンコーダのまたさらなる実施形態１４３は、図１０に図示される。上記エンコーダ１４３は、データ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂに加えて、２つ以上の補助パリティサブ部分Ｐａ１、Ｐａ２、Ｐａ３を生成して、コードワードＺ３を形成するように適合される。そのため、コードワードＺ２とコードワードＺ３とを比較すると、コードワードＺ３の補助パリティサブ部分Ｐａ１、Ｐａ２、Ｐａ３は、コードワードＺ２の補助パリティ部分Ｐａのセグメントとして見ることができる。コードワードＺ２とコードワードＺ３とは全体として同一の内容を有し、但し、概して、補助パリティ部分Ｐａに（単独で）対応する補助パリティ部分Ｐａ１に加えて、補助パリティサブ部分Ｐａ２及びＰａ３を付加的な補助パリティ部分とすることもできる。

これらの補助パリティサブ部分Ｐａ１、Ｐａ２、Ｐａ３は、これらがインクリメンタルな冗長性としてデコーダによって段階的に用いられることができるように生成される。換言すれば、概して、データ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂ（即ち、基本コードワード部分）のみを用いることによって、コードワードをデコードすることが可能である。そのようなデコーディングが失敗する場合、第１の補助パリティサブ部分Ｐａ１（即ち、補助コードワード部分の一部）もデコーディングのために用いられ得る。これも失敗する（又は、不充分な品質を提供する）場合、第２の補助パリティサブ部分Ｐａ２が加えられるなどされ得る。

全ての補助パリティサブ部分Ｐａ１、Ｐａ２、Ｐａ３は、グループ化され、送信機出力データストリームの単一の部分にマッピングされ得る。ただし、好適には、第１の補助パリティサブ部分Ｐａ１が第２の補助パリティサブ部分Ｐａ２よりも前に受信され、第２の補助パリティサブ部分Ｐａ２が第３の補助パリティサブ部分Ｐａ３よりも前に受信されるように、単一のコードワードＺ３の種々の補助パリティサブ部分を分配することも可能であり、有利である。これは、第１の補助パリティサブ部分を用いた後、充分な品質でコードワードをデコードでき、現在のところデコードされるべきではない他のデータストリームからの及び／又はもはや必要とされない他の補助パリティサブ部分が送信される期間中、受信機がスリープモードに入ることができるという利点を提供する。これは、受信機における幾らかの省電力及びより少ない算出労力を提供する。

種々の入力フレーム（概して入力データワードと称される、ＢＢフレーム）の補助パリティサブ部分の構成の一実施形態が、図１１に示される。本実施形態において、入力フレームは２つのインデックス（ｅ，ｆ）によって列挙される。ここで、インデックスｅは、ＰＬＰ＿ＩＤ（ＰＬＰ番号、ここでは送信機入力データストリームとも称される）に対応し、ｆは入力フレーム（入力データワード）に関連する。インデックスｅは、セットＳ_２、即ち、付加的なインクリメンタルな冗長性によって保護されるＰＬＰのセットの一部である。ｎ個の異なるＰＬＰが送信され、即ち、ｅ∈Ｓ_１＝｛１，．．．，ｎ｝と仮定すると、Ｓ_２は、上述されたような、本発明に係る付加的なインクリメンタルな冗長性によって保護されるＰＬＰのＳ_１のサブセットであるが、全てのＰＬＰが必ずしもこの概念を用いる必要はない。

従って、第ｅ番目のＰＬＰの第ｆ番目の入力フレームは、Ｉ_ｅ，ｆと表される。インデックスｆ∈｛１，．．．，Ｆ_ｅ｝であり、ここでＦ_ｅは、ＦＥＦに先立ち、先行するＦＥＦの終わりから始まる、第ｅ番目のＰＬＰの入力フレームの数である。そのため、一実施形態において、補助パリティサブ部分Ｐａ１_ｅ，ｆからＰａｙ_ｅ，ｆは、図１１に示されるようにシーケンスにおけるＦＥＦフレームにマッピングされ、先行するＴ２フレームにマッピングされるコードワードに属し得る。

図１２は、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従ったＴ２フレーム内のデータの構成のより詳細を図示する。Ｔ２フレームにおけるＰＬＰは、ある順序をなす（underlie）。プリアンブルＰ１、Ｐ２の後、及び共通の（common）ＰＬＰの後、タイプ１のＰＬＰがサブスライシング（subslicing）無しで送信され、次いでタイプ２のＰＬＰがサブスライシング有りで送信される。タイプ１のＰＬＰ及びタイプ２のＰＬＰの双方は、Ｐ２プリアンブルにおいてシグナリングされる固定的な順序を有する。これも、ＤＶＢ−Ｔ２標準において図示され、詳細に説明されており、当該説明は参照によって本明細書に組み込まれる。

図１３は、Ｔ２フレームにおけるＰＬＰの構成と同様にされるＦＥＦフレームにおける補助パリティサブ部分を構成するための提案を示す。本実施形態において、ＦＥＦもＰ１プリアンブル、即ちＯＦＤＭシンボルから始まる。これは、（時間、周波数）同期の目的のため、チャネル推定のため、及び最も重要な送信パラメータをシグナリングするために用いられる。後続の（１つ以上の）Ｐ２プリアンブルは、ＦＥＦの内容に関するより詳細な情報を含む。図１１を参照しつつ説明された符号を用い、３つの入力フレームをそれぞれ有する２つのＰＬＰが存在すると仮定すると、Ｔ２フレームからの全てのＰＬＰがＦＥＦにマッピングされるべき補助パリティサブ部分を有しない場合でも、パーティショニングされる補助パリティサブ部分の順序がＴ２フレームのスライシング／順序付け（ordering）から得られるように、本実施形態におけるＦＥＦにおける補助パリティサブ部分が構成される。従って、補助パリティサブ部分の順序は、明示的にシグナリングされる必要はない。

特に、補助パリティ部分を有する全てのＰＬＰのうちで、例えばよりロバストな部分である、第１の部分Ｐａ１_ｅ，ｆが、ＦＥＦの始まり、即ち、プリアンブルＰ１、Ｐ２の直後に挿入されるように、補助パリティ部分は時間ドメインにおいて記憶される。補助パリティ部分を有する全てのＰＬＰのうちの第２の部分Ｐａ２等が、その後に続く。上述したように、基本コードワードがデコード可能ではない場合、ＦＥＦの関連する第１の部分Ｐａ１が評価される。受信機がコードワード全体を今度はエラー無しに正確にデコードすることができる場合、受信機は電力を節約するためにスリープモードに入る。さもなければ、受信機は、第２の補助パリティ部分Ｐａ２等を付加的に含むであろう。

ＦＥＦにおいて用いられる補助パリティ部分と（本実施形態においてそれ自体は不変のままである）Ｔ２フレームにマッピングされるＰＬＰのリンクに関して、ＦＥＦは、例えばプリアンブル又はＭｏｄＣｏｄヘッダにおいてシグナリング情報を含んでもよいことにも留意すべきである。さらに、他のデータ、例えば移動受信機によって用いられるための低ビットレート情報も、ＦＥＦに含まれてもよい。

図１４は、本発明に係るエンコーダのまた別の実施形態１４４を示す。図２に示される実施形態と同様に、エンコーダ１４４は、上記第１のコードに従って、上述されたように入力データワードを上記基本コードワードＺ１にエンコードするための第１のエンコーディングユニット２０を備える。さらに、上記第２のコードに従って、入力データワードを上記補助パリティ部分Ｐａのみを含む補助コードワード部分（これは補助コードワードＺ４と見なすこともできる）にエンコードするための第２のエンコーディングユニット３０ａが提供される。そのため、第２のエンコーディングユニット３０ａは、デコーダにおけるデコーディングを改善するために最終的に必要なデータのみを必要に応じて生成するが、第１のエンコーディングユニット２０によって既に生成された他のコードワード部分は生成しない。

図１５は、上述されたような送信機１０を備えるブロードキャスティングシステムにおいて用いられる受信機５０の概略ブロック図を示す。受信機５０は、誤ったデコーディング又は低品質のデコーディングの場合に、補助パリティ部分（概して、補助コードワード部分）をインクリメンタルな冗長性として利用するために特に適合される。

受信機５０は、受信機入力データストリームＯ’を受信するためのデータ入力５２を備える。受信機入力データストリームＯ’は、概して、ブロードキャスティングシステムのブロードキャストチャネル上で送信機によって送信された送信機出力データストリームに対応する。従って、受信機入力データストリームＯ’は、特に受信側での本発明の主な適用である移動受信機を用いる場合に、そのようなブロードキャスティングシステムにおいて現れ得る外乱によって影響され得る。

随意的に、受信される受信機データ入力ストリームＯ’を復調するために、送信機１０の（随意的な）変調器１７と相互に関連付けられる復調器５３が提供される。以下により詳細に説明されるように、デマッパ５４は、（随意的に復調される）受信機データ入力ストリームＯ’、特に、受信機データ入力ストリームＯ’にマッピングされたコードワードの少なくともデータ部分及び基本パリティ部分（即ち、基本コードワード部分）をデマッピングする。デコーダ５６は、送信機１０のエンコーダ１４によって適用されたものと同じコードに従って、基本コードワード部分を用いてこれらのコードワードをデコードする。例えば、移動する受信機の速度の速さに起因して、特に移動受信機が深刻な外乱を受ける場合、チェックユニット５８が受信機５０において提供される。以下で説明されるように、チェックユニット５８によって、デコーディングが正確に及び／若しくは充分な品質で行われたか、並びに／又は、許容可能なエラーレベルを下回るかが、チェックされる。デコーディングがエラー無しに又は充分な品質で行われる場合、デコードされたデータは、出力ユニット６０に提供される。出力ユニット６０の出力は、送信機入力データストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎにできる限り対応すべきである１つ以上の受信機出力データストリームＩ１’、Ｉ２’、．．．、Ｉｎ’であり得る。

ただし、デコーディングが誤っていること、又はデコードされたデータが不充分な品質を有しており、例えば結果として雑音を含む（noisy）受信機出力信号（例えば、映画の不充分な画質）になることをチェックユニット５８によるチェックが示す場合、補助パリティ部分（概して補助コードワード部分）を（完全に又は部分的に）利用して、デコーディングの品質を改善するために、チェックユニット５８からデマッパ５４及び／又はデコーダ５６へフィードバックループ６２が提供される。そのため、このような状況において、デマッパ５４は、（随意的に復調された）受信機入力データストリームＯ’から（完全に又は部分的に）補助パリティ部分もデマッピングする。この付加的な冗長性を用いることによって、デコーダ５６は、受信されるコードワードを再びデコードするが、今回は、より低いコードレートを有し、従って外乱に対してより高いロバスト性を有するコードを適用する。そのため、デコーディング品質が前回よりも良好になる見込みが高い。幾つかの実施形態において、（例えば、別の周波数を用いて）別のチャネルから又はＭＩＭＯ受信機における異なるアンテナにおいて受信されるデータから、例えば別の受信機入力データストリームから補助パリティ部分がデコーダ５６によって要求される場合、フィードバックループ６２は、チェックユニット５８から復調器５３にも提供される。

その後、デコーディングが今回はエラーフリーで又は充分な品質で行われたかを、チェックユニット５８によって再びチェックを行うことができる。デコーディングがエラーフリーで又は充分な品質で行われなかった場合、補助パリティ部分のまたさらなる部分をデマッピング及びデコーディングの別の繰り返し（iteration）において用いることができる。他方、コードワードの補助パリティ部分全体がデコーディングのために完全に用いられた場合、チェックも省略されることができ、デコードされたデータは直接出力されることができる。

送信機１０のエンコーダ１４と同様に、受信機５０のデコーダ５６の種々の実施形態が存在する。デコーダ５６の第１の実施形態５６１は、図１６に概略的に示される。この実施形態によれば、図２に示されるエンコーダ１４１の実施形態と同様に、デコーダ５６１は、第１のデコーディングユニット７０と第２のデコーディングユニット８０とを備える。さらに、ブロードキャスティングシステムにおいて用いられる対応する送信機がＢＣＨエンコーディングのステップを適用する場合、付加的なデコーダ９０（例えば、ＢＣＨデコーダ）がデコーダ５６１の出力をＢＣＨデコーディングするために提供される。第１のデコーディングユニット７０は、概して、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った受信機において用いられるデコーディングユニットに対応する。第１のデコーディングユニット７０は、時間デインターリーバ７１、セルデインターリーバ７２、巡回遅延除去部（remover）７３、コンスタレーションデマッパ７４、ビットデインターリーバ７５、及び第１のＬＤＰＣデコーディングブロック７６を備える。このようなデコーダは、例えば、参照により本明細書に組み込まれる、DVB document A133, February 2009 “Implementation Guidelines for a Second Generation Digital Terrestrial Television Broadcasting System (DVB-T2)”において、より詳細に説明される。この第１のデコーディングユニット７０は、受信される受信機入力データストリームＯ’からデマッパ５４によってデマッピングされるように、データ部Ｄ’及び基本パリティ部分Ｐｂ’を提供され、これらのコードワードを通常通りデコードする。

また、デコーダの本実施形態５６１において、基本的には同じ要素、具体的には時間デインターリーバ８１、セルデインターリーバ８２、巡回遅延除去部８３、コンスタレーションデマッパ８４、ビットデインターリーバ８５、及び第２のデコーディングブロック８６を備える、第２のデコーディングユニット８０が提供される。これらの機能は、第１のデコーディングユニット７０のそれぞれの要素の機能と同一である。ただし、異なるパラメータがエンコーダ、例えば第２のエンコーディングユニット３０（図２参照）において適用される場合、これらのブロックのパラメータは異なり得る。ただし、第２のデコーディングユニット８０には、データ部分Ｄ’及び基本パリティ部分Ｐｂ’に加えて、付加的な補助パリティ部分Ｐａ’（概して、補助コードワード部分Ａ’）が、当該補助パリティ部分Ｐａ’を冗長情報として用いて高い信頼性でコードワードをデコードするために、（完全に又は部分的に）提供される。そのため、第２のデコーディングユニット８０は、必要な場合、即ち、フィードバックループ６２を介してチェックユニット５８によって「指示される（instructed）」場合のみ、アクティブになる。

デコーダの別の実施形態５６２は、図１７に示される。本実施形態によれば、デマッパ５４は、受信される受信機データ入力ストリームＯ’のＴ２フレームにアクセスして、データ部分Ｄ’及び基本パリティ部分Ｐｂ’をデマッピングし、ＦＥＦフレームにアクセスして、そこから補助パリティ部分Ｐａ’をデマッピングする。即ち、デマッパ５４は、図９に図示されるマッパ１６と相互に関連するように適合される。しかしながら、デコーダ５６２は、データ部分Ｄ’及び基本パリティ部分Ｐｂ’に基づく（より高いコードレートを有する）第１のコード、並びに、必要な場合には補助パリティ部分Ｐａ’（の一部又は全部）を冗長情報として用いる（より低いコードレートを有する）第２のコードの双方に従ってコードワードをデコードすることが可能な単一のデコーディングユニットのみを備える。

例えば、ＤＶＢ−Ｔ２、ＤＶＢ−Ｓ２、ＤＶＢ−Ｔ２／Ｓ２の組み合わせ、ＤＶＢ−Ｃ２、又はＤＶＢ−ＮＧＨ受信機において提供される、標準的なＬＤＰＣデコーダは、その入力において、（チャネル外乱を受けた（channel disturbed））コードワード、並びに、コードワードの長さ（１６２００ビット又は６４８００ビットのいずれか）及びコードレートに関するシグナリング情報を受け取る。シグナリング情報に基づいて、それは、特定のコード認識（code realization）に基づいて適当なデコーディングアルゴリズム（典型的には、いわゆる繰り返しメッセージパッシング（iterative message passing））を適用し、データ部分の推定値（estimate）を出力する。

同じことは、デコーダ５６に含まれる拡張されたＬＤＰＣデコーダ、特に、補助コードワード部分、具体的には補助パリティビットを受信する拡張されたＬＤＰＣデコーダ７６及び８６について当てはまる。補助ビットの数は、適用されるコードレート及び基本コードワード部分の長さに加えて、概してデコーダにシグナリングされる。これらのパラメータが与えられると、デコーダ５６は、この拡張された（又は「トータルの」（total））コードに基づいて、適当なデコーディングアルゴリズムを適用する。

上述したように、好適な実施形態において、デマッパ及びデコーダは、補助パリティ部分のより多くの部分（「サブ部分」）を段階的に付加して、デコーディングを改善するように好適に適合される。好適には、充分なデコーディング品質に到達するとすぐに、デマッパ及びデコーダは、スリープモードに入るように適合される一方、（セグメント化された；例えば図１３参照）補助サブ部分の他の部分は受信される受信機入力データストリームにおいて提供される。即ち、補助パリティサブ部分の付加的なセグメントは、好適には、デマッピングされず、デコーディングのために用いられない。これは、受信機において特に電力を節約し、バッテリを電源として用いる移動受信機の場合に、とりわけ有利である。

一般的なＬＤＰＣデコーダは、入力として、（付加的なパリティビット有り又は無しの）受信されるコードワード、並びにコードレート及びコードワード長に関するシグナリング情報を有する。後者は、フィードバックループ６２によってさらに暗黙的に更新される。フィードバックループ６２は、補助パリティビットが付加されているか（又は、幾つの補助パリティビットが付加されているか）をシグナリングする。そのような一般的なデコーダとは対照的に、本発明に係るデコーダ５６におけるＬＤＰＣデコーダは、（受信される）コードワードＣ’の各コードビットについてのその推定値、即ち、コードワードＣ’についての推定値Ｃ’’を出力する。好適には、ビット単位の推定値は対数尤度比（ＬＬＲｓ：log likelihood ratios）によって表され、その大きさは当該推定値の信頼度を反映する。

チェックユニット５８は、推定値Ｃ’’がおそらく送信されたコードワードＣであると判定すると、データ部分Ｄ’の（硬判定された）推定値を出力し、フラグＳをデコーディング成功に対応する１にセットする。さもなければ、Ｓ＝０となり、これはフィードバックループ６２内でシグナリングされて、（依然として利用可能であれば）補助パリティビットの末尾への付加（suffixing）が開始される。チェックユニット５８からのインジケータＥは随意的であり、幾つの付加的な補助パリティサブ部分が依然として必要とされるかの推定値を与える。Ｅ＞１の場合、ＬＤＰＣデコーダ５６は、次のより大きなコードワードをデコードしようと試みるまでもないが、デコーディングを再開するためにＥ個の付加的な補助パリティサブ部分を待たなければならない。

デコーディング成功のための基準は：
ａ）許可されるデコーダ処理ステップの最大数（典型的には繰り返しの最大数が課される）内において、（硬判定後の）有効なコードワードＣ’’が見つかる。
ｂ）（推定値Ｃ’’から得ることができ、又は、（ＤＶＢ−Ｔ２にあるような）系統的なコードの場合はＣ’’に含まれもする）データ部分Ｄ’の推定値が、ＢＣＨデコーダによってデコードされることができる。
ｃ）ＢＣＨデコーディング後、ストリームＩ１’は、ＣＲＣによって保護されるヘッダ（ＢＢヘッダ）を有するＢＢフレームに対応すべきである。このチェックが成功する場合、ＢＢフレーム全体が正確である見込みが増加する。
ｄ）好適には、全てのＬＬＲ（対数尤度比）の信頼度が、チェックユニット５８によってチェックされる。これは、コードワードに属する全てのＬＬＲの大きさの平均値を求めることによって為され得る。この平均値が（コードに依存し、定義されなければならない）ある閾値よりも大きい場合、デコーディング成功の可能性は非常に高い。

Ｓ＝０の場合、最後の基準（ｄ）は、（デコーディング後の）コードワードがいかに信頼できないかという推定値も提示することができる。追随する補助コード部分が先行するコードワードよりも類似する品質を有すると仮定すると、推定値Ｅは、デコーディングの成功のために幾つの付加的な部分が必要とされるかについて求められることができる。

（デコーダが正確にデコードすることができなかった）先行するコードワードを補助コードワード部分と結合する２つの手法があることに留意すべきである：
１）デコーダに入力された先行するコードワードを記憶し、補助コードワード部分をその終わりに付け加え、又は
２）（例えば、最大数の繰り返しが経過した後）ＬＤＰＣデコーダ５６の最終的な推定値Ｃ’’を記憶し、補助コードワード部分をその終わりに付け加える。

上述した実施形態に加えて、送信機のエンコーダは、補助パリティ部分（概して、補助コードワード部分）が「実質的な（real）」パリティ情報を含まなくてもよいが（含むだけでなく）、「基本（basic）」コードワードの情報の（一部又は全部の）反復（repetition）、即ち、データ部分Ｄ’及び／又は基本パリティ部分Ｐｂの（即ち、基本コードワード部分の）（幾つか又は全ての）ビットも含むように適合されてもよい。そのため、非常に簡単な実施形態において、補助パリティ部分Ｐａは、データ部分Ｄ及び／又は基本パリティ部分Ｐｂのコピーを単に含む。これは、基本コードワードは外乱を受けるが、補助パリティ部分は外乱を受けない（又は、より少ない外乱を受ける）場合に、デコーディングも改善するであろう。さらに、基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方が外乱を受ける場合でも、双方の部分をデコーディングに用いることによって、例えば、ソフト合成（soft combining）の原理を適用することによって、例えば、基本コードワード部分のみを用いる第１のデコーディングステップ、及び補助コードワード部分も用いる第２のデコーディングステップにおいて取得される軟値（soft values）を改善することによって、デコーディングの結果は改善され得る。

本発明に係るブロードキャスティングシステムの一実施形態は、図１８に概略的に表される。ブロードキャスティングシステムは、概して、送信機（Ｔｘ）１０と、１つ以上の受信機（Ｒｘ）５０ａ、５０ｂ、５０ｃとを備える。概して、送信機１０は送信機出力データストリームＯを送信するための単一のアンテナを有していれば充分であるが、本実施形態においては、送信機１０に２つのアンテナ１９ａ、１９ｂが設けられている。

第１のモードにおいて、例えばカバレッジを増加させるために、双方のアンテナは、同一の送信機出力データストリームＯ（又は、例えばＤＶＢ−Ｔ２標準のＡｌａｍｏｕｔｉスキームに従って、変更されたストリーム）を同時に送信するために用いられることができる。

図１８に具体的に表される別のモードにおいて、本実施形態の送信機１０に設けられるデータマッパ１６１は、２つの送信機出力データストリームＯ１及びＯ２を生成するために適合され、コードワードのデータ部分Ｄ及び基本パリティ部分Ｐｂ（即ち、基本コードワード部分）は第１の送信機出力データストリームＯ１にマッピングされ、コードワードの補助パリティ部分Ｐａ（即ち、補助コードワード部分）は第２の送信機出力データストリームＯ２にマッピングされる。本実施形態において、第１のアンテナ１９ａには送信のための第１の送信機出力データストリームＯ１が提供されることができ、第２のアンテナ１９ｂには送信のための第２の送信機出力データストリームＯ２が提供されることができる。例えば、Ｔ２フレームの送信期間に、第１の送信機出力データストリームＯ１のみが送信される一方で、ＦＥＦの送信期間に、送信機出力データストリームＯ１及びＯ２の双方が送信される。

