CN102684506A - 一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法及自激推挽式变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法及自激推挽式变换器，该方法是将所述变换器的输出电路设置为同步整流输出电路，所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。实现该方法的自激推挽式变换器包括变压器和同步整流输出电路，同步整流输出电路连接于变压器的输出绕组，所述同步整流输出电路包含两个同步整流MOS管，所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。本发明能够解决同步整流电路应用于Royer电路时出现电路无法正常翻转的问题；使得同步整流电路能够正常应用于Royer电路，进而进一步提高Royer电路的工作效率，特别是低压输出应用领域的工作效率。

Description

一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法及自激推挽式变换器

技术领域

本发明涉及一种提高基于Royer电路的自激推挽式变换器工作效率的方法，还涉及一种实现上述方法的自激推挽式变换器。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，电路结构来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，也作Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端。部分电路来自1957年美国查赛(Jen Sen，有的地方译作“井森”)发明的自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路或Jensen电路。这两种电路，后人统称为自激推挽式变换器。自激推挽式变换器的相关工作原理在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号7-121-00211-6。电路的主要形式为上述著名的Royer电路和自振荡Jensen电路。

图1示出的为自激推挽式变换器常见应用，电路结构为Royer电路。自激推挽式变换器都要利用变压器的磁芯饱和特性进行振荡。Royer电路为单变压器直流变换器，因此磁饱和变压器即是主功率传输变压器。Jensen电路则将磁饱和变压器和主功率变压器分开，由磁饱和变压器产生开关控制信号，主功率变压器传输能量。

为了方便理解Royer电路的工作原理，特别是利用磁芯饱和特性进行振荡这一点，这里以图1为例，说明其工作原理。

电路如图1所示。接通电源瞬间，偏置电阻R1和电容C1并联回路通过线圈NP11和NP22绕组为三极管TR1和TR2的基极、发射极提供了正向偏压。两只三极管TR1和TR2开始导通。由于两个三极管特性不可能完全一样，因此，其中一只三极管会先导通。假设三极管TR2先导通，产生集电极电流IC2。其对应的线圈NP2绕组的电压为上正下负。根据同名端关系，其基极线圈NP22绕组也出现上正下负的感应电压。这个电压增大了三极管TR2的基极电流。这是一个正反馈的过程，因而很快使三极管TR2饱和导通。相应地，三极管TR1对应的线圈NP11绕组的电压为上正下负。这个电压减小了三极管TR1的基极电流，三极管TR1很快完全截止。

三极管TR2对应线圈N_P2绕组里的电流，以及这个电流产生的磁感应强度随时间而线性增加。当磁感应强度增加到接近或达到变压器T1磁芯的饱和点B_m时，线圈N_P2的电感量迅速减小。从而使三极管TR2的集电极电流急剧增加。由于集电极电流增加的速率远大于基极电流的增加，三极管TR2脱离饱和。三极管TR2的集电极到发射极的压降U_CE增大。相应地，变压器N_P2绕组上的电压就减小同一数值。线圈N_P22绕组感应的电压减小，结果使三极管TR2基极电压也降低，造成三极管TR2向截止方向变化。此时，变压器T1线圈上的电压将迅速减小并向相反方向变化，使另一只三极管TR1导通。此后，重复进行这一过程，形成推挽振荡。

Royer电路以其电路结构简单，成本低廉，在微功率电源领域有着广泛的应用。然而由于应用功率较低，控制功率比例较大；磁芯工作于磁饱和状态，变压器铁损较大等原因，实际应用中Royer电路的工作效率较低。在电子工业出版社出版的《开关电源设计》第二版第168页，最后一段最后一行提到了：由于在导通和关断时都会出现电流尖峰，所以变换器的效率低至50.6%。该书ISBN号7-121-01755-5。事实上，由于目前工业用的自激推挽式变换器大部分采用实面磁芯（即没开气隙的磁芯）变压器，像把5V变换为5V的1W产品，变换效率一般可以实现至78%左右，即便如此，这个效率在日益提倡节能的时代，也是偏低的。

目前提高Royer电路变换效率的最佳方案为申请号为201110436259.7文件中提及的自激推挽式变换器。该发明的技术方案摘录如下：本发明提供一种自激推挽式变换器，包括变压器，其特征是：所述的变压器的磁芯或铁心存在一个局部，所述的局部在相同的由小到大的磁场激励下可以比主部先达到磁饱和。较优地，所述的主部绕线圈、所述的局部不绕线圈。主部是对所述的先达到磁饱和的局部以外部分的定义。

