KR102607253B1 - 데이터의 심플렉틱 직교 시간 주파수 시프팅 변조 및 송신을 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

Abstract

통신 채널 왜곡 및 주파수 시프트에 비교적 민감하지 않은 방식으로 데이터를 송신하도록 구성된 직교 시간 주파수 시프팅 (OTFS) 무선 파형들을 사용하는 데이터 통신의 다른 방법이 개시된다. 출원인에 의해 교시된 종래의 방법들과는 대조적으로, 본 명세서는 데이터 송신을 위한 데이터 심볼들을 오리지널 데이터 심볼들의 형태로 작동하는 심플렉틱-류 2D 푸리에 변환으로 매핑하는 대안적인 변조 방식을 개시한다. 이 2D 푸리에 변환은 협대역 필터들의 필터 뱅크를 통과하며, 그 출력은 전체 2D 푸리에 변환이 전송될 때까지 다양한 시간 슬라이스에 따라 송신되는 파형들을 차례로 변조하는데 사용된다. 수신기에서는, 이 과정의 역(inverse)가 사용되어, 데이터 채널을 특징화하고, 채널 왜곡에 관하여 수신된 신호들을 정정하여, 오리지널 데이터 심볼들의 클리어한 형태를 수신할 수 있다.

Description

데이터의 심플렉틱 직교 시간 주파수 시프팅 변조 및 송신을 위한 시스템 및 방법

본 출원은 2015년 5월 11일자로 출원된 미국 가출원 제62/159,853호, 2015년 5월 12일자로 출원된 미국 가출원 제62/160,257호, 2015년 6월10일자로 출원된 제62/173,801호, 2015년 6월 22일자로 출원된 미국 가출원 제62/182,760호의 우선권의 이익을 주장한다. 본 출원은, 2014년 12월 29일자로 출원된 미국 특허 출원 제14/583,911호 "OTFS METHODS OF DATA CHANNEL CHARACTERIZATION AND USES THEREOF"의 부분 계속출원이고, 2014년 12월 29일에 출원된 미국 특허 출원 제14/583,911호 "OTFS METHODS OF DATA CHANNEL CHARACTERIZATION AND USES THEREOF"의 부분 계속출원이며, 또한 2014년 7월 27일자로 출원된 미국 특허 출원 제14/341,820호의 "ORTHONORMAL TIME-FREQUENCY SHIFTING AND SPECTRAL SHAPING COMMUNICATIONS METHOD"의 부분 계속출원이며 (미국 특허 출원 제14/341,820호는, 2010년 5월 28일에 출원된 미국 가출원 제61/359,619호 "ORTHONORMAL TIME- FREQUENCY SHIFTING AND SPECTRAL SHAPING COMMUNICATIONS METHOD"의 우선권을 주장하며 2011년 5월 26일에 출원된 미국 특허 출원 제13/117,119호 "ORTHONORMAL TIME-FREQUENCY SHIFTING AND SPECTRAL SHAPING COMMUNICATIONS METHOD"(이제는 미국 특허 제8,879,378호)의 계속 출원임), 2011년 5월 26일에 출원된 미국 특허 출원 제13/117,119호 "ORTHONORMAL TIME-FREQUENCY SHIFTING AND SPECTRAL SHAPING COMMUNICATIONS METHOD"의 부분 계속출원인, 2012년 3월 26일에 출원된 미국 가출원 제61/615,884호 "SIGNAL MODULATION METHOD RESISTANT TO ECHO REFLECTIONS AND FREQUENCY OFFSETS"의 우선권 이익을 주장하는, 2012년 3월 27일에 출원된 미국 특허 출원 제13/430,690호 "SIGNAL MODULATION METHOD RESISTANT TO ECHO REFLECTIONS AND FREQUENCY OFFSETS"의 부분 계속출원이며, 2012년 6월 25일자로 출원된 미국 가출원 제61/664,020호의 우선권 이익을 주장한, 2013년 6월 25일자로 출원된 미국 특허 출원 제13/927,091호 "MODULATION AND EQUALIZATION IN AN ORTHONORMAL TIME-FREQUENCY SHIFTING COMMUNICATIONS SYSTEM"의 부분 계속출원이다. 이들 모든 출원들의 전체 내용은 본원에 참고로써 인용된다.

본 특허 문헌은 원격 통신 분야에 관한 것으로, 특히 원격 통신 데이터 채널의 손상을 추정하고 보상하는 방법에 관한 것이다.

그의 후원자들을 실망시킬 정도로, 그저 16시간마다 약 100워드의 속도로 데이터를 전송할 수 있었던, 1858년에 최초로 출현한 대서양 횡단 케이블 이래로, 통신 속도와 신뢰성에 관한 결함있는 데이터 채널들의 영향은 원격 통신 업계에서 명백한 일이 되었다.

현대의 시간으로 빨리 옮겨보더라도, 심지어 오늘날의 전자 와이어들(예를 들어, CATV 케이블), 광섬유들 및 무선(라디오) 데이터 송신 방법들 조차도 결함있는 데이터 채널들의 영향에 시달린다. 데이터 채널들은 종종 해당 매체 상의 다양한 물리적 위치들에 위치한 다양한 신호 반사체들을 포함(예를 들어, 와이어들과 같은 1D 전기 도체의 다양한 접합부들 또는 광섬유와 같은 광 도체들의 1D 접합부들, 매체가 3D 공간인 무선 통신의 경우, 이들 반사체들은 공간 내의 다양한 위치들에 위치한 라디오 반사체들(radio reflectors)일 수 있음)하기 때문에, 결함을 갖게 된다.

매체 타입 및 반사체 타입에 관계없이, 반사체들은 통상 다양한 에코 반사, 주파수 시프트 등을 생성함으로써 신호 파형들을 왜곡한다. 그에 따른 결과는, 데이터 채널 송신기에 의해 송신된, 원래는 명확하고 해석하기 쉬운 신호 파형이었던 것이, 수신기에 도달할 때까지, 오리지널 신호 파형의 주파수 시프트된 버전들 및 다양한 에코들의 존재에 의해 열화될 수 있다는 것이다.

통상적으로, 원격 통신 업계는, 이러한 다양한 데이터 채널 반사체들 및 기타 손상들의 통계 모델을 사용하여, 통계적 기초에 의해 주어진 데이터 채널의 상태(채널 상태)가 어떻게 변동할 수 있는지에 관한 통계적 프로파일을 생성함으로써, 이러한 문제에 대처하려는 경향이 있다. 이러한 종래 기술로는 Clarke 및 Jakes (R.H. Clarke, A statistical theory of mobile-radio reception, Bell Syst. Tech. J., 47, 957-1000(1968) 및 W.C.Jakes(ed.), Microwave Mobile Communications, Wiley, New York, 1974))의 연구가 포함되며, 실제로 이러한 방법들은 업계에서 종종 Clarke-Jakes 모델이라고 지칭된다.

이들 종래 기술 모델들은, 그것들이, 통신 엔지니어들이 다양한 상업적 애플리케이션들에 대해 전반적으로 충분히 강건한 장비를 보수적으로 설계하는데 도움이 되었기 때문에, 유용했다. 예를 들어, 주파수 면에서 서로 너무 가까운 파형들이 임의의 통계적 확률로 채널 상태에 의해 서로 상에서 스미어링(smearing)되는 경향이 있다고 통계적 모델이 예측한다면, 통신 규격들은 어느 정도의 레벨의 통계적 확률로 기능하기에 충분한 만큼의 채널들 간 주파수 분리(separation)를 갖도록 설계될 수 있다. 마찬가지로, 채널 상태에 있어서의 소정의 통계적 변동들이 신호 강도에 있어서 대응하는 변동들을 생성할 것임을 통계적 모델이 보여 주면, 송신 파형들의 전력이나 데이터 송신의 최대 레이트 또는 양자 모두가 이러한 통계적 변동들에 대처하도록 설계될 수 있다.

이러한 다양한 이슈들에 관한 훌륭한 고찰은 Pahlavan 및 Levesque의 "Wireless Information Networks, Second Edition", 2005, John Wiley & Sons, Inc., Hoboken New Jersey에 의해 제공된다. 이 책은 무선 라디오 신호들이, 다중-경로 페이딩, 거리에 따른 신호-드롭 오프(signal-drop off), 도플러 시프트들 및 다양한 반사체들의 산란을 포함하는 다양한 영향들을 어떻게 받는지를 논의하는 훌륭한 종래 기술 고찰을 제공한다.

종래 기술의 특정 예로서, 모바일 셀룰러 폰(셀 폰)를 위한 장비를 설계하는 과제를 고려해 본다. 이동하는 셀 폰이 이동하지 않는 셀 폰 타워(기지국)로부터의 송신을 수신할 때, 셀 폰 타워로부터의 일부 무선 에너지는 셀 폰으로 직접 이동할 수 있지만, 셀 폰 타워 송신으로부터의 무선 에너지 대부분은 통상 다양한 반사체들(예들 들어, 빌딩들의 평평한 측)로부터 반사될 것이고, 원래의 셀 폰 타워 송신의 이러한 "레플리카들(replicas)"이 또한, 셀 폰 타워, 반사체 및 셀 폰 사이의 거리에서 기인한 다양한 시간 지연들 및 전력 손실이 발생한 채, 또한 셀 폰에 의해 수신될 것이다.

셀 폰이 이동하는 경우, 오리지널 신호의 반사된 "레플리카"는 또한 다양한 범위로 도플러 시프트될 것이다. 이러한 도플러 시프트들은 셀 폰 타워, 셀 폰 및 신호를 반사하는 다양한 빌딩들(반사체들)의 위치 사이의 상대적 속도 및 각도에 따라 변동될 것이다.

Clarke-Jakes 모델과 같은 종래 기술에 따라, 송신기들, 수신기들 및 다양한 반사체들의 평균 분포들에 관한 통계적 가정이 이루어질 수 있다. 이 통계적 모델은 그 후, 예를 들어, 이러한 영향들에도 불구하고, 소정의 신뢰성 레벨까지는, 시스템이 여전히 기능하도록, 시스템 파라미터들 및 안전 마진들(safety margins)을 설정하는 것을 돕는데 사용될 수 있다. 따라서, 종래 기술은 합리적으로 강건하고 상업적으로 유용한 시스템들이 생산되는 것을 가능하게 한다.

OTFS 방법에 대한 검토

무선 통신은, 신호들을 변조하고 이들 무선(예컨대, 라디오) 신호들을 그 각각의 무선 매체 또는 "데이터 채널"(예를 들어, 다양한 반사체를 포함하는 빈 에어 공간)을 통해 송신함으로써 동작한다. 따라서 이 무선 데이터 채널은 1차원의 시간과 3차원의 공간을 포함하는 물리적 매체 공간(및 이 공간의 모든 객체)로 구성된다. 가장 보편적으로 사용되는 지상 기반 무선 애플리케이션의 상업용 설정에서는 종종 세 번째 높이 공간 차원은 덜 중요할 수 있고, 따라서 지상 기반 무선 애플리케이션은 종종 1차원의 시간과 2차원의 공간(객체들을 포함)의 매체로 적절히 근사화될 수 있다.

앞서 논의된 바와 같이, 무선 신호들이 그들의 공간 "데이터 채널"을 통해 이동할 때, 빛의 속도로 이동하는 그 다양한 신호들(예를 들어, 파형들)은 전반적으로 다양한 타입의 열화나 채널 손상들에 처해지게 된다. 무선 신호들이 빌딩의 측면들 및 기타 다른 구조들과 같은 무선 반사 표면들로부터 바운싱 오프(bounce off)될 때 에코 신호들이 또한 잠재적으로 생성될 수 있다. 무선 신호들의 경우, 이동하는 반사체로/로부터, 또는 이동하는 차량(vehicle)으로/로부터 송신된 신호들이, 도플러 시프트를 받게 되고 그에 따라 주파수 시프트가 초래된다.

앞서 논의한 바와 같이, 이러한 에코 효과들 및 주파수 시프트들은 바람직하지 않으며, 이러한 시프트들이 너무 커지면, 신호 송신의 레이트들을 낮출 뿐만 아니라, 에러 레이트들을 높일 수 있다. 따라서, 이러한 에코 효과들 및 주파수 시프트들을 감소시키는 방법이 통신 분야에서 높은 활용성을 갖는다.

본 출원인의 미국 특허 출원들 제61/349,619호, 제13/430,690호, 제13/927,091호, 및 제14/583,911호 및 미국 특허 제8,547,988 및 제8,879,378호에 예시된 이전의 연구에서, 본 출원인은, 종래의 방법들에 의해 이전에 이용된 것보다 더 큰(예를 들어, 시분할 다중 액세스(TDMA), 이동 통신용 글로벌 시스템(GSM), 코드 분할 다중 액세스(CDMA), 주파수 분할 다중 액세스(FDMA), 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM) 또는 다른 방법들과 같은 종래의 방법들보다 더 큰) 범위의 시간, 주파수 및 스펙트럼 형상들(파형들)에 걸쳐 데이터 심볼들을 확산시킴으로써 동작하는 무선 신호 변조의 새로운 방법을 교시하였다.

미국 특허 출원 제13/117,119호에서 앞서 "Orthonormal Time-Frequency Shifting and Spectral Shaping(OTFSSS)"라고 명명된(이후 미국 특허 출원 제13/430,690호 등의 후속 특허 출원들에서는 더 단순히 "OTFS"의 줄임말로 지칭됨) 본 출원인의 방법들은, 이전의 방법들보다 큰 "청크들(chunks)들" 또는 프레임들로써 데이터를 송신함으로써 동작된다. 즉, 종래 기술의 CDMA 또는 OFDM 방법이 설정된 시간 간격에 걸쳐 통신 링크(예를 들어, 데이터 채널)를 통해 "N"개의 심볼들의 유닛들 또는 프레임들을 인코딩 및 전송할 수 있지만, 본 출원인의 OTFS 방법은, 예컨대, 최소 N2개의 심볼들의 유닛들 또는 프레임들을 기초로 할 것이고, 종종 더 긴 주기에 걸쳐 이러한 N2개의 심볼들을 송신한다.

일부 OTFS 변조 실시예들에서, 송신되는 각각의 데이터 심볼 또는 엘리먼트가 또한, 종래 기술의 방법들의 경우보다 시간, 주파수 및 스펙트럼 형상 공간에서 훨씬 큰 정도까지 확산된다. 결과적으로, 수신기 단에서는, 종종 임의의 주어진 데이터 심볼의 값을 구하기(resolve) 시작하는데 더 오랜 시간이 걸리는데, 그 이유는 이 심볼이 (예컨대) N2개의 심볼들의 전체 프레임이 수신됨에 따라 점진적으로 빌트-업(built-up)되거나 누적되어야 하기 때문이다.

따라서, 발명자의 종래의 연구는, N·N(N²)(예를 들어, N×N, N 곱하기 N)개의 심볼들의 컨벌루션 유닛 매트릭스들(데이터 프레임들)로 데이터를 송신하도록 시간, 주파수 및 스펙트럼 성형(shaping)의 조합을 사용하는 무선 통신 방법에 관련된다. 일부 실시예들에서는, 모든 N²개의 데이터 심볼들이 N개의 확산 시간 간격들에 걸쳐 수신되거나(예를 들어, N개의 무선 파형 버스트들), 또는 전혀 수신되지 않는다(예를 들어, N개의 버스트들의 수신이 오리지널 데이터 비트들을 재구성하기 위해 필요함). 다른 실시예들에서는, 이 요건이 완화되었다.

송신 프로세스를 위한 시간, 파형들 및 데이터 심볼 분포를 결정하기 위해, N² 크기의 데이터 프레임 매트릭스가, 예컨대 제 1 N·N 시간-주파수 시프팅 매트릭스로 승산되고, 치환(permuted)되고, 그 후 제 2 N·N 스펙트럼 성형 매트릭스로 승산되며, 그리하여 결과적인 N·N 매트릭스 전체에 걸쳐 각각의 데이터 심볼을 믹싱(mixing)할 수 있다. 이 결과적인 데이터 매트릭스는 그 후 일련의 N개의 OTFS 심볼 파형 버스트들로서, 시간 슬라이스당 하나의 엘리먼트 기준으로, 선택, 변조 및 송신되었다. 수신기에서는, 레플리카 매트릭스가 재구성되고 디컨벌루팅되어 원래 송신된 데이터의 카피를 찾아낸다.

예를 들어, 미국 특허 출원 제13/117,119호에 의해 교시된 일부 실시예들에서, OTFS 파형들은, 통상 프로세서 및 소프트웨어 구동 무선 송신기들 및 수신기들을 사용하여, 통신 링크를 통해 시간 단위로 하나의 데이터 프레임([D]) 상에서 송신 및 수신될 수 있다. 따라서, 예를 들어, 모든 다음 단계들은 보통 적어도 하나의 프로세서를 사용하여 자동으로 수행된다.

제1 접근법은 통상적으로 최대 N²개까지의 데이터 엘리먼트들의 매트릭스를 포함하는 데이터 프레임들을 사용했으며, N은 1보다 크다. 이 방법은 제1 N×N 매트릭스([U1]) 및 제2 N×N 매트릭스([U2])를 포함하는 정규 직교(orthomormal) 매트릭스 세트를 생성하는 것에 기초하였다. 통신 링크 및 정규 직교 매트릭스 세트는 통상적으로, 하나의 시간 확산 간격(예를 들어, 하나의 버스트)에 걸쳐 제1 N×N 매트릭스([U1]), 데이터 프레임([D]) 및 제2 N×N 매트릭스([U2])의 매트릭스 곱(product)으로부터 적어도 N개의 엘리먼트들을 송신할 수 있도록 선택된다. 여기서, 각각의 시간 확산 간격은 적어도 N개의 시간 슬라이스들로 구성될 수 있다. 이 방법은 통상적으로, 제1 N×N 매트릭스([U1]) 및 데이터 프레임([D])의 제1 매트릭스 곱(product)을 형성하고, 그 후 가역 치환(invertible permutation) 연산(P)에 의해 제1 매트릭스 곱을 치환하여, 치환된 제1 매트릭스 곱(P([U1][D]))을 발생시킴으로써 동작된다. 이 방법은 그 후, 이 방법에 따라, 치환된 제1 매트릭스 곱(P([U1][D])) 및 제2 N×N 매트릭스([U2])의 제2 매트릭스 곱을 형성하여, 컨벌루팅된 데이터 매트릭스(convoluted data matrix)를 형성하고, 이 컨벌루팅된 데이터 매트릭스가 무선 통신 링크를 통해 송신 및 수신될 수 있다.

송신기 측에서, 각각의 단일 시간-확산 간격(예를 들어, 버스트 시간) 마다, 방법은, 이 시간 확산 간격의 각기 다른 시간 슬라이스들에 걸쳐, 컨벌루팅된 데이터 매트릭스의 N개의 상이한 엘리먼트들을 선택함으로써 동작되고, 이 방법은, 프로세서 및 통상적 소프트웨어 제어 무선 송신기를 사용하여 그 컨벌루팅된 데이터 매트릭스의 N개의 상이한 엘리먼트들 중에서 하나의 엘리먼트를 선택하고, 이 엘리먼트를 변조하고, 각각의 엘리먼트가 그 자신의 시간 슬라이스를 점유하도록 이 엘리먼트를 무선으로 송신한다.

수신기 측에서, 수신기(통상적으로 프로세서 제어 소프트웨어 수신기)는 다양한 시간 확산 간격들(버스트 시간들)의 각기 다른 시간 슬라이스들에 걸쳐 컨벌루팅된 데이터 매트릭스의 이들 N개의 상이한 엘리먼트들을 수신하고, 이 컨벌루팅된 데이터 매트릭스의 N개의 상이한 엘리먼트들을 복조할 것이다. 이 단계들은 수신기에서 컨벌루팅된 데이터 매트릭스의 레플리카들을 재어셈블링하도록, 총 N번까지 반복될 것이다.

수신기는 그 후 컨벌루팅된 데이터 매트릭스로부터 오리지널 데이터 프레임([D])을 재구성하기 위해 제1 N×N 매트릭스([U1]) 및 제2 N×N 매트릭스([U2])를 사용할 것이다. 이 방법의 일부 실시예들에서, 임의의 데이터 프레임([D])의 임의의 데이터 엘리먼트는, 컨벌루팅된 데이터 매트릭스가 완전히 복원될 때까지 완전한 정확도로 재구성된다고 보장될 수 없다. 실제로, 시스템은 또한, 그것이 컨벌루팅된 데이터 매트릭스 중에서 적어도 몇 개의 엘리먼트들의 손실에는 대처할 수 있도록 약간의 리던던시를 갖게 구성될 수 있다.