また別のモードにおいて、第１の送信機出力データストリームＯ１は、水平な極性を有するアンテナ（horizontally polarized antenna）によって送信されてもよい一方で、第２の送信機出力データストリームＯ２は、垂直な極性を有するアンテナ（vertically polarized antenna）によって送信されてもよく、逆もまた同様である。

随意的に、ＭＩＭＯプリコーダ１６２が設けられる。任意のＭＩＭＯプリコーディングスキームに従って上記第１及び第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２をプリコーディングするために、第１及び第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２がデータマッパ１６１からＭＩＭＯプリコーダ１６２に提供される。例えば、第１及び第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２は、アンテナ１９ａ、１９ｂによって送信されるプリコーディングされた送信機出力データストリームＯ１^＊、Ｏ２^＊に空間的に多重化されることができ、又は、Ａｌａｍｏｕｔｉプリコーディングを第１及び第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２に適用することができる。プリコーディングされた送信機出力データストリームＯ１^＊、Ｏ２^＊は双方とも、第１及び第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２からのデータの混合物（mix）を含み得る。

図１８に図示される本実施形態において、送信機１０には２つのアンテナ１９ａ、１９ｂが設けられる。ただし、送信機、特にＭＩＭＯ送信機は、送信のために上記プリコーディングされた送信機出力データストリームＯ１^＊、Ｏ２^＊が提供される、２つよりも多くのアンテナを備えることに留意すべきである。

単一のアンテナ６１を有する第１の受信機５０ａは、第２の送信機出力データストリームＯ２は受信せず、第１の送信機出力データストリームＯ１のみを（第１の受信機入力データストリームＯ１’として）受信するために適合され得る。そのような受信機５０ａは、如何なる補助パリティ部分を用いるためにも適合されていない既存の、例えばレガシーの又は固定された受信機であり得る。例えば、送信機１０、特に第２の送信機出力データストリームＯ２が、新たな標準、例えばＤＶＢ−ＮＧＨ標準に従った受信機による受信を対象にしている場合、受信機５０ａは、ＤＶＢ−Ｔ２標準に従った固定された受信機であり得る。

別の実施形態の受信機５０ｂは、２つのアンテナ６１ａ、６１ｂを備える。本実施形態において、第１のアンテナ６１ａは、第１の送信機出力データストリームＯ１の（第１の受信機入力データストリームＯ１’としての）受信のために適合され、第２のアンテナ６１ｂは、第２の送信機出力データストリームＯ２の（第２の受信機入力データストリームＯ２’としての）受信のために適合される。例えば、送信機１０の２つのアンテナ１９ａ、１９ｂが異なる送信チャネル、例えば送信周波数を使用する場合、受信機５０ｂの２つのアンテナ６１ａ、６１ｂは、それぞれ同じ送信チャネル上での受信のために適合されることができる。

第３の実施形態の受信機５０ｃも単一のアンテナ６１を有するが、双方のアンテナ１９ａ、１９ｂからの信号の受信のために適合される。受信機５０ｃは、２つの受信される入力データストリームＯ１’、Ｏ２’を然るべく内部で分割し又は分解する（decomposing）ための手段を備える。

異なる送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２を別々に受信するための２つの別個のアンテナ６１ａ、６１ｂを有する上記実施形態の受信機５０ｂは、デコーディングの改善のためにインクリメンタルな冗長性として任意の補助パリティ部分が要求される場合のみ、第２のアンテナ６１ｂ及び受信機５０ｂ内の後続の処理手段が起動される必要があるという利点を提供する。これは、第２の送信機出力データストリームＯ２が補助パリティ部分だけでなく、コードワードのデータ部分及び基本パリティ部分も伝送する送信機の実施形態にも当てはまる。後者の場合、送信をより一層安定させることができる。例えば、送信機アンテナ１９ａと受信機アンテナ６１ａとの間の送信チャネルが外乱を受ける場合、送信機アンテナ１９ｂと受信機アンテナ６１ｂとの間の他の送信チャネルに切り換えることができる。より安定した送信の利点は、受信機５０ｃによっても達成される。受信機５０ｃは、後者の場合において、第１若しくは第２の送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２の受信を切り替えることができ、又は、送信機出力データストリームＯ１、Ｏ２の双方を連続的に受信する。さらに、そのような実施形態は、概して増加されたスペクトル密度を提供する。

上記において、特に送信機１０に関して、種々の実施形態、特にどのようにデータ部分、パリティ部分、及び補助パリティ部分が送信機出力データストリームにマッピングされるかが解説された。さらに、送信機出力データストリームのフレーム構造に関して、種々の例が与えられた。受信機５０のデータデマッパ５４は、当然ながら、要求されるデータを受信機データ入力ストリームからデマッピングするために適当に適合されており、即ち、デマッパ５４は、受信機データ入力ストリームにおいてそれぞれのデータが配置される位置（locations）及び／又は特定のフレーム構造を認識していることが理解されるべきである。概してこれを確保するために、この情報を送信機から受信機にシグナリングし、及び／又はこの情報を例えば標準において規定し、並びに送信機及び受信機を然るべく有効化するための既知の方策が適用される。

本発明に従って適用されるフレーム構造は、概して既存の標準、例えばＤＶＢ−Ｔ２標準に従ったフレーム構造と一致するように適合され得る。これにより、こうした標準に従った既存の受信機は、上記のデータストリームがその中にインクリメンタルな冗長性として含まれる補助パリティ情報を使用しない場合でも、データストリームを受信し及び処理し得る。ただし、フレーム構造は、ブロードキャスティングシステムの特定のニーズに従って自由に選択され、新たに作り出されてもよい。

概して、本発明は、データがチャネル上で送信されるあらゆるブロードキャスティングシステムに適用されることができる。例えば、本発明は、図２０を参照しつつ説明されるＤＡＢシステムにおいて適用されることができる。

図２０は、ＤＡＢ標準（ETS 300 401 “Radio broadcasting systems; Digital Audio Broadcasting (DAB) to mobile, portable and fixed receivers”, May 1997, RE/JPT-00DAB-4）において記載される送信フレームの構造を示す。ＤＡＢ送信システムは、３つのチャネルを結合する。具体的には、基本的な復調器機能（例えば、送信フレーム同期）のための送信システムと共に内部で用いられる同期チャネルと、受信機による情報への迅速なアクセスのために用いられ、時間インターリーブされないデータチャネルであって、高速情報ブロック（ＦＩＢ：Fast Information Blocks）に再分割されることができる高速情報チャネル（ＦＩＣ：Fast Information Channel）と、オーディオサービスコンポーネント及びデータサービスコンポーネントを伝送するために用いられ、個別に畳み込み符号化される複数のサブチャネルに分割される時間インターリーブされるデータチャネルであるメインサービスチャネル（ＭＳＣ：Main Service Channel）とである。

ＭＳＣは、アドレス可能な最小のユニットとしてキャパシティユニット（ＣＵ：Capacity Units）を含む共通インターリーブドフレーム（ＣＩＦ：Common Interleaved Frames）から構成されていると見なすこともできる。ＭＳＣの各サブチャネルは、整数個の連続するＣＵを占め、個別に畳み込み符号化される。送信フレームの構造及びその内容に関するさらなる詳細は、上記のＤＡＢ標準において見出すことができ、その説明は参照によって本明細書に組み込まれる。

本発明によれば、サブチャネルのうちの１つ、例えばＳｕｂＣｈａは、基本コードワードバージョンを含み得る一方、１つ以上の後続のサブチャネル、例えば、ＳｕｂＣｈｂは、補助コードワード部分を含む。受信機は、直ちにＳｕｂＣｈａを処理することができ、必要であれば、デコーディングを改善するためにＳｕｂＣｈｂを処理することができる。上述された実施形態において解説されたように、補助コードワード部分は、全てが同じサブチャネルにおいて伝送され又は種々のサブチャネルにおいて伝送されるサブ部分にさらにセグメント化されることができる。これも、デコーディングの成功後、次の基本コードワード部分が送信されるまで、受信機がスリープモードに入ることができるという利点を有する。

補助パリティビットが提供されるか、及びどのサブチャネルに補助パリティビットが提供されるかは、高速情報チャネル（ＦＩＣ）においてシグナリングされ得る。ただし、このチャネルは固定的であり、予め定義されるので、好適には、例えば新たに定義されるヘッダにおいて基本コードワード部分を含む別のサブチャネルにおいてシグナリングが為されるべきである。そのため、本発明に従って変更される受信機は、この付加的な情報を使用することができる。また、どのサブチャネルが全てのＤＡＢ受信機（レガシーの受信機及び本発明に係る受信機）による受信のために適合され、及びどのサブチャネルが本発明に係る受信機（のみ）による受信のためにデコードされるのかを、ＦＩＣはシグナリングし得る。

ＤＡＢにおいて適用されるエラー訂正コードは、畳み込みコードである。ＤＡＢによれば、マザーコードをパンクチャリングすること（puncturing）によって、様々なコードレートが概して達成される。このマザーコードは概して１／４のコードレートを有し、あるパリティビットをパンクチャリングすることによってより高いコードレートが取得される。これらのパンクチャリングされたパリティビットは、本発明に係るインクリメンタルな冗長性を提供するための補助パリティビットとして用いられ得る。あるいは、完全に新たなマザーコードも適用可能であり、当該マザーコードから、全てのＤＡＢコードレートをパンクチャリングによって取得することができ、パンクチャリングされたビットは、本発明に係る補助パリティビットとして用いられる。

図２１は、別の実施形態の受信機５０ｄのブロック図を示す。概して、基本コードワード部分Ｂ及び補助コードワード部分Ａは、送信機によって送信機出力データストリームＯにマッピングされ、これにより、コードワードの基本コードワード部分は、対応する補助コードワード部分が受信される前に、受信機によって受信される。ただし、代案として、データマッパも、基本コードワード部分Ｂ及び補助コードワード部分Ａを送信機出力データストリームのフレームにマッピングするために適合されることができ、これにより、コードワードの補助コードワード部分は、対応する基本コードワード部分が受信される前に、受信機によって受信される。図２１に示される受信機５０ｄの実施形態については、送信機がこのように適合されると仮定される。

このような受信機５０ｄにおいて、データデマッパ５４ｄは、（最初に受信される）補助コードワード部分Ａ’を受信機入力データストリームＯ’からデマッピングし、それらをバッファ６４に転送するように適合される。その後（受信されるとすぐに）、対応する基本コードワード部分Ｂ’は、デマッピングされ、それらをデコードするためにデコーダ５６ｄに転送される。改善されたデコーディングのために付加的な冗長性が用いられるべきであることをチェックユニット５８ｄにおけるチェックが示す場合、バッファ６４はバッファリングされた補助コードワード部分Ａ’をデコーダ５６ｄに提供するようにフィードバックループ６２を介して通知され、デコーダはコードワードを（今度は（完全な又は部分的な）補助コードワード部分を付加的に用いることによって）再度デコードするように通知される。対応するコードワードのデコーディングが正確であることが確実な場合、（もしあれば）バッファリングされた補助コードワード部分がバッファから削除される。

この実施形態は、（基本コードワード部分に基づくデコーディングが誤っている場合、補助パリティ部分を待つための）待機時間が発生しないという利点を提供する。これは、ザッピング回数を削減するために、又は移動受信機について特に重要である。そのため、この実施形態は、基本コードワード部分の（例えば、突然の）劣悪な受信条件の場合に、（補助コードワード部分の受信のための待機に起因した）サービスの中断が発生しないという利点も提供する。

ここで、図５、図６、図１９、及び図２２を参照しつつ、本発明に係るエンコーダの好適な実施形態が説明される。

上述したように、インクリメンタルな冗長性（ＩＲ）の適用によって、長さＮ_ｌｄｐｃ（例えば、＝１６２００）のＦＥＣＦＲＡＭＥのある既存のＬＤＰＣコードが拡張され、これにより、新たなコードワードは、オリジナルのコードワード（基本ＦＥＣ）と、ＩＲとして用いられるべき（上記でｖとも呼ばれる）Ｍ_ＩＲ個の付加的な（補助）パリティビットとから成る。従って、新たなコードワード長は、Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}＝Ｎ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲである。ＩＲを用いるＬＤＰＣコーディングは、コードレートＲ_１＝Ｋ_{ｌｄｐｃ／}Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}の１つのエンコーダとして考えられることができ、ここで、出力は基本ＦＥＣ（「基本コードワード部分Ｐｂ」）とＩＲ部（「補助コードワード部分Ｐａ」）とに分割される。双方の部は、２つの関連付けられるＰＬＰとして扱われることができる。

オリジナルのコードワードと拡張されたコードワードとの間の関連性は、図５及び図６において見ることができる。図５は、例えばＤＶＢ−Ｔに従った従来のＦＥＣエンコーディングを表し、コードレートＲ_０＝Ｋ_{ｌｄｐｃ／}Ｎ_ｌｄｐｃのＬＤＰＣエンコーダへの入力は、ＢＣＨエンコーダのＫ_ｌｄｐｃ個の出力ビットである一方、その出力は、長さＮ_ｌｄｐｃの系統的なコードワードである。このコードワードの最後のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃビットは、ＬＤＰＣパリティビットである。ＰＬＰがＩＲを適用する場合、従来のエンコーディングと同じ入力を有する、コードレートＲ_１＝Ｋ_{ｌｄｐｃ／}Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}＜Ｒ_０の拡張されたＬＤＰＣエンコーダが用いられるが、Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}＝Ｎ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲビットを出力する。即ち、そのＬＤＰＣパリティビットの量は、Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲに増加される。ただし、その最初のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃビットは、レートＲ_０のオリジナルのＬＤＰＣエンコーダのパリティビットと同一である。コードワードは、２つの部分に分割される：最初のＮ_ｌｄｐｃビットは、基本ＦＥＣ部（即ち、基本パリティ部分）である一方、残りのＭ_ＩＲビットは、必要であれば受信機においてＩＲとして用いられるべきＩＲ部（即ち、補助パリティ部分）である。

従って、基本ＦＥＣ部だけを考慮するレートＲ_０のデコーダによる、受信されるコードワードのデコーディングが（良好なチャネル条件の場合）可能である一方、基本ＦＥＣ及びＩＲ部の双方から成る拡張されたコードワードは、レートＲ_１のデコーダによるデコーディングを可能にすることが確保される。

ＩＲを用いる１つのＦＥＣＦＲＡＭＥの基本ＦＥＣ及びＩＲ部への分離は、本発明の本観点によるエンコーダ１４の実施形態１４５の本質的な要素のみを示す図２２に示される。このエンコーダ１４５は、第１の数Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報シンボルｉ_０、ｉ_１、．．．、ｉ_{Ｋｌｄｐｃ−１}（例えば図３において、Ｓ_１、Ｓ_２，．．．、Ｓ_ｋとも上記で呼ばれる）を各々含む入力データワードＤを受信するためのエンコーダ入力１４５１を備える。

さらに、入力（データワード）をコードワードＺ２にエンコーディングするためにエンコーディングブロック１４５２が提供され、これにより、コードワードは、データ部分Ｄ及び第２の数Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ個の基本パリティシンボルＰ_０、Ｐ_１，．．．、Ｐ_{Ｎｌｄｐｃ−Ｋｌｄｐｃ−１}の基本パリティ部分Ｐｂを有する基本コードワード部分Ｂと、第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボル（Ｐ_{Ｎｌｄｐｃ−Ｋｌｄｐｃ}、．．．、Ｐ_{Ｎｌｄｐｃ，１−Ｋｌｄｐｃ−１}）の補助パリティ部分Ｐａを有する補助コードワード部分Ａとを含む。上記エンコーディングユニット１４５１は、ｉ）第１のコードに従って、入力データワードＤから上記基本コードワード部分Ｂを生成し、基本パリティシンボルは、第１のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、ｉｉ）第２のコードに従って、入力データワードＤから上記補助コードワード部分Ａを生成し、補助パリティシンボルは、第２のアドレス生成ルールに従って決定される補助パリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成されるように適合される。これらの生成のために、好適には、アドレステーブルストレージ１４５３に記憶されるアドレステーブルが用いられる。

さらに、エンコーダ１４５は、上記コードワードを出力するためのエンコーダ出力１４５４を備える。エンコーダ出力１４５４は、ここでは、後続の独立した処理のために基本コードワード部分Ｂと補助コードワード部分Ａとを分離するためのシリアルパラレル変換器として実装される。勿論、出力ユニットは、完全なコードワードＺ２をそのまま出力するための単純なシリアル出力であってもよい。

双方のストリームのエンコードされたビットは、特定のＰＬＰについて、図２に表されるように、ビットインターリーバ、デマルプレクサ部などの独立したインスタンスによってさらに処理される。従って、基本ＦＥＣ部のロバスト性を、例えば低次のＱＡＭコンスタレーションを当該部に適用することによって、増加させることが可能である。ここで、本発明の本実施形態によれば、好適には、（例えば、図２に示されるエンコーディングユニット２０のような）単一のエンコーディングユニットのみが提供されることに留意すべきである。例えば、エンコーディングブロック１４５２は、ＦＥＣエンコーディングブロック２１及び３１の双方を実装することができ、その後、後続の処理要素を有する単一の共通パス、又は（図２に示されるように）後続の処理要素の２つの別個のパスが続く。

スケジューラは、基本ＦＥＣ部のバーストを、対応するＩＲ部のバーストよりも早期の時間インスタンスに割り当てるであろう。ＩＲを用いるＰＬＰをデコードすることを受信機が望む場合、受信機は少なくとも基本ＦＥＣ部を復調しなければならない。基本ＦＥＣ部は、レートＲ_０＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_ｌｄｐｃ＞Ｒ_１のオリジナルのエンコーダの出力に対応する。不適当なチャネル条件に起因してデコーディングが失敗する（ＳＮＲがオリジナルコードの閾値を下回る）場合、受信機は、基本ＦＥＣ部と共に長さＮ_{ｌｄｐｃ，１}のコードワードを構築するＩＲ部をさらに復調することができる。ただし、デコーダは、（より小さな）コードレートＲ_１のコードに従った新たなパリティチェックマトリクスに切り換える。この場合、拡張されたコードのデコーディング閾値は、オリジナルコードのデコーディング閾値よりもずっと小さいので、デコーディングが成功する可能性がより高くなる。

（そもそもＩＲ無しに低いコードレートＲ_１を適用することに比較した）ＩＲの主な利点は、必要とされない限りＩＲ部を受信機によって無視することができる点であることに留意すべきである。例えば、Ｒ_１＝１／２^＊Ｒ_０の場合、従来のアプローチはレートＲ_１のコードを適用するであろう。これは、２の倍数だけデータのスループットを制限する。そのため、好ましいチャネル条件に起因して、レートＲ_０のコードによる送信が可能である場合と比べて、所与のデータレートについて２倍のバーストが受信機によって検出されなければならない。しかしながら、ＩＲを適用することにより、基本ＦＥＣ部のデコーディングが可能であり及び／又は成功した場合、ＩＲバーストが送信される度に、受信機がスリープモードに入ることが可能になる。

ＩＲビットの量は、ＦＥＣＦＲＡＭＥ長自体と同じ大きさであるべきである。従って、Ｍ_ＩＲ＝Ｎ_ｌｄｐｃであり、オリジナルのコードレートを半分にする、即ち、Ｒ_１＝１／２^＊Ｒ_０という結果になる。実用的な実装において、例えば、来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ標準に従った移動受信機における使用のために、ＩＲは、以下のコード識別子についてミニコード（Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０）のために用いられる：Ｒ０∈｛１／２、７／１２、２／３、３／４｝。以下において、本発明の原理は、ショートコード（Ｎ_ｌｄｐｃ＝１６２００）を用いて説明されるが、同じ原理及び同じアドレス生成ルールは、ミニコードに適用されることができる。ただし、その場合、他のアドレステーブルが用いられる。

以下においてレートＲ_０のオリジナルコードと示される、長さＮ_ｌｄｐｃ＝１６２００の各ＬＤＰＣコードについて、レートＲ_１＝１／２^＊Ｒ_０の拡張されたコードが以下において得られる。拡張されたＬＤＰＣエンコーダは、アウターＢＣＨエンコーディングの出力、即ちＩ＝（ｉ_０，ｉ_１，．．．，ｉ_{Ｋｌｄｐｃ−１}）を、サイズＫ_ｌｄｐｃ＝Ｎ_ＢＣＨの情報ブロックとして扱い、系統的にサイズＮ_{ｌｄｐｃ，１}＝Ｎ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲのコードワードにエンコードする。ここで：

である。以下のエンコーディング手続きは、ｉ∈｛０、．．．、Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ−１｝について、拡張されたコードワードλ_ιの最初のビットが、オリジナルのＬＤＰＣコードが用いられたかのように同じであることを確保する。

エンコーダのタスクは、Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報ビット（ｉ_０，ｉ_１，．．．，ｉ_{Ｋｌｄｐｃ−１}）のブロックごとにＮ_{ｌｄｐｃ，１}−Ｋ_ｌｄｐｃ個のパリティビット（Ｐ_０，Ｐ_１，．．．、Ｐ_{Ｎｌｄｐｃ，１−Ｋｌｄｐｃ−１}）を決定することである。換言すれば、図１９に示される関係は、エンコーダによって決定される。手続きは以下の通りである：
・Ｐ_０＝Ｐ_１＝Ｐ_２＝．．．＝Ｐ_{Ｎｌｄｐｃ，１−Ｋｌｄｐｃ−１}＝０を初期化
・第１の情報ビットｉ_０を、種々のコードレートについて提案されるミニコードのためのアドレステーブルを示す図２３〜図２６における第１の行において特定されるパリティビットアドレスにおいて蓄積する。原理は、Ｑ_ＩＲ＝４５、Ｍ_ＩＲ＝１６２００、Ｎ_ｌｄｐｃ＝１６２００、Ｑ_ｌｄｐｃ＝１０、及びコードレート識別子４／５の値を用いるショートコードのための図３０に示されるアドレステーブルを一例として用いて、説明される（全ての追加物はＧＦ（２）にあり）：