该方案的技术原理主要部分摘录如下：(自激推挽式变换器)能量损耗主要是由于磁感应强度增加到变压器磁芯的饱和点B_m时产生的。现有技术使用截面积相同的磁芯，基本上要让整个磁芯达到饱和点B_m，而要较多的能量才能达到饱和。而本发明的自激推挽式变换器中，变压器存在一段比主部先达到磁饱和的局部，即局部在相同的由小到大的磁场激励下比主部先达到磁饱和，但其长度却很短。让这一小段局部磁芯达到其本身的饱和点B_m，同样可以引起电路的推挽振荡。但局部的长度很短，消耗的能量大幅降低；同时本发明的自激推挽式变换器在三极管导通和关断时出现电流尖峰也因此而减小。由于主部并没有工作在饱和状态，所以主部消耗的能量很低，本发明的磁芯消耗的能量总体降低很大。

上述发明大大降低了Royer电路磁芯饱和导致的铁损和《开关电源设计》第二版中提到的三极管导通和关断时出现的电流尖峰，使得转换器的转换效率大大提高。然而在Royer电路广泛应用的微功率电源领域，特别是低压输出微功率电源领域，输出整流二极管的损耗在电源损耗中占据了重要部分。Royer电路的输出整流电路一般采用如图2所示电路，该电路为公知的全波整流电路。在低压输出电源应用领域，电源的输出整流二极管管压降与输出电压的比例较高。由于电源输出整流二极管的电流和电源输出电流相同，根据功率计算公式P=UI，整流二极管的损耗功率与电源输出功率比例较高。这就导致了二级管整流时低压输出电源效率普遍较低。

在低压输出应用领域，为了进一步提高电源的工作效率，一般都会使用同步整流技术。同步整流技术即将一般整流电路中的整流二极管改用MOS管实现整流功能的技术。一般MOS管内存在体二极管，当MOS管处于关断状态时会存在正向关断，反向体二极管导通的现象。该现象相当于二极管的单向导通特性。如果在MOS管反向导通时给MOS控制端施加导通信号，那么反向导通电流就不会流过体二极管而转而流向MOS管的导通沟道。MOS管导通时导通沟道呈电阻特性，称为MOS管的导通电阻。当MOS导通电阻足够小时，同样电流下MOS管整流的管压降将大大小于二极管整流时的管压降。因此同步整流在低压输出电源中可以有效的提高电源的工作效率。

同步整流的关键在于需要将整流MOS管的控制信号和MOS管的开关同步。即需要在MOS管反向导通时给MOS管施加导通信号，在MOS管正向截止时给MOS管施加关断信号。上述同步整流MOS管的控制信号即为同步整流的同步信号。在一般的推挽同步整流电路中由于全波整流时变压器输出绕组的电压信号刚好满足作为同步信号的要求，因此可以方便的实现自驱动同步整流。一般推挽电路的同步整流输出电路如图3所示。该电路为公知的推挽电路同步整流电路。

当在Royer电路中使用图3所示的同步整流电路结构时会出现电路无法翻转并且电路损耗极大而损坏元器件的现象。根据Royer电路的工作原理，Royer电路通过自激振荡实现电路翻转。当三极管截止后变压器耦合线圈上的电压将迅速减小并向相反方向变化实现电路工作状态的转换。如果使用二极管整流，当变压器耦合线圈的电压降低时，整流二极管也会随之反向截止，变压器的耦合电压可以自由的转换。如果使用图3所示的同步整流电路，当变压器耦合线圈上的电压开始降低时，由于MOS管导通时具有双向导通性能，变换器的输出电压将会维持变压器耦合线圈上的电压。于是变换器输出电压、副边绕组和MOS管形成保持电路使变压器的耦合电压保持不变，电路无法翻转。随着励磁电流的增加电路最终将因为损耗过大而损坏。

发明内容

本发明的目的在于提供一种提高基于Royer电路的自激推挽式变换器工作效率的方法。

本发明的另一目的在于提供一种实现上述方法的自激推挽式变换器，解决同步整流电路应用于Royer电路时出现电路无法正常翻转的问题；使得同步整流电路能够正常应用于Royer电路，进而进一步提高Royer电路的工作效率，特别是低压输出应用领域的工作效率。

为实现上述目的，一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法，将所述变换器的输出电路设置为同步整流输出电路，其特征在于：所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。

本发明的另一个目的通过以下技术措施实现：一种自激推挽式变换器，包括变压器和同步整流输出电路，同步整流输出电路连接于变压器的输出绕组，所述同步整流输出电路包含两个同步整流MOS管，所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。