미국 특허 출원 제13/117,119호 및 그의 가출원 제61/359,619호는 또한, 무선 통신 링크 상에서 적어도 하나의 데이터 프레임([D])을 송신하고 수신하는 대안적인 방법의 몇가지 실시예를 개시하는데, 여기서 또 이 데이터 프레임은 일반적으로 최대 N²개까지의 데이터 엘리먼트들(N은 1보다 큼)의 매트릭스를 포함한다. 이 대안적인 방법은, 각각의 데이터 엘리먼트의 값이, 송신될 때, 복수의 무선 파형들에 걸쳐 확산되도록, 데이터 프레임([D])의 데이터 엘리먼트들을 컨벌루팅함으로써 작동하며, 여기서 이 복수의 무선 파형들 중 각각의 개별 파형은 특징 주파수(characteristic frequency)를 가질 것이고, 이 복수의 무선 파형들 중 각각의 개별 파형이 해당 데이터 프레임의 복수의 이들 데이터 엘리먼트들로부터 그 컨벌루팅된 결과들을 전달할 것이다. 이 방법에 따라, 송신기는, 복수의 시간 간격들에 걸친 이 복수의 무선 파형들의 주파수를 순환 시프팅(cyclically shifting)함으로써 그 컨벌루팅된 결과들을 자동으로 송신하고, 이로써 각각의 데이터 엘리먼트의 값이, 복수의 시간 간격들에 걸쳐 전송된 복수의 순환 주파수 시프트된(cyclically frequency shifted) 무선 파형들로서, 다시 일련의 파형 버스트들로서, 송신된다. 수신기 측에서, 수신기는 복수의 시간에 걸쳐 전송된 이 복수의 순환 주파수 시프트된 무선 파형 버스트들을 수신하고 프로세서를 사용하여 이를 디컨벌루팅(deconvolute)하고, 이에 따라 적어도 하나의 원래 송신된 데이터의 프레임([D])의 레플리카를 재구성할 것이다. 여기서 다시, 일부 실시예들에서, 컨벌루션 및 디컨벌루션 방식은, 실질적으로 복수의 순환 주파수 시프트된 무선 파형들 모두가 복수의 파형 버스트들로서 송신되고 수신될 때까지, 임의의 데이터 프레임([D])의 임의의 데이터 엘리먼트가 완전한 정확도로 재구성되는 것이 보장될 수 없도록, 선택될 수 있다. 실제로, 앞서와 같이, 시스템은 또한, 그것이 적어도 몇 개의 순환 주파수 시프트된 무선 파형들의 손실에 대처할 수 있도록 약간의 리던던시를 갖게 구성될 수 있다.

미국 특허 출원 제13/430,690호는, 에코 반사들과 주파수 오프셋들의 신호 손상 효과에 대한 자동 보상을 허용하도록 변조된 신호를 이용해서 복수의 데이터 심볼을 전송하는 OTFS 방법들의 몇가지 실시예들을 개시한다. 이 방법은 복수의 데이터 심볼을 하나 이상의 N×N 심볼 매트릭스로 분배한 다음 이들 하나 이상의 N×N 심볼 매트릭스를 사용하여 송신기의 신호 변조를 제어하는 것을 포함한다. 여기서, 각각의 N×N 심볼 매트릭스에 대해, 송신기는 각 데이터 심볼을 사용해서 N개의 파형을 가중화할 것이고, 이 파형들은 인코딩 매트릭스 U에 따라 결정된 N개의 순환 시간 시프트되고 N개의 순환 주파수 시프트된 파형들의 전체 순열들 중의 N2 크기의 세트로부터 선택된다. 이 프로세스는 각 데이터 심볼에 대해 N 심볼-가중형 순환 시간 시프트 및 순환 주파수 시프트된 파형들을 생성한다. 인코딩 매트릭스 U는, 대응하는 역 디코딩 매트릭스 UH를 갖는 N×N 유니터리 매트릭스가 되도록 선택된다. 따라서, N×N 심볼 매트릭스의 각 데이터 심볼에 대해, OTFS 시스템 및 방법은 N 심볼-가중형 순환 시간 시프트 및 순환 주파수 시프트된 파형들을 합산하고, N2 합산-심볼-가중형 순환 시간 시프트 및 순환 주파수 시프트된 파형들을 생성함으로써 동작한다. 그런 다음 OTFS 송신기는, N개의 시간 블록들 또는 주파수 블록들의 임의의 조합에 걸쳐, N개의 복합 파형들로서 구조화된, 이들 N2 합산-심볼-가중형 순환 시간 시프트 및 순환 주파수 시프트된 파형들을 전송한다.

미국 특허 출원 제13/927,088호는 신호 송신 시스템에서 사용 가능한 변조 신호를 제공하는 OTFS 방법의 일부 실시예를 개시하였다. 이 버전의 OTFS 방법은 적어도 N개의 엘리먼트들의 제1 차원 및 적어도 N개의 엘리먼트들의 제2 차원을 갖는 오리지널 데이터 프레임을 확립하는 것을 포함하고, 여기서 N은 1보다 크다. 이 오리지널 데이터 프레임은 변환된 데이터 매트릭스를 제공하기 위해 시간-주파수 변환에 따라 변환된다. 여기서, 시간-주파수 변환은, N개의 엘리먼트를 갖는 제1 차원과 N개의 엘리먼트를 갖는 2차원의 시간-주파수 변환 매트릭스를이용해서 수행되며, N은 1보다 크다. 이후 OTFS 송신기는 그 변환된 데이터 매트릭스의 엘리먼트들에 따라 변조된 신호를 생성한다.

미국 특허 출원 제13/927,086호는 데이터 변조의 방법을 제공하는 OTFS 방법의 일부 실시예를 개시하였는데, 이 방법은, N개의 엘리먼트들의 제1 차원 및 N개의 엘리먼트들의 제2 차원을 갖는 오리지널 데이터 프레임으로 데이터 엘리먼트들의 세트를 배치하고(N은 1보다 큼), 그 후 적어도 N2개의 엘리먼트들을 갖는 중간 데이터 매트릭스를 형성하도록 시간-주파수 시프팅 매트릭스에 따라 그 오리지널 데이터 프레임을 변환하는 것을 포함한다. 이 방법은 또한 중간 데이터 매트릭스의 엘리먼트들 중 적어도 일부를 치환(permuting)으로써 변환된 데이터 매트릭스를 제공하고, 그 변환된 데이터 매트릭스의 엘리먼트들에 기초하여 변조된 신호를 생성함으로써 동작한다. 여기서, 이 생성 프로세스는, 각기 다른 시간에 컬럼 단위기초로 그 변환된 데이터 매트릭스의 엘리먼트들을 선택하는 것을 포함하며, 그 변환된 데이터 매트릭스는 적어도 N개의 컬럼과 적어도 N개의 로우(row)을 포함한다.

미국 특허 출원 제13/927,086호는 또한 데이터 수신 방법을 제공하는 OTFS 방법들에 대해 개시하고 있는데, 이 방법은, 데이터 엘리먼트들의 세트를 포함하는 송신(transmitted) 데이터 프레임에 대응하는 데이터 신호들을 수신하고, 그 데이터 신호들에 기초하여, 적어도 N개의 엘리먼트들의 제1 차원 및 적어도 N개 엘리먼트들의 제2 차원을 갖는(여기서 N은 1보다 큼) 수신된 데이터 프레임을 구성하는 것을 포함한다. 이 방법은, 치환되지 않은(non-permuted) 데이터 프레임을 형성하도록, 수신된 데이터 프레임의 엘리먼트들의 적어도 일부를 역 치환(inverse permuting)함으로써 동작한다. 이어서, 이는 다시 송신 데이터 프레임의 재구성된 버전에 대응하는 복원된 데이터 프레임을 형성하도록 제1 역변환 매트릭스에 따라 역변환된다. 그러므로 이 수신 방법은 수신된 데이터 신호들 안에서의 신호 왜곡의 존재를 판정하는데, 여기서 신호 왜곡은 주파수 시프트 및 시간 시프트 중 적어도 하나에 관련된 채널 왜곡을 나타낸다.

다른 실시예들에 있어서, 미국 특허 출원 제13/927,091호, 제13/927/086호, 제13/927,095호, 제13/927,089호, 제13/927,092호, 제13/927,087호, 제13/927,088호, 제13/927,091호, 제14/583,911호, 및/또는 가출원 제62/129,930호, 제61/664,020호 및 제62/027,231호에 앞서 개시된 방법들이, 본 명세서에 개시된 OTFS 변조 방법의 일부들에서 사용될 수있다. 미국 특허 출원 제62/027,231호, 제62/129,930호, 제13/927,091호, 제13/927,086호, 제13/927,095호, 제13/927,089 호, 제13/927,092호, 제13/927,087호, 제13/927,088호, 제13/927,091호, 제14/583,911호 및 제61/664,020호의 전체 내용은 그 전체로서 본 명세서에 포함된다.

구현하기 위한 기술, 시스템 및 장치가 개시된다.

본 특허 문헌에 기술된 주제는 다음 특징들 중 하나 이상을 제공하는 특정 방식으로 구현될 수있다. 예를 들어.

본 명세서에 기술된 기술은, 전술한 이전의 OTFS 연구가 다양한 방식에 따라 더 일반화되고 그리고/또는 적어도 구현될 수 있다는 개념에 기초한다.

OTFS 개념을 더 일반화하기 위해, OTFS 방법들은, 각기 다르게 시간 시프트되고 주파수 시프트된 복수의 송신 파형들을 포함하는 2차원 시간-주파수 그리드 상에서 송신 데이터 심볼들을 분배함으로써 채널 왜곡의 영향(무선 채널에 대해서, 에코 반사들에 의해 야기되는 특정 시간 시프트 및 이동하는 물체에 의해 야기된 도플러 주파수 시프트일 수 있음)을 완화하는 방법들이라고 볼 수 있다.

이 방식은, 그 다양한 파형들이 (이상적으로는 임의의 주어진 데이터 심볼을 시간 및 주파수 시프트된 파형들의 모든 조합에 걸쳐 분배함으로써) 효율적이면서도, 수신기가 채널 왜곡을 정정하고 오리지널 데이터를 재구성 할 수 있게 하는 방식으로, 데이터를 송신해야 한다는 것과 같은, 부가적인 제약 조건을 받을 수 있다.

이를 행하기 위해, 일부 실시예들에서, 송신기는, 손상된 채널이 파형의 시간과 주파수를 이후 예상치 못한 시간과 주파수 위치로 더 시프트시킨 이후에도, 수신기가 임의의 주어진 수신 파형의 오리지널 시간 및 주파수 시프트를 결정할 수있게 하는 방식에 따라 변조 또는 인코딩된 파형들을 송신할 수 있다.

따라서, OTFS 개념의 보다 일반적인 형태로써, OTFS 방법들은, 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 연결하는 손상된 데이터 채널을 통해 무선으로 데이터를 송신 및 수신하는 자동화된 방법으로 간주될 수 있다. 여기서, 데이터는 복수의 데이터 심볼을 포함하는 것으로서 볼 수 있다. 전송 중에, 그 손상된 데이터 채널은, 적어도 부분적으로 채널의 2D 채널 상태에 따라 설명 가능한 방식으로 이들 파형들을 손상시킨다. 따라서, 송신된 무선 파형들은, 본 명세서에 참조로써 전체 내용이 포함되는 선출원인 제14/583,911호에 일부 상세히 설명된 바와 같이, 적어도 하나의 무선 수신기 채널-컨벌루트된 파형을 생성한다.

따라서, OTFS 개념의 보다 일반적인 형태로써, 본 방법은 적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여 데이터를 적어도 하나의 N×M (N×N, N 곱하기 M) 2D 어레이의 데이터 심볼들로 패키징하고, 본 방법은 그런 다음, 모든 데이터 심볼이, 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 캡처하도록 구성된 무선 신호들의 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 확산되도록, 인코딩 프로세스를 이용하여 그 어레이의 데이터 심볼을 전송한다. 그런 다음, 수신기 프로세서는, 이러한 무선 신호들을 수신하고, 2D 채널 상태 정보를 이용하여 데이터 채널 손상에 대해 이들 신호들을 정정하고, 인코딩 프로세스의 역(inverse) 프로세스를 사용하여 복수의 데이터 심볼을 디코딩 및 추출함으로써, 송신기로부터 수신기로 데이터가 송신된다.

전술한 방법들은, 전술한 목적과 일치하는 다양한 구체적인 방법들을 기술하지만, 이러한 방법들은 선형 대수학 고려 사항의 영향을 어느 정도 받았다. 본 기술은, 부분적으로, 역시 위 목적을 달성하기 위한 다른 방법들이 있다는 통찰에 기반을 두고 있다. 특히, 본 명세서에 개시된 기술은 미적분학 및 심플렉틱 지오메트리(symplectic geometry)의 관점에서 문제를 더 많이 바라본다.

본 명세서에 개시된 기술은, 부분적으로는, 무선 신호가 실세계 공간을 통해 전파할 때, 다양한 도플러 속도 효과에 의해 야기되는 주파수 시프트들과 반사체들에 의해 야기된 시간 지연들 등과 같은 채널 왜곡들이 본질적으로 계속적(continual) 방식으로 변화한다는 통찰에 착안한 것이다. 이전에 논의된 OTFS 방법들이 애초에 상대적으로 거친(coarse) 시간 및 주파수 그리드 분포에 따라 OTFS 파형 버스트들을 전송할 때 어떤 일이 발생하는지를 고려해보자. 이러한 채널 왜곡의 영향을 적절히 감지하기 위해서, 수신기는, 이상적으로, 애초에 그 OTFS 신호를 전송하는 데 사용된 것보다 훨씬 더 미세한 그리드 또는 빈(bin) 패턴을 사용하여 다양한 신호 버스트들을 감지해야 한다.

그러나, 어떤 종류의 2D 그리드 또는 빈 패턴이 송신기에 최적이며, 어떤 종류의 2D 그리드 또는 빈 패턴이 수신기에 최적인가? 이러한 설정들이 실험적으로 결정될 수는 있다고 해도, 이들 기법들을 위한 이론적 토대도 마련하는 것이 바람직하며 이 이론적 토대가 본 명세서에 설명되어 있다.

개시된 기술의 일부 실시예는 또한, 전술한 일부 실시예들의 경우, 송신되고 이후 후속하여 수신되는 데이터가 2D 매트릭스에 걸쳐 다양한 이산 데이터 심볼들의 형태로 분배될 수 있지만, 일부 실시예들에 따르면, 데이터가 다른 대안적 방법들을 이용해서 인코딩되고 디코딩될 수 있다는 통찰에 부분적으로 기초한다. 예컨대, 일부 실시예들에서, 송신할 데이터 심볼들은, 선택적으로, (통상 마이크로 프로세서, 디지털 신호 프로세서 또는 다른 전자 회로와 같은 전자 프로세서를 사용하여) 먼저 다양한 심플렉틱-류(symplectic-like) 2차원(2D) 푸리에 변환들과 호환성한 다양체(manifold)의 특성들로 인코딩될 수 있다. 이러한 심플렉틱-류 2D 푸리에 변환들은, 마이크로 프로세서들, 디지털 신호 프로세서들 등에 의한 디지털 회로에 의해 구현되도록 의도된, 심플렉틱 푸리에 변환들, 이산(discrete) 심플렉틱 푸리에 변환들, 유한(finite) 심플렉틱 푸리에 변환들, 및 전술한 푸리에 변환들에 대한 디지털 또는 누메릭(numeric) 근사치들 중 임의의 것일 수 있다.

사용되는 심플렉틱 2D 푸리에 변환의 타입에 따라, 데이터 심볼들은 다양한 유형의 방법들에 의해 먼저 다양한 타입의 포맷 또는 다양체들로 인코딩될 수 있다. 일부 상황에서는, 인코딩이 거의 또는 전혀 필요하지 않을 것이다. 다른 상황에서, 데이터 심볼들은, 심플렉틱 지오메트리의 가르침에 따라, 다양한 타입의 미분 가능한(예컨대, 스무스한) 다양체들(예를 들어, 계속적으로 변화하는 표면 등)로 인코딩될 수 있다. 단순히 NxM 패키징된 데이터 심볼에서부터 미분 가능한 다양체들에 이르는, 이들 데이터 포맷들은, 본 명세서에서 설명되는 방법들에 따라, 분석되고, 변환되고, 통신 채널을 통해 무선 전송될 수 있다. 수신기는, 다양한 무선 파형들을 수신하고, 이들을 (본 명세서에서 설명된 방법들에 따라), 미분 가능한 다양체 등과 같은 다른 포맷으로 처리한다. 그런 다음, 수신기가 미분 가능한 다양체 또는 그 수신된 포맷의 특징들로부터 자동으로 수신된 데이터 심볼들을 추출할 수 있다.

왜 이것을 하는가? 왜 어떤 실시예에서는, 데이터 심볼들이 심지어 미분 가능한 다양체의 형태로 재패키징되는가? 이것은, 미분 가능한 다양체가, 미적분 방법들, 특히 심플렉틱 방법들을 사용하여 다루어질 수 있을 만큼 충분한 국부적 유사성을 갖는 유형의 다양체이기 때문이다. 이것은, 상황에 대한 더 나은 이론적 분석을 가능하게 한다.

이러한 분석 방법들의 결과들은 종종 디지털 기술 및 수치적 방법들을 사용하여 구현될 것이지만, 심플렉틱 지오메트리 관점에서 문제와 결과를 보는 것은 매우 유용할 수 있다.

OTFS 방법들의 보다 공식적이고 수학적인 분석을 더 잘 이해하기 위해, 다음의 기계적 비유가 유용할 수 있다. 단순한 기계적 예로서, 앞서 논의한 이산 데이터 심볼들의 초기 2D 매트릭스 대신에, 각 데이터 심볼이 다른 높이를 갖는 경우를 생각해보자(기계적으로, 다양한 데이터 심볼들이 다양한 높이의 일련의 로드들(각 로드는 매트릭스 내의 심볼 좌표들에 따라 배치됨)로 인코딩되는 것을 시각화해보자). 고무 멤브레인이 이 2D 매트릭스(다양한 높이의 로드들의 2D 그리드) 위에 펼쳐져 있다. 이 고무 멤브레인은 표면이 매끄럽기 때문에, 시각화하기 쉬운, 미분 가능한 다양체의 매우 간단한 형태이다. 멤브레인은 다양한 로드들의 높이를 적절하게 인코딩할 것이고, 따라서 신호 전송 목적을 위한 다양한 데이터 심볼들을 나타낼 것이다. 그런 다음 송신기가 이 표면의 형상을 분석할 수 있고 (이제 우리는 더 광범위한 심플렉틱 미적분 방법들을 사용할 수 있음), 이 표면을 OTFS 무선 파형들의 대응하는 2D 그리드로 바꾸고(일반적으로 거친 2D 시간 및 주파수 그리드), 바람직하게는 임의의 주어진 수신 파형의 오리지널 2D 그리드 위치가 수신기에 의해 판정될 수 있게 하는 방식에 따라, 전송될 수 있다.

물론, 실제 시스템에서, 기본(underlying) 데이터 심볼들을, 다양한 심플렉틱-류 방법들을 이용하여 이후 더 처리될 수 있는 다른 형태 또는 다양체로 변환하는 프로세스가, 종종 컴퓨터 프로세서 또는 디지털 신호 프로세서를 사용하여, 수학적으로 수행될 것이다.

이어서 수신기는 이 송신된 2D OTFS 그리드의 채널 왜곡 버전을 수신할 수 있다. 그러나 다양한 채널 왜곡을 적절하게 감지하려면, 수신기는 매우 미세한 2D 시간 및 주파수 그리드를 통해 OTFS 무선 파형들을 수신해야 한다. 오리지널 데이터가 미분 가능한 다양체로 인코딩된 경우, 이후 채널 왜곡들을 적절하게 정정하고 나면, 결과적으로 수신되는 (우리의 단순한 기계적 비유에 있어서의) 표면은 송신기에서 애초에 전송된 것과 동일한 고무 멤브레인과 매우 비슷하게 보인다. 수신기 프로세서는 (우리의 단순한 기계적 비유에 있어서의) 고무 멤브레인의 다양한 높이들을 측정하여 이후 어떤 데이터 심볼이 원래 송신되었는지를 결정할 수 있다. 오리지널 데이터가 미분 가능한 다양체로 인코딩되지 않은 경우에도, 물론 다른 방법들이 오리지널 데이터 심볼들을 추출하기 위해 이용될 수 있다.

여기에서 심플렉틱 지오메트리 및 방법들은, 다른 장점들 중에서도, 이들 방법들이, 수학적 관점에서, 송신기의 시간-주파수 그리드 크기가 수신기의 시간-주파수 그리드 크기에 대응하지 않는 상황을, 우리가 더 잘 생각할 수 있게 하기 때문에 유용하다. 또한, 논의될 바와 같이, 이러한 방법은 또한 데이터 심볼들을 송신 및 수신하기 위한 대안적인 방법들을 또 제안한다.