最初の３つのパリティアドレス（全てＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＝３２４０よりも小さい）は、レート４／５の１６ｋコードについてＤＶＢ−Ｓ２において定義されるものと同じである一方、残りのアドレスは、拡張されたＬＤＰＣコードに従っており、図２３〜図２６に示されるアドレステーブルにおいて太字の数字で書かれることに留意すべきである。
・次の３５９個の情報ビット、ｉ_ｍ、ｍ＝１、２、．．．、３５９について、パリティビットアドレス
｛ｘ＋ｍｍｏｄ３６０×Ｑ_ｌｄｐｃ｝ｍｏｄ（Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ）
ｘ＜Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃの場合
（上記は第１のアドレス生成ルールである）
又は、
Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＋｛ｘ＋ｍｍｏｄ３６０×Ｑ_ＩＲ｝ｍｏｄＭ_ＩＲ
ｘ≧Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃの場合
（上記は第２のアドレス生成ルールである）
において、ｉ_ｍを蓄積する。ここで、ｘは、最初のビットｉ_０に対応するパリティビットアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ｌｄｐｃは、ＤＶＢ−Ｔ２標準及びＤＶＢ−Ｃ２標準においてオリジナルのＬＤＰＣコードについて特定されるコードレート依存の定数であり、Ｑ_ＩＲ＝Ｍ_ＩＲ／３６０＝４５である。

ブロック単位で処理される情報ビットのグループのサイズ（Ｇａとも呼ばれる）は、３６０とは異ならせることもでき、第１及び第２のアドレス生成ルールについて異ならせることもできるが、Ｋ_ｌｄｐｃは、常にＧの整数倍となるべきであることに留意すべきである。コードレート依存のパラメータＱ_ｌｄｐｃは、好適には以下のテーブルから選択される。

Ｇ_ｂとＱ_ｌｄｐｃとの間の関連は、以下の通りである：Ｑ_ｌｄｐｃ＝（Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ）／Ｇ_ｂ。また、Ｇ_ａとＱ_ＩＲとの間の関連は：Ｑ_ＩＲ＝Ｍ_ＩＲ／Ｇ_ａである。Ｍ_ＩＲ＝Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、且つ、Ｇ_ａ＝３６０の場合、Ｑ_ＩＲ＝１２である。

Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃよりも大きい又は等しい位置ｘは、図２３〜図２６に示されるアドレステーブルにおいて太字の数字で書かれている。上記アドレステーブルの各々は、特定のコードレートについて設計されており、Ｑ_ｌｄｐｃについての対応する値は、上記の表から選択され、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｍ_ＩＲ＝４３２０、Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０である。

このアプローチは、基本ＦＥＣをオリジナルコードのままにし、Ｍ_ＩＲ個パリティチェックを追加し、疑似巡回ＬＤＰＣ構造を基本部及びＩＲ部について維持することに留意すべきである。ただし、疑似巡回構造は、パリティチェック行列の最初のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ行の後、中断される。しかし、これは３６０の倍数（つまり、Ｑ_ｌｄｐｃ）なので、３６０ビットのグループに基づくブロック単位のデコーディングは、依然として適用されることができる。

同様に、３６０個の新たな情報ビットのグループごとに、上記アドレステーブルのうちの１つ（即ち、所望のデータレートのアドレステーブル）から新たな行が用いられて、パリティビットアキュムレータのアドレスが見つけられる。

情報ビットの全てが使い果たされた後、最後のパリティビットは以下のように取得される：

・以下の演算をｉ＝１から連続的に実行する。

ｐ_ｉ、ｉ＝０、１、．．．、Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}−Ｋ_ｌｄｐｃ−１の最後の内容は、パリティビットｐ_ｉに等しい。

ここで、拡張されたＬＤＰＣコードの一例が簡単に説明される。（フェージング無しの）ＡＷＧＮチャネル上での拡張されたＬＤＰＣコードの、ＳＮＲパフォーマンスに対するビットエラーレート及びフレームエラーレート（ＢＥＲ及びＦＥＲ）は、図２７に表される。オリジナルコードは、レートＲ_０＝３／４、且つ、長さＮ_ｌｄｐｃ＝４３２０のミニコードであり、拡張されたコードは、コードレートＲ_１＝３／８を有する。オリジナル（ミニ）３／４コードのデコーディング閾値（又はピンチオフ限界）は、およそ１．５ｄＢにある。コードレートＲ_１＝３／８の拡張されたＬＤＰＣコードは、その閾値を−２．７ｄＢに有する。シミュレーションされたビットの数は、１０^９である。

受信機におけるＳＮＲが１．５ｄＢを超える場合、受信機はオリジナルレート３／４のミニコードをデコードすることができ、これは拡張されたＬＤＰＣコードの基本ＦＥＣ部にも対応する。この場合、ＩＲ部は無視され得る。これは、２の倍数だけ処理電力の低減をもたらす（当該ＰＬＰに属するバーストの半分は、ＩＲ部からであるため）。ＳＮＲが減少する場合、受信機は、ＩＲ部を復調することができ、従って、付加的な４．２ｄＢのマージンを有する。コードレートが半分であるため、コーディングゲイン（Ｅ_ｂ／Ｎ_ｏにおける差）の観点から、これは１．２ｄＢのゲインに相当する。

基本ＦＥＣとＩＲ部とにパーティショニングされることができる新たなＬＤＰＣコードを設計することも可能であることに留意すべきである。これらの新たに設計されるコードのＦＥＣ部はＤＶＢファミリーの既存の（標準化された）ＬＤＰＣコードに一致する必要が無いので、ＩＲ部の結果として得られるコーディングゲインは、本発明に従って提案されるコードよりもさらに大きくなるであろう。さらに、ＬＤＰＣコードを異なる量の付加的なパリティビット（Ｍ_ＩＲ）により拡張すること、又は、１つよりも多くのＩＲ部を許容することも可能である。幾つかのＩＲ部へパーティショニングすることは、受信機が付加的なパリティ部分の量を推定することを可能にし、これはデコーディングの成功に必要である。

本発明に従って生成される付加的な冗長性は、ブロードキャストシステムにおける移動受信機、例えば車載受信機又はハンドヘルド受信機（例、携帯電話又はＰＤＡ）に、提供されるエラー訂正方策を改善することによって、厳しい送信チャネル条件下でもブロードキャストデータをデコードさせることを可能にするための別のシナリオにおいて用いられることもできる。特に、受信機の要求に応じて充分な量の冗長性を提供して、コードのロバスト性を増加させることが提案される。上記付加的な冗長性は、付加的な冗長性を要求する受信機からのフィードバックが受信された後に、データ送信システムによって提供される。ただし、上記付加的な冗長性は、ブロードキャストシステム上でブロードキャストされるのではなく、要求している受信機のみにユニキャストシステム上で送信される。この受信機は、既に（ブロードキャストシステムを介して）受信されたコードワードのデコーディングを、付加的な冗長性を用いて再度実行することができる。そのため、受信されるブロードキャストデータの受信又は再構築（デコーディング）が誤っており、又は不充分な品質でのみ為され得る場合、受信機は、既に受信されたコードワードに加えて、要求した付加的な冗長性を用いてデコーディングを繰り返すことができる。

例えば、来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨ標準に従った、このような受信機は、例えば、携帯電話に含まれることができる。アクセスポイントが近隣の範囲にある場合、携帯電話も、移動通信システム、例えば３Ｇ（ＵＭＴＳ）通信システム又は４Ｇ（ＬＴＥ）通信システム、及びＷＬＡＮ（wireless local area network：無線ローカルエリアネットワーク）のような、ユニキャスティングネットワークからデータを受信することが可能である。誤って受信され又はデコードされるコードワード（「誤って（erroneously）」という用語は、完全に誤っていることを意味するだけでなく、「不充分な品質で（with insufficient quality）」も意味するものとして理解されるべきである）についての付加的な冗長性は、本発明に係る別のアーキテクチャ（バーティカルハンドオーバ）から、例えば３Ｇネットワーク、４Ｇネットワーク、又はＷＬＡＮネットワークを介して取得されることができる。

従って、概して、そのようなシナリオについて、どの特定のユニキャストシステムに従ってユニキャスト要求ユニット及びユニキャスト受信ユニットが実装されるかは、要点ではない。概して、任意のユニキャストシステム、例えば無線通信のための任意の（電気）通信システムが用いられてもよく、また、例えばそれぞれの状況において現在利用可能なユニキャストシステムを介して、付加的な冗長性の提案される要求及び受信のために、幾つかのユニキャストシステムを用いるように受信機が実装され得ることも可能である。さらに、付加的な冗長性の要求及び受信は、概して、異なるユニキャストシステムを介して実行されることができるが、好適には同じユニキャストシステムが用いられるであろう。概して、ユニキャスティングシステムはエラー訂正及び検出のための充分な手段を提供するため、補助コードワード部分の送信はエラーフリーであると見なすことができる。

図２８は、そのようなシナリオに係るデータ送信システムの概略ブロック図を示す。このシステムは、データをブロードキャストするためのブロードキャスト送信機１０と、当該ブロードキャスト送信機１０によってブロードキャストされるデータを受信するための受信機５０と、ユニキャストシステムにおいてデータを送信するためのユニキャスト送信機１００と、上記ブロードキャスト送信機１０から受信されるデータを記憶するためのデータストレージ１５０とを備える。以下でより詳細に説明されるように、受信機５０は、上記ブロードキャスト送信機１０によってブロードキャストされるデータを受信可能であるだけでなく、ある程度まで、ユニキャスト送信機１００と通信して双方向通信を有することも可能である。また、ユニキャスト送信機１００は、データストレージ１５０との双方向通信を有することが可能である。特定の実施形態において、ユニキャスト送信機１００への送信前にデータをエンコーディングするために、付加的な補助エンコーダ１６０がさらに提供される。以下において、データ送信システムの種々の要素が別個に説明されて、本発明によって提案されるそれらの機能性及び相互関連が解説されるであろう。

このデータ送信システムにおいて、ブロードキャスト送信機１０及び受信機５０、並びにこれらの間のリンク２００は、任意のＤＶＢ標準に従ったビデオブロードキャストシステムなどのブロードキャストシステム、特に無線ブロードキャストシステムの一部である。ユニキャスト送信機１００及び受信機５０、並びにこれらの間のリンク３００は、任意の通信システム標準に従った通信システムなどのユニキャストシステム、特に無線通信システムの一部である。

ブロードキャスト送信機１０とデータストレージ１５０との間のリンク４００は、ブロードキャストシステムの一部とすることができ、これにより、データストレージ１５０に記憶されるべきデータが、ブロードキャスト信号からデータストレージ１５０によって取得される。あるいは、このリンク４００は、ブロードキャスト送信機１０からデータストレージ１５０へ別個の送信チャネル、例えば有線送信リンク又は無線送信リンクによって、確立されることもできる。データストレージ１５０は、例えば、ブロードキャスト送信機１０の隣に配置されるサーバとすることができる。

ユニキャスト送信機１００とデータストレージ１５０との間のリンク５００、及び補助エンコーダ１６０とユニキャスト送信機１００との間のリンク６００は、ユニキャストシステムの一部とすることができ、これにより、ユニキャスト送信機１００は、受信機５０との通信のために用いられるのと同じユニキャストシステムを介して、データストレージ１５０及び補助エンコーダ１６０と通信する。データストレージ１５０、補助エンコーダ１６０及び／又はユニキャスト送信機１００の間のリンク５００、６００及び／又は７００は、任意の送信手段によって確立されることができる。好適には、補助エンコーダ１６０は、データストレージ１５０に非常に近接して設けられ、これにより、有線の伝送線が有利な解決策となる。ただし、補助エンコーダ１６０は、ユニキャストシステムの一部であっても、又は、ユニキャスト送信機１００の一部ですらあってもよい。

図２９は、図２８に図示されるデータ送信システムにおいて用いられる受信機５０の概略ブロック図を示す。受信機５０は、特に、誤ったデコーディング又は低品質のデコーディングの場合に、補助パリティ部分（概して、補助コードワード部分）をインクリメンタルな冗長性として要求するために適合される。

受信機５０は、受信機入力データストリームＯ’を受信するためのデータ入力５２を備える。受信機入力データストリームＯ’は、送信機１０によってブロードキャストシステムのブロードキャストチャネル上で送信された送信機出力データストリームＯに概して対応し、従って、特に、受信側の本発明の主な適用である移動受信機を用いる場合に、そのようなブロードキャストシステムにおいて現れ得る外乱によって影響され得る。

随意的に、受信される受信機データ入力ストリームＯ’を復調するために、送信機１０の（随意的な）変調器と相互に関連付けられる復調器５３が提供される。以下により詳細に説明されるように、デマッパ５４は、（随意的に復調される）受信機データ入力ストリームＯ’、特に、受信機データ入力ストリームＯ’にマッピングされたコードワードの少なくともデータ部分及び基本パリティ部分（即ち、基本コードワード部分）をデマッピングする。デコーダ５６は、送信機１０のエンコーダによって適用されたものと同じコードに従って、基本コードワード部分を用いてこれらのコードワードをデコードする。例えば、移動する受信機の速度の速さに起因して、特に移動受信機が深刻な外乱を受ける場合、チェックユニット５８が受信機５０において提供される。以下で説明されるように、チェックユニット５８によって、デコーディングが正確に及び／若しくは充分な品質で行われたか、並びに／又は、許容可能なエラーレベルを下回るかが、チェックされる。デコーディングがエラー無しに又は充分な品質で行われる場合、デコードされたデータは、出力ユニット６０に提供される。出力ユニット６０の出力は、送信機入力データストリームＩ１、Ｉ２、．．．、Ｉｎにできる限り対応すべきである１つ以上の受信機出力データストリームＩ１’、Ｉ２’、．．．、Ｉｎ’であり得る。ただし、デコーディングが誤っていること、又はデコードされたデータが不充分な品質を有しており、例えば結果として雑音を含む受信機出力信号（例えば、映画の不充分な画質）になることをチェックユニット５８によるチェックが示す場合、補助パリティ部分（概して補助コードワード部分）を（完全に又は部分的に）利用して、デコーディングの品質を改善するために、チェックユニット５８からユニキャスト要求ユニット６４へサイドループ６２が提供される。

そのため、このような状況において、ユニキャスト要求ユニット６４は、ユニキャストシステムを介して、即ち、データ送信システムのユニキャスト送信機１００を介して、要求Ｒを送信して、誤ってデコードされたコードワードについて対応する補助パリティ部分を（完全に又は部分的に）データストレージ１５０から取得する。要求Ｒは、誤っているコードワードの少なくとも識別情報を含む。一方で、コードワードをデコーディングしたデコーディング結果Ｃ’’（又は、コードワードＣ’自体）は、バッファ（概して、データメモリユニット）６６に記憶される。要求される補助コードワード部分Ａ’（又は、少なくともその一部分、若しくは、付加的なデコーディングステップにおいてインクリメンタルな冗長性として用いられることができ、即ち、同じコードを用いて生成された別の補助パリティデータ）は、ユニキャスト受信器６８によって受信される。この付加的な冗長性及びバッファ６６に記憶されるデータを用いることによって、再結合器６９はこれらのデータを再結合し、これにより、デコーダ５６は、受信されたコードワードを再度デコードするが、今度は、より低いコードレートを有し、従って外乱に対してより高いロバスト性を有するコードを適用する。そのため、デコーディング品質が前回よりも向上する見込みが高くなる。

その後、今回はデコーディングがエラーフリーで又は充分な品質でなされたかのチェックは、チェックユニット５８によって行われることができ、なされていない場合、補助パリティ部分のまたさらなる部分が要求され、デコーディングの別の繰り返しにおいて用いられることができる。他方、コードワードの完全な補助パリティ部分が既に完全にデコーディングに用いられた場合、チェックも省略されることができ、デコードされたデータは直接出力されることができる。

好適には、ユニキャスト要求ユニット６４から送信される要求Ｒは、どの補助コードワード部分が要求されるのかの標識（indication）のみを含む。ただし、コードワードのより良好なデコーディングを可能にするために必要とされるインクリメンタルな冗長性の量を示す、チェックユニット５８からの推定値Ｅも、要求Ｒに含まれてもよい。そのため、上記推定値Ｅに基づけば、ユニキャストシステムを介して完全な補助コードワード部分が取得され及び送信される必要は必ずしもなく、上記推定値Ｅによってシグナリングされる量だけが送信される必要がある。従って、帯域幅及び送信時間が節約される（また、補助パリティ部分が補助エンコーダ１６０においてオンザフライで生成されなければならない場合、エンコーディングのために必要とされる幾らかの時間も節約される）。

従って、本発明は、特にブロードキャスティングシステムにおける移動受信機について、受信機から送信機への如何なるフィードバックも無しに、デコーディングの信頼性を向上させるための効果的で簡単に実装可能な方策を提供する。ＤＶＢ−Ｔ２フレーム構造が変更されず、ＦＥＦが付加的な冗長性、即ち補助コードワード部分を含む場合、（移動）受信機、又は概して本発明を利用する任意の受信機を移動受信についてよりロバストにする２つの観点が基本的に存在する：ｉ）上述のインクリメンタルな冗長性、及び、ｉｉ）移動チャネルにおいてより良好な振る舞いをする送信（例えば、ＯＦＤＭ）パラメータを選択することができる（また、典型的には選択するであろう）、組み込まれたインクリメンタルな冗長性を有するＦＥＦ自体である。最も重要なものは、より小さいＦＦＴサイズ並びに（ＦＦＴ及びガードインターバルサイズに関連する）より高いパイロットパターン密度である。当然ながら、ＦＦＴにおけるインクリメンタルな冗長性データは、より低い変調スキーム、他のインターリーブ深さ等を用いることによって、付加的に保護されることができる。

ＦＥＦにおいて選ばれる時間インターリーバ深さは、例えば、Ｔ２フレームの時間インターリーバ深さを補完する。Ｔ２フレーム時間インターリーバが失敗する（例えば、（例えば、トンネル等に起因して）所定の時間、信号が中断される）場合、ＦＥＦ時間インターリーバにおける他の設定はより適したものとなり、全体的に正確なデコーディングを可能にし得る。Ｔ２フレーム及びＦＥＦフレームの様々な時間インターリーバ設定が、全体でシステムパフォーマンスを向上させる。

それ故に、本発明に係る受信機は、基本的なＴ２受信に加えて、ＦＥＦにおけるデータ（即ち、付加的なインクリメンタルな冗長性）が移動チャネルにおいてよりロバストであるという事実から利益を享受する。本発明の好適な実施形態の別の主な利点は、ブロードキャスタが移動（例えば、ＮＧＨ）受信機のためにデータを送信する必要はないが、Ｔ２データのよりロバストな受信を移動受信機によっても可能とするために、インクリメンタルな冗長性のみが送信されるということである。従って、送信帯域幅は非常に効率的に利用される。

以下の説明は、将来のブロードキャストシステム、例えば来たるべきＤＶＢ−ＮＧＨシステムにおける本発明の例示的な実装の詳細を提供する。

３．エグゼクティブサマリー
以下の記述は、既存のＤＶＢ−Ｔ２標準［２］に概ね基づくシステム全体の提案である。Ｔ２は既に、モバイル環境で良好なパフォーマンスを可能にする適切な機能的ブロックを数多く提供していると言われている。ここに提案する技術は、受信機の複雑さや電力消費を抑えることに特に注力することで、モバイルの性能、待ち時間の縮小、及び（Ｔ２と比較して一般的には低い、サービス毎のビットレートに調節された）より速いザッピングという点で、このベースを拡張、改善するものである。提案される新技術は、以下のような利点をもたらす。

・ＦＥＣ
− ミニコード：４ｋのＬＤＰＣコードがＮＧＨに対して提案され、待ち時間及びデコーディングの複雑さを低減する（１６ｋ及び６４ｋのＴ２ＬＤＰＣブロックサイズと比較）。
− 低コードレート：Ｒ＝１／２未満のコードレートがＮＧＨに対して提案され、モバイル環境で発生するより強いチャネル損傷に対処する。
− インクリメンタルな冗長性：既存の１６ｋＴ２ＬＤＰＣコードと同様に新しい４ｋＬＤＰＣコードも共に付加的なパリティビットで拡張されることにより、基本ＬＤＰＣコードのデコーディングが失敗する場合に、付加的なロバスト性を提供する。デコーダが基本パリティビットを含むコードワードをデコードすることが可能な場合、インクリメンタルな冗長性は廃棄され、電力消費を抑える。

・フレーム構造
− データスライス：本提案では、第２世代ＤＶＢ規格の最新版である、ＤＶＢ−Ｃ２のデータスライスのコンセプトを再利用する。広い送信帯域幅（例えば８ＭＨｚ）はより狭いデータスライスの周波数次元に分割され、それは最大１．７ＭＨｚの帯域幅がある。１．７ＭＨｚから２０ＭＨｚまで変動する１つのフロントエンドの送信機のみで、必要とされる送信帯域幅を全てカバーする。ここで提案されるＮＧＮ用受信機は、全帯域幅から１つのデータスライスをデコードするだけで済む。受信する信号の帯域幅を制限することにより、低消費電力の受信機アーキテクチャが実現する。
− 混合モード：ＰＬＯ毎に指定されたＳＩＳＯ／ＭＩＳＯ／ＭＩＭＯオペレーションにおいて、付加的な柔軟性が保証される。また、１つのＮＧＨフレーム内での混合運用が可能である。

・シグナリング：Ｔ２でのＰ２シンボルのデコーディングは、移動受信機環境下での信頼性が低くなりがちである。信頼性を改善するために、３レベルから成る新たなシグナリング概念が提案される。
− プリアンブルシンボル：ＮＧＨフレーム先頭のプリアンブルシンボルは、ＯＦＤＭ信号帯域幅全体、データスライスのパーティショニング情報及び各データスライスのＭＩＭＯ／ＭＩＳＯオペレーションをシグナリングする。Ｔ２／ＮＧＨの混合運用では、ＮＧＨフレーム終端のポストアンブルが送信され、これには、次のＮＧＨフレームに対する同一情報を含む。
− シグナリングＰＬＰ：シグナリングＰＬＰは、ＮＧＨフレームにおけるＰＬＰバーストのセットアップ及び位置情報を全て含む。シグナリングＰＬＰはサービスの初期取得に必要とされ、Ｔ２におけるＰ２シンボルに相当する。しかし、それは、正常なＰＬＰとして送信され、従って、時間ダイバーシティ拡大及び信頼性改善を可能にする。
− 帯域内シグナリング：最後に、ＰＬＰパケット内の帯域内シグナリングは、所望されるＰＬＰを他のＰＬＰの位置と共にさらにトラッキングすることや、ザッピング時間の最小化を可能にする。帯域内シグナリング中のシグナリングされたＰＬＰの数は、オーバーヘッドを減らすように調整可能である。

・新しいサブスライス構造：ヘルシンキ測定に基づいて、キャプチャされたチャネル伝達関数中に、規則的な時間フェードがあることが示された。さらに、ドップラーシフトが、時間ドメイン中に規則的なフェージングを引き起こす可能性がある。残念ながら、異なる（タイプ２）ＰＬＰのサブスライスが固定パターンに配置されているため、Ｔ２には、ＰＬＰサブスライシングのための規則的な構造がある。時間フェージングの頻度がサブスライスの繰返し率と一致すれば、デコーディング性能が著しく損傷する。ここで提案されるスケジューラは、サブスライスの規則的な構造を防止するアルゴリズムを定義し、この問題の緩和を可能にする。