本发明所述变压器的磁芯分为第一、第二两部分，电路工作状态转换时第一部分磁芯会先于第二部分磁芯先处于饱和状态，所述同步整流输出电路的同步信号来自于耦合所述变压器的第一部分磁芯；

本发明所述变压器的第一部分磁芯独立绕制用于直接耦合同步整流输出电路同步信号的绕组；变压器的输入输出绕组绕制于第二部分磁芯上。

本发明所述变压器的第一部分磁芯分为两段；所述两同步整流MOS管控制绕组分别独立绕制于变压器第一部分的两段磁芯上。

本发明同步信号耦合绕组匝数与变压器输入绕组匝数比值是同步整流MOS管导通阈值电压与变换器输入电压比值的一倍以上五倍以下。

本发明所述变压器第一部分磁芯的磁路长度占整个磁芯磁路长度的三分之一以下，其余磁路的磁芯属于变压器的第二部分。

本发明所述同步整流输出电路中的每个整流MOS管的栅极和源极间并联一电阻。

本发明技术方案的工作原理为：

根据Royer电路的工作原理，Royer电路通过变压器磁芯饱和实现自激振荡。变压器磁芯临近饱和后流过三极管的变压器励磁电流迅速提高，导致三极管退出饱和导通工作状态。于是三极管管压降明显提高，变压器耦合线圈上的电压明显降低。由于三极管基极电压耦合于变压器，因此也随之降低并导致三极管截止。当三极管截止后变压器耦合线圈上的电压将迅速减小并向相反方向变化实现电路工作状态的转换。

在Royer电路中使用图3所示同步整流电路时，虽然变压器磁芯的饱和也使变压器输出绕组电感量急剧减小，但是变压器输出绕组上依然存在剩余电感。由于同步整流MOS管的开关受输出绕组电压控制，刚开始翻转时MOS管并未有效关断并存在双向导通特性。这时电源输出电压会加在变压器的输出绕组上并产生感应电压使得MOS管不能可靠关断，电路不能有效翻转。

使用本发明后Royer电路的变压器分成了两部分，其中第一部分变压器磁芯将先于第二部分变压器磁芯饱和。当第一部分变压器磁芯饱和时耦合于第一部分变压器磁芯的同步整流驱动绕组感应电压会迅速降低并关断同步整流MOS管。当Royer电路的三极管由于集电极电流过大而退饱和时电路开始翻转。这时由于同步整流MOS管已经提前关断，电源输出电压不能加在输出绕组上，变压器输出绕组电压可以自由的实现翻转。因此本发明通过第一部分变压器磁芯先于第二部分变压器磁芯饱和实现了MOS管先于变压器输出绕组电压降低而关断，使得变换器可以正常翻转。

与现有技术相比，本发明的有益效果表现为：将本发明的同步整流技术应用于Royer电路时变换器可以正常工作。与二极管整流相比，使用本发明的同步整流技术可以使Royer电路变换器的工作效率显著提高。以直流5V输入5V输出的1W电源为例，使用本发明的同步整流技术后效率普遍可以比使用二极管整流时高3%以上。当输出电压更低时效果更明显。

附图说明

图1为自激推挽式变换器Royer电路常见应用电路图；

图2为公知的全波整流电路；

图3为公知的推挽电路同步整流电路；

图4为本发明第一实施例及第二实施例采用的自激推挽式变换器Royer电路同步整流电路图；

图5为本发明第一实施例及第三实施例采用的Royer电路变压器绕线及结构示意图；

图6为本发明第一实施例电路工作波形；

图7为本发明第一实施例电路中变压器第一部分磁路占总磁路10%时电路工作波形；

图8为本发明第一实施例电路中变压器第一部分磁路占总磁路30%时电路工作波形；

图9为本发明第一实施例电路中变压器第一部分磁路占总磁路50%时电路工作波形；

图10为本发明第二实施例及第三实施例采用的Royer电路变压器绕线及结构示意图；

图11为本发明第三实施例采用的Royer电路同步整流电路图。

具体实施方式

实施例一

本发明第一实施例的电路如图4所示，该电路为基于Royer电路的自激推挽式变换器，包含有变压器和同步整流输出电路。变压器的输出部分包括电源输出绕组和同步绕组。输出绕组包含两个单独绕组，其中一对异名端相连并引出作为电源的输出端正极。输出绕组另外一对异名端分别接到两个同步整流MOS管的漏极。两同步整流MOS管源极相连并引出作为电源的输出端负极。电源输出端的正极和负极间连接一滤波电容。同步绕组亦包含两个单独绕组，其中一对异名端相连并连接至电源输出端负极。剩余一对异名端分别连接至两同步整流MOS管的栅极。同步整流MOS管的栅极和漏极所连接的变压器绕组选择时应保证为异名端。电路中变压器T1即饱和变压器，也就是图5所示的变压器。电路中的变压器线路编号a～l对应图5变压器的引线编号a～l。