일부 실시예들은 또한, 부분적으로, 다른 변조 방식들이, 복수의 상이한 시간 시프트되고 주파수 시프트된 송신 파형들을 포함하는 2차원 시간-주파수 그리드로 데이터 심볼들을 분배하는데 사용될 수 있다는 통찰에 기초한다. 이러한 다른 변조 방식들은, 다양한 파형들이 (이상적으로는 임의의 주어진 데이터 심볼을 시간 및 주파수 시프트된 파형들의 모든 조합에 걸쳐 분배함으로써) 효율적이면서도, 수신기가 채널 왜곡을 정정하고 오리지널 데이터를 재구성 할 수 있게 하는 방식으로, 데이터를 송신해야 한다는 것 등의, 핵심 오리지널 OTFS 제약 조건들에 여전히 종속되어 있다. 그러나, 볼 수 있듯이, 이것이 성취되는 세부 사항은 실질적으로 다양하다.

통신 채널 왜곡 및 주파수 시프트에 비교적 민감하지 않은 방식으로 데이터를 송신하도록 구성된 직교 시간 주파수 시프팅 (OTFS) 무선 파형들을 사용하는 데이터 통신의 다른 방법이 개시된다.

도 1A는 단일 송신기 및 단일 수신기를 연결하는 무선 데이터 채널의 단순화 된 모델의 예를 도시한 도면이다. 이 단순화된 모델은 오직 하나의 신호 반사체를 포함한다. 빛의 속도 고려 사항으로 인해, 무선 파형들이 송신기와 수신기 사이를 이동하고, 반사체에서 바운스 오프되고, 송신기, 수신기 및 반사체 중 어느 하나의 이동으로 야기된 도플러 주파수 시프트들를 경험하면서, 이러한 무선 신호들이 통신 채널에 의해 왜곡된다. 본 명세서에서 논의되는 바와 같이, 이러한 효과들이 심플렉틱 평면 표현에 의해 수학적으로 모델링 될 수 있다.
도 1B는, 본 발명의 OTFS 송신기들과 OTFS 수신기들이, 어떻게, 관련 메모리와 함께, 송신기 및 수신기 프로세서를 사용하여, 송신기의 OTFS 시간-주파수 그리드 또는 격자에 따라 OTFS 파일롯 및 데이터 심볼들을 (관련된 OTFS 파형들, 시간들 및 주파수들을 사용하여) 송신하고, 수신기의 대응하는 OTFS 시간-주파수 빈(bin) 구조에 따라 OTFS 심볼들을 (관련된 OTFS 파형들, 시간들 및 주파수들을 사용하여) 수신하는지를 도시한다. 수신기의 빈 구조는, 파일럿 및 데이터 샘플들을 전송하는 데 사용되는 OTFS 시간-주파수 그리드에 비해, 오버 샘플링(더 미세한 빈 구조를 가짐)된다.
도 1B는 또한, 다이렉트 파일롯 버스트들(아무런 반사없이 송신기로부터 수신기로 직접 이동하는 버스트들)이 어떻게 수신기에서 수신되는가를 도시한다.
도 1C는 레플리카 OTFS 파형 버스트들(예를 들어, 도시된 이동 반사체와 같은 반사체들로부터 바운싱 오프되는 버스트들)이, 어떻게, 수신기의 오버샘플링 된 빈 구조 또는 격자에 따라 수신기에 의해 수신되는를 도시한다. 여기서 모든 OTFS 파형 버스트들은 (이동 거리로 인한) 시간 측면과 (도플러 효과로 인한) 주파수 측면 모두에서 변위된다.
도 1C는 레플리카 OTFS 파형 버스트들(예를 들어, 여기에 도시된 이동 반사체와 같은 반사체로부터 바운스되는 버스트들)이 수신기의 오버샘플링된 빈 구조 또는 격자에 따라 수신기에 의해 어떻게 수신되는지를 도시한다. 여기서 모든 OTFS 파형 버스트들은 (이동한 거리로 인한) 시간 및 (도플러 효과들로 인한) 주파수 둘 다에서 변위된다.
도 1D는 채널-컨벌루팅된 OTFS 파형 버스트들(다이렉트 버스트들과 레플리카 버스트들의 합)이, 어떻게, 수신기의 오버샘플링된 빈 구조 또는 격자에 따라 수신기에 의해 어떻게 수신되는지를 도시한다.
도 2는, 도 1D의 보다 실제적인 예를 도시한 것으로서, 좌측 도면의 입력: x는 송신기 OTFS 시간 주파수 그리드에 대응하고, 중간 도면의 통신/데이터 채널 왜곡들(적어도 부분적으로는 데이터 채널의 2D 채널 상태에 의해 표시됨)은 유한 채널: h_eqv.f에 대응하며, 결과적으로 채널-컨벌루팅된 OTFS 파형 버스트들이 우측 도면의 출력: y에 도시된다.
도 3은, 일부 실시예들에서, 본 명세서에 개시된 다양한 OTFS 파형 버스트들에 대해 사용될 수 있는 유한 OTFS 변조 맵의 한 가지 가능한 구조의 표현을 도시한다.
도 4는, N개의 시간 주기(각 시간 주기는 지속시간 τ_μ)에 걸쳐 M개의 필터링된 OTFS 주파수 대역들을 사용하는 N×M 구조에 따라 정보를 송신하도록 구성된 2D 푸리에 변환 정보 다양체에 대한 몇 가지 예들을 도시한다. 여기서, OTFS 송신기는 허용된 대역폭 양을 고려하여 가능한 한 빨리 OTFS 신호를 송신하기 위해 (정부 규정 또는 다른 방식에 따라 할당될 수 있는) 주어진 양의 대역폭 모두를 사용하도록 구성된다고 가정하자. 할당된 지속 시간 및 할당된 대역폭은 엘리먼트 수 M 및 주어진 시간 간격 동안 전송될 수 있는 대응하는 데이터 양을 제한하게 된다. 일반적으로 각 OTFS 필터링된 주파수 대역ω₀ 의 주파수 단위(Hz)의 대역폭은 1/Τ_μ이다. 따라서, 최소 시간 간격 N*Τ_μ을 통해 모든 N개의 컬럼을 송신하고자 한다면, 대역폭 고려 사항은 M이 1/Τ_μ보다 크지 않은 대역폭을 가질 것을 요구하며, 또한 모든 M개의 필터링된 OTFS 주파수 대역들에 의해 이용되는 대역폭이 M/T(T는 2D 푸리에 변환 정보 다양체의 전체 N개의 컬럼을 송신하는데 이용되는 총 시간 양)를 초과할 수 없다는 것을 요구한다.
도 5는 다양한 더 작은 시간 슬라이스들 Τ_μ에 따라 동시에 전송되는 M개의 필터링된 OTFS 주파수 대역들의 예를 도시한다. 반복되는 곡선 형상은

에 따라 각 필터링된 대역의 중심 주파수를 나타낸다. 주파수 대역폭 크기 1/T와 시간 지속 시간 T*μ (Τ_μ)의 송신 빈들 중 하나가 좀더 자세히 도시되어 있다. 이 방식에서, 서로 다른 시간 슬라이스들 사이에 갭이 존재하지 않으며, 주파수 영역들 간에는 이격 거리가 있다 해도 최소화된다. 대안적인 방식들에서는, 추가적인 시간 및/또는 주파수 갭들이 사용될 수 있다.
도 6은 다양한 더 작은 시간 슬라이스들 Τ_μ에 따라 전송되는 OTFS 파형들의 또 다른 예를 도시한다. 여기에는 시간의 함수로서 다양한 파형들의 진폭 또는 변조의 예들이 도시되어 있다.
도 7은 본 명세서의 개시에 따른 OTFS 송신 및 수신의 예를 도시한다. 이 프로세스는, 데이터가 전송을 위해 패키징되고 선택적으로 주지의 채널 손상들(Pre)을 정정하기 위해 사전 코딩되는 왼쪽에서부터 시작된다. 그런 다음 이 머티리얼은 2D 푸리에 변환(예컨대, 심플렉틱 푸리에 변환, 이산 심플렉틱 푸리에 변환, 또는 유한 심플렉틱 푸리에 변환)(2D-FT_S)에 의해 처리된다. 그런 다음 이 머티리얼은 필터 뱅크(FB)를 통과하고 일련의 시간 간격 Τ_μ에 걸쳐 전송된다. 이후 무선 OTFS 파형들은 통신 또는 데이터 채널 (C)을 통과하며, 다양한 왜곡들과 신호 손상들을 받게 된다. 수신기에서, 수신된 파형들은 다양한 시간 간격들로 필터 뱅크에 따라 수신된다. 수신기 필터 뱅크(FB*)는 오리지널 시간 간격 Τ_μ의 일부일 수 있는 오버샘플링된 지속 시간들에 따라 동작하는 오버샘플링 필터 뱅크(FB*) 일 수 있다. 이러한 오버샘플링은 수신된 신호가 채널에 의한 시간 지연들 및 주파수 시프트들에 대해 높은 해상도로 더 잘 분석될 수 있게 한다. 그 후, 수신된 머티리얼이 역 2D 푸리에 변환(2D-FT_S)(다시 말하면, 심플렉틱 푸리에 변환, 이산 심플렉틱 푸리에 변환, 또는 유한 심플렉틱 푸리에 변환일 수 있음)에 의해 분석될 수 있다. 그런 다음 그 결과 머티리얼이 수신기 2D-FT_S 단계 전 또는 후(여기서 도시됨)에 (종종 2D 채널 상태 정보를 사용하여) 채널 왜곡들에 대해 추가로 정정될 수 있다 .
도 8은, 본 명세서에 기술된 심플렉틱 OTFS 방법들에 사용될 수있는 이미지 도메인 및 변환 도메인을 보여주는 더 상세한 도면을 도시한다.
도 9는, 본 명세서에 기술된 심플렉틱 OTFS 방법들에 사용될 수 있는 이미지 도메인 및 변환 도메인 듀얼 그리드에 대한 다른 관점을 보여준다.
도 10은, 앞서 도 6에 도시된 필터 임펄스 응답의 또 다른 버전을 도시한다.
도 11은 도 5의 또 다른 버전을 도시한다.
도 12는 도 5의 또 다른 버전을 도시한다.
도 13은, 심플렉틱 OTFS 방법들이 송신기와 수신기 시스템에서 어떻게 동작 할 수 있는지를 도시한다. 여기서 (선택적으로 전치 왜곡을 겪을 수 있는) 정보 평면 상의 데이터는 필터 뱅크(OFDM 호환 필터 뱅크 일 수 있음)를 통과하기 전에 역 2D 푸리에 변환 (및 또한 일반적으로 2D 확산 함수)의 대상이 될 수 있다. 다양한 파형들은 채널 C를 통과하고, 여기서 (OFDM 호환 필터 뱅크 일 수 있는) 필터 뱅크에 의해 수신되고, 역 확산 함수, 역 2D 푸리에 변환(이전 IFFT의 역)을 거친 후, 필요에 따라 등화(Equalized)된다.
도 14는 채널을 통해 데이터를 송신 및 수신하는 다른 방법을 도시한다.
도 15는 이미지 도메인 및 변환 도메인 듀얼 그리드 상에서의, 채널에 의한 도플러 및 시간 지연의 영향을 도시한다.
도 16은 인터리빙의 일예를 도시한다.
도 17은, 동일한 크기의 프레임들이 주파수 스태거 기준(frequency staggered basis)으로 인터리빙되는 인터리빙의 다른 예를 도시한다.
도 18은, 가변 크기 프레임들이, 시간 기준으로 인터리빙되는, 인터리빙의 다른 예를 도시한다.
도 19는, 능동형 OTFS 릴레이 시스템이 OTFS 송신기 및 수신기 사이에서 어떻게 동작할 수 있는지의 예를 도시한다.
도 20은 무선 통신 방법의 일 예의 흐름도이다.
도 21은 무선 통신 방법의 또 다른 예의 흐름도이다.

데이터 송신 및 수신 프로세스를 구현하기위한 기술, 시스템 및 장치가 설명된다.

앞서 논의된 바와 같이, 개시된 기술은, (예를 들어, 간헐적인 신호 페이딩(fading), 신호가 얼마나 오랫동안 코히어런트하게 유지되는가, 얼마나 넓은 범위의 신호 주파수 범위가 코히어런트하게 유지될 것으로 예상될 수 있는가의) 신호 강도에 있어서의 변동들을 통계적 방법들에 의해서만 처리할 수 있는 것으로 간주하는 경향이 있었던 이전 Clarke-Jakes 모델 등과 종래 기술의 방법과 대조적으로, 데이터 채널(통신 채널)의 기본 구조가 노출되고 대신에 신호 왜곡의 다양한 원인들(예를 들어, 다양한 반사들, 주파수 시프트들, 기타 다른 시프트들 등)이 대신 처리(sorted)되거나 "해결되는" 경우에 더 우수한 결과들이 획득될 수 있다는 통찰에 부분적으로 기초한다.

본 명세서에 개시된 일부 실시예들은, ("공간"이 공기 및 심지어 구름, 빗방울, 우박 등과 같은 다른 자연적 공중의 객체들로 채워질 수 있는, 지구 상의 공간인) 3차원 공간과 1차원 시간을 통해 (종종 마이크로파 주파수들 및 그 이상까지의 다양한 주파수의 라디오 신호를 사용하여) 데이터를 송신하는 무선 데이터 채널들에 초점을 맞춘다. 그러나, 본 명세서에서 개시되는 개념들 대부분은 다른 매체들(예를 들어, 물, 도전성 금속들, 투명 고체들 등)에서 동작하는 다른 데이터 채널에 대해서도 사용될 수 있다. 따라서, 무선 예들의 사용은 본 발명을 제한하려는 의도는 아니다.

일부 실시예들은, 프로세서들(예를 들어, 대중적인 Intel x86 시리즈의 프로세서들과 같이 흔히 사용되는 프로세서일 수도 있는 마이크로프로세서들) 및 디지털 신호 프로세서들과 같은 현대의 전자 컴포넌트들을 사용하며, 예를 들어, 다양한 필드 프로그래밍 가능 게이트 어레이들(FPGA)에 의해 구현될 수 있는 현대의 소프트웨어 구성 무선 송신기들 및 수신기들을 종종 채택할 것이다. 여기, Harris의 "Digital Receivers and Transmitters Using Polyphase Filter Banks for Wireless Communications"(IEEE transactions volume 51(4), 2003년 4월, 1395-1412쪽)가 있다. 주문형 집적 회로(ASIC)들 및 다른 타입들의 디바이스들 및 방법들이 또한 사용될 수 있다.

개시된 일부 실시예들은, OTFS 파일롯 및 데이터 심볼들 및 OTFS 파일롯 및 데이터 파형 버스트들로서 본 명세서에서 종종 지칭되는, 직교 시간 시프트되고 주파수 시프트된 무선 파형 버스트들의 형태로, 파일롯 심볼들 및 데이터 심볼들을 송신하는 소정의 방법들에 관련된다. 이러한 OTFS 파형 버스트들은 미국 특허들 제8,547,988호 및 제8,879,378호 뿐만 아니라 미국 선출원들 제61/349,619호, 제13/430,690호, 제13/927,091호(이들 모두는 그 전체가 본 명세서에서 참조로써 포함됨)에서 이전에 개시된 방법들을 비롯한 다양한 방법들에 의해 구현될 수 있다. 이러한 앞선 개시들이, 그러므로, OTFS 파형 기술의 다양한 양상들에 대한 보다 상세한 설명은 물론, OTFS 심볼들 및 데이터 프레임들을 구현하는 다양한 방법들에 관한 보다 상세한 설명을 포함하지만, 이들 개시들로부터의 일부 중요한 양상들은 본 명세서에서 반복될 것이다.

적어도 데이터 송신에 관한 한, OTFS 방법들은 본질적으로 복수의 직교 시간 시프트되고 주파수 시프트된 무선 파형 버스트들 전체에 걸쳐 각각의 송신 데이터 비트를 확산시킴으로써 작동하여서, 본질적으로 모든 데이터 비트가 주어진 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 분배된, 모두 동일한 기초 파형의 순열들에 기초하여 다수의 서로 직교하는 무선 파형 데이터 버스트들을 통해 결국 목적지로부터 수신기까지 이동되게 한다. 효율을 위해, 많은 수의 데이터 심볼들(각각은 잠재적으로 다수의 비트의 데이터를 포함함)이 동시에 처리된다.

통상적으로, OTF 수학 연산들(일반적으로 송신기 프로세서에 의해 처리됨)은 이들 데이터 심볼들을 복수의 OTFS 데이터 심볼들로 재패키징할 것이며, 본질적으로 각 OTFS 데이터 심볼은 각각의 송신되는 데이터 비트의 일부를 포함한다. 이들 OTFS 데이터 심볼들은 각각의 상이한 OTFS 파형 버스트의 변조를 제어하는데 사용되고, 데이터는 OTFS 심볼 변조된 OTFS 파형 버스트들의 형태로 송신된다. 데이터를 수신하는 것과 관련하여, 본질적으로, 수신기가 매트릭스 수학을 사용하여 수신된 OTFS 심볼들을 이용해서 원래 송신된 데이터 비트들을 찾아내는 프로세스를 시작할 수 있기 이전에, 수신기는 본질적으로 OTFS 심볼들의 전체 배치(batch)(데이터 프레임)를 수신하도록 대기해야 한다. 그러나 OTFS 파일롯 심볼들은 데이터를 송신하는데 사용되지 않고, 이에 따라 이러한 제한을 받을 필요가 없다는 것에 주의한다.

따라서, 일부 비트들은 페이딩 될 수 있고, 다른 비트들은 OK될 수 있는 레거시 통신 방법들과 달리, OTFS 방법들에 있어서는, 각각의 데이터 비트가 다수의 상이한 파형들에 의해 송신기로부터 수신기로 이동하기 때문에, 적어도, 유사하게 취급되는 데이터 비트들의 그룹(종종 데이터 프레임이라고도 함) 내의 모든 데이터 비트들은 결국 동일한 채널 조건들을 경험하게 될 것이다.

이들 앞선 개시들의 일부 양상들을 간단히 요약하면, 일부 실시예들에서, 송신기 측에서, OTFS 심볼들로서 송신하도자 의도된 데이터 심볼들은, 적어도 하나의 프로세서 및 적절한 소프트웨어를 사용하여 다양한 심볼 매트릭스들 또는 "데이터 프레임들" 상에 통상 자동으로 분배될 수 있다. 이들은 N·N 매트릭스들 또는 심지어 N·M 매트릭스들(여기서 M은 N과 상이함)일 수 있다. 이 심볼 매트릭스들 또는 데이터 프레임들은 시스템의 무선 송신기(들)의 변조를 제어하기 위한 입력으로 사용된다. 특히, 송신하고자 의도된 데이터 심볼들은 순환적으로 시간 시프트되고 순환적으로 주파수 시프트된 파형들의 패밀리(family)를 가중화 또는 변조하는데 사용될 수 있다.

이것은, 예를 들어, 데이터 심볼들을 사용하여 무선 신호 변조기들(예를 들어, 앞서 논의된 Harris의 방법 또는 다른 방법들을 사용하여 구현될 수 있는 QAM 변조기들)의 뱅크의 동작을 제어하는 송신기에서 행해질 수 있다. 결과적인 출력은, 예를 들어, 복수의 주파수들 및 시간 시프트들에 걸쳐 QAM 변조된 파형들의 복수의 버스트들을 발생시킬 수 있으며, 이는 추후 수신기에 의해 사용되어 데이터 채널의 구조(예를 들어, 다양한 반사체들의 포지션 및 속도)를 식별하는 것을 도울 수 있다.

이들 파형들은 그 후 송신 동안 왜곡될 수 있지만, 다양한 파형들의 오리지널 시간-주파수 원점은 수신기에 의해 결정될 수 있고, 수신된 파형들의 기본 시간 및 주파수 구조가, 적절한 수신기 기반 디컨벌루션 방법과 함께, 그 왜곡들을 정정하고 애초에 송신된 데이터 심볼들을 결정하도록, 시스템의 수신기들에 의해서 사용될 수 있다.

그러나 본 명세서에서 논의된 바와 같이, 이를 행하는 둘 이상의 방법이 존재한다. 여기서는 동일한 목적을 달성하기위한 대안적인 방법이 개시된다.

일부 실시예들은, 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 연결하는 손상된 데이터 채널을 통해 데이터(예컨대, 복수의 데이터 심볼)를 무선으로 송신 및 수신하는 자동화된 방법에 관한 것이다. 여기서, 본 명세서의 다른 곳에서 논의된 바와 같이, 이러한 손상된 데이터 채널은 다양한 반사체들(106)로 채워진 공간 등과 같은 손상된 무선 데이터 채널(100)이며, 파형들(112, 114a, 114b)이 그 데이터 채널을 통해 이동할 때 이들 파형들을 손상시키는 것으로 가정한다. 본 발명에 따르면, 이러한 손상은, 송신된 무선 파형들이 도 1A 내지 도 1D 및 도 2(출력: y)에 따라, 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널-컨벌루팅된 파형들을 생성하도록, 채널의 2D 채널 상태(또는 도 2에 도시된 바와 같이, 유한 채널 h_eqv,f)에 따라 적어도 부분적으로 기술될 수 있다.