・ローカルサービス挿入：本文書では、階層的な変調を使用して、ＳＦＮを著しく壊さずに、ＳＦＮセル中にローカルサービスを挿入する方法を提案する。ローカルサービスを挿入するエリアでは、ローカルコンテンツは、より低いコンスタレーションサイズ（例えば１６ＱＡＭ）で作動するＳＦＮ上に、「優先順位の低いビット」として重ねられる。

・ＯＦＤＭ：８ＭＨｚチャネル用の基本Ｔ２８ｋＦＦＴモードは、ＩＩＩ−Ｖバンドでの運用に対して提案される。８ｋのＦＦＴサイズ（つまり１．１ｋＨｚ）のサブキャリア間隔は、一定に保たれ、他の帯域幅はデータスライスの異なる数の連結によって実現される。ＬバンドとＳバンドの中のより高いドップラー周波数に対処するために、４．４ｋＨｚのサブキャリア間隔（つまり２ｋのＦＦＴモード）の適用が提案されている。

・ＭＩＭＯ：Ｔ２に含まれるようなＡｌａｍｏｕｔｉエンコーディングは、ＮＧＨ用の基本ＭＩＭＯスキームとして提案されている。さらに、標準空間多重化スキームはデータレートを増加させる交差偏波の送信シナリオに対して提案されている。

・ＩＰカプセル化：この提案されるシステムはＧＳＥ、ＩＰ又はＭＰＥＧトランスポートストリームを送信するために使用することができる。入力前処理では、マルチプログラムトランスポートストリーム（ＭＰＴＳ）を、多くの構成要素のシングルプログラムトランスポートストリーム（ＳＰＴＳ）に分割する。その後、ＳＰＴＳストリームは全てのＲＴＰを通してＩＰにカプセル化される。これは随意的に、ＧＳＥカプセル化を伴う場合がある。このことが意味するのは、ＧＳＥかＩＰのいずれかに基づいたシステムに対して単一モード適応機能を採用し、各ＩＰ／ＧＳＥストリームを物理層パイプ（ＰＬＰ）毎のベースバンドフレームに分割することができるということである。さらに、ＩＰストリーム又はＭＰＴＳ前処理からのＳＩ情報に起因するメタデータを伝える共通ＰＬＰの準備もある。ＰＬＰ毎のＳＰＴＳを送信するこのアプローチは、受信機側の復調器内のデータ及び共通ＰＬＰを再結合する必要がないことを意味している。

提案される次世代ハンドヘルドシステムは、スタンドアロンの運用に適しているだけでなく、ＤＶＢ−Ｔ２スーパーフレーム構造のＦｕｔｕｒｅＥｘｔｅｎｓｉｏｎＦｒａｍｅｓ（ＦＥＦ）内部で作動するようにも適している。１つのＲＦチャネル内でのＮＧＨ及びＴ２のフレキシブルな混合運用は、ＮＧＨの商用利用の成功につなげる機会を大いに増加させるであろう。

移動受信機環境のＤＶＢ−Ｔ２から不必要な機能を取り去り、同時に適切なパラメータ選択をすることも、ＮＧＨ受信機の複雑さ全体を制限するために提案されている。他に記述された特徴（例えば、分割された低い帯域幅受信）と合わせることにより、低コストＮＧＨ受信機による解決策が可能となる。それはモバイルプラットフォームにおけるＮＧＨの成功裏で幅広い受容のための本質的な前提条件である。

本文書は、ＮＧＨシステムに対する企業の理解を反映する総合システムアーキテクチャを提供するが、異なるビルディングブロックもスタンドアロンで構築でき、また、他の提案とも融合できるということも理解されるべきである。

本説明では物理層に主眼を置くが、提案されるアーチテクチャの透過的な振る舞いが、ＯＭＡＢＣＡＳＴ、又はＩＰデータキャストなどの上位層での解決策のシームレスな適用を可能にさせる。クロスレイヤ最適化は必要に応じ追加可能である。

５．対象となる機能エリア
本文書は、完全なシステムの提案であり、商用要件全てを対象とする。ＮＧＨに関連する商用要件の詳細な比較はアネックス中で、技術と共に記載されている。

６．システム概観
提案されるシステムは、ＤＶＢ商用モジュール（アネックスは、商用要件との比較を含む）によって提供される商用要件に基づいて、モバイル及びハンドヘルドの環境での今後のＮＧＨ標準で実現し得る最良の性能を供給することを目標とする。提案される主な１つのゴールは、ＤＶＢ「標準ファミリー」アプローチによって、他の第２世代ＤＶＢ規格間でのブロック構築における最大限可能な共通性及び合理的な再利用法を維持することである。

ＤＶＢ−Ｔ２からの多くの要素は、記述されたシステムで直接採用されたが、提案されるフレーム構造はＤＶＢ−Ｃ２に由来する。ＤＶＢ−Ｃ２（それ自体）にＤＶＢ−Ｔ２との大きな重複があるので、このアプローチは非常に簡単であると見られる。ＯＦＤＭ総合変調パラメータさえ地球上のブロードキャストシステムから再利用される。データスライスの概念を備えたＤＶＢ−Ｃ２から、セグメントに分割されたＯＦＤＭ受信アプローチを採用する理由は、主には、受信側に低電力消費のフレキシブルなモバイルブロードキャストシステムを実現するためである。異なるデータスライス間又は異なるデータスライスを横断して効率的なＴ２のようタイムスライシングアプローチに、フレーム構造を可能にさせる。従って、より低い受信帯域幅と同様にタイムスライシングからの検証済みの省エネルギーという利点が展開する。提案されるデータスライス帯域幅は全て、標準１．７ＭＨｚのチューナーでデコード可能である。送信側では、必要なＮＧＨ帯域幅（１．７ＭＨｚ〜２０ＭＨｚ）は全て、簡易受信機アーキテクチャを維持し、低い処理パワー必要条件を達成する間にサポートする。選択する動作モードによって、単一データスライス用の最大データレートは異なるが、しかし、典型的モバイルサービスの制限されたビットレートにより、これは容易に達成できる。

ＤＶＢ−Ｔ２及びＤＶＢ−Ｃ２からの機能的ブロックの採用により「標準ファミリー」アプローチを維持しながら、モバイル環境での性能を最適化する新技術が提案されている。主な１つの特徴は、１つのＮＧＨフレーム内の混合パイロットパターンと同様に、ＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯ混合オペレーションの使用を可能にするアーキテクチャの提案である。透過的ＰＬＰアプローチ組み合わせて、移動デバイスへの一般アプリケーションの信頼性が高く実現し得る最良の配信を提供する貴重なオプションであると考えられる。例えば、スケーラブルビデオコーディング（ＳＶＣ）と結合したＮＧＨフレーム内のＭＩＭＯ／ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ混合運用は、困難な受信条件（例えば低い受信レベル及び（又は）それに相関するＭＩＭＯチャネル）であっても、信頼性の高い映像サービス伝送を可能にする有力候補である。

ＦＥＣの分野では、ＤＶＢ−Ｔ２と比較してさらに拡張を提案されている。１６ｋ（短い）及び６４ｋ（長い）のＴ２ＬＤＰＣコードサイズに基づいたよりロバスト性のあるコードレートの再挿入に加えて、２つの新しい要素が加えられた。４ｋの「ミニ」ＬＤＰＣコードは、低遅延及び省電力をもたらす重要な拡張と見られている。別の技術は、インクリメンタルな冗長性であり、それは、処理パワーを制限する一方で、復号能力を引き上げる手段である（基本コードワードのデコーディングが失敗する場合に限り、付加的なパリティ部分が使われる。つまり、受信機は一般的に、はるかに長いスリープ時間を活用する）。

図３１は、提案されるシステムアーキテクチャの基本ブロック図である。ＮＧＨフレーム内では、異なるデータスライス（セグメント）には自らの周波数インターリーバ及びパイロット挿入がある。データスライスは全てマージされ、また、プリアンブルシンボルは同期及び基本的シグナリング目的のために加えられる。最後に、周波数領域値はＯＦＤＭによる時間ドメインに変換され、また、サイクリックプレフィクスが付けられる。

モード適応に先立って、Ｔ２でと同様の機能を行う前処理ブロックがある。許容される入力ストリームはＭＰＥＧ２トランスポートストリーム（ＴＳ）［４］であり、総括的カプセル化ストリーム（ＧＳＥ）と同様であり、ＩＰストリームであり、また、前処理である。前処理では、ＳＩメタデータを分離して別々に移動できるようにしながら、マルチプログラムトランスポートストリーム（ＭＰＴＳ）を、構成要素のシングルプログラムトランスポートストリーム（ＳＰＴＳ）に分割する。その後、これらのストリームはＲＴＰを経由してＩＰ又はＧＳＥへカプセル化される。その後、前処理プロセッサの出力は、常にＩＰ又はＧＳＥであり、そしてモード適応ブロックに供給される。各入力ＩＰ／ＧＳＥストリームについては、モード適応は、その後、単一の物理層パイプ（ＰＬＰ）に入れて運ばれるベースバンドフレーム（ＢＢＦＲＡＭＥＳ）のストリームを生成する。ＲＴＰ／ＩＰでの充分なカプセル化の後のＳＩ又はＩＰストリームのメタデータは、共通のＰＬＰとしてモード適応から外に出る。

１つのサービス用の共通ＰＬＰ及びデータＰＬＰ（複数のＰＬＰ）の再組合せは、Ｔ２インプリメンテーションで特に受信側に、いくらかの複雑さを示しており、従って、同じ方法でのＮＧＨシステムではサポートされない。関連するＰＬＰのためのリンケージがシグナリングされた。関係性の形態もまたシグナリングされた。

ＢＩＣＭ段階は、主にＴ２から採用されるが、幾つかの機能的な拡張が提案される。：軽減されたデコーディングの複雑さ及び遅延を可能にする４ｋコードワードサイズが提案されている。また、より低いコードレート（１／２未満）はよりロバスト性のあるコードレートが、１６ｋ及び６４ｋのモードのために再導入される。提案されるシステムの特徴は、インクリメンタルな冗長性の使用により、基本ＬＤＰＣコードワードが拡張されることであり、関連するＰＬＰ上にマッピングされる付加的パリティ部が提供される。基本コードワードのデコーディングが成功した場合、インクリメンタルな冗長性パリティ部が著しく処理パワーを節約するために無視される。他方では、基本コードワードが失敗すれば、受信機は、デコーディング成功の可能性を高める付加的なパリティブロックを含む。更に、電力消費を最小化する一方、可能な限り最良のデコーディングを提供するために付加的な冗長性を考慮すべきか否かについて、受信機は前のＬＤＰＣブロック・デコーディングから予測することができる。この計量可能なアプローチは、現在のＴ２受信機が最も処理パワーを集約的に必要とする段階の電力消費を最小化する助けとなるはずである。ＢＩＣＭの最終段階はＱＡＭマッパである。ＱＰＳＫから６４−ＱＡＭまでのＱＡＭコンスタレーションが提案される。回転したコンスタレーションも、Ｔ２から採用される。ＳＦＮ中のローカルサービスの挿入については、「広域の」サービス（つまり、ＳＦＮネットワーク中で操作された）は、１６−ＱＡＭまで使用する。１６−ＱＡＭの場合には、ローカルサービスが、２つの優先順位の低いビットを各１６−ＱＡＭコンスタレーションポイントに加え、６４−ＱＡＭ階層的な変調を作り出す。

ＱＡＭマッパ及び時間インターリーバ（Ｔ２から採用）の後、ＭＩＳＯ／ＭＩＭＯエンコーディング段階が挿入される。制限されたデコーディングの複雑さを持つ２つのＭＩＳＯ／ＭＩＭＯスキームが提案される。Ａｌａｍｏｕｔｉは、ＭＩＳＯデコーディングを可能とするが、１つ以上の受信アンテナを備えたＭＩＭＯデコーディングに使用することもできることが検証されたＴ２の技術である。ＭＩＭＯスキーム全レートとしてのＡｌａｍｏｕｔｉＭＩＳＯ及び空間多重化も提案されており、そこでは、送信アンテナの数は２に制限される。空間多重化については、１つのＰＬＰ入力ストリームから２つの出力ストリームへの、シリアル対パラレル変換が考慮される。しかしながら、同様の受信電力レベルが特に受信側のオートゲインコントロール（ＡＧＣ）により（空間の相関性にもかかわらず）成功したデコーディングに必要であるため、この（全レート）ＭＩＭＯが機能するのは、交差偏波送信アンテナ環境のみであることが期待される。対照的に、Ａｌａｍｏｕｔｉデコーディングでは、最悪のケースが非常に異なる受信電力レベルのＳＩＳＯの性能若しくは、むしろ関連するチャネルに戻るため、Ａｌａｍｏｕｔｉエンコーディングもマルチ送信機環境で使用することができる。

後に、（関連するＢＩＣＭ段階によって保護された）シグナリングＰＬＰが挿入される。ＮＧＨフレーム構造提案は、ＤＶＢ−Ｃ２［３］からのデータスライスの概念を採用する。各データスライス内では、一般的に、効率的なタイムスライシングを考慮に入れて、幾つかのＰＬＰが時分割多重通信に挿入される可能性がある。

提案されるシステムは、１．７ＭＨｚから広い２０のＭＨｚ広帯域チャネルに及ぶ、異なるチャネル帯域幅の種類に対応する。それは、低電力消費と高いロバスト性という、モバイル及びハンドヘルドの受信の特定のニーズに応える。なお、ハンドヘルドディスプレイのサイズが高精細度マルチメディア信号を見るのに適さない可能性があるのと同様、サービス毎に対応したビットレートは、一般的には単に屋上アンテナ受信シナリオへのＤＶＢ−Ｔ２送信に対するレートの一部に過ぎない。

提案されるシステムは、周波数分割を利用する。狭帯域チューナーが採用可能であるため、データスライスへの利用可能な帯域幅の区分化は、受信機の省電力消費を可能にする。全面的なチャネルバンド幅がｎセグメントへ分割される場合、受信機チューナーは帯域幅の１／ｎの範囲で作動でき、また、重要なことには、ｎ倍に遅いレートでＡ／Ｄ変換を適用してもよい。幾つかのデータセグメント又はデータスライスの連結は、各チャネルのまわりのガードバンドが使用されるように、はるかに広い帯域幅（２０ＭＨｚ以内）を効率的に利用することが可能であることを意味する。

図３２は、フレーム構造の基本ブロック図である。異なるデータスライスには自らの周波数インターリーバ及びパイロット挿入がある。データスライスは全てマージされ、また、プリアンブル（又はＴ２／ＮＧＨ複合送信の場合は、ポストアンブル）シンボルが、同期及び基本シグナリング目的のために加えられる。最後に、周波数領域値はＯＦＤＭによる時間ドメインに変換され、また、サイクリックプレフィクスが付加される。

「絶対的ＯＦＤＭ」の概念はＤＶＢ−Ｃ２［３］から採用される。プリアンブル及びポストアンブルシンボル中のＬ１シグナリングブロックは、０ＭＨｚの絶対周波数で始まり、１４４０サブキャリアのステップで分割される。異なるＲＦ周波数を横断する信号は全体のスペクトル用の一意の方法で定義される。なお、ＯＦＤＭ信号のパイロットシーケンスは、全ての周波数に対して一意である。この理由は、時間ドメインのＯＦＤＭ信号の好ましくない高いピーク値を引き起こす危惧のある、周波数領域の好ましくない反復を回避することである。さらに、明確なパイロットシーケンスが、容易で信頼性の高い同期及びキャリアオフセット補償を可能にする。

Ｌ１ブロック分割及び関連するパイロットシーケンスは全体のＲＦスペクトルのために定義されるが、Ｌ１ブロックはデータスライスが存在するこれら周波数内で送信されるだけである。

Ｔ２ＦＥＦでＮＧＨフレームを伝送するために、ＦＥＦはそれぞれ、ＮＧＨフレームプリアンブルシンボルに続く、関連するＮＧＨシグナリングを備えたＤＶＢ−Ｔ２標準［２］に基づくＰ１シンボルから始まる。なお、低消費電力セグメント化受信機は、一般に広帯域のＰ１シグナリングをデコードできないが、Ｔ２受信機はＦＥＦ発生を感知する。プリアンブルとポストアンブルは１４４０サブキャリアごとに繰り返されるので、セグメント化受信機は常にプリアンブルとポストアンブルを完全に再構築することができる。図３３に、プリアンブルとデータスライスの関連性を示す。

提案されるＮＧＨフレーム構造は、３つの異なるモードを可能にする。１番目で基本のモードにおいて、ＰＬＰ及び関連ＰＬＰは１つのセグメント中で固定される。図３４参照。

２つ目のフレーミングモードにおいて、任意のＰＬＰのバーストがＮＧＨフレームからＮＧＨフレームまで異なるデータスライスに位置する。図３５参照。この、ＮＧＨフレームレベルのＰＬＰバーストのスイッチングは、複雑さを増すことなく縮小された受信帯域幅の利点の維持したまま、ＮＧＨシステム帯域幅全体にわたり増加した周波数ダイバーシティを提供する。割り込みするＴ２フレームが受信機に次のデータスライスに再度合わせる時間を与えるので、このモードは特にＦＥＦ送信でのＮＧＨには適切である。

最後に、３番目の動作モードは、データスライス間のＰＬＰバーストの周波数ホッピング全体を伴う。ほとんどの複合体は先々のスケジューリングや、再整調及びチャネル推定のための充分な遷移時間を必要とするが、このモードは実現し得る最良の周波数ダイバーシティを提供する。さらに、ＮＧＨフレーミングがやや低いビットレートの幾つかのＰＬＰから成るであろうことが期待される。ＰＬＰバーストの間の充分な大きな時間ギャップと同様、異なるセグメント中のＰＬＰのオーバーラップを回避することは、合理的な量の労力で達成できるであろう。これらの３つの動作モードは、シグナリングによって透過的に指定できる。

上記のとおり、ＮＧＨ帯域幅全体は、同じ帯域幅のデータセグメントに分割される。周波数インターリービングは、各セグメントに独立して適用される。フレーミング提案の主な１つの特徴として、異なるＭＩＭＯ動作モード及びパイロットパターンを各データスライスに使用できることである。その結果、異なるパイロットパターン（例えば異なるドップラー周波数に対応する異なるパイロット密度）及び／又はＮＧＨ信号全体の中のＭＩＭＯスキームの混合は可能となる。

バンドＩＩＩからＶについては、ＯＦＤＭパラメータは、１．１１６ｋＨｚのサブキャリア間隔が再使用されるというＴ２８ｋＦＦＴサイズにある意味では由来する。ＯＦＤＭサブキャリア間隔を一定に保っている間、１つのデータスライス当たりのＯＦＤＭサブキャリアの数を変更することにより、及び幾つかのデータスライスを連結することにより、他のチャネルバンド幅を得ることができる。

ＬバンドとＳバンド運用の方法で、ＯＦＤＭパラメータはＴ２２ｋＦＦＴサイズに由来し、それはこれらのバンドでの運用のための４．４６４ｋＨｚの固定サブキャリア間隔に結びつく。より高いサブキャリア間隔はドップラーシフト（それらは信号周波数上の線形従属である）に対するロバスト性を増加させることを求められ、従って、これらのバンドでの運用でより重要である。

７．システム記述
次の節は詳細な技術条件提案を記載する。本文書の長さを抑えるために、既存のＤＶＢ標準は可能な限り引用するが、相違点のみ記述する。

７．１モード適応
ＤＶＢ−ＮＧＨ商用要件［６］は、ＭＰＥＧ２トランスポートストリーム（ＴＳ）及びインターネットプロトコル（ＩＰ）ストリームの双方の送信の必要性を示す。本提案はプロセッサへの入力での双方のタイプのストリームに対応する。しかしながら、前処理の出力はＩＰストリームであるため、本提案での焦点はＩＰストリームの送信に当てる。ＭＰＥＧ２ＴＳの送信については、ＴＳ１０２０３４［１０］に続くＲＴＰそして次にＩＰに、ＴＳがカプセル化されることを仮定する。提案される、結果として生じるＩＰの送信は、ＤＶＢ−Ｔ２に似ている。

７．１．１ＭＰＥＧ２トランスポートストリーム送信
提案されるシステムは主にＩＰトランスポートシステムである。従って、ＴＳ１０１１５４、従順なＭＰＥＧ２トランスポートストリーム［１１］を伝送するために、ＩＰにＴＳをカプセル化することが必要である。コンテンツサービスプロバイダーは、ＮＧＨゲートウエイにマルチプログラム（ＭＰＴＳ）又はシングルプログラムトランスポートストリーム（ＳＰＴＳ）のいずれかを供給する場合がある。ＳＰＴＳはＴＳ１０１１５４に従順であるため、ＲＴＰ−ＩＰで直接カプセル化することが可能で、また、ＰＬＰに直接マッピングすることができる。ＭＰＴＳは、しかし、ＲＴＰ−ＩＰカプセル化に先駆けて、ＳＰＴＳ（前処理段階）にさらに分割されなければならない。その後、一定のサービスに対する時間インターリーバのような、物理層リソースの最適化を可能にするＰＬＰにより、各ＳＰＴＳが伝送される。ＩＰへのカプセル化は、ＲＴＰ、随意的にＵＤＰ、次にＩＰを通ってＴＳ１０２０３４［１０］に基づいて行われる。ＩＰｖ４の場合のカプセル化について、図３７に示す。ＲＴＰは、ＴＳパケット転送に必要なタイムスタンプを提供する。多くのＴＳパケットが、各ＵＤＰ／ＲＴＰパケットにともにロードすることができる。このように、単一のＵＤＰ／ＲＴＰパケット中のより多くのＴＳパケットがあるほど、ＩＰ／ＲＴＰ／ＵＤＰヘッダに起因する冗長性が少なくなる。ロバストヘッダー圧縮（ＲｏｂｕｓｔＨｅａｄｅｒＣｍｏｐｒｅｓｓｉｎ：ＲＯＨＣ）［７］は今でもこれをさらに縮小するために使用できる。

各入力ストリームのモード適応は、ベースバンドフレームを形成するためにデータフィールドへ各ＩＰ／ＧＳＥストリームをスライスするＤＶＢ−Ｔ２と同様の方法で作動する。ＳＰＴＳ及びＩＰ又はＧＳＥのストリームの伝送に加えて、マルチトランスポートストリームをシステムで送信しなければならない場合、例えばＳＩ情報から生成されたメタデータストリームがあってもよい。当該メタデータストリームは、ＩＰストリーム又はＧＳＥストリーム間のクロスナビゲーション情報からも生成されることができる。このメタデータストリームは、共通ＰＬＰにおいて伝送される。

７．１．２インターネットプロトコル送信
インターネットプロトコルを使用したデータ伝送は、ＤＶＢ−ＮＧＨの主要アプリケーションとされている。インターネットプロトコルは、低ビットレートの無線伝送から複雑なスケーラブルビデオコーディング（ＳＶＣ）シナリオまで、あらゆるシナリオをカバーする理想的な手段である。ロバストヘッダー圧縮（ＲＯＨＣ）［７］のアプリケーションは、ＭＰＥＧ２ＴＳ送信と比較して、オーバーヘッドを増加させないＩＰ送信によりオーバーヘッドを縮小する。更に、このプロトコルのアプリケーションは、既存のＩＰスタックの使用を可能にし、同じくＩＰを基礎とする移動通信基準との共存を緩和する。

ＩＰデータの送信については、ＩＰＰＤＵはＧＳＥの中でカプセル化され、また、ＲＯＨＣの一方向性モードが使用される。ＧＳＥストリーム用のモード適応は、ＤＶＢ−Ｔ２標準中で既に標準化されたものと同じ方法でインプリメントされる。図３８は、スケーラブルビデオコーディングの送信例について、このアプローチの柔軟性を示す。

ＳＶＣエンコーダは、この例における３つの異なるレイヤーを生成する。その後、３つの出力ストリームは異なるＰＬＰを経由して送信される。そのＰＬＰは、異なるＭｏｄＣｏｄパラメータを使ったユニークなロバスト性を持つ。これらのＰＬＰは、それぞれ対応付けられるようにシグナリングされ、また、スケジューラは、提案される、分割されたアプローチが有効なまま残る方法で、これら３つの異なるＰＬＰをマッピングする。受信機内では、同期が全てインターネットプロトコルに任されている一方で、３つの異なるＰＬＰのＩＰストリームは単純にシングルストリームにマージされる。これは、物理層の複雑さを大幅に縮小し、一方で、必要な同期用メカニズムが全てのＩＰの中で既にインプリメントされているので、それはＩＰ層の複雑さを増加させない。他の全ての可能な構成についても同様の方法で対処できる。

７．２ＰＬＰ処理
提案されるＰＬＰ処理は、ＤＶＢ−Ｔ２標準に類似する。限定された拡張及び単純化のみが提案され、以下に説明される。

７．２．１ＦＥＣエンコーディング
ＦＥＣエンコーディングブロックは、アウターエンコーディング（ＢＣＨ）、内部エンコーディング（ＬＤＰＣ）及びビットインターリービングから成る。入力ストリームはＢＢＦＲＡＭＥ及びＦＥＣＦＲＡＭＥの出力ストリームから成る。ＢＢＦＲＡＭＥはそれぞれＫ_ｂｃｈビットから成り、長さＮ_ｌｄｐｃビットのＦＥＣＦＲＡＭＥを生成するためにＦＥＣエンコーディングサブシステムによって処理される。（系統的）アウターＢＣＨコードのパリティチェックビットはＢＢＦＲＡＭＥの後に付加する。また、（系統的）内部ＬＤＰＣエンコーダのパリティチェックビットはＢＣＨＦＥＣフィールドの後に付加する。ビットインターリーバは１つの完全なＦＥＣＦＲＡＭＥ上で作動する。

３つの異なるコードワード長、Ｎ_ｌｄｐｃ∈｛４３２０、１６２００、６４８００｝がある。それぞれのコードは、ミニ、ショート、ロングコードと称され、それぞれ４ｋ、１６ｋ又は６４ｋコードである。４ｋコードは、より速く、消費電力及び消費メモリの少ないデコーディング、低遅延及びより早いデコーディング、遅延及び早いザッピング時間が可能であるという理由から、ＮＧＨの新しい特徴となっている。

７．２．１．１ＢＣＨエンコーディング
アウターＢＣＨエンコーダはＢＢＦＲＡＭＥにＮ_ｂｃｈ−Ｋ_ｂｃｈパリティビットを付加する。その目的は、デコーダにアウターＬＤＰＣデコーディングの後、（残った数少ない）ビットエラーを修正させるためであり、特にＤＶＢ−ＮＧＨのために提案される高次変調（１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）用のＬＤＰＣコードのエラーフロア挙動により生じるかも可能性がある。

ＢＣＨエンコーディングは、Ｎ_ｌｄｐｃ＝６４８００及び１６２００のＤＶＢ−Ｓ２［１］によって行なわれる。これらのＦＥＣＦＲＡＭＥサイズ用の基本パラメータはテーブル２及びテーブル３に要約した。新しいＦＥＣＦＲＡＭＥサイズＮ_ｌｄｐｃ＝４３２０については、ＢＣＨコードは、テーブル１及びテーブル４でＧＦ（２１２）上に新しく定義した。

７．２．１．２ＬＤＰＣエンコーディング
テーブル６は、ＬＤＰＣエンコーディングが定義される全てのコードワード長及びコードレートの要約である。このテーブルでは、Ｓ２とＴ２はＤＶＢ−Ｓ２［１］及びＤＶＢ−Ｔ２［２］標準をそれぞれ表しており、ＮＧＨと入力されている箇所は、そのコードが本文書中で定義されていることを示している。アネックスでテーブル３９−４５を参照。ミニＬＤＰＣコードは、ＤＶＢファミリーの他のコードと同じ構造となっており、例えば、情報部分の疑似巡回構造及びパリティ部の階段構造がある。ミニコードＱ_ｌｄｐｃがコード化するコードレート依存定数はテーブル５のとおりである。

７．２．１．３ビットインターリーバ
ビットインターリーバ（図３９参照）は、ＬＤＰＣコードビットと、ＱＡＭシンボルをグレイマッピングされたビットラベル間の割り当ての最適化に使用される。ＤＶＢ−Ｔ２［２］のように、ブロックインターリーバとデマルチプレクサから構成されるよう提案される。

ブロックインターリーバ部分では、ＬＤＰＣエンコーダの出力が、最初にパリティインターリーブされ、次に、Ｎｃ列及びＮｒ行から成るメモリへ格納される。データはツイストオフセットｔｃを列毎に記述し、行単位で読む。

ｒ番目の列に関して、出力Ｎｃタプル｛ｂ_０，ｒ，ｂ_１，ｒ，ｂ_２，ｒ， …，ｂ_{Ｎｃ−１，ｒ}｝は、デマルチプレクサ部で｛ｙ_０，ｒ，ｙ_１，ｒ，ｙ_２，ｒ， …，ｙ_{Ｎｃ−１，ｒ}｝に順序が変更され、ここでは、ηｍｏｄビットの各々は２^ηｍｏｄ−ＱＡＭシンボルに属する。

ＱＰＳＫ、１６−ＱＡＭ及び６４−ＱＡＭがブロードキャストサービスのために提案されている。ビットインターリーバとデマルチプレクサ部に必要なパラメータは、テーブル７から１４に示す。

７．２．１．４インクリメンタルな冗長性

７．２．１．４．１インクリメンタルな冗長性の導入
新しい特徴として、インクリメンタルな冗長性（ＩＲ）のアプリケーションは提案される。新しく提案されるミニコードと共に、ＦＥＣＦＲＡＭＥ長Ｎｌｄｐｃ＝１６２００の既存のＬＤＰＣコードが、新しいコードワードがオリジナルのコードワード（基本ＦＥＣ）及びＩＲとして使用されるＭ_ＩＲ個の付加的なパリティビットから成るように拡張される。新たなコードワード長はＮ_{ｌｄｐｃ，１}＝Ｎ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲとなる。出力が基本ＦＥＣとＩＲ部に分割する場合、ＩＲを備えたＬＤＰＣエンコーディングをコードレートＲ_１＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}の１つのエンコーダと考えることができる。両部分は２つの関連するＰＬＰとして扱われる。図３１参照。

オリジナルのコードワードと拡張されたコードワードの関係は図４０に示される。上の図は、ＶＢ−Ｔ２［２］による、従来のＦＥＣエンコーディングであるが、コードレートＲ_０＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_ｌｄｐｃのＬＤＰＣエンコーダへの入力は、ＢＣＨエンコーダのＫ_ｌｄｐｃの出力ビットであり、一方で、その出力ビットは長さＮ_ｌｄｐｃの系統的なコードワードである。このコードワードの最後のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃビットはＬＤＰＣパリティビットである。ＰＬＰがＩＲを適用し、次にコードレートＲ_１＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}＜Ｒ_０の拡張されたＬＤＰＣエンコーダを適用する場合、また、それは従来のエンコーディングと同じ入力であるが、Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}＝Ｎ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲビットを出力する、即ち、ＬＤＰＣパリティビットの量は、Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＋Ｍ_ＩＲに増加される。ただし、最初のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃパリティビットは、レートＲ_０のオリジナルのＬＤＰＣエンコーダのパリティビットと同一である。コードワードは、２分割される。最初のＮ_ｌｄｐｃビットは基本ＦＥＣ部であり、一方、残るＭ_ＩＲビットは必要な場合は受信機でＩＲとして使用されるＩＲ部である。

このように、拡張されたコードワード（基本ＦＥＣ及びＩＲ部から成る）がＲ_１デコーダでデコーディング可能となる一方で、受信コードワードのデコーディングがレートＲ_０デコーダで可能であることが保障される（良好なチャネル条件の場合）。

図４１は、ＩＲを使用する、１つのＦＥＣＦＲＡＭＥが、基本ＦＥＣとＩＲ部に分割されることを示す。図４０の記載の特定のＰＬＰのように、双方のストリームのエンコードされたビットは、さらにビットインターリーバ、デマルチプレクサ部などの独立インスタンスによって処理される。このように、この部に対して低次ＱＡＭコンスタレーションを適用することにより、基本ＦＥＣ部のロバスト性を高めることが可能である。

スケジューラは、対応するＩＲ部のバーストより早期の時間インスタンスで基本ＦＥＣ部のバーストを割り当てるであろう。受信機がＩＲを使用するＰＬＰをデコードしたい場合、少なくとも基本ＦＥＣ部を復調しなければならず、その場合、レートＲ_０＝Ｋ_ｌｄｐｃ／Ｎ_ｌｄｐｃ＞Ｒ_１のオリジナルエンコードの出力結果に一致する。困難なチャネル条件によりデコーディングが失敗した場合、基本ＦＥＣ部と共に長さＮ_{ｌｄｐｃ，１}のコードワードを構築するＩＲ部をさらに復調することができる。しかしながら、拡張されたコードのデコーディング閾値がオリジナルのコードよりはるかに小さいため、成功したデコーディングのよくある傾向として、デコーダは、コードレートＲ_１の（より小さな）コードによる新しいパリティチェックマトリクスに変更する必要がある。

なお、（ＩＲのない低いコードレートＲ_１をまず第１に適用することと比較された）ＩＲの主な利点は、必要とされない限り、ＩＲ部を受信機が無視することができるということである。例えば、Ｒ_１＝１／２^＊Ｒ_０の場合、従来のアプローチではレートＲ_１のコードを適用し、２の倍数だけデータのスループットを制限する。そのように、２倍分のバーストは、好ましいチャネル条件によりレートＲ_０のコードで送信が可能な場合と比較し、一定のデータレートの受信機によって検知されなければならない。ＩＲを適用することは、しかしながら、基本ＦＥＣ部のデコーディングが可能でかつ／又は成功したならば、ＩＲバーストが送信される度に、受信機がスリープモードに入ることを可能にする。受信機は、良好なチャネル条件の下でこれによってより長く作動することができる。

７．２．１．４．２インクリメンタルな冗長性のための拡張されたＬＤＰＣエンコーディング
ＩＲビットの量はＦＥＣＦＲＡＭＥ長自体と同じくらい多いとすると、Ｍ_ＩＲ＝Ｎ_ｌｄｐｃとなり、これはオリジナルのコードレートＲ_１＝１／２^＊Ｒ_０の半分にすることに帰着する。ここで提案されるのは、以下のコード識別子に対するショートコード（Ｎ_ｌｄｐｃ＝１６２００）用のＩＲである。

Ｒ_０∈｛１／２、３／５、２／３、３／４、４／５｝、つまり、１／４及び１／３のコード（識別子）以外の全ての提案されるショートコードを対象としている。更に、ＩＲも、次のコード用の新しく導入されたミニコード（Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０）のために提案される：

上記のＬＤＰＣコードについては、以下にオリジナルコードのレートＲ_０として示され、拡張されたコードのレートＲ_１＝１／２^＊Ｒ_０は、このサブチャプターでＭ_ＩＲ＝Ｎ_ｌｄｐｃを設定することにより導かれる。

以下のエンコーディグプロシージャは、ｉ∈｛０，…，Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ−１｝の拡張されたコードワードλ_ιの最初のビットがオリジナルのＬＤＰＣコードが使用された場合と同様であるということを保証する。

なお、最初の３つのパリティアドレス（全て、Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ＝３２４０より小さい）は、レート４／５の１６ｋコード用のＤＶＢ−Ｓ２で定義されたものと同一であり、一方、残りのアドレスは拡張されたＬＤＰＣコードに依存し、アネックスのテーブル５０中の太字の数字で記載されている。

・次の３５９個の情報ビットｉ_ｍ，ｍ＝１，２，．．．，３５９について、ｉ_ｍをパリティビットアドレスに蓄積する

ここで、ｘは、最初のビットｉ_０に対応するパリティビットアキュムレータのアドレスを示し、Ｑ_ｌｄｐｃは［１，２］の中のオリジナルＬＤＰＣコードとして指定されたコードレート依存定数であり、また、１６ｋコードとしてＱ_ＩＲ＝Ｍ_ＩＲ／３６０＝４５、また４ｋコードとしてＱ_ＩＲ＝１２である。位置ｘは、Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃと同じか大きく、アネックス１３．３及び１３．４のテーブル中に太字の数字で記載されている。

なお、このアプローチがオリジナルのコードとして基本ＦＥＣを残し、Ｍ_ＩＲを加え、より多くのパリティチェック、また基本およびＩＲ部双方の疑似周期的なＬＤＰＣ構造を維持する。しかし、疑似の循環的構造はパリティチェックマトリクスの最初のＮ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃの行の後で中断される。しかし、これが３６０（即ち、Ｑ_ｌｄｐｃ）の倍数であるため、３６０個のビットグループに基づいたブロック単位デコーディングは未だ適用が可能である。
・同様の方法では、３６０個の新情報ビットの各グループについて、テーブル４６から５４の新しい行がパリティビットアキュムレータのアドレス検索に使用される。
情報ビットが全て消耗された後、最後のパリティビットは以下のように得られる：
・ｉ＝１から始まる以下の運用をシーケンシャルに実行する。

・ｐ_ｉ，ｉ＝０，１，．．．，Ｎ_{ｌｄｐｃ，１}−Ｋ_ｌｄｐｃ−１の最終的な内容は、パリティビットｐ_ｉと等しい。

７．２．１．４．３拡張されたＬＤＰＣコードの例
（非フェージング）ＡＷＧＮチャネルの上の拡張されたＬＤＰＣコードのＳＮＲパフォーマンス上のビット及びフレームエラー率（ＢＥＲとＦＥＲ）が、図４２に示されている。オリジナルのコードは、長さＮ_ｌｄｐｃ＝１６２００のＤＶＢ−Ｓ２［１］のレートＲ_０＝４／５コードで、拡張されたコードにはコードレートＲ_１＝２／５がある。ＤＶＢ−Ｓ２からのオリジナルの４／５コードのデコーディング閾値（又はピンチオフ限界）は、約１．７ｄＢである。同じ長さ、Ｎ_ｌｄｐｃ＝１６２００のＤＶＢ−Ｓ２からのレート２／５コードは、−３．４ｄＢでその限界がある。同じコードレート（Ｒ_１＝２／５）の拡張されたＬＤＰＣコードは、−２．９ｄＢでその閾値を持つ。シミュレーションされた情報ビットの数は１０^９だった。Ｓ２のレート４／５コードはデコーディング閾値の後にあるエラーフロア挙動を示すが、シミュレートされた１０^９ビット内で他の２つのコードについてはエラーを検知することはできなかった。

受信機側のＳＮＲが１．７ｄＢを超過する場合、それはオリジナルのレート４／５コードをデコードすることができ、それは、さらに拡張されたＬＤＰＣコードの基本ＦＥＣ部に相当する。この場合、ＩＲ部は無視することが可能であり、それは２（このＰＬＰに属するバーストの半分がＩＲ部からである）の因数だけ処理パワーを軽減する。ＳＮＲが減少する場合、受信機はＩＲ部を復調することができ、さらに４．６ｄＢのマージンを確保する。コーディングゲイン（Ｅ_ｂ／Ｎ_０の差）の点では、コードレートが半分にされるので、これは１．６ｄＢのゲインに相当する。

なお、新たなＬＤＰＣコードを設計することも可能であり、それは、基本ＦＥＣとＩＲ部へ分割することが可能である。これらの新しく設計されたコードのＦＥＣ部が、ＤＶＢファミリーの既存の（標準化された）ＬＤＰＣコードと一致する必要がないため、結果として生じるＩＲ部のコーディングゲインは、本文書で提案されるコードのものよりさらに大きくなる。それは、さらに、異なる数の付加的なパリティビットＭ_ＩＲでＬＤＰＣコードを拡張し、又は１つよりも多くのＩＲ部を可能にすることができる。複数のＩＲ部へのパーティショニング分割は、受信機が成功したデコーディングに必要な量の付加的なパリティ部分を評価することができるようにする。

７．２．２コンスタレーション上へのビットのマッピング
各ＦＥＣＦＲＡＭＥ（シーケンスは、ロングで１６２００ビット、ショートの１６２００ビット、ミニＦＥＣＦＲＡＭＥの４３２０）は、まず入力ビットを並列的なセルワードに逆多重化し、そしてこれらセルワードをコンスタレーション値にマッピングすることにより、コーディングされ変調されたＦＥＣブロックにマッピングされる。出力データセルの数及び１つのセル当たりの有効なビット数η_ＭＯＤはテーブル１５によって定義される。逆多重化は節７．２．２．１によって行なわれ、また、コンスタレーションマッピングは節７．２．３．２によって行なわれる。

７．２．２．１セルワードデマルチプレクサへのビット
図４３に示すように、ビットインターリーバからのビットストリームｖ_ｄｉは、Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}個のサブストリームへ逆多重化される。Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}の値はテーブル１６に定義する。

逆多重化は、出力ビットｂ_ｅ，ｄｏ上にビットインターリービングされた入力ビットｖ_ｄｉのマッピングとして定義される。その際の条件は以下のとおりである。
ｄｏ＝ｄｉｄｉｖＮ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}
ｅテーブル１７に定義されるように、逆多重化されたビットサブストリーム数（０ ≦ｅ＜Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}）は、ｄｉに依存する。
ｖ_ｄｉデマルチプレクサへの入力
ｄｉ入力ビット数
ｂ_ｅ，ｄｏデマルチプレクサからの出力
ｄｏデマルチプレクサからの出力時における一定のストリームのビット数

ＱＰＳＫを除いて、幅Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}のワードは、デマルチプレクサの出力時に、幅η_ＭＯＤ＝Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}／２の２つのセルワードに分割される。最初のη_ｍｏｄ＝Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}／２ビット［ｂ_{０，ｄｏ．．}ｂ_{Ｎｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ／２-１，ｄｏ}］は、１組の出力セル文字列［ｙ_{０，２ｄｏ．．}ｙ_{ηｍｏｄ-１，２ｄｏ}］の１番目を形成し、そして残りの出力ビット［ｂ_{Ｎｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ／２，ｄｏ．．}ｂ_{Ｎｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ-１，ｄｏ}］は、コンスタレーションマッパに供給される第２の出力セル文字列［ｙ_{０，２ｄｏ＋１．．}ｙ_{ηｍｏｄ-１，２ｄｏ＋１}］を形成する。

ＱＰＳＫ（Ｎ_ｌｄｐｃ＝６４８００又は１６２００）の場合には、デマルチプレクサからの幅Ｎ_{ｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ}のワードが、出力セル文字列を形成し、またコンスタレーションマッパに直接供給される。従って、以下の式が成り立つ。
［ｙ_{０，ｄｏ．．}ｙ_{ηｍｏｄ-１，ｄｏ}］＝［ｂ_{０，ｄｏ．．}ｂ_{Ｎｓｕｂｓｔｒｅａｍｓ-１，ｄｏ}］

７．２．２．２Ｉ／Ｑコンスタレーションへのセルワードマッピング
節７．２．２．１のデマルチプレクサからのセルワード（ｙ_{０，ｑ．．}ｙ_{ηｍｏｄ-１，ｑ}）はそれぞれ、ＱＰＳＫ，１６−ＱＡＭ，６４−ＱＡＭのいずれかを使用して、変調され、正規化に先立ってコンスタレーションポイントｚ_ｑをもたらす。

様々なコンスタレーションを示したテーブル１８から２３は、関連する入力ビットｙ_ｅ，ｑの各組合せについての実数成分及び虚数成分Ｒｅ（ｚ_ｑ）、Ｉｍ（ｚ_ｑ）の正確な値を示す。

コンスタレーション、及びそれらに適用されたグレイマッピングの詳細が図４４に表わされる。

各入力セルワード（ｙ_{０，ｑ．．}ｙ_{ηｍｏｄ-１，ｑ}）のコンスタレーションポイントｚ_ｑは、使用される正確な複素セル値ｆ_ｑを得るために、テーブル２４に基づいて正規化される。

節８に述べられているように、ローカルサービスがＰＬＰ上で挿入される場合、ＱＰＳＫの階層的な変調は１６−ＱＡＭを使用し、また、１６−ＱＡＭは６４−ＱＡＭを使用する。しかしまた、ＱＰＳＫは、１つのコンスタレーションポイント当たり４ビットを加えながら６４−ＱＡＭを使用することもできる。階層的な変調は６４−ＱＡＭ上では許可されない。

７．２．２．３コンスタレーション回転と巡回Ｑ遅延
コンスタレーション回転が使用される場合、コンスタレーションマッパから由来する（節７．２．２．２を参照）各ＦＥＣブロックＦ＝（ｆ_０，ｆ_１，…，ｆ_{Ｎｃｅｌｌｓ-１}）の正規化されたセル値は、複素平面内で回転され、その虚数部分はＦＥＣブロック内の１つのセルの分だけ巡回的に遅延される。Ｎ_{ｃｅｌｌｓ}は１つのＦＥＣブロック当たりのセルの数で、テーブル２６に示される。出力セルＧ＝（ｇ_０，ｇ_１，…，ｇ_{Ｎｃｅｌｌｓ-１}）は、以下から求められる。

テーブル２５は、変調に依存する回転角Φを示す。

コンスタレーション回転は、データＰＬＰのみに使用され、シグナリングＰＬＰｓのセルには使用されない。階層変調によるローカルな挿入がＰＬＰに適用される場合、階層変調されたセルのために使用される回転角は、ナショナルＳＦＮセルに使用されたそれと同じであるはずである。よって、例えば、ＱＰＳＫからの階層的１６−ＱＡＭは、ＱＰＳＫについての回転角を使用する。