이 방법은, 적어도 하나의 송신기(102) 및 송신기 프로세서(예를 들어, 도 1A의 102P)를 사용하여, 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 어레이의 데이터 심볼들로 패키징하고, 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 캡처하도록 구성된 무선 신호들의 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 모든 데이터 심볼이 확산되도록 인코딩 프로세스를 이용하여 그 데이터 심볼 어레이를 송신하는 것을 포함한다. 여기서 적어도 하나의 수신기 프로세서(예컨대,도 1A의 104p)는, 이러한 무선 신호들을 수신할 수 있고, 바람직한 실시예에서는 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 데이터 채널 손상에 대해 이들 신호들를 정정할 수 있다. 수신기 프로세서는 이 복수의 데이터 심볼을 디코딩하고 추출하기 위해 인코딩 프로세스의 역(inverse)을 사용할 수 있다. 이와 달리, 데이터 채널 손상들에 관한 신호들의 정정은, 수신기가 그 복수의 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출한 이후에 이루어질 수 있다.

OTFS 데이터 송신 방법들을 구현하기 위해 많은 방법들이 사용될 수 있다. 이들 이전 방법들 중 일부는, 미국 특허 출원 제62/027,231호, 제62/129,930호, 제13/927,091호, 제13/927,086호, 제13/927,095호, 제13/927,089호, 제13/927,092호, 제13/927,087호, 제13/927,088호, 제13/927,091호, 제14/583,911호 및 제61/664,020호 등의 선출원들에 기재되어 있다.

그러나, 일부 실시예에서, OTFS 데이터 송신 방법들은, 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를 필터링된 OFDM 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이로 변환함으로써 구현될 수있다. 이는, 예를 들어, 1차원 푸리에 변환 및 필터링 프로세스 또는 알고리즘을 사용하여 수행될 수있다. 이 필터링된 OFDM 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이는 다양한 유형의 2차원 푸리에 변환들을 사용하여 OTFS 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이로 변환될 수 있다. 이러한 결과("머티리얼"이라고 함)는 통상 송신기 메모리(102m)에 저장될 것이다. 이 머티리얼은, 다양한 방법에 의해 다양한 무선 주파수 서브-대역들로 분할될 수 있으며, 예컨대 일련의 M 협대역 필터 뱅크들을 채택하는 송신기(102c)를 사용하여, 이로써 적어도 N개의 시간 간격에 걸쳐 일련의 M개의 상호 직교 파형들이 생성되도록 할 수 있다. 이들은 최소 N개의 시간 간격으로 전송될 수 있다.

상황의 특성에 따라, 시간 및 주파수 모두에서 갭들 또는 "보호 대역들(guard bands)"이 부과되어, 송신 이전에 다양한 협대역 필터들과 시간 간격들 사이의 의도치 않은 크로스 토크의 가능성을 최소화할 수 있다. 데이터 채널의 특성에 따라, 그러한 갭들이나 보호 대역들은, 증가하거나 감소하거나, 상황에 맞추어 0으로 설정될 수 있다.

대안적으로 그리고 더 구체적으로, 전술된 인코딩 프로세스는, 길이 T의 컬럼 시간 축과 길이 F의 로우(row) 주파수 축에 걸쳐 분포된 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체(또는 다른 데이터 포맷 또는 데이터 다양체) 상으로 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를 인코딩할 수 있고, 이로써, 통상 송신기 메모리(102m)에 저장되는, 적어도 하나의 정보 다양체를 생성할 수 있다.

여기서, 정보 다양체는 본질적으로 데이터 심볼들을, 이들이 이후 심플렉틱 2D 푸리에 변환, 이산 심플렉틱 2D 푸리에 변환, 유한 심플렉틱 푸리에 변환(finite symplectic Fourier transform) 등과 같은, 원하는 OTFS 변환 연산에 의해 조작될 수 있는 형태로, 홀드한다. 일반적으로 어떤 종류의 확산 연산이 데이터 심볼들에 대해 수행되는 경우, 그것은 정보 다양체 단계에서 또는 그 이전에 수행된다.

그 다음, 통상, 적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여, OTFS 프로세서(102p) 및/또는 송신기(102c)는 2D "심플렉틱-류" 푸리에 변환에 따라 적어도 하나의 정보 다양체를 변환할 수 있다. 여기에서 "심플렉틱-류(symplectic-like)"는 앞서 논의된 심플렉틱 2D 푸리에 변환, 이산 심플렉틱(discrete symplectic) 2D 푸리에 변환, 및 유한 심플렉틱 푸리에 변환을 모두 포함하고자 하는 것이다. 따라서,이 동작은, 송신기 메모리(102m)에 다시 저장될 수 있는, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 매니폴드를 생성할 것이다.

OTFS 송신기(102c)는 통상, 이 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를, "M"개의 동시 협대역 파형들의 시리즈(각 시리즈가 연속적 시간 간격들에 걸쳐 있음)로서, 전체 2D 푸리에 변환 정보 다양체가 송신될 때까지, 송신할 것이다.

예를 들어, 송신기 프로세서(102p)는 이 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 모든 주파수들 및 시간들에 걸쳐, 시간 기준으로 하나의 컬럼에 대해 동작할 수 있다. 여기서 송신기 프로세서는 위치 n(여기서 n은 1에서 N까지 변화할 수 있음)에 의해 소정의 컬럼을 선택하고, μ=1/N인 경우에 T_μ에 비례하는 지속시간의 시간 슬라이스에 따르는 폭으로 컬럼을 전송할 수 있다. 프로세서 (또는 송신기(102c))는, 이 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 컬럼 슬라이스 내의 주파수들(즉, 송신 시간 슬라이스에 대응하는 주파수들)을, 적어도 M개의 서로 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 뱅크(bank)를 통해, 전달할 수 있다. 이는 M개의 상호 직교 파형들을 생성한다. 그 후 프로세서는, 그 결과적인 필터링된 파형들을, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 전송될 때까지, 서로 다른 송신 시간 간격들(예를 들어, 한 번에 한 컬럼)에 걸쳐, 복수의, 적어도 M개의 동시에 송신된 상호 직교 파형들로서, 전송할 수 있다.

다시, 상황의 특성에 따라, 시간 및 주파수 모두에서 갭들 또는 "보호 대역들"이 부과되어, 송신 이전에 다양한 협대역 필터들 및 시간 간격들 사이의 의도하지 않은 크로스 토크의 가능성을 최소화 할 수 있다. 데이터 채널의 특성에 따라, 그러한 갭들 또는 보호 대역들은, 증가되거나 감소되거나, 상황에 따라, 0으로 설정될 수 있다.

도 1A 내지 도 1D 및 도 2에 도시된 바와 같이, 다양한 OTFS 파형들은 통신 채널/데이터 채널을 통과할 것이고, OTFS 수신기에 도달하기 전 과정에서 다양한 왜곡들을 축적할 것이다. 또는, 손상된 데이터 채널이 이들 다양한 파형을 손상시키는데(도 IB 내지 도 ID에서와 같이), OTFS 파라미터들이 그 데이터 채널에 대해 적절하게 설정되었다고 가정한다면 이 손상은 해당 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로는 기술 가능해야 한다. 최종적인 결과는 무선 수신기가 채널-콘 볼루팅된 OTFS 파형을 수신한다는 것이다.

이어서, 하나 이상의 OTFS 수신기들(104)은, 기본적으로 송신 프로세스의 역(inverse)을 수행함으로써 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 (채널 -컨벌루팅된) 버전을 수신할 수 있다. 그러나, 채널 컨벌루션 효과(예컨대, 도플러 효과 등)로 인해, 원래 M개의 오리지널 주파수들에서의 M개의 협대역 파형들이었던 것들이 이제 다른 범위의 주파수들에서의 M개보다 큰 협대역 파형들이 될 수 있다. 또한, 다양한 반사체들로부터 바운싱 오프되는 다양한 파형들로 인한 광속도 지연 효과들로 인하여, 오리지널 신호들을 수신하는 타이밍이 달라질 수도 있다. 따라서, 수신기는 모든 것을 캡처해야 하는 어려운 임무을 가지며, 일반적으로는 더 미세한 메쉬 시간 및 주파수 그리드 또는 일련의 빈들 상에서 다양한 파형들을 수퍼샘플링 또는 오버샘플링하여 모든 것을 캡처하도록 노력할 것이다. 그리하여, 오버샘플링 프로세스를 나타내고자 의도된, 도 IB 내지 도 1D에서는, 수신기 OTFS 빈들이, 송신기 OTFS 그리드들보다 더 작은 시간-주파수 크기를 갖는다는 것을 알아야 한다.

따라서, 적어도 원래 송신된 2D 푸리에 변환 정보 다양체의 모든 주파수 및 시간에 걸쳐 (그리고 대개는 더 큰 범위의 주파수 및 시간에 걸쳐), 수신기는 자신의 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 송신 시간 간격의 지속시간보다 짧거나 같은 수신 시간 슬라이스를 선택할 것이다. 수신기는 다양한 수신 시간 슬라이스들에서 이러한 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신하고, 적어도 M개의 서로 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크에 따라 이들 파형들을 분석할 것이다. 이전에 논의된 바와 같이, 통상적으로는, 이를 위하여 수신기가 다수의 M개의 협대역 필터들을 이용하고 오버샘플링하며, 또한 더 넓은 범위의 주파수들을 커버할 것이다(따라서 예상되는 도플러 시프트된 신호들도 놓치지 않는다). 따라서 수신기는, 원래 송신된 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치(채널 컨벌루팅된 버전)가 수신될 때까지, 모든 수신 시간 슬라이스에 대해 이들 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신할 것이다. 이것은 일반적으로 수신기 메모리(104m)에 저장된다.

도 7에 도시된 바와 같이, 수신기는 여전히 많은 작업을 더 해야 한다. 수신기는 채널 컨벌루션에 대하여 정정해야 하고, 결국 원래 송신된 데이터 심볼들의 버전을 검색해야 한다. 이를 위해, 수신기는 다양한 옵션들 중 적어도 하나에 따라 동작할 수 있다.

수신기는, 예를 들어, 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역(inverse)을 사용하여, (수신기 메모리(102m)에 저장된) 수신된, 원래의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 채널 컨벌루팅된 근사치를, 적어도 하나의 수신된 정보의 근사치로 변환하고, 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 데이터 채널 손상들에 대해 다양한 수신된 정보 다양체들을 정정할 수 있다.

대안적으로, 수신기는, 먼저, 2D 채널 상태에 관한 정보를 이용해서, 데이터 채널 손상들에 대해, (수신기 메모리에 저장된) 수신된, 원래의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 채널 컨벌루팅된 근사치를 정정할 수 있다. 수신기 프로세서는, 그런 다음, 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역(inverse)을 사용하여 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 생성하고, 그로부터 데이터 심볼들을 추출하여, 데이터 송신 및 수신 프로세스를 완료할 수 있다.

이상적으로, OTFS 방법들은, 임의의 주어진 데이터 심볼을 모든 송신 시간 및 주파수 파형들에 걸쳐서, 이상적으로는 비교적 균일하게 분포된 방식으로, 확산시킬 것이다. 일부 실시예에서, 수신된 파형들의 애초에 송신된 시간 및 주파수가 수신기에 의해 또한 구별될 수 있도록, 송신을 더 인코딩하거나 변조하는 것이 또한 유용할 수 있다. 본 명세서에서 기술된 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환 방법들은 이러한 분포를 다루는 작업을 비교적 양호하게 할 수 있지만, 일부 실시예에서는 데이터 심볼들이 균일하게 분포되도록 보장하기 위해 추가적인 확산 연산을 구현하는 것이 유용할 수 있다.

이를 수행하기 위해, 일부 실시예들에서, 송신기 프로세서(102p)는, 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체로, 적어도 하나의 NxM 2D 어레이 데이터 심볼들을 인코딩하기 이전 또는 이후에, 확산 연산에 따라, 적어도 하나의 NxM 2D 어레이 데이터를 추가로 변환할 수 있다. 예를 들어, 2D 처프(chirp) 연산 등과 같이, 많은 확산 함수들이 이를 위하여 사용될 수 있다. 그러한 확산 연산들이 수행되면, 수신기는, 수신 단에서, 다양한 수신된 정보 다양체들로부터 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출하기 위해 이 확산 연산의 역을 사용할 필요가 있을 것이다.

도 3은, 일부 실시예들에서, 본 명세서에 개시된 다양한 OTFS 파형 버스트들에 사용될 수 있는 유한 OTFS 변조 맵의 한 가지 가능한 구조의 표현을 도시한다.

도 4는, N개의 시간 주기들(각 시간 주기의 지속 시간은 T_μ)에 걸쳐 M개의 필터링된 좁은 OTFS 주파수 대역들을 사용하는 N×M 구조에 따라 정보를 송신하도록 구성된 2D 푸리에 변환된 정보 다양체에 대한 몇 가지 예를 도시한다. 이 예에서, 각각의 상이한 협대역 OTFS 주파수는 주어진 로우에 의해 표현되고, 각각의 상이한 시간 주기는 주어진 컬럼으로 표시된다.

여기에서, OTFS 송신기는 허용된 대역폭의 양을 고려하여 가능한 한 빨리 OTFS 신호들을 송신하기 위해 주어진 양의 대역폭(정부 규정 또는 다른 방안에 따라 할당될 수 있는) 모든 양을 사용하도록 구성된다고 가정한다. 달리 말하면, 다양한 시간 영역들과 주파수 영역들 사이에는 보호 간격이나 갭이 존재하지 않는다(비록 일부 실시예에서는, 그러한 갭들이 도입될 수 있다고 하더라도). 할당된 지속시간 및 할당된 대역폭은 주어진 시간 간격 동안 전송될 수 있는 대응하는 데이터의 양 및 엘리먼트 수 M개를 제한하게 된다. 일반적으로, 각 OTFS 필터링된 주파수 대역 ω₀에 대한 주파수 단위(Hz)의 대역폭은 1/Τ_μ이다. 따라서, N*Τ_μ의 최소 시간 간격에 걸쳐 N 개의 모든 컬럼을 전송하려는 경우, 대역폭 고려 사항들은, M은 1/Τ_μ보다 긴 대역폭을 갖고, 또한 모든 M개의 필터링된 OTFS 주파수 대역들에 의해 이용되는 대역폭은 M/T를 초과할 수 없음을 요구한다(T는 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 전체 N개의 컬럼을 송신하는데 이용되는 총 시간 양임).

수신기 단부에서, 수신기(104)는, 다양한 2D 푸리에 변환된 정보 다양체들을, 송신기에 사용되는 것과 전반적으로는 유사한, 각기 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크들과 수신 시간 슬라이스들에 따라, 수신한다. 여기에서 앞서 논의된, 중요한 예외 사항은, 수신기 시간 슬라이스들과 필터들의 수신 뱅크들이, 전반적으로 더 미세한 그래뉼리티 - 즉 더 작은 주파수 대역폭들과 더 짧은 시간 슬라이스들 - 로, 그러나 더 넓은 전체 주파수들과 시간들의 범위에 걸쳐 동작한다는 것이다. 따라서, 수신기 빈 구조는 바람직하게는, 대응하는, 송신기에 의해 이전에 사용된 각기 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 송신 뱅크들과 송신 시간 슬라이스들을 오버샘플링 할 것이다.

도 4에서 알 수 있는 바와 같이, OTFS 송신기는, 통상, 그 결과적인 필터링된 파형들을, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 송신될 때까지, (이 예에서는 모든 로우 및 연이은 컬럼들에 걸쳐) 송신할 것이다. 그러나, 송신기는 연이은 컬럼들(시간 슬라이스들)을 연속적이고 계속적으로, 즉 사이에 어떠한 시간 갭도 없이. 오히려 일련의 연속적인 더 긴 지속시간 파형들로서, 송신하거나, 이와 달리 송신기는 다양한 연이은 컬럼들 사이에 약간의 시간 간격을 두어 좀 더 명백한 일련의 파형 버스트들을 생성할 수 있다.

이와 달리, 송신기는 그 결과적인 필터링된 파형들을, 1) 각기 다른 연속적인 송신 시간 간격들에 걸쳐 있는, 복수의, 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형들; 또는 2) 적어도 하나의 스페이서 시간 간격에 의해 분리된, 각기 다른 송신 간격들에 걸쳐 있는, 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형 버스트들을 포함하는 복수의 OTFS 데이터 또는 OTFS 파일롯 버스트들 중 하나로서, 송신할 수 있다.

도 5는, M개의 필터링된 OTFS 주파수 대역들이, 다양한 더 작은 시간 슬라이스들 T_μ에 따라 동시에 전송되는 예를 도시한다. 반복된 곡선 모양은, 에 따라 각 필터링 된 대역의 중심 주파수를 보여준다. 주파수 대역폭 크기 1/T 및 시간 지속기간 T*μ의 송신 빈들 중 하나가 보다 상세히 도시된다. 또한, 앞서 논의된 바와 같이, 바람직한 실시예에서, OTFS 수신기는 오버샘플링을 사용할 것이고, 더 미세한 그래뉼리티의 (그럼에도 불구하고 높은 수준의 지연 또는 도플러 주파수 시프트를 갖는 신호들을 포획하도록 더 넓은 범위의 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 확장할 수 있는) 빈들을 이용할 것이다.

그와 달리, 일부 실시예들에서는, 이전에 논의된 비-중첩, 협대역 주파수 필터들이, 다양한 2D 푸리에 변환된 로부터의 주파수들을 통과시키도록 구성될 수 있는데, 여기서 j는 -1의 제곱근이고, t는 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터 선택된 지속시간 T_μ의 주어진 시간 슬라이스에 대응하며, k는 주어진 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 주어진 로우 위치에 해당하며, 여기서 k는 1과 M 사이에서 변한다.

이 실시예에서, 주파수 단위들 Hz에서의 대역폭 ω₀는 1/T에 비례하고 T= M/(허용된 무선 대역폭)이다.

따라서, 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이, 다양한 2D 푸리에 변환된 정보 다양체들은 전체적으로 주파수 축에 따른 M/T와 시간 축에 따른 NT_μ 디멘젼들을 가질 수 있고, 그 다양한 2D 푸리에 변환된 정보 다양체에서 각각의 "셀" 또는 "빈"은 시간 축에 따라 T_μ에 비례하고 주파수 축에 따라 1/T에 비례하는 전체 디멘젼들을 가질 수 있다.

도 6은, 다양한 더 작은 시간 슬라이스들 T_μ에 따라 전송되는 OTFS 파형들의 다른 예를 도시한다. 여기에서는 시간의 함수로서의 다양한 파형들의 진폭 또는 변조 정도의 예들이 또한 도시되어 있다.

선택적인, 원래 송신된 OTFS 파형들의 빈(그리드, 격자) 시간 및 주파수 위치의 구별

OTFS 수신기가 다양한 유형의 수신된 신호들을 구별하고, 다양한 시간 지연된 및/또는 주파수 시프트된 반사 신호들로부터 다이렉트 신호들을 구별하는 것을 돕기 위해, 일부 실시예에서는, 수신기가 오리지널 2D 시간 및 주파수 그리드 상에서, 주어진 수신 신호가 어디에서 유래되었는가를 구별할 수 있게 해 주는 기본 변조를 사용하여, 송신 무선 OTFS 파형들을 변조하는 것이 유용할 수 있다. 초기의 OTFS 방식에서는, 그러한 시간 및 주파수 그리드 위치 구별 가능성을 허용하는 기본 변조 방식은, OTFS 신호들을 전송하기 위한 순환적으로 시간 및 주파수 시프트된 상호 직교 파형들의 방식을 사용하여, 달성되었다.

일부 실시예들에서는, 원래 전송된 OTFS 파형들의 그리드, 빈 또는 격자 위치들의 구별 가능성이, 유사한 듀얼 순환 방식을 사용하여 이루어질 수 있다. 그러나, 다른 방법들도 가능하다. 주요 기준은, 파형들의 오리지널 위치들의 시간 및 주파수 구별 가능성이 필요한 경우, 기본 변조 방식이 이상적으로 그러한 구별 가능성을 생성해야 한다는 것이다. 바람직한 실시예에서는, 발신(originating) 위치에 대한 모호성이 없어야 한다. 실제로는, 특히 데이터 채널의 특정 양태들이 사전에 알려져 있고 그리고/또는 적절한 에러 정정 메커니즘이 채용되어 있는 경우에는, 약간의 모호성이 용인될 수도 있다.