７．２．３時間インターリービング
時間インターリーバ（ＴＩ）はＤＶＢ−Ｔ２［２］から採用されるが、付加的な利点が導入されないため、セルインターリーバの適用は除外される。従って適用されるインターリービングブロックは、ＥＦＣエンコーディング後のビットインターリービング、一定のＦＥＣスキームのビットからＱＡＭのマッピングを最適化する逆多重化、時間インターリーバ（幾つかのＦＥＣフレーム上で作動する）、及び最後に周波数インターリーバ（節７．６．３によって１つのデータスライス上で作動する）である。

ＤＶＢ−Ｔ２［２］では、ＴＩが行−列ブロックインターリーバであるため、インターリーバ中の行Ｎ_ｒの数は、５で割られたＦＥＣブロック（Ｎ_{ｃｅｌｌｓ}）の中のセルの数及びカラムＮ_ｃ＝５×Ｎ_ＦＥＣ（ｎ，ｓ）の数と等しい。従って、データが埋められた列の数は、そのセルレートに依存するＴＩブロックごとに変化する。テーブル２６は、インターリーバのパラメータを定義する。

しかしながら、時間インターリーバはＤＶＢ−Ｔ２標準からオプション１のみを適用するように制限される。つまり、フレーム飛びや幾つかのサブスライスへの分割は提案されていない。その理由は、提案されるスケジューラ（節７．３を参照）のアプリケーションであり、同じ原理を可能にする。ＴＩのフレームはバッファへ入力され、これはバーストとして読み出され、非常に柔軟な方法でスケジューラブロックによって予定される。例として、スケジューラは、長い時間インターリーバ（現在のＮＧＨフレームをさらに超過する、Ｔ２の中のフレーム飛びＴＩのオプションに相当する）に関する１つのＰＬＰのバーストを分離することができ、その一方で、１つのデータスライス（Ｔ２の中のタイプ１ＰＬＰに相当）中の長いバーストを形成するために別のＰＬＰのバーストが連結される。

７．３スケジューラ
スケジューラのタスクは、ＮＧＨフレーム構造上に幾つかのＰＬＰの時間インターリーバ（ＴＩ）フレームのマッピングすることである。異なるＰＬＰの時間インターリービングブロックの最初のステップは、ＰＬＰ特有のバッファに投入される。バッファリングするレベルが１つのセグメント当たりのアクティブセルの数を超過するとすぐに、スケジューラはそのようなバーストをバッファから取り出すことができ、特定のＯＦＤＭシンボルの単一データスライスのアクティブサブキャリア（つまり非パイロットキャリア）上にマップする。なお、異なるパイロットパターンが適用されるため、１つのセグメント当たりのアクティブセルの数が異なるデータスライスによって変化する場合がある。スケジューラは、さらに、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯモード（節９を参照）を使用するＰＬＰからのバーストが、所望されるパイロット密度を提示するデータスライスに割り付けられることを保証する。ＰＬＰバッファの１つ以上のバーストは連結される可能性がある、つまり、データスライスの以下のシンボルは、さらに同じＰＬＰのバーストも含むことができる。このように、異なるサブスライシング長はＤＶＢ−Ｔ２に似せて作成できる。

最小の受信帯域幅が１．７ＭＨｚ（１つのデータスライスが可能な検出）であるので、スケジューラは、関連するＰＬＰに属するそのバーストが同時に、つまり異なるデータスライスの中で同時に、送信されることを回避する。例として、関連するＰＬＰが、スケジューリングモード２における同じデータスライスの中で割り付けられる場合、これは達成可能である（図４５参照）。

ＰＬＰ特有バッファのメカニズムは、各ＯＦＤＭデータシンボル、及び各セグメントでのみ、単一のＰＬＰのバーストが挿入されることを確認する。時間インターリーバフレームの始まりが、典型的には、データスライス中のバーストの始まりと一致しないため、帯域内シグナリングと同様、シグナリングＰＬＰのポインタメカニズムが導入される（ＴＩフレームの最初のバーストへのイントラシンボルポインタ）。図４６は原則である。ＰＬＰ１のための新しい時間インターリーバフレームのスタート位置（データスライス内のアクティブなサブキリア）は、ＰＬＰバースト内のどこかにある。

スケジューリングスキームはそれ自身定義されない。これにより、各サービス（例えば最大のロバスト性又は低い遅延）の特定ニーズのためのアルゴリズムのマッピングの最適化が可能となる。

しかしながら、ＰＬＰのサブスライシングが時間においてＰＬＰデータの規則的なパーティショニングを生じさせるというＤＶＢ−Ｔ２とは対照的に、ＮＧＨスケジューラは、そのような規則的な反復パターンを回避するように働く。経時的なフェージングが、しばしば定期的（つまり、周期的）な形で生じることはヘルシンキ測定の中で示された。定期的時間フェージングが、移動する受信機で、ドップラー周波数に依存するフェード繰返し率で生じる。スケジューラは、少なくともデータスライス内の各ＰＬＰのバーストをシャッフルするメカニズムを導入することにより、この種の規則性を克服する必要がある。例えば、データスライス内のＰＬＰバーストの順序を、バーストの反復間隔全体の間で変更し、又はずらすことができる。

スケジューラはさらに、受信機スリーピング時間のバーストを増加させるために、あるＰＬＰのバーストは幾つかのＮＧＨフレームに挿入されない、つまり、受信機は全てのＮＧＨフレームをデコードする必要がない、ということを考慮する。

なお、提案されるスケジューラは、高度の柔軟性を可能にした。しかしながら、スケジューリングが、ユニークでこのように先決された方法で作動することを確実にするために、この柔軟性を適切なアルゴリズムによって制限する。例えば、フレームモード２では、幾つかのＰＬＰが１つのフレーム中に固定データスライスに割り付けられるが、次のフレーム（定義されたやり方。図４５を参照）中の異なるデータスライスに変わることができる場合、スケジューラはＤＶＢ−Ｔ２の中のフレームビルダとして同様の方法の中で作動することができた。これは、スケジューラが、各データスライスごとにセグメンテーションしたＯＦＤＭシンボルの上にＰＬＰのバーストを割り当てることを意味する。これらはシングルバースト又は幾つかの連結バーストであり、その一方で後者はより粗いサブスライシング長に相当する。さらに、結合したＰＬＰのバースト（それはＤＶＢ−Ｔ２の上のタイプ１ＰＬＰに一致）を全て割り当てることが可能である。様々なバースト（異なるＰＬＰからの）を並べることは、ＤＶＢ−Ｔ２でのように規則的になる。しかしながら、上記のように、フレーム上にバーストをマッピングするどんな規則性も、周期的なフェージングの影響を緩和するために回避されるべきである。

７．４シグナリング
シグナリング概念は、ＤＶＢ−Ｔ２と異なり、オーバーヘッドを最小限に抑えつつロバスト性を高める。シグナリング概念は７．４．１で説明する。異なるシグナリング段階の詳しい概念は以下の節で述べる。

７．４．１シグナリング概念
提案されるシグナリング概念は、受信機がペイロードデータを得るために３つのステップを使用することを意味する。最初に、受信機は、プリアンブル内の疑似の静的シグナリングをデコードする。プリアンブルは、さらに完全なシグナリングＰＬＰｓを伝送する全てのバーストを指す。シグナリングＰＬＰｓは、ＤＶＢ−ＮＧＨ信号内で送信された全てのＰＬＰに関する情報を伝送し、各データＰＬＰのバーストへのポインタを含む。更に、データＰＬＰはそれぞれ、それ自体及び他のＰＬＰの定義可能なグループへの帯域内シグナリングを含む。このように、シグナリングＰＬＰは、１つのＰＬＰから他へのザッピングの初期取得のみに必要とされる。基本的な取得手法ダイアグラムを図４７に示す。

この構造の主な利点は、縮小されたオーバーヘッドであり、一方で高いロバスト性を維持することである。プリアンブルは、主としてフレーム構造と関係するシグナリングを含み、それは一定のＮＧＨシステム内で静的である。ＤＶＢ−Ｃ２で既に使用されている絶対的ＯＦＤＭの概念により、受信機はＮＧＨ信号内のどんなチューニング位置でもプリアンブルをデコードすることができる。プリアンブルとポストアンブルはＰ２シンボルの中で、Ｌ１−プレシグナリングのように、またさらに、ＤＶＢ−Ｔ２のフレームクロージングシンボルとしてのポストアンブルのように作用する。というのは、完全なチャネル推定、ＭＩＸＯまでもが可能なためである。ＭＩＸＯとは、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯ送信のいずれかを意味する。

シグナリングＰＬＰは、その位置がプリアンブルかポストアンブル内のポインタによって示されている間、ノーマルデータＰＬＰのように送信される。従って、時間インターリービングをシグナリングＰＬＰに使用することが可能であり、それはそのロバスト性を著しく増加させて、ＤＶＢ−Ｔ２のＰ２シンボルの中で要求されるようなペイロードデータと比較して、非常に高いロバスト性を必要としない。従って、オーバーヘッドは、高めたシグナリングのスペクトルの効率により、縮小される。更に、フレーム構造内のシグナリングＰＬＰの繰返し率はネットワークオペレータによって調整可能である。シグナリングＰＬＰは、例えば、縮小された信号収集時間のために全てのフレームの中で送信される。しかしながら、さらに、シグナリングオーバーヘッドを著しく縮小する大きなインターバルの中で、シグナリングＰＬＰを送信することは可能である。シグナリングＰＬＰは、全てのＰＬＰのパラメータを含み、一方で個々のＰＬＰの変調及びコーディングパラメータは静的であると仮定されている。更に、シグナリングＰＬＰは、データＰＬＰをデコードするために情報を全て含んでおり、つまり、それは、バースト数、及び各ＰＬＰの１つ以上の時間インターリービングフレームの位置をシグナリングする。

データＰＬＰはさらに、それ自体で帯域内シグナリングを含んでおり、時間インターリービングフレームの各グループの中で一度送信される。ＴＩフレームの数（ひとつのグループとして同時にシグナリングされる数）は、１から４までの範囲で、ＮＵＭ＿ＳＩＧＮＡＬＬＥＤ＿ＴＩ＿ＦＲＡＭＥＳの中でシグナリングされる。さらに、それは、例えば同じブーケの多くの他のＰＬＰについてのシグナリングを伝送できる。従って、シグナリングＰＬＰを追跡する要求は存在しない。更に、時変パラメータだけが送信されるとともに、このシグナリングによって引き起こされる付加的なオーバーヘッドは、非常に限られる。

７．４．２プリアンブルシグナリング
プリアンブルシグナリングは、それぞれのプリアンブル（又は、ＤＶＢ−Ｔ２として別の送信システムを備えたＴＤＭＡの中で送信される場合は、ポストアンブル）シンボルの中で送信され、主として、フレーム構造に関連する静的パラメータを含む。

SYSTEM_ID:ＤＶＢ−ＮＧＨネットワークのシステムＩＤを一意に識別する１６ビットフィールドである。
NETWORK_ID:ＤＶＢ−ＮＧＨネットワークのネットワークＩＤを一意に識別する１６ビットフィールドである。
CELL_ID:ＤＢ−ＮＧＨネットワークのセルＩＤを一意に識別する１６ビットフィールドである。
TX_ID_AVAILABILITY:ＤＶＢ−Ｔ２においてＴＸ＿ＩＤ＿ＡＶＡＩＬＡＢＩＬＩＴＹをシグナリングする８ビットフィールドである。
GUARD_INTERVAL:現在のＤＶＢ−ＮＧＨフレームのガードインターバルを識別する２ビットフィールドである。
START_FREQUENCY:複数の１６ＯＦＤＭサブキャリアにおいて（つまり、複数の１６／（８９６μｓ）≒１７．８ｋＨｚ）、現在のＤＶＢ−ＮＧＨフシグナルの初期周波数を識別する２４ビットフィールドである。値０は絶対周波数０Ｈｚを意味する。
RESERVED_TONES:リザーブドトーンの存在をシグナリングするフラグである。
CHANNEL_BANDWIDTH:ＤＶＢ−ＮＧＨシグナルの帯域幅をシグナリングする４ビットフィールドである。
SUPER_FRAME_LENGTH:スーパーフレーム中のフレーム数を示す８ビットフィールドである。
FRAME_LENGTH:この６ビットフィールドの値に４を掛けた数が、ＤＶＢ−ＮＧＨフレーム内のＯＦＤＭシンボル数（プリアンブル及びポストアンブルを除く）である。
NGH_OPERATION_MODE:現在のＤＶＢ−ＮＧＨシステムが、スタンドアロン（ＮＧＨ＿ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥ＝＝０）なのか、又は他の送信システム、例えばＤＶＢ−Ｔ２、との時分割多重アクセス（ＮＧＨ＿ＯＰＥＲＡＴＩＯＮ＿ＭＯＤＥ＝＝１）中であるかどうかを示すフラグである。
以下の２つのフィールドは、ＤＶＢ−ＮＧＨシステムが他の送信基準に時分割多重アクセスしている時のみ表示される。
POSTAMBLE_FLAG:現在のプリアンブルシンボルが、プリアンブルなのかポストアンブルなのかを示すフラグである。
GAP_LENGTH:２つのＤＶＢ−ＮＧＨフレーム間の、ポストアンブルの最後から次のＤＶＢ−ＮＧＨプリアンブル（Ｔ２Ｐ１シンボルではない）の始めまでの長さのギャップを、初期の期間の倍数で表示する２２ビットフィールドである。
以下のフィールドは、データスライス毎に表示される（データスライスの数はチャネル帯域幅を使って計算可能である）。
PILOT_PATTERN:所定のデータスライスで使用されるパイロットパターンを示す３ビットフィールドである。ポストアンブルの場合、このシグナリングは次のＤＶＢ−ＮＧＨフレームまで有効である。
FRAME_NUMBER:スーパーフレーム内の現在のフレーム数を示す８ビットフィールドである。ポストアンブルの場合、このフィールドは次のＤＶＢ−ＮＧＨフレームの数を示す。
L1_SIG_QAM:レイヤー１シグナリングを含むＰＬＰのＱＡＭマッピングを示す３ビットフィールドである（回転コンスタレーションを含む）。
L1_SIG_FEC:レイヤー１を含むＰＬＰのＦＥＣエンコーディングを示す４ビットフィールドである（ＦＥＣコード長を含む）。
L1_SIG_MIMO:レイヤー１シグナリングを含むＰＬＰのＭＩＭＯエンコーディングを示す２ビットフィールドである。
L1_SIG_LENGTH:ＬＤＰＣコードワードの倍数の、レイヤー１シグナリングを含むＰＬＰの長さをシグナリングする８ビットフィールドである。
L1_SIG_PILOT_PATTERN:レイヤー１シグナリングＰＬＰを含むデータスライスのパイロットパターンをシグナリングする３ビットフィールドである。
L1_SIG_FRAME_NUMBER:シグナリングされたシグナリングＰＬＰが開始したフレーム数を示す８ビットフィールドである。
INTRASYMBOL_POINTER:ＯＦＤＭシンボル内でシグナリングＰＬＰの開始を指摘する１１ビットフィールドである。
NUM_L1_SIG_BURSTS:レイヤー１シグナリングを含むＰＬＰのバースト数をシグナリングする３ビットフィールドである。
以下の２つのフィールドは、レイヤー１シグナリングバーストそれぞれに表示される。
DATA_SLICE_ID:バーストを含むデータスライス数を示す４ビットフィールドである。
OFDM_SYMBOL_NUMBER:次の所定のバーストのＯＦＤＭシンボル数を示す８ビットフィールドである。この数が以前のバースト数よりも少ない場合、このバーストは次のフレーム内に送信される。
CRC32:この３２ビットの巡回冗長検査はデータの正確性を保証した。

７．４．３シグナリングＰＬＰ
このシグナリングＰＬＰには、全てのデータＰＬＰをデコードすることを要求されたシグナリングビットを含む。ＭｏｄＣｏｄ、ＭＩＭＯ及びパイロットパターンに関するパラメータは、全て静的であると仮定される。ＰＬＰＩＤ０はシグナリングＰＬＰのためにリザーブされる。

FRAME_NUMBER:時間インターリービングフレームの最後のバーストのフレーム数を示す８ビットフィールドである。
NUM_PLP:現在のＤＶＢ−ＮＧＨシグナル内に存在するＰＬＰ数をシグナリングする８ビットフィールドである。
以下のフィールドは、シグナリングＰＬＰ全てに表示される:
PLP_ID:８ビットのＰＬＰの識別子である。
PLP_IDENTIFICATION:ネットワーク内のＰＬＰを一意に識別する１６ビットフィールドである。
PLP_QAM_MODE:ＰＬＰのＱＡＭモード（回転コンステタレーションを含む）をシグナリングする４ビットフィールドである。
PLP_FEC_MODE:ＰＬＰのＦＥＣモード（ＦＥＣコード長含む）をシグナリングする４ビットフィールドである。
PLP_MIMO_MODE:以下のテーブルに従ってＰＬＰのＭＩＭＯモードをシグナリングする２ビットフィールドである。

PLP_PILOT_PATTERN:ＰＬＰが送信されたパイロットパターンを識別する３ビットフィールドである。
PLP_TYPE:ＰＬＰタイプを識別する８-ビットフィールドである。
PLP_PAYLOAD_TYPE:ＴＳ、ＧＳＥ等のペイロードタイプをシグナリングする８ビットフィールドである。
NUM_ASSOCIATED_PLP:あるＰＬＰと関係するＰＬＰの数を示す３ビットフィールドである。
以下２つのフィールドは関連するＰＬＰそれぞれに現れる。
ASSOICATED_PLP_ID:関係するＰＬＰのＰＬＰＩＤを示す８ビットフィールドである。
ASSOCIATION_TYPE:ローカルサービス又はインクレメンタル冗長性などの関連タイプをシグナリングする２ビットフィールドである。
INTERLEAVING_TYPE:タイムインターリーバのタイプを示す２ビットフィールドである。
NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES:NUM_SIGNALLED_TI_FRAMES=0がＴ１フレームに対応するように、所定のＰＬＰに対して、シグナリングされた時間インターリービングフレーム数から１を差し引いた数をシグナリングする２ビットフィールドである。
以下のフィールドは、シグナリングされた時間インターリービングフレームそれぞれに現れる。
TI_NUM_BURSTS:所定の時間インターリービングフレームに対するバースト数をシグナリングする３ビットフィールドである。
TI_FRAME_NUMBER:時間インターリービングフレームが開始したフレーム数を示す８ビットフィールドである。この数が、現在のフレーム数よりも少ない場合、ＴＩ＿ＦＲＡＭＥ＿ＮＵＭＢＥＲが以下のスーパーフレームを参照する。
INTRASYMBOL_POINTER:ＯＦＤＭシンボル内の時間インターリービングフレームのスタートを指摘する１１ビットフレームである。
以下のフィールドは、時間インターリービングバーストごとに現れる。
DATA_SLICE_ID:バーストを含むデータスライスを示す４ビットフィールドである。
OFDM_SYMBOL_NUMBER:_DELTA:次の所定のバーストのＯＦＤＭシンボル数を示す１０ビットフィールドである。時間インターリービングフレームの最初のバーストの場合、シグナリングされたＮＧＨフレーム内の絶対ＯＦＤＭシンボル数がこの数となる。他の全ての値は、過去のバーストの始まりに関係して与えられる。つまり、バーストの始まりは、フレーム数に過去全てのＯＦＤＭ＿ＳＹＭＢＯＬ＿ＤＥＬＴＡを加えて示される。
以下のフィールドは、関連ＰＬＰがあった場合にのみ現れる。
ASSOCIATED_PLP_IDX:ＮＵＭ＿ＡＳＳＯＩＣＡＴＥＤ＿ＰＬＰループ中に関連ＰＬＰのインデックスを示す３ビットフィールドである。値０は現在関連しているＰＬＰが存在しないことを意味する。
TIME_INTERLEAVER_SIZE:ＬＤＰＣコードワードの倍数で、タイムインターリービングの長さを示す８ビットフィールドである。
NUM_HANDOVER_PLP:ハンドオーバーシグナリングでシグナルする予定のＰＬＰの数を示す８ビットフィールドである。
以下のフィールドは、シグナリングされたハンドオーバーＰＬＰそれぞれに現れる。
PLP_IDENTIFICATION:ネットワーク内のＰＬＰを一意に識別する１６ビットフィールドである。
NUM_ALTERNATIVE_CELLS:ＰＬＰも伝送する所定のネットワーク内の代替セルの数を示す８ビットフィールドである。
以下のフィールドは、代替セルそれぞれに現れる。
START_FREQUENCY:代替セルの開始周波数を示す２４ビットフィールドである。
CELL_ID:代替セルのセルＩＤを示す１６ビットフィールドである。
CRC32:この３２ビットの巡回冗長検査はデータの正確性を保証した。

７．４．４帯域内シグナリング
帯域内シグナリングは時間インターリービングフレームそれぞれの最初のＢＢＦＲＡＭＥの中で送信される。それは、現在受信されたＰＬＰに関する情報、また、随意的には、関連するＰＬＰ又はその他のＰＬＰに関する情報を伝送する。時変パラメータのみが帯域内シグナリング内にシグナリングされる。

FRAME_NUMBER:８ビットのフィールドが、時間インターリービングフレームの最後のバーストのフレーム番号を示す。
NUM_SIGNALLED_PLP:８ビットのフィールドが、一定の帯域内シグナリング内でシグナリングされたＰＬＰの数をシグナリングする。残りのパラメータはＳｉｇｎａｌｌｉｎｇＰＬＰと同じ意味である。

７．５データスライス処理
データスライス処理は、スケジューラから入力データをとり、該当するデータスライス用の完全なＯＦＤＭシンボルを作成する。それは、周波数インターリービングを行ない、全てのパイロット、つまり、スキャッタードパイロット、連続的パイロット、リザーブドトーンを、使用されるとすれば全て加える。この段階でパイロットの追加がされるのは、それが同じシステムの異なるデータスライスに異なるパイロットパターンを持つ可能性を可能にするためである。

アラインメントを単純化するために、データスライスの帯域幅は常に複数の３２個のＯＦＤＭサブキャリアである。これは、ペイロードサブキャリアの数が複数のＯＦＤＭシンボルに対して、データスライス内で一定のままであることを保証する。更に、１．７ＭＨｚのチューナーによる信号の受信を可能とするため、その帯域幅は１４４０のＯＦＤＭサブキャリア（１．６１ＭＨｚ）を超過しないものとする。

７．５．１データスライス帯域幅
帯域幅（又は、データスライス毎のサブキャリア数）は、ＤＶＢ−ＮＧＨ信号全体の帯域幅に依存する。テーブル３１は、様々なチャネル帯域幅のためのデータスライスサブキャリアＮ_ＤＳの数を一覧で示す。これらは、１．６１ＭＨｚを超過せずに、データスライスの帯域幅が常に最大であるように選択される。信号スペクトルの端に、２００ｋＨｚのガードバンドが仮定される。データスライス帯域幅の小さな適応は、特別のスペクトル必要条件により可能であろう。

更に、データスライスの帯域幅は、受信機が各データスライスの中央周波数に合わせれば、望まれない共通の相回転が生じないことを保証する。そうでなければ、ＤＶＢ−Ｃ２［８］のインプリメンテーションガイドラインの中で説明されたように、これらの相回転は、例えば連続的パイロット又は位相の回転により補正が必要である。

値は、８ＭＨｚのオペレーション中のＤＶＢ−Ｔ２の８ｋＦＦＴモードに類似する。８ＭＨｚのオペレーションの中のＤＶＢ−Ｔ２２ｋのＦＦＴモードのサブキャリア間隔が提案されている場合、これらのパラメータをＬバンド及びＳバンド運用に適合させるために、スケーリングが提案されている。

７．５．２周波数インターリーバ
周波数インターリーバは各データスライスへの割り当てられたサブキャリアの上に入力データを任意に分配するために使用される。インターリービングは奇数対奇数スキームを使用して、データスライス内にのみ行なわれ、その時、提案されるスキームはＤＢＶ−ＴＳ２のサブキャリアスペーシングからの流用である。

ＳＩＳＯパイロットを使用したデータスライスに対し、出力は以下のように定義される。

ここで、Ｎ_ＤＳは、データスライスごとのペイロードＯＦＤＭサブキャリアの数であり、ａ及びｘは、ベクトルＸ，Ａの要素である。
Ｈ_０（ｐ）及びＨ_１（ｐ）は、シーケンスＲ’_ｉのメンバービットの並び替え関数である。この並び替え関数はテーブル３２に定義される。

並び替え関数を生成するために使用されるアルゴリズムの概略ブロック図は、図４８に示す。

データスライスがＭＩＸＯパイロットを使用する場合、ペアのインターリービングは空間−時間／周波数ブロックコードのペアのカップリングを破壊しないために使用される。従って、インターリービングスキームは修正される。その後、その出力は次のように定義される：

７．５．３データスライスパイロット
チャネル推定を可能にするため、スキャッタードパイロットがデータスライスに加えられる。同じ信号の異なるデータスライス内の異なるパイロット密度を持つことが可能であるため、これらのスキャッタードパイロットの追加は個別のデータスライス内で既に行われている。

７．５．３．１ＳＩＳＯ伝送のためのスキャッタードパイロット
ＳＩＳＯ信号の等化は、１チャネル伝達関数のみの推定を要求する。しかしながら、近隣のデータスライスがＭＩＸＯ信号を使用する可能があるため、エッジパイロットとプリアンブルパイロットは常にＭＩＸＯパイロットを伝送する。エッジパイロットとプリアンブルパイロットはデータスライスパイロットの一部ではなく、また、それらの挿入は節７．７．３で述べる。本提案は異なるパイロット密度に対応する。パイロットスキームＰＰ２及びＰＰ３がオーバーヘッドの縮小を提示する一方で、パイロットパターンＰＰ０とＰＰ１は大きな単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）を意図している。更に、それらが時間方向に増加したパイロット密度を持つため、ＰＰ０とＰＰ２は高速受信のために最適化される。

以下の場合、データスライス内では、一定セルはスキャッタードパイロットである。

ここで、それぞれ、ｋ_ＤＳがデータスライス内のサブキャリア番号で、ｌがフレーム内のシンボル番号である。Ｄ_Ｘ及びＤ_Ｙの値は、それぞれ、許容されるガードインターバル割合と同様、テーブル３３で示す。

図４９は、パイロットパターンＰＰ０のためのパイロット配置例を示す。
パイロット変調シーケンスは以下のとおりである。

ここで、テーブル３４に定義されているように、Ａ_ＳＰはスキャッタードパイロットのブースティングレベルである。さらに、フレーミングセクションで完全なスクランブルが実行されるため、この時点ではスクランブルは適用しない。

７．５．３．２ＭＩＸＯ送信のためのスキャッタードパイロット
異なるチャネル伝達関数の数の２倍が受信機によって評価されるため、ＭＩＸＯサービスの送信は追加のパイロットを要求する。しかしながら、ＤＶＢ−Ｔ２とは対照的に、大きな単一周波数ネットワークにも対応する可能性は維持される。従って、付加的パイロットパターンはＳＩＳＯパイロット（つまり逆パイロット）に重ねられる。従って、次の場合、セルは非逆パイロットである：

そして、次の場合には、逆のパイロットである：

ここで、Ｄ_Ｘ及びＤ_Ｙの値は、再びテーブル３３で定義される。
ＭＩＸＯグループ０の送信機用の変調シーケンスは次のとおりである。

ＭＩＸＯグループ１の非逆パイロットの変調シーケンスは次のとおりである。

一方、ＭＩＸＯグループ１の逆パイロットの変調シーケンスは以下のとおりである。

Ａ_ＳＰの値は、再びテーブル３４で定義される。さらに、図５０は、パイロットパターンＰＰ０のＭＩＸＯパイロットの配置を示す。

７．５．３．３連続的パイロット
データスライスは連続的パイロットを含み、それは同期及び共通のフェーズエラーの除去に使用できる。以下の場合、データスライス内のセルは連続的パイロットとなる。

ここで、テーブル３５にＭ_ＳＰを定義する。連続的パイロットの変調は以下のとおりである。

連続的パイロットの振幅は、Ａ_ＣＰ＝４／３である。連続的パイロットがスキャッタードパイロットと同じ位置にかかる場合、スキャッタードパイロットが送信される。

連続的パイロットのリストは、１つのデータスライス当たりのペイロードＯＦＤＭサブキャリアの数が常に一定であることを保証する。更に、１つのデータスライス当たりのペイロードＯＦＤＭサブキャリアの数は常に偶数であり、それはペアの周波数インターリービングの場合のどんな障害も引き起こさない。

７．５．３．４リザーブドトーン
要求があれば、幾つかのセルはピーク対平均電力（ＰＡＰＲ）の削減の目的で取っておかれる可能性がある。リザーブドトーンは、ＤＶＢ−Ｔ２［２］からのリザーブドトーンアルゴリズムによるＯＦＤＭ出力シンボルのＰＡＰＲを減少させるために任意の値にセットすることができる。リザーブドトーンは、パイロットと同じ場所を共用しない。以下の場合、セルはリザーブドトーンである。

ここで、リザーブドトーンのリストはテーブル３６で定義する。

７．５．４ペイロードデータのマッピング
ペイロードデータベクトルＸ_{ｍ，ｌ，ＤＳｘ}は、パイロット又はリザーブドトーンによって占領されていない、データスライスｘのセル上にマッピングされる。マッピングは、ｋ_ＤＳの増加している順に行われる。つまり、ベクトルＸ_{ｍ，ｌ，ＤＳｘ}の最初のセルは、最小のインデックスｋ_ＤＳと共に、以下のセル上にマッピングされる。

なお、ｃ’は２つのグループから、つまりＭＩＸＯグループ０、ＭＩＸＯグループ１から構成される場合がある。

７．６プリアンブル及びポストアンブル生成
プリアンブル（及びポストアンブル）は、ＤＶＢ−ＮＧＨフレームへの初期取得を得るために情報を全て伝送する。従って、プリアンブルはセクション７．４．２に述べられているようなシグナリングビットを送信する。プリアンブルは全てのＤＶＢ−ＮＧＨフレームの初めに送信される。更に、ＤＶＢ−ＮＧＨ信号がＤＶＢ−Ｔ２ＦＥＦ（又は他のシステムを備えた時分割多元接続の中で）で送信される場合、ポストアンブルシンボルはＮＧＨフレームの終わりに送信される。プリアンブル及びポストアンブルの双方が、完全なチャネル推定を可能とする。

７．６．１プリアンブル用のＦＥＣエンコーディング
プリアンブル及びポストアンブルのシグナリングビットは、アウター短縮ＢＣＨエンコーダ及び内部ＬＤＰＣコードによって保護される。以下では、プリアンブルエンコーディングが記述される。ポストアンブルエンコーディングはプリアンブルのエンコーディングと同一である。

７．６．１．１プリアンブル用短縮ＢＣＨエンコーディング
内部エンコーダは、ＧＦ（２^１４）上で定義された、短縮（Ｎ_ｂｃｈ，Ｋ_ｂｃｈ，ｔ）＝（３６０，２６２，７）ＢＣＨコードを適用する。プリアンブルからのシグナリングビットは、７．４．２節に述べられていたように、合計Ｎ_ｐｒｅ≦２５８の長さがある。Ｋ_ｂｃｈ＝２６２がＢＣＨエンコーダの入力長であるとき、Ｋ_ｂｃｈ−Ｎ_ｐｒｅにゼロをアペンドすることで、メッセージビットベクトルを形成する。生成多項式ｇ（ｘ）は、ＤＶＢ−Ｔ２の短縮ＦＥＣＦＲＡＭＥの１つと同一である。

７．６．１．２プリアンブル用の短縮及びパンクチャードされたＬＤＰＣエンコーディング
ＬＤＰＣエンコーダは、３６０／１４４０＝１／４のコードレートを有する。当該コードは、以下のように、短縮及びパンクチャードによってコードレート２／３のショートＬＤＰＣコードから導かれる。

（１）３６０ビットのＢＣＨコードワードの後、１０４４０個のゼロを追加し、１０８００ビットをエンコードする。
情報：（ｍ_０，ｍ_１，…，ｍ_３５９，ｍ_３６０，ｍ_３６１，…，ｍ_{１０７９９}）＝（ｍ_０，ｍ_１，…，ｍ_３５９，０，０，…，０）
コードワード：（ｃ_０，ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_{１６１９９}）

（２）パリティインターリーブを行う。
インターリーブ前：（ｃ_０，ｃ_１，ｃ_２，…，ｃ_{１６１９９}）
インターリーブ後：（ｄ_０，ｄ_１，ｄ_２，…，ｄ_{１６１９９}）
ここでの条件は以下のとおりである。

詳細については、ＤＢＶ−Ｔ２［２］を参照。

（３）送信対象の第０番目、第３０番目、第３１番目及び第４３番目の３６０にサイジングされるブロックを選択する。
（ｄ_０，ｄ_１，…，ｄ_３５９，ｄ_{１０８００}，ｄ_{１０８０１}，…，ｄ_{１１１５９}，ｄ_{１１１６０}，ｄ_{１１１６１}，…，ｄ_{１１５１９}，ｄ_{１５４８０}，ｄ_{１５４８１}，…，ｄ_{１５８４０}）
送信コードビットの合計数は１４４０である。

７．６．１．３プリアンブルエンコーディング用シミュレーション結果
図５１に示されるように、提案されるエンコーディングスキームは、ネガティブＣ／Ｎ領域に作動し、ロバスト性と低オーバーヘッドの間の良いトレードオフとなっている。ここで、少なくとも５０フレーム（プリアンブル）のエラーが測定され、信頼できる結果が得られた。

７．６．２ＱＡＭマッピング
１４４０エンコード化されたＦＥＣプリアンブルシグナリングビットはセクション７．２．２で定義されたとおり、７２０ＱＰＳＫシンボルへエンコードされる。

７．６．３周波数インターリーバ
セクション７．５．２に記載のとおり、プリアンブルの７２０ＱＡＭセルＡ_{ｍ，ｌ，ＰＲ}は、並び替え関数Ｈ_０（ＳＩＳＯモード）及びパラメータＮ_ＤＳ＝７２０に基づいた周波数インターリーバを使用して、出力Ｘ_{ｍ，ｌ，ＰＲ}ベクトルにインターリーブされる。

７．６．４プリアンブルパイロット
プリアンブル（及びポストアンブル）は常にＭＩＸＯパイロットを含み、また、１つのＯＦＤＭシンボル内の完全なチャネル推定を可能にする。プリアンブル内のセルは、以下の場合は、非逆パイロットである。

そして、以下の場合は、逆のパイロットである。

ＭＩＸＯグループ０の双方のパイロットの変調は以下のとおりである。

さらに、ＭＩＸＯグループ１についての非逆パイロットの変調は以下のとおりである。

また、逆パイロットの場合は以下のとおりである。

全ての場合での振幅は、Ａ_ＰＲ＝６／５である。

７．６．５プリアンブルデータのマッピング
プリアンブルデータベクトルＸ_{ｍ，ｌ，ＰＳ}は、パイロットによって占領されないデータスライスｘのセル上にマッピングされる。マッピングは、ｋ_ＰＲの増加している順に行われる。つまり、ベクトルＸ_{ｍ，ｌ，ＰＲ}の最初のセルは、最小のインデックスｋ_ＰＲを備えた以下のセル上にマッピングされる。

なお、プリアンブルペイロードデータがＳＩＳＯの中で常に送信される。

７．７フレーミング
フレーミングの目的は、プリアンブルと異なるデータスライスのマージ及びエッジパイロットの挿入である。受信機に対して低い複雑さを維持する一方で、全面的なフレーミング概念はＤＶＢ−Ｃ２から採用され、高い柔軟性を提示する。図５２は、ＤＶＢ−Ｔ２ＦＥＦ（又は他の送電システム、例えばＬＴＥ）の中の送信用の本提案システムのフレーム、及びスタンドアロンオペレーション用のフレームを示す。

全てのＮＧＨフレームの初めに、プリアンブルシンボルは送信される。Ｌ_ＦＯＦＤＭシンボルがこれに続く。例えばＤＶＢ−Ｔ２での送信の場合、ポストアンブルはフレームの終わりに送信される。このポストアンブルは、次のフレーム用のシグナリングを伝送し、加えて、パイロットのフレームクロージングを準備する。更に、それは、ＤＶＢ−Ｔ２部分の長さを伝送し、それは、受信機が次のＤＶＢ−ＮＧＨフレーム上で直ちに同期することを可能にする。スタンドアロンオペレーションの場合には、このポストアンブルが必要ではない。代わりに、次のフレームのプリアンブルが送信される。信号がＤＶＢ−Ｔ２ＦＥＦの内部で送信される場合、各ＤＶＢ−ＮＧＨフレームの最初にＤＶＢのＴ２標準［２］によるＰ１シンボルを送信しなければならない。しかしながら、このＰ１シンボルはＤＶＢ−ＮＧＨシステムの一部ではない。

この節では、全てのデータスライス間、及びスペクトルの端で、特別のエッジパイロットが送信されることについて説明する。各データスライスの帯域幅は選ばれたチャネルバンド幅に依存し、データスライス節の中で与えられる。

７．７．１プリアンブルとポストアンブルシンボルの挿入
プリアンブル概念はＤＶＢ−Ｃ２に採用されたプリアンブル概念に似ている。プリアンブルとポストアンブル生成（節７．４．２参照）で生成された１４４０個の複素セルが、プリアンブルシンボルの周波数軸上に周期的にマッピングされる。そのプリアンブルシンボルは、完全なプリアンブルで、図５３に示されるように、１．６１ＭＨｚごとに繰り返す。完全なプリアンブルが挿入される周波数帯域はＬ１ブロックとして表示される。Ｌ１ブロックの繰返しは０ＭＨｚの絶対周波数で始まる。その結果、この概念は絶対的ＯＦＤＭと呼ばれる。

当然、ＤＶＢ−ＮＧＨ信号帯域幅内のスペクトル部分だけが実際に送信される。信号が
データの循環的構造により、Ｌ１ブロックの最初に必ずしもスタートしない場合、受信機は、プリアンブルの完全なシグナリングデータを修復することができる。これはシグナリングデータ内の任意のチューニング位置として有効である。時間ドメイン信号中の高いピークを回避するために、プリアンブルは後で記述されるように、スクランブリングシーケンスｗ_ｋを使用してスクランブルされる。

７．７．２データスライスのアセンブリ
異なるデータスライスのデータはＤＶＢ−Ｃ２で定義されたとおり、周波数領域内に整列する。

７．７．３エッジパイロット
エッジパイロットは、図４９（ＳＩＳＯ）及び図５０（ＭＩＸＯ）に示されるように、各データスライスの端で使用される。信号がＳＩＳＯ運用で送信されても、エッジパイロットは常に、ＭＩＸＯモードで送信される。同じＤＶＢ−ＮＧＨ信号内のＳＩＳＯ及びＭＩＸＯのデータスライスの混合を可能にする。

ＭＩＸＯグループ１（又はＳＩＳＯ送信の場合）のためのエッジパイロットの変調は以下のとおりである。

ここで、Ａ_Ｅｄｇｅ＝７／３である。

ＭＩＸＯグループ２及びＯＦＤＭシンボル（つまり、ｌｍｏｄ２＝０）については、パイロット変調は以下のとおりである。

また、奇数ＯＦＤＭシンボル（つまり、ｌｍｏｄ２＝１）の場合には、エッジパイロットは以下のとおり定義される。

結果として生じるエッジパイロット構造の例を、図５４に示す。この場合、パイロットパターンＰＰ２は双方のデータスライスで使用されたが、一方、左手データスライスはＭＩＸＯパイロットを使用し、また、右手データスライスはＳＩＳＯパイロットのみを採用した。

７．７．４スクランブリング
データと同様にパイロット信号も、全段階ではスクランブリングされていない。しかしながら、これには時間ドメインの信号のランダムに近い構造の保証を要求される。更に、同じことはデータに適用できる。従って、下記に述べるようなスクランブリングシーケンスは、この目的に使用される。

下記に述べられた参照シーケンスは、異なるＯＦＤＭサブキャリアをユニークにスクランブリングするために使用される。このスクランブリングシーケンスは全てのＯＦＤＭシンボルに対して一定である。

ＰＲＢＳシーケンス、Ｗ_ｋは、図５５によって生成され、その時、ＰＲＢＳジェネレータのｋ番目の出力値は、Ｗ_ｋである。ＰＲＢＳジェネレータの多項式は次のとおりである。

このシフトレジスタは全ての“１”を初期化し、シーケンスがＷ₀，Ｗ₁，Ｗ₂，…＝１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，１，０，０，…から始まるようにする。

任意の絶対的ＯＦＤＭサブキャリアｋのスクランブルされていない複素セルｃ’_ｋは、スクランブリングシーケンスのｋ番目の出力を使用してスクランブルされる。このことを以下のように記述できる。

これが実際に意味するところは、位相がｗ_ｋ＝０で不変の間、ｗ_ｋ＝１であれば、複素セルの位相が１８０度回転することである。スクランブリングシーケンスｗｋが絶対的ＯＦＤＭサブキャリアｋ＝０の時点でスタートするとともに、絶対的ＯＦＤＭの概念にも寄与する。更に、周波数ドメインのＤＶＢ−ＮＧＨ信号の特定のシグネチャを引き起こし、受信機は既に所定の信号周波数で予測すべきスクランブリングシーケンスを認識しているため、高速初期スキャンを可能となる。従って、単にわずかの１００ｋＨｚの信号帯域幅がその受信機ウィンドウ内にあるだけで、受信機は、ＤＶＢ−ＮＧＨ信号を検知することができる。さらに、ユニークなスクランブリングはプリアンブル中であっても、低いＰＡＰＲを保証する。

７．８ＯＦＤＭ生成
ＯＦＤＭ変調は、ＤＶＢ−Ｔ２の中で既に使用されている同様の概念に基づく。これは異なるチャネル帯域幅への単純な適応を、受信機の複雑さを増やすことなく行うことを保証する。ＤＶＢ−Ｔ２で使用されるように、ＰＡＰＲリダクションのための方法は、類似している。

７．８．１ＩＦＦＴ変調
提案されるＯＦＤＭ生成は、ＤＶＢ−Ｃ２に類似している。しかしながら、地上波チャネルにシステムを適応させるために、ＯＦＤＭサブキャリア間隔とガードインターバル割合を調整しなければならない。従って、ＶＨＦ及びＵＨＦ運用のための１．１１６ｋＨｚ（ＤＶＢ−Ｔ２８ｋモード）のサブキャリア間隔のアプリケーション、及びＬバンドとＳバンドのための４．４６４ｋＨｚ（ＤＶＢ−Ｔ２２ｋモード）のサブキャリア間隔が提案されている。更に、提案されるガードインターバル割合は１／４、１／８、１／１６及び１／３２である。商用要件によって要求される異なる帯域幅への適応は、用いられているＯＦＤＭサブキャリアの数の調整方法により達成している。

７．８．２ＰＡＰＲ
ピーク時平均電力リダクション（ＰＡＰＲ）のための提案される方法は、ＤＶＢ−Ｔ２の中で使用されるものに類似している。これらは、プリアンブルとポストアンブルシンボル用のペイロードＯＦＤＭシンボル及びＡＣＥのためのリザーブドトーンである。

８階層的な変調に基づいたローカルサービスの挿入
単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）中の局所サービスの挿入は、特別の問題を提起する。一方では、内容は地点から地点で異なっている必要がある。他方では、ＳＦＮの中の送信機は、みな、所定の時間に同じ信号を送信しなければならない。ここで、ＰＬＰ（ナショナルサービスＰＬＰとして表示された）を通して様々なサービスを伝送するナショナルＳＦＮを仮定する。ローカルサービスの挿入は、ナショナルサービスＰＬＰのローカルコンテンツＰＬＰへの置換、又は所定の地点（１つ以上の隣接するＳＦＮ送信機のカバレッジエリア）の所定のナショナルサービスＰＬＰ上のローカルコンテンツＰＬＰの重ね合せのいずれかを要する。ローカルコンテンツは、ナショナルサービスＰＬＰを、高優先順位ビットで伝送されたナショナルサービス情報及び低優先順位ビットで伝送されたローカルサービス情報を伴って、ＱＡＭセルの階層的な変調を使って伝送する。ローカルエリアでは、ローカルサービスの受信機はより高いＳＮＲを必要とする。しかし、これは、ほとんどの受信機が送信機の近辺にあるであろうことから、容易に利用可能である。隣接したＳＦＮセルのカバレッジエリア内では、階層的に変調されたＱＡＭセルは、ＳＮＲでの小さな増加を要求するちょっとした雑音のように「見える」だけである。このＳＮＲペナルティーは、ローカルの挿入送信機からの距離とともに縮小される。ＰＬＰセルの階層的な変調はそれらを低次ＱＡＭから高次ＱＡＭに変換する。例えば、ＱＰＳＫ（ナショナルサービス）から１６−ＱＡＭ（ナショナル＋ローカルサービス）の変換、又は、１６−ＱＡＭ（ナショナル）から６４−ＱＡＭ（ナショナル＋ローカルサービス）への変換、又は、ＱＰＳＫ（ナショナルサービス）から６４−ＱＡＭ（ナショナル＋ローカルサービス）への変換である。どの場合でも、階層的な変調は、ローカルサービスの挿入に少なくとも１つのセル当たり少なくとも２ビットを供給する。

階層的な変調セルが隣接したＳＦＮ受信機への雑音のように「見える」ことを保証するために、次の２つの節からの提案を完了する必要がある。

８．１．１コンスタレーション回転
コンスタレーション回転がナショナルサービスＰＬＰに使用されれば、階層的に変調されたセルに適用された回転角は、ナショナルサービスで使用されるのと同じ物になるであろう。従って、ナショナルサービスが例えば１６−ＱＡＭで伝送される場合、６４−ＱＡＭの階層的な変調セルは、１６−ＱＡＭの回転角で回転される。図５６でこれを説明する。