2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 각 "로우"가 등의 파라미터들에 따라 동작하는 협대역 필터를 통과되는 "심플렉틱" 케이스의 경우, "kω" 항목이 수신기로 하여금 그 발신 "로우" 위치 "k"에 의해 임의의 주어진 입력 OTFS 파형을 구별하게 한다. 또한 "t" 항목이 발신 "컬럼" 위치 "t"에 의해 임의의 주어진 입력 OTFS 파형에 대해서 변화한다면, 수신기는 다양한 수신 파형들의 t(시간 관련) 및 k(주파수 관련) 값들 양자를 결정함으로써 그 다양한 수신 파형들의 빈(그리드, 격자) 위치를 결정하고, 이들을 후속 디컨벌루션 방법들에 사용해야 한다. 그러나, t값들은 여기서 임의의 모호성을 피하거나 적어도 최소화하도록 이상적으로 선택되어야 한다.

소정의 상황 하에서, 수신된 OTFS 신호들의 빈(그리드, 격자) 발신 시간 및 주파수 원점들의 추가적인 구별 가능성이 요구되는 경우, 추가적인 시간 및 주파수 가변, 또는 시간 또는 주파수 가변 변조 방식이 또한, 송신 이전에 OTFS 신호들에 부과되어, OTFS 수신기로 하여금 다양한 수신된 신호들의 빈(그리드, 격자) 원점을 더 구별할 수 있게 할 수 있다.

OTFS 무선 파형들을 변조하기 위해 2D 푸리에 변환된 정보 다양체들을 사용하는 다른 방법들

다른 방법들에서, 정보 다양체나 2D 푸리에 변환된 정보 다양체들 중 어느 하나가 디락콤(Dirac comb) 방법들을 사용하여 샘플링되고 변조될 수 있다. 이 디락콤들은 디락 델타 함수들로 구성된 주기적인 조절된 분포(periodic tempered distribution)일 수 있다.

이러한 유형의 방법에 대한 다른 이름은, 임펄스 트레인 및 샘플링 함수들을 포함한다. 본질적으로, 이러한 디락콤 방법들은 푸리에 분석의 많은 이점을 포착하지만, 다른 기본 수학 및 계산 프레임 워크에 따라 작동한다. 이 대안적인 접근법 또한 유효하지만, 푸리에 방법들 및 필터 뱅크들이 보다 이해하기 쉽기 때문에, 본 개시는 심플렉틱 푸리에 및 필터 뱅크 접근법에 초점을 맞춘다.

시스템 예시

도 7은, 본 명세서의 개시에 따른 OTFS 송신 및 수신의 예를 도시한다. 이 프로세스는, 데이터가 송신을 위해 패키징되고 선택적으로 미리 알려진 채널 손상들(Pre)을 정정하기 위해 사전 코딩되는 왼쪽에서부터 시작한다. 그런 다음 이 머티리얼은 2D 푸리에 변환(예컨대, 심플렉틱 푸리에 변환, 이산 심플렉틱 푸리에 변환, 또는 유한 심플렉틱 푸리에 변환)(2D-FT_S)에 의해 처리된다. 이 머티리얼은 필터 뱅크(FB)를 통과하여 일련의 시간 간격들 T_μ에 걸쳐 전송된다. 무선 OTFS 파형들은 통신 또는 데이터 채널(C)을 통과하는데, 이때 다양한 왜곡 및 신호 손상의 영향을 받는다. 수신기에서, 수신된 파형들은 다양한 시간 간격들로 필터 뱅크에 따라 수신된다. 수신기 필터 뱅크(FB*)는 오리지널 시간 간격들 T_μ의 일부일 수 있는 오버샘플링된 지속시간에 따라 작동하는 오버샘플링된 필터 뱅크(FB*)일 수 있다. 이러한 오버샘플링은 수신된 신호들이 채널에 의한 시간 지연들 및 주파수 시프트들에 대해 높은 해상도로 더 잘 분석될 수 있게 한다. 그 후, 수신된 머티리얼은 역 2D 푸리에 변환 (2D-FT_s)(다시 말하면, 심플렉틱 푸리에 변환, 이산 심플렉틱 푸리에 변환 또는 유한 심플렉틱 푸리에 변환일 수 있음)에 의해 분석된다. 그런 다음, 결과적인 머티리얼은, 수신기 2D-FT_S 단계 이전 또는 이후(여기서 도시됨) (종종 2D 채널 상태 정보를 사용하여) 채널 왜곡들에 대해 추가로 정정될 수 있다.

도 1A 내지 도 1D로 돌아가서, OTFS의 본 실시예를 사용하면, 손상된 데이터 채널들을 특성화하거나 "획득"하는데 OTFS 방법들이 어떻게 사용될 수 있는지의 면에서 그 결과들은, 이용된 특정 OTFS 변조 방법의 세부 사항과 무관하게, 대부분 동일하게 유지된다.

요약하면, 본 명세서에 설명된 방법들에서, 손상된 데이터 채널은 적어도 하나의 무선 반사체를 포함하는 손상된 무선 데이터 채널 일 수 있으며, 각각의 반사체는 반사체 위치, 반사체 속도, 반사체 속도가 야기한 도플러 시프트를 포함한 반사체 주파수 시프트, 및 적어도 하나의 반사체 무선 반사 계수를 포함한다.

다양한 OTFS 무선 송신기는 전형적으로 송신기 위치, 송신기 속도, 송신기 주파수 및 송신기 주파수 시프트를 포함할 것이다. 여기에서 송신기 주파수 시프트는 송신기 속도가 야기한 도플러 시프트에 따른 송신기 주파수에서의 변화에 의해 야기될 것이다. 유사하게, 각각의 OTFS 무선 수신기는 전형적으로 수신기 위치, 수신기 속도, 수신기 주파수 및 수신기 주파수 시프트를 포함할 것이다. 이 수신기 주파수 시프트는 수신기 속도가 야기한 도플러 시프트에 따른 수신기 주파수에서의 변화가 될 것이다.

2D 채널 상태는 통상 상대 위치들, 속도들, 송신기 도플러 시프트들에 의해 야기된 속도 유도형 주파수 시프트들, 수신기 도플러 시프트들, 반사체 도플러 시프트드르, 및 다양한 송신기, 수신기 및 반사체들의 반사체 반사 계수들에 관한 정보를 포함할 것이다.

여기에 설명된 OTFS 방법들은 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 전송하기 위해 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 프로세서를 사용할 수 있다. 이들 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들은, 시간 pt 및 주파수 pf의 복수의 조합들(이전에 논의된 N 및 M 그리드 좌표들에 대응함)(pt 및 pf 각각은 2차원 데이터 OTFS 시간-주파수 그리드(또는 격자)로부터 선택된 고유의 데이터 시간-주파수 좌표들임)에 걸쳐서, OTFS 데이터 심볼 파형들 또는 파형 버스트들 D_pt,pfㆍW_p(pt, pf)로서 송신된 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_pt,pf(이전에 기술된 다양한 2D 심플렉틱 푸리에 변환 방법들에 의한 기본 표준 데이터 심볼들에 관련됨)을 포함하는 것으로 볼 수 있다.

본 명세서에 설명된 OTFS 수신기들은, 적어도 2차원 데이터 OTFS 시간-주파수 빈 구조에 따라 적어도 이들 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 수신하도록 구성될 수 있으며, 빈 크기들과 빈-좌표 위치들은 송신기에 의해 이용되는 OTFS 시간-주파수 그리드의 샘플 또는 오버샘플에 비례한다.

전술한 바와 같이, 손상된 데이터 채널을 통한 전파시, 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들은, 지연 도플러 평면(Delay Doppler plane)을 사용하여 수학적으로 기술될 수 있는, 적어도 하나의 경로를 통해 이동한다. 이 적어도 하나의 경로는 a: 송신기(들)로부터 수신기(들)로 직접 이동하는 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들; 및/또는 b: 수신기(들)에 도달하기 전에 다양한 반사체에서 반사된 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 포함(이로써 수신기(들)에서 다이렉트 OTFS 파형들 또는 파형 버스트들이 더 반사체 시간-지연되고 반사체 주파수-지연되도록 함)하는 레플리카 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

그러므로, 수신기(들)에서, 송신기 주파수 시프트 및 수신기 주파수 시프트된 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들 및 임의의 레플리카 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들의 결과적인 조합은 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 생성한다.

OTFS 수신기(들)에서, 수신기는, 이들 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 수신하기 위해 그것의 (바람직하게는 오버샘플링된) 격자 또는 빈 구조를 사용할 수 있다. 수신기는 2D 채널 상태와 다음과 같은 다양한 작업을 위한 적어도 하나의 프로세서를 사용할 수 있다.

- 송신기(들)과 수신기(들)을 연결하는 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 결정하는 것

- 손상된 데이터 채널을 미리 보상하기 위해 무선 송신기(들)에서 다이렉트 데이터 파형들 또는 파형 버스트들의 적어도 일부를 사전 코딩하는 것

- 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널-컨벌루팅된 데이터 파형들 또는 파형 버스트들 중 적어도 일부를 디컨벌루팅하고, 이로써 적어도 원래 송신된 데이터 심볼들의 근사치를 도출하는 것

앞서 논의된 바에 의하면, 용어 중, D_pt,pf는, 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터의 (시간-주파수) 빈 좌표 (pt, pf)의 내용에 대응하고, W_p(pt, pf)는 필터 뱅크 (k=pf)의 출력에 대응한다.

그 전체 내용이 본 명세서에서 참조로써 포함되는 미국 선특허 출원 제14/583,911호에 광범위하게 앞서 논의된 바와 같이, 종종 바로 데이터를 송신하는 것보다, 2D 채널 상태 검출의 목적으로 특별히 설계된 적어도 하나의 파일럿 심볼을 송신 및 수신함으로써 이러한 2D 채널 상태 정보를 획득하는 것이 유용하다.

따라서, 일부 실시예는, 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 수신기를 연결하는 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 획득하는 자동화된 방법일 수 있다. 전술한 바와 같이, 또한 도 1에 도시된 바와 같이, 이러한 손상된 데이터 채널은 일반적으로 적어도 하나의 반사체를 포함할 것이다. 각각의 반사체는 적어도 반사체 위치(예를 들어, 데이터 채널 내의 물리적 위치), 반사체 주파수 시프트 및 반사의 적어도 하나의 반사체 계수를 포함할 것이다. 논의될 바와 같이, 반사체들은 또한 추가적인 특성을 가질 수 있다.

OTFS 송수신기(즉, 송신기-수신기 시스템)는 수학적으로, 페이딩 무선 채널을, 채널이 컨벌루션에 의해 페이딩 현상이 실질적으로 (이상적으로는 완전히) 완화되도록 동작하는 특수한 2차원 좌표계로 변환하는 수학적 변환으로서 표현될 수있다. 보다 공식적으로, OTFS 송수신기(송신기-수신기 쌍)는 한 쌍의 선형 변환 (M, D)으로 기술될 수 있는데, 여기서 M은 변조 맵이라고 불리고, D는 복조 맵이라고 불리며 M의 역이다. 변조의 도메인은 2차원 주기 도메인 상에서의 복소 값 함수들의 벡터 공간이다. 그러나, 다음 섹션에서는, 이 프로세스를 보다 표준적인 엔지니어링 용어로 설명할 것이다. 여기에서는, 논의되는 바와 같이, 처음에는 OTFS 파일럿 버스트들에 중점을 둘 것이지만, 이 개념들은 OTFS 데이터 버스트들에도 적용될 수 있다.

추가적인 엔지니어링 레벨 논의

도 1A는 단일 송신기(102) 및 단일 수신기(104)를 연결하는, 무선 데이터 채널(100)의 단순화된 모델을 도시한다. 여기서 (간결함을 위해) 송신기와 수신기는 서로에 대해 움직이지 않는다고 가정한다(종종 이들도 이동할 수 있지만). 이 데이터 채널은 소정의 속도(108)로 움직이는 하나의 이동 반사체(106)의 존재로 인해 손상된다. 일부 OTFS 파일롯 파형 버스트들(110)(112)은 송신기에서 수신기로 직접 이동한다. 다른 OTFS 파일롯 버스트들은 이동 반사체(114a, 114b)에서 반사되고 따라서 반사체 시간-지연 및 반사체 주파수 시프트된 레플리카 OTFS 파일롯 버스트들이다. 수신기는 다이렉트 및 레플리카 OTFS 파일롯 버스트들의 조합을 채널-컨벌루팅된 OTFS 파일롯 버스트들로서 수신한다. 수신기로의 OFTS 파일럿 버스트들의 도착 순서는, 1) 다이렉트 OTFS 파일럿 버스트(112)와 이후 주파수 시프트된 레플리카 OTFS 파일럿 버스트(114b)이다.

각각의 송신기는 일반적으로 송신기 위치(예를 들어, 데이터 채널의 물리적 위치) 및 송신기 주파수 시프트를 포함할 것이며, 각각의 수신기는 수신기 위치 (데이터 채널의 물리적 위치) 및 수신기 주파수 시프트를 유사하게 포함할 것이다. 2D 채널 상태는 일반적으로 다양한 송신기, 수신기 및 데이터 채널에서 동작하는 반사체들 중 적어도 일부의 상대 위치들, 주파수 시프트들 및 반사체 반사 계수들에 관한 정보를 포함할 것이다.

본 발명의 방법들에 따르면, 본 방법은, 적어도 하나의 송신기 프로세서에 의해 제어되는 적어도 하나의 송신기를 사용하여 다이렉트 OTFS 파일럿(파형) 버스트들을 송신할 것이다. 이러한 다이렉트 OTFS 파일럿 버스트들은, 일반적으로, 시간들 pt와 주파수들 pf의 복수의 조합들에 걸쳐, OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)로서 송신된 복수의 OTFS 파일럿 심볼들 P_pt,pf를 포함할 것이다. 여기서, pt 및 pf 각각은 통상은 수신기 OTFS 시간-주파수 그리드에 대해 언더샘플링되는 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 그리드로부터 선택된 고유 파일럿 시간-주파수 좌표일 수 있다. 모든 (또는 적어도 모든 제로가 아닌 전력 레벨에서 송신된) OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)은 동일한 OTFS 파일럿 기준 파형 W_p의 순환적으로 시간 및 주파수 시프트된 버전들로부터 유도된 상호 직교 파형 버스트들이다.

일부 실시예들에서, OTFS 송신기는 다소 다른 용어로 정의되지만, 기본 개념은 유사하다. 예를 들어, 연속적 OTFS 송신기는, OTFS 수신기의 통신 격자에 대해 언더샘플링된 통신 격자의 관점에서 기술될 수 있다. OTFS 파형들은 상호 직교하는 제너레이터 파형들을 기반으로 하며, 2D 필터 처리가 적용된다.

이들 OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들은 데이터를 전송하는데 사용되지 않고 그보다는 데이터 채널의 2D 채널 상태를 특성화(획득)하는데 사용되기 때문에, OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들의 선택에 상당한 정도의 융통성이 있다. 그러나 하나의 요건은, (OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)로서 송신되는) 복수의 OTFS 파일럿 심볼 P_pt,pf가, OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)로서 전송된 적어도 하나의 널(null)이 아닌 OTFS 파일럿 심볼 P_pt,pf를 포함해야 한다는 것이다. 전력 레벨들은, 이 OTFS 파일럿 심볼이 적어도 하나의 수신기에 의해 검출 가능하도록, 선택되어야 한다. 바람직한 실시예에서, OTFS 파일럿 심볼은 또한, 그것이 수신기에서 파일럿 심볼로서 식별되고 OTFS 데이터 심볼인 것으로 혼동되지 않도록, 선택될 것이다.

일부 실시예에서, 복수의 OTFS 파일럿 심볼들의 적어도 일부는, 송신기가 기본 Wp(pt, pf) 파형에 어떠한 전력도 인가하지 않도록(예컨대, P_pt,pfㆍWp(pt, pf)=0) 지시하는 널-파일럿 심볼일 수 있다. 이러한 널-파일럿 심볼들은, 파형 버스트가 전송되지 않는 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 그리드 상에 적어도 일부 빈(empty) pt 및 pf 고유 파일럿 시간-주파수 좌표들을 생성하도록 의도된 것이다. 이러한 빈(empty) 영역들은, 수신기가 쉽게, 그 빈 그리드 위치로 채널에 의해 투영된 (그렇지 않았다면 그랬어야 했던) 임의의 채널 컨벌루팅된 OTFS 파일럿 버스트들을 검출할 수 있게 한다.

대안적으로, 일부 실시예들에서, 복수의 OTFS 파일롯 심볼들 중 적어도 일부는, 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 그리드로부터 선택된 pt 및 pf 고유 파일럿 시간-주파수 좌표들의 균일한 백그라운드를 생성하도록 의도된, 일련의 균일하거나 표준화된 백그라운드 파일롯 심볼들(및 관련 파형들)로서 전송될 수 있다. 여기서 송신기는 전력을 갖는 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)를 송신할 것이다. 이러한 백그라운드 파일럿 심볼들은, 표준화된 백그라운드를 생성하여, 이 균일한 백그라운드 상으로의 채널-컨벌루팅된 널이 아닌(정규) OTFS 파일럿 버스트들의 투영들이 수신기에 의해 검출 가능하고 정량화 가능해지도록 한다.

파일롯 심볼들 및 파일롯 심볼 파형 버스트들의 선택에 관계없이, 수신기는, 파일럿 및 데이터 송신에 사용되는 OTFS 시간-주파수 그리드에 비례하는 빈 크기들 및 빈 좌표 위치들을 갖는 적어도 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 빈 구조에 따라, 적어도 이들 파일롯 버스트들을 수신하도록 구성될 것이다(일부 실시 예들에서, 수신기는 또한 OTFS 데이터 버스트를 수신하겠지만, 이것이 요구되는 것은 아니다). 여기서, 수신기 빈들의 해상도는, 일반적으로 송신기 그리드 구조의 해상도와 적어도 동일하고 바람직하게는 더 높다는 점에서, 송신기 그리드 구조에 대해 오버샘플링될 것이다. 전반적인 아이디어는 수신기 빈 구조가 데이터 채널에 의한 지연 및 주파수 시프트들에 민감하도록 선택되어야 한다는 것이고, 일반적으로 더 미세한 (더 작은) 수신기 빈 구조가 이러한 영향에 보다 민감하다. 물론 수신기 설계의 실질적인 제약 조건들과, 본질적으로 더 미세한 (더 작은) 수신기 빈은 각 빈 기준으로 OTFS 파형 에너지의 더 적은 광자를 포착한다는 사실에 유의해야 한다. 따라서 어느 지점에서는, 극도로 미세한 빈 구조가 잡음 제한으로 인해 리턴을 감소시킬 수 있다. 따라서 수신기 빈들은 시간과 주파수에서 무한히 작은 빈들이 될 수는 없다.

도 1B는, OTFS 송신기(102) 및 OTFS 수신기(104) 양자가, 어떻게, 송신기 및 수신기 회로(102c),(104c)에 더하여, 송신기 및 수신기 프로세서들(102p),(104p)들을, 연관된 메모리(102m),(104m)와 함께 사용하여. 송신기 OTFS 그리드(102g)로부터 (연관된 OTFS 파형들, 시간들 및 주파수들을 사용하여) OTFS 심볼들을 송신하고, 수신기 OTFS 빈들(104b)로 (연관된 OTFS 파형들, 시간들 및 주파수들을 사용하여) OTFS 심볼들을 수신하는지를 보여준다.

도 1B는 또한 다이렉트 OTFS 파일롯 버스트들(112) 및 임의의 OTFS 데이터 버스트들이 어떻게 수신기에서 수신되는지를 도시한다. 여기서 송신기(102)는 송신기 OTFS 그리드 구조(102g)에 따라 다양한 시간 및 주파수에 의해 이격된 다양한 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들(130) 및 다양한 OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들(120)과 같은, 다양한 유형의 OTFS 파형 버스트들을 송신한다.

여기서 (120)은 OTFS 파일럿 심볼의 파형 버스트들 P_pt,pfㆍWp(pt, pf)을 갖는 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 그리드를 나타낸다. 선택적 데이터 전송과 관련하여, (130)은 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_pt,pfㆍWp(pt, pf)를 갖는 2차원 OTFS 데이터 시간 주파수 그리드를 나타낸다. OTFS 파일롯 심볼들과 OTFS 데이터 심볼들이 동일한 송신기 OTFS 그리드(102g) 및 수신기 OTFS 빈(104b) 구조들 내에서의 상대 위치들에 따라 송신 및 수신되어야 한다는 절대적 요구 조건은 없지만, 종종 파일럿 및 데이터 심볼들은 동일한 그리드 및 빈 구조에 따라 전송 및 수신되므로, 이러한 좀더 일반적인 옵션이 여기에 표시된 것이다.