８．１．２近接するＳＦＮ送信機間へのローカルサービス挿入のＴＤＭ
近接しているＳＦＮ送信機ＴｘＡ及びＴｘＢを考えてみる。ローカル挿入がない状態で、双方の送信機はＰＬＰを伝送するＱＡＭセル中で同じナショナルＳＦＮサービスを伝送する。例えば、ＴｘＡがＰＬＰｎ上にローカルサービスを挿入する必要がある場合、ＴｘＢも同じことをする必要がある。ＰＬＰｎ上に挿入されるローカルサービスが２つの送信機のカバレッジエリアに対して同じならば、双方の送信機はＰＬＰｎを伝送するＱＡＭセルの上の同様の階層的な変調を使用することができる。しかしながら、ＴｘＡとＴｘＢをＰＬＰｎ上に異なるローカルサービスを挿入しなければならない場合、同時にそれを行うと問題となるＱＡＭセルのそれぞれのカバレッジエリア内であまりにも多くの雑音を引き起こすことであろう。解決策は、バーストバイバースト若しくはフレームバイフレームベースでＱＡＭセルを伝送するＰＬＰｎを時分割することである。例えば、ＴｘＡは、物理層フレーム中でさえ、ローカルコンテンツを備えたＰＬＰｎＱＡＭセルを全て階層的に変調することができるが、一方で、ＴｘＢは奇数の物理層フレーム上でのみ同じことをする。もし、異なるローカルサービスを挿入する、近接する送信機がもっと数多くあれば、時分割は増える。時分割スロットは充分に互いに離れた送信機同士で再利用が可能である。増加した時分割（高い再利用因子）はまた、挿入することができるローカルコンテンツのキャパシティの制限をより低くする。図５７は、ローカル挿入を４つのＳＦＮ送信機再使用パターンの中で、タイムスロット再使用因子４で例証する。この例において、送信機（カバレッジエリアを異なる色で示した）はそれぞれ、４を法とするＦＲＡＭＥ＿ＮＵＭがセルの中で示される数である物理層フレームにおいて利用可能なＱＡＭセルを全て使用する。この場合、ローカルに挿入されたサービスの各々のキャパシティは、高くともローカル挿入が可能な総容積の４分の１になるであろう。各物理層フレーム中に、従って、クラスタ中の４つの送信機のうちの１つの送信機だけがローカルコンテンツを挿入することになる。

９ＭＩＭＯ
正常な単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）モードに加えて、ＤＶＢＴ２［２］からの修正済のＡｌａｍｏｕｔｉエンコーディングスキームが採用される。しかしながら、送信アンテナの数が２に制限されるところで、フルレートのＭＩＭＯを可能にすることをさらに提案する。ここに、２ｘＮ_ｒＭＩＭＯスキームが、Ｖ−ＢＬＡＳＴ［９］による１つのＰＬＰの空間多重化を採用し、ここで、Ｎｒは送信アンテナの数であり、この場合、大きい数であろう。

節７．５で提案されるような、異なるデータスライスを備えた分割されたＯＦＤＭフレーミングの、ユニークな１つの特徴は、幾つかのＰＬＰはＳＩＳＯで、他はＡｌａｍｏｕｔｉエンコードＭＩＳＯで、また他はフルレートＭＩＩＭＯで送信する能力である。これは、最高の柔軟性をもたらす。ブロードキャストネットワークオペレータは、例えば、映画サービス（それは高いデータ効率を要求する）用のフルレートＭＩＭＯモードを選択できる。一方、ニュースサービスがＡｌｍｏｕｔｉＭＩＳＯを採用して送信のロバスト性を高め、また一方では、再び、ＳＩＳＯで低いビットレートラジオとしての他のサービスを送信することができる。３つのアンテナ構成は全て、１つのＮＧＨフレーム中、特に、１つのＯＦＤＭシンボル内に適用することができる。

使用されたＭＩＭＯモードは、フィールドＰＬＰ＿ＭＩＭＯ＿ＭＯＤＥの中のシグナリングＰＬＰの中の各ＰＬＰにシグナリングされる。テーブル２９参照。たとえＭＩＭＯモードがＰＬＰ特有であっても、パイロットパターンはデータスライス特有である（テーブル２９のプリアンブルセクションのフィールドＰＩＬＯＴ＿ＰＡＴＴＥＲＮを参照）。従って、スケジューラは、それぞれのパイロットパターンを使用する特定のデータスライスの中へ、同じＭＩＭＯモードのＰＬＰを全て割り付けなければならない。原則、ＭＩＳＯとＭＩＭＯ送信を備えたＰＬＰは、パイロット密度上に同じ必要条件を持ち、同じデータスライスへこのようにスケジュールする。

９．１ＳＩＳＯ及びＭＩＳＯ送信
ＤＶＢ−Ｔ２の標準［２］に何も変更をしないことを提案した。［２］からの、修正した、空間周波数コーディングＡｌａｍｏｕｔｉスキーム［２］から正常なＳＩＳＯ送信及びＭＩＳＯが、完全に採用されるようにしたためである。

エントリーＰＬＰ＿ＭＩＭＯ＿ＭＯＤＥは、シグナリングＰＬＰの中でシグナリングされ、ＳＩＳＯ伝送モードの場合は０であり、また、ＡｌａｍｏｕｔｉエンコードＭＩＳＯの場合は１である。

９．２空間多重化ＭＩＭＯ送信
このモードはＰＬＰ＿ＭＩＭＯ＿ＭＯＤＥ＝２でシグナリングされる。ＭＩＭＯエンコーディングはＶ−ＢＬＡＳＴ［９］アーキテクチャに基づいて作動し、それは、２つの並列の出力ストリームに、単に１つのエンコード化されたＦＥＣデータストリーム（ここでは、時間インターリーバブロックの出力）のシリアルからパラレルへの変換（逆多重化）をすることである。第１番目のストリームは、送信アンテナ１を操作するスケジューラで、一方、二番目のストリームは、送信アンテナ２を使うスケジューラである。データスライス処理ユニットに続くブロックは、周波数インターリービングや、また、前の節の議論で出たようにパイロット挿入を適用する。

また、２つの異なるＰＬＰ、若しくは少なくとも関連するＰＬＰを、ＭＩＭＯエンコーダに逆多重化することは可能である。しかし、これには、データが仮に興味のないものであったとしても、受信機が双方のＰＬＰを空間的に等化することが求められる。仮に、例えば、高解像度ストリームがアンテナ２を通して送信されている一方で、ＳＶＣ低解像度ビデオストリームのためにアンテナ１を通して送信されるとする。高解像度ストリームのＭｏｄＣｏｄパラメータがこの（関連させられた）ＰＬＰのデコーディングの成功を妨げられるとすれば、受信機は依然として空間の等化を必要とする。しかし、受信機は高解像度のものは無視をする。この例において、もし低解像度ストリームが所定のデータスライス内で送信され（例えば、ロバスト性を増加させるＭＩＳＯ等、どんなＭＩＭＯスキームも適用する）、一方で高解像度ストリームが、その後、ＮＧＨフレームで送信することになれば（同一又は別のデータスライスで、例えば、スループットを増加させるＭＩＭＯ送信を適用する）、処理パワーとエネルギー消費に関してより有益となるであろう。もし、後にデコーディングが失敗する場合、第２の受信アンテナのスイッチを切ることができ、低解像度ＰＬＰだけが検知されることになる。

１０スケーラブルビデオコーディング

１０．１混合ＭＩＭＯ／ＳＩＳＯ
１つのＮＧＨフレーム内の混合パイロットパターンと同様に、ＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯ混合オペレーションの使用を可能にするアーキテクチャの提案である。透過的ＰＬＰアプローチ組み合わせ、信頼性が高く最良の、移動デバイスへの一般アプリケーションの配信を提供する貴重なオプションと見られる。

例えば、スケーラブルビデオコーディング（ＳＶＣ）と結合したＮＧＨフレーム内のＭＩＭＯ／ＭＩＳＯ／ＳＩＳＯ混合運用は、困難な受信条件（例えば低い受信レベル及び／又はそれに相関するＭＩＭＯチャネル）であっても、信頼性の高い映像サービス伝送を可能にする有力候補である。高品位ビデオ構成要素を備えたより大きなビットストリームは、帯域幅を保存（潜在的にロバスト性の高くないＭｏｄＣｏｄ選択との結合）するためにエンコードされたＭＩＭＯであり、一方、基本的ビデオ品質を備えたより低いビットストリームはエンコードされたＳＩＳＯ（潜在的によりロバスト性の高いＭｏｄＣｏｄ）である。典型的な受信の場合では、受信機は高品質ビデオ部をエンコードされたＭＩＭＯをデコードすることができる。ＭＩＭＯデコーディングが失敗する場合、受信機は今までどおり基本ビデオ品質を備えたよりロバスト性の高いＳＩＳＯパスをデコードすることができる。

２つの異なる計量可能なビデオストリームを備えた２つの異なるＰＬＰは、「関連するＰＬＰ」としてシグナリングの中でリンクされる。

１０．２ＩＲのアプリケーション
ＩＲの１つの応用は、グレースフルデグラデーションを可能とするスケーラブルビデオコーディング（ＳＶＣ）と共に使用するものである。ビデオストリームは、ＳＶＣによって階層的にエンコードされ、低解像度と高解像度ＰＬＰに分離されると仮定する（１つは他方への関連ＰＬＰとしてシグナリングされる）。どちらのＰＬＰも、レートＲ_０の同じＬＤＰＣエンコーダでエンコードされたＦＥＣであるが、しかし、低解像度ストリームは、拡張されたＬＤＰＣコード（レートＲ_０からＲ_１まで拡張）のＩＲをさらに使用する。良好なチャネル条件については、基本コード（レートＲ_０）のデコーディングは可能であり、また、どちらのＰＬＰも高解像度ビデオを考慮に入れながら検知可能である。チャネル条件が悪化し、基本ＦＥＣのデコーディングが失敗する場合、受信機は高解像度ＰＬＰを無視し、低解像度ＰＬＰを復調し、レートＲ_１＜Ｒ_０の拡張されたＬＤＰＣコードをデコードする。従って、信号は完全には失われないが、しかし、低解像度ビデオはまだ表示される場合がある（グレースフルデグラデーション）。

１１スループット率
本章は、提案されるＮＧＨシステムのスループット率に関する概観を与える。

一定のスループット率は、シグナリングＰＬＰｓ及び帯域内シグナリングオーバーヘッドを除き、８ＭＨｚのＮＧＨオペレーションモードのための適切なオーバーヘッドを全て考慮する。考慮されたパラメータは次のとおりである。
・ガード間隔
・スキャッタードパイロットパターンオーバーヘッド（ＰＰはＧＩ長によって選択）
・連続的パイロットオーバーヘッド
・エッジパイロットオーバーヘッド
・プリアンブル／ポストアンブルオーバーヘッド（ＦＥＦ内ＮＧＨ、フレーム長およそ２５０ミリセカンド）
・ＦＥＣオーバーヘッド
・ＭＩＭＯゲイン
・異なるコンスタレーションサイズ

テーブル３７、テーブル３８、及び図５８及び図５９のグラフは、スループット率についての説明である。参考のために、典型的なＤＶＢ−Ｈオペレーションモード（１６−ＱＡＭＣＲ１／２ＭＰＥ３／４）のビットレートは、図５８及び図５９に挿入された。このＤＶＢ−Ｈモードは、Ｐ１レーリチャネルの中の１１．８ｄＢのＳＮＲを要し、およそ８．３ＭＢｉｔ／ｓのビットレートを提供する。ＤＶＢ−Ｔ２とのＮＧＨ提案の密接な関係により、ＤＶＢ−Ｔ２インプリメンテーションガイドライン［１２］で示されるＳＩＳＯシステム性能の値は、良好な最初の概算であると捉えることができる。１６−ＱＡＭＣＲ３／４は、ＳＩＳＯの場合の１７．６ＭＢｉｔ／ｓの提案されるビットレートを可能とする、Ｐ１レーリチャネルのための、最もＳＮＲ要件（１２．４ｄＢ）に近似するＴ２モードである。これは、ざっと、１１２％のビットレート増加に帰着する。ＭＩＭＯの場合については、この既に大きな増加がさらに高くなる（＊）と予想される。従って、ＤＶＢ−Ｈ（ＣＲ＃２８）と比較して少なくとも５０％の、要求されるスループットゲインは、著しく超過する。

（＊）注：合意したＭＩＭＯチャネルモデル内でＭＩＭＯの性能のベンチマークテストが後に続く。

１１．１ＳＩＳＯモード

１１．２ＭＩＭＯモード

１２リファレンス
[1] ETSI EN 302 307: "Digital Video Broadcasting (DVB); Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for Broadcasting, Interactive Services, News Gathering and other broadband satellite applications".
[2] EN 302 755 V1.1.1 − “Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”.
[3] DVB BlueBook A138: "Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmission system for cable systems (DVB-C2)".
[4] ISO/IEC 13818-1: "Information technology − Generic coding of moving pictures and associated audio information: Systems".
[5] ETSI TS 102 606: "Digital Video Broadcasting (DVB); Generic Stream Encapsulation (GSE) Protocol".
[6] DVB-CM-NGH015R1 - Commercial Requirements for DVB-NGH DVB CM-NGH Version 1.01
[7] RFC 5225 - RObust Header Compression Version 2 (ROHCv2): Profiles for RTP, UDP, IP, ESP and UDP-Lite.
[8] Draft ETSI TR 102 8xx - DVB Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation Guidelines for a second generation digital cable transmission system (DVB-C2).
[9] Wolniansky, P.W.; Foschini, G.J.; Golden, G.D.; R.A. Valenzuela, R.A.; “V-BLAST: an architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel”, ISSSE 1998, URSI Int. Symposium, pp. 295−300
[10] ETSI TS 102 034: “Transport of MPEG-2 TS Based DVB Services over IP Based Networks”, v1.4.1 August 2008.
[11] ETSI TS 101 154: “Specification for the use of Video and Audio Coding in Broadcasting Applications based on the MPEG-2 Transport Stream”, v1.9.1, Sept 2009.
[12] Draft ETSI TR 102 831 − “Digital Video Broadcasting (DVB); Implementation guidelines for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”
[13] “DVB TM-H NGH Call for Technologies (CfT), v 1.0 (TM4270r2), 19 November 2009”

１３．アネックス

１３．３本提案と商用要件との比較

１３．２ＬＤＰＣコードＮ_ｌｄｐｃ＝４３２０についてのインデックスリスト

１３．３インクリメンタルな冗長性のための拡張されたＬＤＰＣコード拡張されたＬＤＰＣコードのＮ_ｌｄｐｃ＝１６２００についてのパリティビットアキュムレータのアドレス

注：新しいアキュムレータのアドレスは、太字で記載

１３．４インクリメンタルな冗長性のための拡張されたＬＤＰＣコードのＮｌｄｐｃ＝４３２０に対するパリティビットアキュムレータのアドレス

注：新しいアキュムレータのアドレスは、太字で記載

本発明は、図面及び前述の説明において図示され及び詳細に記載されたが、そのような図示及び記載は、実例又は例示と見なされるべきであって、限定とみなされるべきではない。本発明は、開示される実施形態に限定されない。開示される実施形態の他の変形例は、図面、開示内容、及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求項に記載された発明を実施する際に当業者によって理解され及び達成されることができる。

特許請求の範囲において、「備える／含む（comprising）」という用語は、他の要素又はステップを排除せず、不定冠詞「ａ」又は「ａｎ」は、複数を排除しない。単一の要素又は他のユニットが、特許請求の範囲に記載される幾つかのアイテムの機能を実行してもよい。ある方策が互いに異なる従属項に記載されるという単なる事実は、これらの方策の組み合わせが利益をもたらすために用いられることができないことを示すものではない。

コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に又は他のハードウェアの一部として供給される、光学記憶媒体又は固体の媒体といった、適当な媒体上に記憶され／配布され得るが、インターネット又は他の有線通信システム若しくは無線通信システムなどを介して、他の形態でも配布され得る。

特許請求の範囲における如何なる符号も、その範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims

複数の入力データワード（Ｄ）を複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）にエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーダであって、
‐第１の数Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワード（Ｄ）を受け取るためのエンコーダ入力（１４５１）と、
‐コードワードが、
データ部分（Ｄ）及び第２の数Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分（Ｐｂ）を含む基本コードワード部分（Ｂ）と、
第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分（Ｐａ）を含む補助コードワード部分（Ａ）と、
を含むように、入力データワード（Ｄ）をコードワード（Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４）にエンコードするためのエンコーディング手段（１４５２）と、
‐前記複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）を出力するためのエンコーダ出力（１４５４）と、
を備え、
前記エンコーディング手段（１４）は、
ｉ）第１のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から前記基本コードワード部分（Ｂ）を生成し、
及び、
ｉｉ）第２のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から前記補助コードワード部分（Ａ）を生成する、
ために適合され、
基本パリティシンボルは、第１のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、
補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスｙにおいて情報シンボルｍを蓄積することによって生成され、
前記パリティシンボルアドレスｙは、第２のアドレス生成ルール

に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧ_ａのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ＩＲは補助コードレート依存の予め定義される定数である、
エンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、パリティシンボルアドレスｙにおいて情報シンボルｍを蓄積することによって、基本パリティシンボルを生成するために適合され、前記パリティシンボルアドレスｙは、前記第１のアドレス生成ルール

に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧ_ｂのグループの前記第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ｌｄｐｃは基本コードレート依存の予め定義される定数である、請求項１に記載のエンコーダ。
Ｇ_ａ＝Ｇ_ｂである、請求項１又は２に記載のエンコーダ。
Ｇ_ａ＝Ｇ_ｂ＝３６０である、請求項３に記載のエンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、後続の情報シンボルのグループを用いることによって前記基本パリティシンボル及び前記補助パリティシンボルをブロック単位で生成するために適合され、
後続の情報シンボルの前記グループの各情報シンボルｉは、異なるパリティシンボルアドレスｙのセットにおいて蓄積され、
前記第１又は第２のアドレス生成ルールに従って、それぞれ、前記グループの前記第１の情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルアドレスの前記セットは所定のアドレステーブルから選ばれ、前記グループの前記後続の情報シンボルが蓄積される前記シンボルアドレスはパリティシンボルアドレスの前記セットから決定され、
パリティシンボルアドレスの別個のセットは、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルの各新たなブロックを生成するために前記アドレステーブルから選ばれる、
先行する請求項のいずれか１項に記載のエンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスｙの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｍ_ＩＲ＝４３２０、Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、Ｑ_ｌｄｐｃ＝６、及びコードレート識別子１／２についての当該アドレステーブルは、

である、請求項５に記載のエンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスｙの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｍ_ＩＲ＝４３２０、Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、Ｑ_ｌｄｐｃ＝５、及びコードレート識別子７／１２についての当該アドレステーブルは、

である、請求項５に記載のエンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスｙの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｍ_ＩＲ＝４３２０、Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、Ｑ_ｌｄｐｃ＝４、及びコードレート識別子２／３についての当該アドレステーブルは、

である、請求項５に記載のエンコーダ。
前記エンコーディング手段（１４５２）は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスｙの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、Ｑ_ＩＲ＝１２、Ｍ_ＩＲ＝４３２０、Ｎ_ｌｄｐｃ＝４３２０、Ｑ_ｌｄｐｃ＝３、及びコードレート識別子３／４についての当該アドレステーブルは、

である、請求項５に記載のエンコーダ。
前記基本コードワード部分（Ｂ）は、通常のデコーディングのために提供され、前記補助コードワード部分（Ａ）は、前記基本コードワード部分（Ｂ）を用いた前記コードワードの通常のデコーディングが誤っている場合の、インクリメンタルな冗長性として提供される、先行する請求項のいずれか１項に記載のエンコーダ。
複数の入力データワード（Ｄ）を複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）にエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーディング方法であって、
‐第１の数Ｋ_ｌｄｐｃ個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワード（Ｄ）を受け取るステップと、
‐コードワードが、
データ部分（Ｄ）及び第２の数Ｎ_ｌｄｐｃ−Ｋ_ｌｄｐｃ個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分（Ｐｂ）を含む基本コードワード部分（Ｂ）と、
第３の数Ｍ_ＩＲ個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分（Ｐａ）を含む補助コードワード部分（Ａ）と、
を含むように、入力データワード（Ｄ）をコードワード（Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３，Ｚ４）にエンコードするステップと、
‐第１のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から前記基本コードワード部分（Ｂ）を生成するステップと、
‐第２のコードに従って、入力データワード（Ｄ）から前記補助コードワード部分（Ａ）を生成するステップと、
‐前記複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）を出力するステップと、
基本パリティシンボルは、第１のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成されることとと、
補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスｙにおいて情報シンボルｍを蓄積することによって生成されることと、
前記パリティシンボルアドレスｙは、第２のアドレス生成ルール

に従って決定され、ここで、ｘはサイズＧ_ａのグループの第１の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Ｑ_ＩＲは、補助コードレート依存の予め定義される定数であることと、
を含む、エンコーディング方法。
コンピュータ上で実行される場合に、コンピュータに、請求項１１に記載の方法のエンコードするステップ及びマッピングするステップを実行させるためのプログラムコード手段を含むコンピュータプログラム。
ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機であって、
‐複数の入力データワード（Ｄ）にセグメント化される少なくとも１つの送信機入力データストリーム（Ｉ１，Ｉ２，．．．，Ｉｎ）を受け取るためのデータ入力と、
‐前記複数の入力データワード（Ｄ）を複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）にエンコードするエラー訂正コードのための、請求項１〜１０のいずれか１項に記載のエンコーダ（１４；１４１，１４２，１４３，１４４，１４５）と、
‐前記複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）を送信機出力データストリーム（Ｏ）の複数のフレームにマッピングするためのデータマッパと、
‐前記送信機出力データストリーム（Ｏ）を送信するための送信機ユニット（１８）と、
を備える、送信機。
ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信方法であって、
‐複数の入力データワード（Ｄ）にセグメント化される少なくとも１つの送信機入力データストリーム（Ｉ１，Ｉ２，．．．，Ｉｎ）を受け取るステップと、
‐前記複数の入力データワード（Ｄ）を複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）にエンコードするエラー訂正コードのための、請求項１１に記載のエンコーディング方法と、
‐前記複数のコードワード（Ｚ１，Ｚ２）を送信機出力データストリーム（Ｏ）の複数のフレームにマッピングするステップと、
‐前記送信機出力データストリーム（Ｏ）を送信するステップと、
を含む、送信方法。
請求項１６に記載の送信機と、当該送信機によってブロードキャストされるデータを受信するための１つ以上の受信機とを備える、ブロードキャスティングシステム。