송신기는 적어도 하나의 포지티브 에너지 OTFS 파일롯 심볼 버스트(1)(122) (이 예에서는 제로 에너지를 가질 수 있는 다수의 빈(empty)(0) 또는 백그라운드 스페이서들에 의해 둘러싸임)를 송신한다. 다른 옵션도 가능하며, 이것들은 이 명세서의 뒷부분에서 논의될 것이다. 이 예에서, 송신기는 또한 동일한 송신기 OTFS 그리드(102g)를 따라 다른 시간-주파수 위치들에서 다수의 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들(130)을 송신한다. 여기서 이러한 파형 버스트들은 다이렉트 경로(112)를 이용하여 데이터 채널을 통해 이동하는 것으로 도시되어 있다.

수신기(102)는, 일반적으로 송신기 그리드(102g)보다 더 정교한(더 높은 해상도의) 수신기 시간-주파수 빈 구조(104b)에 따라 전형적으로 채널 컨벌루팅된 OTFS 심볼들을 수신하도록 구성된다. 여기서, 더 높은 해상도의 빈은 수신기가 데이터 채널의 2D 채널 상태를 더 잘 구하도록(resolve) 도우므로 이러한 고해상도 수신기 빈 해상도(시간 및 주파수의 더 미세한 분할)(104b)를 사용하는 것은 대체로 바람직하다. 경험적으로, 각 수신기 빈은 송신기 OTFS 그리드들의 대응 간격에 비해 적어도 2배의 해상도를 갖도록 (예컨대, 시간 및 주파수 공간의 절반 이하를 차지하도록) 하는 것이 바람직하다. 종종 더 높은 빈 해상도가 바람직할 수 있다.

도 1B에서, 수신기(104) 및 송신기(102)가 서로에 대해 이동하지 않는다고 가정하면, 다이렉트 OTFS 버스트들(112)에 관한 유일한 데이터 채널 효과는 모든 버스트들이 송신기와 수신기 사이의 거리에 따라 시간 지연된다는 것이다. (이 무선 실시예에서는, 이들 시간 지연 효과들이 광 속도에 관련된 것임) 송신기(102)와 수신기(104)가 서로에 대해 이동하였다고 가정하면, 모든 버스트들은 도플러 효과로 인하여 수신기 OTFS 주파수 축을 따라 변위되었을 것이다.

일부 실시예들에서, 송신기(102)(특히 송신기 프로세서(102p) 및 송신기 메모리(102m))가 수신기(예를 들어 수신기 프로세서(104p) 및 수신기 메모리(104m))에 의해 알려진 방식에 따라 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들(120)을 선택할 것이고, 2D 채널 임펄스 응답 및 2D 채널 상태를 결정하기 위한 임의의 수신기 프로세서(들)(104p) 및 메모리(104m)의 태스크가 크게 단순화된다.

도 1B에 도시된 단순화된 예에서, 송신기(102)는 단지 하나의 안테나를 가지며, 수신기(104)는 단지 하나의 안테나를 갖는다는 것을 유의해야 한다. 본 명세서의 뒷부분에서 논의될 것이지만, 항상 그런 것은 아니다.

일부 실시예에서, 송신기 회로(102c)는, 때로는 상이한 편파에서의 다수의 송신기 안테나를 사용하여, 그리고 때로는 다수의 안테나들에 걸쳐 파형들의 방향 및/또는 위상을 조정하면서, OTFS 심볼들의 다수의 그리드들(102g)를 송신하도록 구성된다. 이러한 실시예들이 또한 심도있게 이후 논의될 것이다.

일부 실시예들에서 유사하게, 수신기 회로(104c)가 복수의 수신기 안테나들을 사용하여 신호들을 수신하도록 구성될 수 있다. 수신기 회로가 또한 (이들 복수의 수신기 안테나와 함께) 입력 파형들의 편파(polarization), 방향 또는 위상을 검출하도록 구성 될 수있다. 따라서, 이러한 보다 복잡한 방식에서, 수신기는 또한 OTFS 심볼들의 둘 이상의 빈(104b)을 동시에 수신할 수 있다.

OTFS 방법들에 따르면, OTFS 심볼들이 상호 직교 파형들을 사용하여 송신되므로, 일부 실시예들에서는, 수신기 회로(104c)를, 제1 OTFS 파형을 이용하여 송신된 제1 OTFS 심볼의 제2 OTFS 파형에 따라 송신된 제2 OTFS 심볼 상으로의 데이터 채널에 의한 투영을 검출할 수 있도록 구성하는 것이 (두 개의 파형들이 서로 상호 직교하기 때문에) 유용할 수 있다.

비록 도 1B에서는, 2차원 송신기 OTFS 그리드들(102g) 및 수신기 OTFS 빈들(104b)의 예들이 도시되어 있지만, 이는 가장 단순한 예를 도시한 것일 뿐임을 알아야 한다. 이후 논의될 다른 실시예들에서는, OTFS 송신기 그리드들(102g) 및/또는 수신기 OTFS 빈들(104b)이 또한 도면에 도시된 시간 및 주파수 차원에 부가하여 선택적 부가적인 차원들을 가질 수 있다. 이러한 선택적 부가적인 차원의 예로는 편파 차원, 위상 차원, 송신 또는 수신 방향의 각도, 및 수신된 OTFS 파형들의 직교성의 혼합 차원을 포함한다.

도 1A에서 알 수 있는 바와 같이, 손상된 데이터 채널(100)을 통한 전파시, 다이렉트 OTFS 파일롯 버스트들은 적어도 하나의 경로를 통해 이동한다. 이들 경로는 송신기로부터 수신기(112)로 직접 이동하는 다이렉트 OTFS 파일롯 버스트들과; 레플리카 OTFS 파일롯 버스트들을 포함할 수 있다. 이러한 레플리카 OTFS 파일롯 버스트들은 일반적으로 수신기에 도달하기 전에 적어도 하나의 반사체(106)에서 반사된 다이렉트 OTFS 파일롯 버스트들(114a, 114b)이다. 결과적으로, 당초의 다이렉트 OTFS 파형 버스트들(112)이었던 것은, 이제, 이들 레플리카 OTFS 파일롯 버스트들(114b)이 수신기(104)에 도달할 때까지, (더 먼 거리를 이동해야 하기 때문에) 더 반사체 시간-지연되었고 (또한 반사체가 이동한다고 가정하면) 또한 반사체 주파수-시프트되었다.

그 결과, 다이렉트(112) 및 레플리카(114b) OTFS 파일럿 (파형) 버스트들이 수신기에 도달하기까지, 건설적(constructive)이고 파괴적(destructive)인 간섭이 발생할 것이다. 예를 들어, 다이렉트 OTFS 파일롯 버스트들(112)조차도 (송신기와 수신기 사이의 거리로 인해) 시간 지연될 수 있고 (또한 송신기 및 수신기가 꼭 정확하지는 않을 수 있기 때문에, 또는 송신기 및 수신기가 서로에 대해 움직일 수 있거나, 다른 효과들 때문에) 주파수 지연될 수 있다. 따라서, 다양한 레플리카 OTFS 파일롯(114b) 버스트들과 결합될 때, 임의의 송신기 주파수 시프트되고 수신기 주파수 시프트된 다이렉트 파일럿 버스트들(112)의 결과적인 조합은, 채널-컨벌루팅된 OTFS 파일롯 버스트들을 생성할 것이다.

따라서, 본질적으로 데이터 채널(100)은 오리지널 OTFS 파일롯 버스트들을 알려지지 않은 범위까지 스크램블 또는 컨벌루팅한다. 그러나, 본 발명의 방법에 따르면, 수신기(104)에서, 이 방법은 수신기의 빈 구조(104b)를 사용하여 이들 채널-컨벌루팅된 OTFS 파일럿 버스트들을 수신할 것이고, 이 방법은 적어도 하나의 프로세서(들)(전형적으로 수신기 프로세서(104p) 및 메모리(104m))를 이용해서 (종종 본질적으로 실시간으로) 송신기(들)과 수신기(들)를 접속시키는 손상된 데이터 채널(100)의 2D 채널 상태를 결정할 것이다.

도 1C는, 소정의 속도(108)로 이동하는 반사체(106)로부터 바운싱 오프되는, 레플리카 OTFS 파형 버스트들(114a)이, 어떻게, 수신기의 빈 구조(104b)에 따라 수신기(104)에 의해 수신되는지를 보여준다. 여기서 OTFS 파형 버스트들(114b)은 (114a 및 114b를 따라 이동한 거리로 인한) 시간과 (반사체 속도(108)로 인한 도플러 효과로 인한) 주파수 모두에서 변위된다.

도 1D는 채널-컨벌루팅된 OTFS 파형 버스트들(도 1B의 다이렉트 버스트들(112)과 도 1C의 레플리카 버스트들(114a 및 114b)의 합)이 수신기 빈 구조(104b)에 따라 수신기(104)에 의해서 어떻게 수신되는가를 보여준다. 수신기는 이제 더 복잡한 신호들의 혼합을 수신하지만, OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들(120)을 디컨벌루팅하는데 사용된 동일한 방법이 또한 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들(130)도 디컨벌루팅하도록 동작할 것이다. 실세계 상황에서는, 일반적으로 많은 반사체들이 동작 중이고, 일부는 이동하고 일부는 이동하지 않을 것이다. 또한, (일부는 움직이고, 일부는 그렇지 않은) 둘 이상의 송신기 및 수신기가 있을 수 있고, 또한 논의될 바와 같이, 송신기들과 수신기들은 다수의 안테나들을 가질 수 있다. 따라서 실세계에서, 수신기(들)(104)에서는 채널 컨벌루팅된 OTFS 파형 버스트들의 매우 복잡한 세트가 존재할 것이다.

일부 실시예에서, 2D 채널 상태는, 손상된 데이터 채널에 대해, 송신기에 의해 송신된 일부 또는 모든 신호가, 수신기에서 수신된, 송신기로부터의 일부 또는 모든 신호와 어떻게 결합되는지를 설명하는 매트릭스 또는 다른 수학적 변환에 의해 표현될 수있다.

프로세서(일반적으로 수신기 프로세서(들)(104p))가, 어떻게, 수신기 빈 구조(104b)로부터 획득된 미가공 데이터를 취하고 이 미가공 데이터를 2D 채널 상태 정보로 변환할 수 있는지에 대한 다양한 세부 사항으로 들어가기 전에, OTFS 파일롯 심볼들(120), 송신기 OTFS 시간-주파수 그리드(102g) 및 수신기 OTFS 시간 주파수 빈들(104b)이 어떻게 선택되는지를 논의하는데 좀더 시간을 쓰는 것이 중요하다.

일반적으로, 그리드 구조(102b), 빈 구조(104b) 및 OTFS 파일롯 심볼들(예컨대, 120, 122)의 선택은, 데이터 채널(100), 송신기(들) 및 수신기(들)의 위치에 대한 반사체 간격 또는 위치들(106), 및 예상 데이터 채널 주파수 시프트에 관한 실제적인 고려 사항들을 원인으로 해야 한다. 주요 목표는, 방식(예를 들어, 송신기 OTFS 그리드 구조(102g), 수신기 빈 구조(104b))이 예상되는 반사체 간격 및 예상 주파수 시프트들의 기본 세부 사항 중 적어도 일부를 포착해야 한다는 것이다.

따라서, 데이터 채널을 통한 파형 전파의 속도, 파형 파장들, 및 무선 데이터 채널들에 관한 (도플러 주파수 시프트를 야기하는) 송신기, 수신기 및 반사체의 가능 속도(likely speed)들과 같은 고려 사항들은 모두 유효한 고려 사항이다. 예를 들어, 2D 채널 구조의 중요한 세부 사항들을 포착하기 위하여 주파수 측면에서 너무 좁게(불충분하게) 또는 시간 측면에서 너무 짧게(불충분하게) 연장되는 그리드 또는 빈 구조는 최적이 아니거나 심지어 무용한 것일 수 있다.

유사하게, 2D 채널 구조의 중요한 세부 사항들이 누락되도록 너무 거친 (예를 들어, 너무 큰 간격) 그리드 또는 빈 구조(예를 들어, 모든 수신된 신호들이 하나의 수신기 빈에서 끝나는 경우)는 역시 최적이 아니거나 심지어 무용한 것일 수 있다.

통상적으로, 시스템은, 일반적으로 데이터 채널의 기본적인 물리학 뿐만 아니라 필요한 경우 임의의 규제 제약들 또는 상업적 제약들에 따라, 송신 이전에 이러한 선택들을 할 것이다. 따라서 규제들은, 예컨대 허용 주파수 범위와 허용 송신기 전력에 제한을 둘 수 있다. 지연 시간(latency time) 고려 사항과 같은 상업적 제약 조건은 그리드가 시간에 따라 연장되는 정도에 제약을 줄 수도 있다.

더 상세하게는, 송신에 앞서, 복수의 OTFS 파일롯 심볼들 P_pt,pf(120), 송신기 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 그리드 구조(102g) 및 수신기 2차원 파일럿 OTFS 시간-주파수 빈 구조(104B)는 유용하게 데이터 채널의 세부 사항을 캡쳐하도록 선택되어야 한다. 이 선택은, 예컨대, 송신기(들)에 의한 송신 이후에, 이어서 손상된 데이터 채널이 제1 시간-주파수(송신기 그리드) 좌표에서 원래 송신된 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_t1,f1ㆍWp(t1, f1)의 적어도 일부를 다른 시간-주파수(송신기 그리드) 좌표에서 원래 송신된 다른 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_t2,f2ㆍWp(t2, f2)로 투영되도록 할 경우, 이러한 효과들이 수신기에 의해 검출될 수 있도록 하는 것이어야 한다. 구체적으로, 수신기 빈 구조 및 수신기 수신 회로는, 이러한 투영이 발생하고 OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들이 다른 빈들(예를 들어, 오리지널 OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들 P_t1,f1ㆍWp(t1, f1)에 명목상 대응하는 것들과는 다른 시간 및 주파수를 갖는 빈들)에 투영되는 경우, 이들 투영 중 적어도 일부가 수신기(들)에 의해 검출 가능하고 정량화 가능한 것이 되도록, 해야 한다. 여기서, 예를 들어, 해당 데이터 채널에 대해 그리드 구조 및 빈 구조가 적절히 설정되는 것을 보장하도록 (102m, 104m 등의 메모리에 저장될 수 있는) 송신기 및 수신기 소프트웨어가 설계되고 그리고/또는 표준이 설정될 수 있다.

프로세서(종종 수신기 프로세서(104p))가 어떻게 수신기 빈 구조(104b)로부터 획득된 미가공 데이터를 취하고 이 미가공 데이터를 2D 채널 상태 정보로 변환하는가의 문제로 돌아가서, 다양한 방법들이 사용될 수 있다. 종종, 수신기 프로세서(들)(104p) 및 관련 메모리(104m)를 사용하여 구현될 수 있는 소프트웨어 구현 방법들이 존재하겠지만, 보다 특징적인 하드웨어 방법들과 같은 다른 방법들도 또한 사용될 수 있다.

한 가지 방식에서는, 적어도 하나의 2D 임펄스 응답을 사용하여, 손상된 데이터 채널(100)이 어떻게 제1 시간-주파수 좌표에서 송신된 OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들 P_t1,f1ㆍWp(t1, p1)의 적어도 일부를 다른 시간-주파수 좌표에서 원래 송신된 다른 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_t2,f2ㆍWp(t2, p2) 중 및/또는 그 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_t1,f1ㆍWp(t1, p1)에 명목상 대응하는 것들과는 다른 수신기 빈들(104) 중 하나로 투영되도록 하는지 수학적으로 기술함으로써, 2D 채널 상태가 적어도 부분적으로 결정될 수 있다.

여기서, 예를 들어, 위 방법은, 2D 채널 상태를 2D Z-변환 또는 다른 타입의 2D 변환으로서 적어도 부분적으로 기술하기 위해 복수의 수신기 빈들로부터 복수의 이들 2D 임펄스 응답을 더 사용할 수 있다. 이러한 Z- 변환은 Oppenheim et. al.의 "Dicrete-Time Signal Processing," in chapter 3, Second Edition, Prentice Hall, 1999 및 다른 곳에 기술되어 있다.

이 방식에서는, 2D 채널 상태를, 도 1D에 단순화된 형태로 도시된 것처럼, 사실상 송신기 OTFS 그리드(102g)상의 개별 특정 좌표에 따라 송신기에 의해 송신된 본래의 "선명한(sharp)" 신호를 블러링 하고 이들을 복수의 수신기 빈들(104b)에 걸쳐 스미어링하는 일종의 블러링 함수로 볼 수 있다. 여기서, 주지의 신호(여기서 파일럿 신호들)의 스미어링이 특성화(characterized)되면, 파일럿 심볼들을 디컨벌루팅 시키는데 사용된 동일한 변환이 또한 데이터 심볼들의 디컨벌루팅에도 사용되어야 한다.

일부 실시예들에서는, (120에 도시된 바와 같은 적절한 OTFS 송신기 그리드 구조에서 적절한 널 또는 제로-에너지 공간에 의해 둘러싸인) 비-제로(non-zero) 에너지를 갖는 OTFS 파일롯 심볼 파형이 단지 하나만 송신될 수 있지만, 다른 실시예들에서는, 상당한 수의 비-제로 에너지의 OTFS 파일롯 심볼 파형들이 송신될 수 있다.

복수의 비-제로 에너지 OTFS 파일롯 심볼 파형들을 송신하는 것은 데이터 채널의 2D 채널 상태가 더욱 더 높은 정확도로 확립될 수 있게 하는 이점을 가질 수 있다. 그러나 이 후자의 방법에 의한 비용(cost)은 (만약 있다면) 동시에 전송되는 OTFS 데이터 또는 레거시 데이터의 양이 줄어들 수 있다는 점일 수 있다. 예를 들어, OTFS 파일럿 심볼들(120)을 송신하는데 사용되는 송신기 그리드(102g) 상의 공간의 양이 증가하면, 송신기 그리드(102g)가 시간 또는 주파수에서 무한 크기가 아니기 때문에, OTFS 데이터 심볼(130)을 송신하는데 사용되는 송신기 그리드 (102g) 상의 공간의 양이 어느 지점에서는 필요에 따라 감소될 것이다. 이 경우 OTFS 데이터 심볼들은, 후속 데이터 운반 그리드 프레임에 따라 여전히 전송될 수는 있지만, 지연 시간이 증가할 수 있다.

또한 추가 고려 사항이 있다. 예를 들어, OTFS 파일롯 심볼들은, 이상적으로는, 수신기에 의한 후속하는 2D 채널 상태의 결정을 비교적 모호하지 않게 하도록 선택되어야 하고, 또한 바람직하게 수신기 프로세서(들)(104p) 상의 연산 부하를 감소시키도록 선택되어야 한다. 이전과 같이, 복수의 OTFS 파일럿 심볼들 P_pt,pf 및 이들의 OTFS 그리드 위치들은, 수신기 프로세서(104P)가, 어떤 빈 위치들(104b)이 채널 컨벌루팅된 파일럿 심볼들을 나타내는지를 명확하게 인식하도록 송신기와 수신기 모두에 의해 이해되는 공통적 방식에 따라 선택될 것이다.

다양한 방식들이 여기에서 사용될 수 있다. 일부 실시예에서, 복수의 OTFS 파일롯 심볼들은, 이진 최대-길이 시프트 레지스터 시퀀스들, P_pt,pf 제로 값들의 영역으로 둘러싸인 델타 값들 P_i,j을 포함하는 1 또는 2차원 m-시퀀스 (또는 부분 m-시퀀스)일 수 있다. 이러한 시퀀스들은, Xiang의 "Using M-sequences for determining the impulse reponses of LTI-systems", Signal Processing 28 (1992), 139-152 페이지에 기술되어 있다. 대안적으로 1 또는 2차원 Barker 코드, Costas 어레이들, Walsh 매트릭스, 등의 다른 파일럿 심볼 방식들이 이용될 수 있다. 여기서 다시, 기준은, 이 복수의 파일럿 심볼들은, 데이터 채널의 2D 채널 상태의 획득(예를 들어, 특성화)을 용이하게 하도록 선택되어야 한다는 것이다. 이전과 같이, 수신기 빈 구조(104b)는, 다양한 수신기 OTFS 시간-주파수 빈들이 OTFS 송신기 그리드(102g)의 시간-주파수 해상도와 같거나 더 정밀한 시간-주파수 해상도를 갖도록, 선택되어야 한다.

송신 데이터

물론, 데이터 채널의 2D 채널 상태는, 그것 자체는, 이후 데이터 전송을 용이하게 하는 것을 돕는데 사용되지 않는 한 일반적으로 거의 사용되지 않는다. 본 명세서에 설명된 파일럿 방법들은 레거시 데이터(즉, 본질적으로 임의의 종래 기술의 비-OTFS 방법론에 따라 포맷된 데이터) 또는 OTFS 방법에 의해 전송되는 데이터 모두를 전송하는데 유용할 수 있는 2D 채널 상태 정보를 생성할 수 있다.

일부 실시예들에서, 임의의 데이터 송신이 데이터 채널의 2D 채널 상태가 본 명세서에서 설명된 방법들에 의해 결정되기 전 또는 후에 발생하도록 시간 정해질 수 있지만(예를 들어, 오직 데이터 심볼들만 갖는 제1 OTFS 그리드(102g) 프레임을 송신하고, 이어서 레거시(legacy) 데이터를 전송하거나, 또는 데이터 심볼들을 갖는 제2 OTFS 그리드 프레임을 송신하는 것), 일부 실시예에서는, OTFS 파일럿 (파형) 버스트들과 함께 (레거시 또는 OTFS 방법들에 의해) 데이터를 송신하는 것이 유용할 것이다.

이 방안에서, 시스템은 또한 일반적으로 손상된 데이터 채널(100)을 통해 복수의 데이터 심볼을 송신하기 위해 송신기(102) 및 적어도 하나의 프로세서(일반적으로 송신기 프로세서(102p))를 사용할 것이다. 이러한 복수의 데이터 심볼은 그 자체가 전형적으로 복수의 데이터 운반 파형 버스트들을 포함하는 다이렉트 데이터 버스트들로서 전송될 것이다. 이러한 다이렉트 데이터 (파형) 버스트들은 다이렉트 OTFS 파일럿 버스트와 함께 수신기(들)로 전송될 수있다. 이러한 다이렉트 데이터 버스트들은 또한 반사체(예를 들어, 106)에서 반사되어 레플리카 데이터 버스트들을 생성할 것이다. 이 레플리카 데이터 (파형) 버스트들은, 이전처럼, 시간-지연 및 반사체 주파수-시프트된 다이렉트 데이터 버스트들을 포함할 것이다. 다이렉트 및 레플리카 데이터 버스트들이 수신기에 도달하면, 건설적이고 파괴적인 간섭이 다시 발생힐 것이다. 전술한 바와 같이, 이들 다이렉트 데이터 버스트들은 또한 송신기 또는 수신기의 결함, 송신기 및 수신기의 움직임 등에 의해 발생되는 송신기 주파수 시프팅 또는 수신기 주파수 시프팅의 영향을 받을 수 있다. 수신기(들)에서, (송신기 주파수 시프트 및 수신기 주파수 시프트될 수 있는) 임의의 다이렉트 데이터 버스트들 및 및 레플리카 데이터 버스트들의 결과적인 조합은 채널-컨벌루팅된 데이터 버스트를 생성할 것이다.

많은 양의 복잡하고 미지의 데이터 심볼들이 전송되고, OTFS 파일롯 버스트들로부터 얻어진 임의의 2D 채널 상태 정보가 없다면, 수신기 프로세서는 이들 채널-컨벌루팅된 데이터 버스트들을 디컨벌루팅하는데 큰 어려움을 겪을 수 있다. 그러나, 본 명세서에 설명된 방법에 따르면, 수신기는 이 2D 채널 상태 정보를 이용할 수 있고, 적어도 하나의 프로세서(일반적으로 수신기 프로세서(104p) 및 메모리 (104m))를 사용하여 다양한 채널-컨벌루팅된 데이터 버스트들 중 적어도 일부를 디컨벌루팅할 수 있다. 이는 수신기가 원래 송신된 복수의 데이터 심볼들의 근사치를 적어도 도출할 수 있게 한다.

택일적으로 또는 부가적으로, 수신기는 명령을 송신기로 다시 보낼 수 있다. (여기서 수신기는 자신의 송신기를 가지고 있고 송신기는 자신의 수신기를 가지고 있다고 가정한다.) 수신기에 의해 얻어진 2D 채널 상태에 기초할 수도 있고 또는 실제로 수신기에 의해 획득된 2D 채널 상태의 일부 또는 전부의 사본일 수 있는 이들 명령들은, 송신기 프로세서들(102p) 및 연관된 메모리(102m)에 의해 사용되어 손상된 데이터 채널을 사전 보상하도록 다이렉트 데이터 버스트들 중 적어도 일부를 사전 코딩(precode)할 수 있다. 따라서, 예를 들어, 손상된 데이터 채널(100)이 특정한 왜곡을 유도한다면, 송신되는 신호가 안티-왜곡 인자로 조정될 수 있고, 따라서 사전 코딩된 신호가 수신기에 도달할 때까지, 이 안티-왜곡 인자가 손상된 데이터 채널에 의해 야기된 왜곡을 지워, 수신기에서는 상대적으로 깨끗하고 왜곡되지 않은 신호를 가져올 수 있다.

여기에 설명된 방법들은 심지어 레거시 방식(여기서, 이 점을 강조하기 위한 극단적 예로서, 애초 1858 대서양 케이블의 Morse 코드가 사용됨)에 따라 레거시(선행 기술) 데이터를 전송하는 효율성을 개선하는 것을 돕는데 사용될 수 있지만, 본 명세서에서 사용된 2D 채널 상태 특성화 방법은 또한 OTFS 방법들에 의해 역시 전송되는 데이터와 함께 사용될 때 가장 유용할 수있다. 이러한 OTFS 데이터 전송 방법들이 이하에서 더 설명된다.

바람직한 실시예에서, 다이렉트 데이터 버스트들은 다이렉트 OTFS 데이터 버스트들로서 복수의 데이터 심볼 중 적어도 일부를 송신할 것이다. 이러한 다이렉트 OTFS 데이터 버스트들은 시간 dt 및 주파수 df의 복수의 조합들에 걸쳐 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df)로서 송신된 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_dt,df을 포함할 것이다. 여기서 dt 및 df는, (130)과 같은, 2차원 OTFS 데이터 시간-주파수 그리드(또는 통신 격자)로부터 선택된 고유의 시간-주파수 좌표 (dt, df)이다. 일반적으로 모든 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df)는, 동일한 OTFS 데이터 기본 파형 Wd의 순환적으로 시간 및 주파수 시프트된 버전들로부터 유도된 상호 직교 파형 버스트들에 의해 송신된, 원래 송신된 OTFS 데이터 심볼들 D_dt,df를 포함할 것이다. 이전의 OTFS 논의에 따르면, 각 데이터 비트(및 복수의 데이터 비트들로 형성될 수 있는 데이터 심볼)가 이 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_dt,df에 걸쳐 분배된다. 이러한 OTFS 데이터 버스트들은, 이전에 설명한 바와 같이, 다이렉트 OTFS 데이터 버스트들 및 레플리카 OTFS 데이터 버스트들로서 데이터 채널을 통하여 이동한다. 수신기(들)에서, 이들은 건설적이고 파괴적으로 결합하여, 채널-컨벌루팅된 데이터 버스트들을 생성한다. 여기서는 이들을 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 버스트들이라고 부른다.

이 OTFS 파일롯 심볼 OTFS 데이터 심볼 결합 송신 방식에 따르면, 복수의 데이터 심볼들 중 개별 데이터 심볼들은, 종종 송신기 프로세서(들)(102p) 및 메모리(102m)를 사용하여, 송신 이전에, 송신기에서 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_{dt, df}로 인코딩된다. 다른 OTFS 데이터 송신 방법들에 따르면, OTFS 데이터 인코딩은, 수신기가, 개별 데이터 심볼들 중 임의의 것을 결정하기에 충분한 정보를 제공하기 위한 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_dt,df를 성공적으로 수신하도록 해야 한다 .

다른 OTFS 데이터 전송 방식에 따르면, 복수의 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df) 각각이 동일한 OTFS 데이터 기본 파형 Wd로부터 유도된 상호 직교 파형 버스트들이다. 수신기에서, 수신기 빈 구조(104b)는, 임의의 OTFS 파일롯 심볼들(예를 들어, 120)을 포함하는 것 이외에, 빈 구조(104b)가 2차원 OTFS 데이터 시간-주파수 그리드(예를 들어, 130)를 더 포함하도록 해야 한다. 또 다른 방식에서는, 시간 및 주파수에서 수신기 빈 구조(104b)의 범위 및 개별 수신기 빈들의 해상도가, 시간 및 주파수 면에서 송신기 그리드 구조(102g)의 범위 및 해상도에 적어도 매칭되거나 바람직하게는 초과할 것이다.

일부 실시예에서, OTFS 파일롯 심볼 파형 버스트들 및 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들이 고도로 조직화된(highly coordinated) 방식으로 송신 및 수신되도록 보장하는 것이 유용할 것이다. 이를 위하여, 도 IB에 따르면, OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df)(130) 및 복수의 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_dt,df·Wd(dt, df)(120)은 공통적인 복수의 시간 t 및 주파수 f로부터 선택되어야 한다(각각의 t와 f는 2차원 OTFS 시간-주파수 좌표(102g)의 공통 그리드에서 선택된 고유의 시간-주파수 좌표(t, f)임). 이러한 조직화된 OTFS 파일롯 및 데이터 송신 방식에 따르면, 개별적인 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들에 대한 시간-주파수 좌표(td, fd)는, 바람직하게는 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들에 대한 시간-주파수 좌표(pt, pf)와 중첩되지 않도록 선택되어야 한다. 여기서 물론, 중첩은, 2D 채널 상태를 결정하거나 획득하는데 사용되는 OTFS 파일롯 심볼들과 데이터를 전송하는데 사용되는 OTFS 데이터 심볼들 사이에 혼란을 야기할 수 있기 때문에 바람직하지 않은 것이다.

그러나, OTFS 데이터 시간-주파수 그리드상의 모든 가능한 좌표들이 OTFS 파일롯 심볼들 및 데이터 심볼들로 채워져야 한다는 요구는 없다. 예를 들어, 도 1B에 도시된 바와 같이, 사용되지 않는 그리드 좌표들이 있을 수 있다.

실제로 일부 실시예들에서, OTFS 데이터 시간-주파수 그리드는 OTFS 파일롯 심볼들 및 데이터 심볼들로 단순히 띄엄띄엄 점유될 수 있다. 따라서, 일반적으로, OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_dt,df·Wd(dt, df)로서 송신된 복수의 OTFS 파일롯 심볼들 P_dt,df과 OTFS 데이터 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df)이, 2차원 OTFS 데이터 시간-주파수 그리드에서 선택된 모든 고유한 시간-주파수 좌표들(dt, df)을 점유할 필요는 없다.

모든 포지티브 에너지 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들(여기서는 도 1B의 "1"(122)) 또는 파일럿 심볼들이 동일한 에너지 또는 전력 레벨에서 송신될 필요는 없다는 점에 주목해야 한다. 대신, 일부 실시예에서, OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들 P_dt,df·Wd(dt, df)로서 송신된 복수의 OTFS 파일롯 심볼들 P_dt,df과 복수의 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 D_dt,df·Wd(dt, df)은, 각기 다른 전력 레벨로 송신될 수있다. 여기서, 예를 들어, 일부 OTFS 데이터 심볼 파형 버스트들 또는 일부 OTFS 파일럿 심볼 파형 버스트들은, 2D 채널 상태, 주어진 송신기로부터 주어진 수신기까지의 거리, 주어진 수신기의 감도 등과 같은 다양한 기준에 따라 선택된 전력 레벨들로 전송될 수 있다.

OTFS 파일럿 심볼들과 OTFS 데이터 심볼들이 모두 동일한 송신기 OTFS 시간 주파수 그리드(102g)에 따라, 그리고 동일한 기본 파형(예컨대, OTFS 파일럿 기준 파형 W_p 및 OTFS 데이터 기본 파형 W_d는 동일한 기본 파형이 되도록 선택됨)에 따라 송신될 때, 어떤 그리드 좌표가 OTFS 파일럿 심볼들을 위해 사용되는지, 그리고 어떤 그리드 좌표가 OTFS 데이터 심볼들을 위해 사용되는지의 토폴로지 및 배치는 달라질 수 있다. 도 1B에서, OTFS 파일럿 심볼들(120)이, OTFS 데이터 심볼들(130)로부터 송신기 OTFS 그리드(102g)의 각기 다른 (인접한) 부분을 점유하는 것으로 도시되어 있지만, 반드시 그럴 필요는 없다.

도 8은 본 명세서에서 설명된 심플렉틱 OTFS 방법에 사용될 수 있는 이미지 도메인 및 변환 도메인을 보여주는 좀 더 상세한 도면이다.

도 13은 심플렉틱 OTFS 방법들이 송신기 및 수신기 시스템에서 어떻게 동작할 수 있는지를 도시한다. 여기서 (선택적으로 전치 왜곡될 수 있는) 정보 평면 상의 데이터는, (OFDM 호환성 필터 뱅크일 수 있는) 필터 뱅크를 통과하기 전에 역 2D 푸리에 변환(및 또 일반적으로는 2D 확산 함수)에 놓일 수 있다. 다양한 파형들이 채널 C를 통과하며, 여기서 (OFDM 호환성 필터 뱅크일 수 있는) 필터 뱅크에 의해 수신되고, 역 확산 함수, 역 2D 푸리에 변환(이전 IFFT의 역)을 거친 후, 필요에 따라 등화된다

도 14는 채널을 통해 데이터를 송신 및 수신하는 대안적 방법을 도시한다.

도 19는 능동형 OTFS 릴레이 시스템이 OTFS 송신기 및 수신기 사이에서 어떻게 동작할 수 있는지의 예를 도시한다.

다른 통신 형태와 함께 사용

무선 예들이 본 명세서 전반에 걸쳐 사용되었지만, 이들 예는 본 발명을 제한하고자 하는 것이 아니다. 다른 실시예에서, 유선 또는 케이블을 통한 전기 전송 또는 RF 전송, 광섬유를 통한 광 전송 및 공기 또는 물 또는 고체 물질을 통한 신호의 음향 전송을 포함하는 기타 다른 장거리 통신 방법 등과 같이, 다른 매체도 또한 고려된다.

채널 간섭의 효과 :

본 명세서에서 논의된 심플렉틱 OTFS 방식들에 따르면, 심플렉틱 좌표계에서는, 도플러 효과와 같은 채널 간섭이 도플러 효과에 기인한 주파수 시프트에 따른 함수로서 주파수 축을 따라 심플렉틱 평면을 왜곡 또는 변형할 것이지만, 시간 지연과 같은 채널 간섭은 광 속도 시간 지연에 따른 함수로서 시간 축을 따라 심플 렉틱 평면을 왜곡하거나 변형할 것이다. 순수 효과는 심플렉틱 OTFS 좌표계 상에서 채널 간섭 시간 지연이 한 축의 위상 기울기로 나타나고, 도플러 시프트는 다른 한 축을 따라 진폭 변조 효과로 나타난다.

심플렉틱 OTFS 방법은 변환된 도메인에서 송신하므로, 채널 컨벌루션이 다루기 쉬운 곱셈 함수들로서 나타나기 때문에, 채널 컨벌루션이 훨씬 다루기 쉽다. 여기서 트릭은 단순히, 이들 채널 왜곡이 야기한 위상 기울기 및 진폭 변조 효과를 검출할 수 있을만큼 시간과 주파수 면에서 충분히 미세하게 신호들을 샘플링하는 것이다. 일단 이들이 검출될 수 있으면, 이를 정정하거나 제거할 수 있다.

이점은 해당 분야에서의 오래된 문제점을 해결하는 것을 돕는다. 이 분야에서는, 종래의 OFDM 방법들을 사용하여 도플러 시프트 및 시간 지연과 같은 채널 왜곡을 정정하는 방법에 대한 인식이 부족했었다. OFDM 방법은 복수의 비교적 좁은 대역폭 대역들에 걸쳐 정보를 전송하는 것에 의존하기 때문에, 그러한 채널 왜곡을 정정하는 것은 불가능하다고 믿어졌다. 그러나, 실제로, OFDM 신호들에서 위상 기울기 및 진폭 변조를 야기한 채널 왜곡을 검출하기 위한 적절한 샘플링 간격을 사용하면, 이러한 정정이 가능하다.

도 15는 이미지 도메인 및 변환 도메인 듀얼 그리드들 상에서의 채널이 야기한 도플러 및 시간 지연들의 영향을 도시한다.

인터리빙 및 레거시 OFDM 방법과의 호환성

심플렉틱 방법을 사용하여 각기 다른 정보 평면들을 인터리빙하는 것이 가능하다. OTFS의 심플렉틱 버전의 한가지 매우 유용한 양태는, 일부 실시예들에서, 심플렉틱 OTFS 필터 뱅크들이, 예컨대 대중적인 셀룰러 4G 표준들과 같은 이전의 OFDM 표준들과 호환 가능하도록 설정될 수 있다는 점이다. 동시에, 4G와 같은 이전 OFDM 표준들은, 타이밍 및 인터리링에 대한 제어를 허용하는 매체 액세스 제어 (MAC) 프로토콜을 갖는다.

여기서, 인터리빙의 한 예는, 예를 들어, 단지 제1 시간 간격 동안 주파수 대역 범위에 걸쳐 전체 심플렉틱 필드의 특정 컬럼 시간 폭을 전송하고, 다른 것을 전송한 후, 다음 시간 간격 동안 주파수 대역 범위에 걸쳐 전체 심플렉틱 필드의 다른 컬럼 시간 폭을 전송하는 것이다. 주파수 기반의 인터리빙과 같은 다른 형태의 인터리빙도 역시 가능하다.

도 16은 인터리빙의 일 예를 도시한다.

도 17은, 동일한 크기의 프레임들이 주파수 스태거 방식으로 인터리빙되는, 인터리빙의 또 다른 예를 도시한다.

도 18은, 가변 크기 프레임들이 시간 기준으로 인터리빙되는, 인터리빙의 다른 예를 도시한다.

OFDM 방법과의 백워드 호환성

일부 상업적으로 중요한 실시예에서, 심플렉틱 OFDM 방법들은 동일한 주파수 및 시간에 레거시 OFDM 방법들과 공존할 수 있고, 실제로 레거시 OFDM 방법들의 효율성을 향상시키는데 사용될 수 있다.

이 실시예에서, 심플렉틱 OTFS 방법들은 OFDM 변조기에 신호들을 공급하는 것으로 볼 수 있다. 인터리빙과 함께, 이 동일한 OFTM 변조기는, 몇몇 시간 간격 동안에는 레거시 OFDM 심볼들 이용하여, 그리고 다른 시간 간격 동안에는 OTFS 신호들을 이용하여 구동될 수있다. 이와 관련하여, 심플렉틱 OTFS 방법들은 (송신 측에서) OFDM 변조기를 위한 개선된 프론트-엔드로 간주될 수있다. 여기서, 예를 들어, OTFS 송수신기들은 송신을 위한 OFDM 변조기 이전의 신호 전처리 및 수신단에서 OFDM 수신기 이후의 신호 후처리를 포함하는 것으로 간주될 수 있다.

따라서,이 접근법에서, 두 세계의 최고가 가능할 수 있다. 4G와 같은 널리 사용되는 레거시 OFDM 방법들과의 호환성은, 적어도 필요할 때는 유지될 수 있지만, 동시에 채널 왜곡을 정정하는 OTFS 방식들의 뛰어난 능력을 또한 본질적으로 동시에 향유할 수 있다. 이점은, 본 명세서 및 다른 곳에서 설명된 OTFS 방법들에 기초하여, 예컨대, 레거시 4G 시스템으로부터 새로운 더 높은 호환성 "5G" 시스템으로 쉽게 전환할 수 있게 해준다.

도 20은, 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 결합하는 손상된 데이터 채널을 통해 무선으로, 복수의 데이터 심볼들을 포함하는 데이터를 송신 및 수신하기 위한 무선 통신 방법(2000)의 흐름도이다. 손상된 데이터 채널은 파형들을 손상시키는데, 그 손상은, 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로 기술 가능하고, 송신된 무선 파형들은, 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널-컨벌루팅된 파형들을 생성한다.

방법(2000)은 적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 어레이의 데이터 심볼들로 패키징하고(2002), 인코딩 프로세스(2004)를 사용하여, 모든 데이터 심볼이, 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 검출하도록 구성된 무선 신호들의 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 모든 데이터 심볼이 확산되도록, 그 데이터 심볼들의 어레이를 송신하는 것을 포함한다. 방법(2000)은, 수신기 측에서, 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 무선 신호들을 수신하고(2006), 2D 채널 상태를 사용하여 데이터 채널 손상(2008)에 대해 신호들을 정정하고(2008), 인코딩 프로세스의 역을 사용하여 복수의 데이터 심볼들을 디코딩 및 추출하는 것(2010)을 포함한다.

도 21은 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 연결하는 손상된 데이터 채널을 통해, 복수의 데이터 심볼들을 포함하는 데이터를 무선으로 송신 및 수신하는 방법(2100)에 대한 흐름도를 도시한다.

방법(2100)은 적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 어레이의 데이터 심볼들로 패키징(2102)하고, 그 적어도 하나의 N×M 2D 어레이의 데이터 심볼들을 길이 T의 컬럼 시간 축 및 길이 F의 로우 주파수 축에 걸쳐 분포된 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체로 인코딩(2104)하여, 적어도 하나의 정보 다양체를 생성하는 것을 포함한다.

방법(2100)은 적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여 그 적어도 하나의 정보 다양체를 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환에 따라 변환(2106)함으로써, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 생성하는 것을 포함한다.

방법(2100)은, 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 전체 주파수 및 시간에 의해 적어도 하나의 각 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 송신(2108)하고, T_μ에 비례하는 지속시간의 송신 시간 슬라이스를 선택(2110)하고(μ=1/N), 그 송신 시간 슬라이스에 대응하는 그 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 내의 주파수들을, 적어도 M개의 상이한, 비-중첩 협대역 주파수 필터들의 뱅크를 통해 통과시키고, 결과적인 필터링된 파형들을, 적어도 M개의 동시에 송신되는 복수의 상호 직교 파형들로서, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 전송될 때까지 각기 다른 전송 시간 간격에 걸쳐, 송신하는 것을 포함한다. 손상된 데이터 채널은, 파형들을 손상시키는데, 그 손상은, 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로 설명 가능하고, 이로써 적어도 하나의 무선 수신기에서는 채널-컨벌루팅된 파형들이 생성된다.

수신기 측에서, 방법(2100)은, 적어도 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 전체 주파수 및 시간에 걸쳐 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 수신(2112)하고, 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 송신 시간 간격의 지속 시간보다 작거나 같은 수신 시간 슬라이스를 선택(2114)하고, 적어도 M개의 각기 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크를 통해 각각의 수신 시간 슬라이스에서 이들 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신(2116)하며, 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치가 수신될 때까지 모든 수신 시간 슬라이스에 걸쳐 위 채널-컨벌루팅된 파형들을 수신(2118)하는 것을 포함한다.

방법(2100)은, (a) 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역을 사용하여 위 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치를 적어도 하나의 수신된 정보 다양체의 근사치로 변환하고, 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 데이터 채널 손상에 대해 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 정정하는 것 또는 (b) 2D 채널 상태에 관한 정보를 이용해서 데이터 채널 손상에 관하여 위 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치를 정정하고, 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역을 사용하여 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 생성하는 것 중 적어도 하나를 수행하는 것(2120)을 포함한다.

방법(2100)은, 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 적어도 하나의 수신된 정보 다양체로부터 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출하는 것(2122)을 더 포함한다.

본 특허 문헌은 많은 세부 사항을 포함하지만, 이들은 발명 또는 청구범위를 제한하고자 하는 것으로 해석되어서는 안되며, 그보다는 발명의 특정 실시예들에 특정적일 수 있는 특징들에 관한 설명으로 해석되어야 한다. 본 특허 문헌에서 별도의 실시예들의 문맥에서 기술된 소정의 특징들은 또한 하나의 실시예에서 조합으로 구현될 수 있다. 반대로, 단일 실시예의 문맥에서 기술된 다양한 특징들이 또한 별도로 또는 임의의 적합한 일부 조합들 형태의 다양한 실시예들에서 구현될 수 있다. 더욱이, 특징들은 특정한 조합으로 동작하는 것과 같이 앞서 기술되었을 수도 있고 심지어 처음에 그와 같이 청구될 수도 있지만, 그 청구되는 조합의 하나 이상의 특징들은 어떤 경우 해당 조합으로부터 제외될 수 있고, 청구된 조합은 서브 조합 또는 서브 조합의 변형에 관한 것일 수 있다.

유사하게, 도면에서는 동작들이 특정 순서로 도시되어 있지만, 이러한 동작들이 도시된 특정 순서로 또는 순차적 순서로 수행되어야 한다거나, 또는 바람직한 결과를 달성하기 위해 모든 예시된 동작들이 수행되어야 할 것을 요구하는 것으로 이해되어서는 안된다. 또한, 본 특허 문헌에 기재된 실시예들의 다양한 시스템 부품들의 분리는, 모든 실시예들에서 그러한 분리가 필요하다고 이해되어서는 안된다.

단지 소수의 구현예 및 실시예들 만이 설명되었을 뿐이고, 다른 구현, 개선 및 변형들이 본 특허 문헌에 기술되고 도시 된 것에 기초하여 이루어질 수 있다.

Claims (20)

1. 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 결합하는 손상된 데이터 채널을 통해 데이터 - 상기 데이터는 복수의 데이터 심볼을 포함함 - 를 무선으로 송신 및 수신하는 자동화된 방법으로서,
   상기 손상된 데이터 채널은 파형들을 손상시키고, 상기 손상은, 상기 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로 기술 가능(describable)하며, 송신되는 무선 파형들은, 상기 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널 컨벌루팅된(channel-convoluted) 파형들을 생성하며,
   상기 방법은,
   적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여, 상기 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이로 패키징하고, 상기 손상된 데이터 채널의 2D 채널 상태를 검출하도록 구성된 무선 신호들의 시간 및 주파수 범위에 걸쳐 모든 데이터 심볼이 확산되도록 상기 데이터 심볼들의 어레이를 송신하기 위한 인코딩 프로세스를 사용하는 단계; 및
   적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 상기 무선 신호들을 수신하고, 상기 2D 채널 상태를 사용하여 상기 데이터 채널의 손상들에 대해 상기 신호들을 정정하고, 상기 인코딩 프로세스의 역(inverse)을 사용하여 상기 복수의 데이터 심볼을 디코딩하고 추출하는 단계
   를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이는, 1차원 푸리에 변환들 및 필터링 프로세스를 이용해서, 필터링된 OFDM 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이로 변환되고,
   상기 필터링된 OFDM 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이는, 2차원 푸리에 변환들을 이용해서 OFTS 심볼들의 적어도 하나의 블록 또는 어레이로 변환되고, 일련의 M개의 필터 뱅크들을 이용해서 무선 주파수 서브-대역들로 분할되어 적어도 N개의 시간 간격들에 걸친 일련의 M개의 상호 직교 파형들을 생성하고, 적어도 N개의 시간 간격들에 걸쳐 송신되는, 방법.
3. 제1항에있어서,
   상기 인코딩 프로세스는, 상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를, 길이 T의 컬럼 시간 축 및 길이 F의 로우(row) 주파수 축에 걸쳐 분포된 적어도 하나의 심플렉틱-류(symplectic-like) 분석 호환성 다양체(analysis compatible monifold) 상으로 인코딩하여, 적어도 하나의 정보 다양체를 생성하고,
   상기 방법은,
   적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여, 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환에 따라 상기 적어도 하나의 정보 다양체를 변환하여, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 생성하는 단계; 및
   상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 모든 주파수 및 시간에 걸쳐, T_μ에 비례하는 지속시간의 송신 시간 슬라이스를 선택 - μ=1/N임 - 하고, 상기 송신 시간 슬라이스에 대응하는 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 주파수들을 적어도 M개의 상이한, 비-중첩(non-overlapping), 협대역 주파수 필터들의 뱅크를 통해 통과시키고, 결과적인 필터링된 파형들을, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 송신될 때까지, 각기 다른 송신 시간 간격들에 걸쳐 복수의, 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형들로서 송신함에 의해, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 송신하는 단계
   를 포함하는, 방법.
4. 제3항에있어서,
   상기 적어도 하나의 수신기는,
   적어도 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 적어도 모든 주파수 및 시간에 걸쳐, 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 상기 송신 시간 간격들의 상기 지속시간보다 짧거거나 같은 수신 시간 슬라이스를 선택하고, 각각의 상기 수신 시간 슬라이스에서 적어도 M개의 상이한, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크를 통하여 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신하고, 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치(approximation)가 수신될 때까지 매 수신 시간 슬라이스에 걸쳐 상기 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신함으로써, 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 수신하고,
   a) 상기 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역(inverse)을 사용하여, 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 상기 근사치를 적어도 하나의 수신된 정보 다양체의 근사치로 변환하고, 상기 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 상기 데이터 채널의 손상에 대해 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 정정하는 것과,
   b) 상기 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 상기 데이터 채널의 손상들에 대해 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 상기 근사치를 정정하고, 상기 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역을 사용하여 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 생성하는 것 중
   적어도 하나를 수행하는,
   방법.
5. 적어도 하나의 무선 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 연결하는 손상된 데이터 채널을 통해 데이터 - 상기 데이터는 복수의 데이터 심볼을 포함함 - 를 무선으로 송신 및 수신하는 자동화된 방법으로서,
   적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여, 상기 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이로 패키징하고, 또한 상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를 길이 T의 컬럼 시간 축 및 길이 F의 로우 주파수 축에 걸쳐 분포된 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체 상으로 인코딩하여, 적어도 하나의 정보 다양체를 생성하는 단계;
   적어도 하나의 송신기 프로세서를 사용하여, 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환에 따라 상기 적어도 하나의 정보 다양체를 변환하여 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 생성하는 단계;
   상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 모든 주파수 및 시간에 걸쳐, T_μ에 비례하는 지속시간의 송신 시간 슬라이스를 선택 - μ=1/N임 - 하고, 상기 송신 시간 슬라이스에 대응하는 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 주파수들을 적어도 M개의 상이한, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 뱅크를 통해 통과시키고, 결과적인 필터링된 파형들을, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 송신될 때까지, 각기 다른 송신 시간 간격들에 걸쳐 복수의, 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형들로서 송신함에 의해, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 송신하는 단계 - 상기 손상된 데이터 채널은 상기 파형들을 손상시키고, 상기 손상은, 상기 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로 기술 가능하며, 상기 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널 컨벌루팅된 파형들을 생성함 -;
   적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을, 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 적어도 모든 주파수 및 시간에 걸쳐, 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여 상기 송신 시간 간격들의 상기 지속시간보다 짧거나 같은 수신 시간 슬라이스를 선택하고, 각각의 상기 수신 시간 슬라이스에 적어도 M개의 상이한, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크를 통하여 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신하고, 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 근사치가 수신될 때까지 매 수신 시간 슬라이스에 걸쳐 상기 채널 컨벌루팅된 파형들을 수신함에 의해, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 수신하는 단계;
   a) 상기 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역을 사용하여, 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 상기 근사치를 적어도 하나의 수신된 정보 다양체의 근사치로 변환하고, 상기 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 상기 데이터 채널의 손상에 대해 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 정정하는 것과, b) 상기 2D 채널 상태에 관한 정보를 사용하여 상기 데이터 채널의 손상들에 대해 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 상기 근사치를 정정하고, 상기 2D 심플렉틱-류 푸리에 변환의 역을 사용하여 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체를 생성하는 것 중 적어도 하나를 수행하는 단계; 및
   상기 적어도 하나의 수신기 프로세서를 사용하여, 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체로부터 상기 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출하는 단계
   를 포함하는 방법.
6. 제5항에 있어서,
   상기 프로세서는,
   상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체 상으로 인코딩하기 전 또는 후에 확산 연산에 따라, 상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 어레이를 추가로 변환하고,
   상기 적어도 하나의 무선 수신기는 상기 확산 연산의 역을 사용하여 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체로부터 상기 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출하는, 방법.
7. 제6항에 있어서,
   상기 확산 연산은 2D 처프(chirp) 연산을 포함하는 컨벌루션(convolution)인, 방법.
8. 제5항에 있어서,
   상기 비-중첩, 협대역 주파수 필터들은, 에 비례하는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터의 주파수들을 통과시키고,
   j는 -1의 제곱근이고, t는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터 선택된 지속시간 μ의 소정의 시간 슬라이스에 대응하며, k는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 상의 소정의 로우 위치에 대응하며, k는 1과 M 사이에서 변하는,
   방법.
9. 제8항에 있어서,
   상기 ω₀ 는 1/T에 비례하고, T=M/(허용 무선 대역폭)인, 방법.
10. 제5항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체는 시간 축에 따른 NT_μ 및 주파수 축에 따른 M/T 전체 디멘젼들을 가지며,
    상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 각 셀은, 시간 축에 따른 T_μ 및 주파수 축에 따른 1/T 전체 디멘젼들을 가지는, 방법.
11. 제5항에 있어서,
    상기 수신기는, 수신 시간 슬라이스들, 대응하는 송신 시간 슬라이스들을 오버샘플링하는 각기 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 수신 뱅크들, 및 각기 다른, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 송신 뱅크들에 따라, 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 수신하는, 방법.
12. 제5항에 있어서,
    상기 송신기는, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 송신될 때까지, 상기 결과적인 필터링된 파형들을,
    1) 각기 다른 연속적 송신 시간 간격들 각각을 통해, 복수의, 적어도 M개의동시 송신 상호 직교 파형들, 또는
    2) 적어도 하나의 스페이서 시간 간격에 의해 분리된 상이한 송신 간격들에 걸쳐 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형 버스트들을 포함하는 복수의 OTFS 데이터 또는 OTFS 파일롯 버스트들 중 하나로서,
    송신하는, 방법.
13. 제12항에 있어서,
    상기 손상된 데이터 채널은, 적어도 하나의 무선 반사체를 포함하는 손상된 무선 데이터 채널이며, 상기 적어도 하나의 반사체 각각은 반사체 위치, 반사체 속도, 반사체 속도가 야기한 도플러 시프트를 포함한 반사체 주파수 시프트, 및 적어도 하나의 반사체 무선 반사 계수들을 포함하고;
    각각의 상기 적어도 하나의 무선 송신기는, 송신기 위치, 송신기 속도, 송신기 주파수 및 송신기 주파수 시프트를 포함하며, 상기 송신기 주파수 시프트는 송신기 속도가 야기한 도플러 시프트에 따라 상기 송신기 주파수에 변화를 야기하며;
    각각의 상기 적어도 하나의 무선 수신기는 수신기 위치, 수신기 속도, 수신기 주파수 및 수신기 주파수 시프트를 포함하고, 상기 수신기 주파수 시프트는 수신기 속도가 야기한 도플러 시프트에 따라 상기 수신기 주파수에 변화를 야기하며;
    상기 2D 채널 상태는, 상기 적어도 하나의 송신기들, 수신기들 및 반사체들의 반사체 반사 계수들, 송신기 도플러 시프트들, 수신기 도플러 시프트들, 및 반사체 도플러 시프트들에 의해 야기된 속도 유도형 주파수 시프트들, 상대 위치들, 속도들에 관한 정보를 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 적어도 하나의 송신기 및 적어도 하나의 프로세서를 이용하여 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 송신하는 단계 - 상기 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들은, 시간 pt 및 주파수 pf의 복수의 조합들에 걸쳐 OTFS 데이터 심볼 파형들 또는 파형 버스트들 D_pt,pfㆍW_p(pt, pf)로서 송신된 복수의 OTFS 데이터 심볼들 D_pt,pf을 포함하며, 상기 pt 및 pf 각각은 2차원 데이터 OTFS 시간-주파수 그리드로부터 선택된 고유의 데이터 시간-주파수 좌표들임 - 를 포함하고,
    상기 수신기는, 상기 OTFS 시간-주파수 그리드의 샘플 또는 오버샘플에 비례하는 빈 크기들 및 빈-좌표 위치들을 갖는, 적어도 2차원 데이터 OTFS 시간-주파수 빈 구조에 따라 적어도 상기 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 수신하도록 구성되고,
    상기 손상된 데이터 채널을 통한 전파시, 상기 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들은,
    a: 상기 적어도 하나의 송신기로부터 상기 적어도 하나의 수신기로 직접 이동하는 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 포함하는 경로와,
    b: 상기 적어도 하나의 수신기에 도달하기 전에 상기 적어도 하나의 반사체로부터 반사된 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 포함하는 레플리카(replica) OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 포함하는 경로로서, 또한 상기 적어도 하나의 수신기에서 반사체 시간-지연되고 반사체-주파수 지연된 다이렉트 OTFS 파형들 또는 파형 버스트들을 생성하는 경로
    중 적어도 하나를 포함하는 경로를 통하여 이동하며,
    상기 적어도 하나의 수신기에서, 임의의 송신기 주파수 시프트되고 수신기 주파수 시프트된 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들과 임의의 상기 레플리카 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들의 결과적인 조합이, 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 생성하고,
    상기 방법은,
    상기 적어도 하나의 수신기에서, 상기 빈 구조를 이용하여 상기 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들을 수신하는 단계;
    상기 2D 채널 상태 및 적어도 하나의 프로세서를 사용하여, a) 상기 적어도 하나의 송신기 및 상기 적어도 하나의 수신기를 연결하는 상기 손상된 데이터 채널의 상기 2D 채널 상태를 결정하는 단계와, b) 상기 손상된 데이터 채널에 대해 사전 보상하기 위해 상기 적어도 하나의 무선 송신기에서 상기 다이렉트 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들 중 적어도 일부를 사전 코딩(precoding)하는 단계 중 적어도 하나를 수행하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 무선 수신기에서 상기 채널-컨벌루팅된 OTFS 데이터 파형들 또는 파형 버스트들 중 적어도 일부를 디컨벌루팅하여, 적어도 상기 복수의 데이터 심볼들의 근사치를 도출하는 단계를 포함하는, 방법.
14. 제13항에 있어서,
    D_pt,pf는, 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터의 빈 좌표 (pt, pf)의 내용에 대응하고, W_p(pt, pf)는 에 대응하며, k=pf인, 방법.
15. 제5항에 있어서,
    상기 2D 채널 상태 정보는, 적어도 하나의 파일럿 심볼을 송신하고 수신함으로써 결정되는, 방법.
16. 무선 통신 장치로서,
    명령들을 저장하는 메모리;
    프로세서; 및
    무선 주파수 (RF) 송신기를 포함하고,
    상기 프로세서는 상기 메모리로부터 명령들을 판독하고, 상기 RF 송신기 및 적어도 하나의 무선 수신기를 통신 가능하게 접속하는 손상된 데이터 채널을 통해, 복수의 데이터 심볼을 포함하는 데이터를 무선으로 송신하는 자동화된 방법을 구현하며,
    상기 명령들은,
    상기 데이터를 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이로 패키징하고, 상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를, 길이 T의 컬럼 시간 축 및 길이 F의 로우 주파수 축에 걸쳐 분포된 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체 상으로 인코딩하여, 적어도 하나의 정보 다양체를 생성하도록 하는 명령들;
    2D 심플렉틱-류 푸리에 변환에 따라 상기 적어도 하나의 정보 다양체를 변환하여, 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체를 생성하도록 하는 명령들;
    상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 모든 주파수 및 시간에 걸쳐, T_μ에 비례하는 지속시간의 송신 시간 슬라이스를 선택 - μ=1/N임 - 하고, 상기 송신 시간 슬라이스에 대응하는 상기 2D 푸리에 변환된 정보 다양체의 주파수들을 적어도 M개의 상이한, 비-중첩, 협대역 주파수 필터들의 뱅크를 통해 통과시키고, 결과적인 필터링된 파형들을, 전체 2D 푸리에 변환된 정보 다양체가 송신될 때까지, 각기 다른 송신 시간 간격들에 걸쳐 복수의, 적어도 M개의 동시 송신 상호 직교 파형들로서 송신하도록 하는 명령들에 의하여,
    상기 RF 송신기로 하여금 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 각각을 송신하도록 하는 명령들을 포함하고,
    상기 손상된 데이터 채널은 상기 파형들을 손상시키고, 상기 손상은 상기 채널의 2D 채널 상태에 따라 적어도 부분적으로 기술 가능하며, 상기 적어도 하나의 무선 수신기에서 채널-컨벌루팅된 파형들을 생성하는,
    무선 통신 장치.
17. 제16항에 있어서,
    상기 프로세서는,
    상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 심볼 어레이를 적어도 하나의 심플렉틱 분석 호환성 다양체 상으로 인코딩하기 전 또는 후에 확산 연산에 따라, 상기 적어도 하나의 N×M 2D 데이터 어레이를 추가로 변환하고,
    상기 적어도 하나의 무선 수신기는 상기 적어도 하나의 수신된 정보 다양체로부터 상기 데이터 심볼들을 디코딩하고 추출하기 위해 상기 확산 연산의 역을 사용하는, 무선 통신 장치.
18. 제17항에 있어서,
    상기 확산 연산은 2D 처프 연산을 포함하는 컨벌루션인, 무선 통신 장치.
19. 제16항에 있어서,
    상기 비-중첩, 협대역 주파수 필터들은, 에 비례하는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터의 주파수들을 통과시키고,
    j는 -1의 제곱근이고, t는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체로부터 선택된 지속시간 μ의 소정의 시간 슬라이스에 대응하며, k는 상기 적어도 하나의 2D 푸리에 변환된 정보 다양체 상의 소정의 로우 위치에 대응하며, k는 1과 M 사이에서 변하는, 무선 통신 장치.
20. 제19항에 있어서,
    상기 ω₀ 는 1/T에 비례하고, T=M/(허용 무선 대역폭)인, 무선 통신 장치.