第一实施例的变压器绕线方式如图5所示。变压器使用环形磁芯，按图5所示分为两部分。两部分使用相同的磁芯材质，但是第一部分截面积为第二部分截面积的一半。第一部分变压器的磁路长度为整个变压器磁路长度的五分之一。变压器的第一部分磁芯独立绕制用于直接耦合同步整流的同步信号的绕组。变压器的输入输出绕组以及Royer电路的控制绕组均绕制于变压器的第二部分磁芯。

当磁芯不饱和时磁导率将远远大于空气的磁导率，因此环形磁芯内部磁路的磁阻将远远小于磁芯外部经过空气的磁路的磁阻。磁芯上线圈电流激励产生的磁通量将大部分通过磁环内部。第一部分变压器由于磁芯截面积小于第二部分而磁通量相等，因此磁通密度大于第二部分。根据Royer电路磁饱和振荡原理，电路工作状态临近翻转前变压器励磁电流持续提高，激励产生的磁通量持续增加。临近翻转时，由于第一部分变压器磁芯磁通密度大于第二部分变压器磁芯，第一部分变压器将先于第二部分变压器进入饱和。

当第一部分变压器磁芯饱和时绕制于第一部分磁芯的同步绕组耦合电压迅速降低并使同步整流MOS管关断。这时由于第二部分磁芯没有饱和，绕制于第二部分磁芯的输入绕组电感即原边电感虽然有所降低，但是依然比磁芯完全饱和时大很多。原边电感减缓了变压器励磁电流的增长，也减缓了三极管集电极电流的增长，延迟了三极管退饱和及电路的翻转。因此同步整流MOS管关断后总会有一段延迟时间电路工作状态才会翻转。事实上，即使第一部分变压器的磁路占变压器总磁路三分之一以上，由于第二部分变压器的存在也能使同步整流电路正常工作。为了保证必要延迟时间并留出足够的第二部分磁芯用于绕制绕组，一般第一部分磁芯的磁路长度控制在总磁路长度的三分之一以内。

为了体现同步整流开关管极低的通态管压降优势，同步整流MOS管导通时必须工作于饱和导通状态。为了保证MOS管的饱和深度，MOS管的栅极导通电压至少应在MOS管导通门槛电压以上。过高的栅极导通电压又会导致过高的驱动损耗和较长的驱动电压变化时间。较长的驱动电压变化时间在Royer同步整流电路中可能会产生电路翻转时MOS管并未完全关断的风险。因此Royer同步整流电路中的MOS管栅极导通电压应在五倍导通门槛电压以下。因此同步信号耦合绕组匝数与变压器输入绕组匝数比值应是同步整流MOS管导通阈值电压与变换器输入电压比值的一倍以上五倍以下。

现有同步整流电路应用于Royer电路中会出现无法翻转以致损坏器件的现象，因此下面以现有二极管整流电路和第一实施例进行比较以体现本发明的实际效果。

现有技术使用图1所示电路，做成输入直流5V，输出直流5V，输出电流为200mA的变换器，即输出功率1W。变压器的后续输出采用图2的电路结构，图2为公知的全波整流电路。电路的主要参数为：电容C为1uF电容，电阻R1为2KΩ，电容C1为0.047uF电容，三极管TR1和TR2为放大倍数在300倍左右的开关三极管，其集电极最大工作电流为2A。二极管采用肖特基二极管，导通电流为200mA时管压降大约为0.3V。原边线圈N_P1和N_P2的圈数分别为20匝，反馈线圈N_P11和N_P22的圈数分别为2匝，副边线圈N_S1和N_S2的圈数分别为22匝。为了只体现同步整流功能差异，磁芯根据本发明第一实施例要求选取。磁芯外直径5mm，第一部分变压器磁芯截面积1平方毫米，第二部分变压器磁芯2平方毫米，第一部分变压器磁芯磁路占整个变压器磁路的20%，初始相对磁导率为4000。

按上述参数制作好后，当输出电流在200mA时变换器的工作效率为85%。

本发明第一实施例使用图4电路。磁芯采用与以上现有技术方案相同的磁芯。同步整流MOS管采用额定电流2A，额定电压30V，栅极导通阈值电压2V的常规MOS管。同步信号耦合绕组N_S11和N_S22的圈数分别为16匝。为了使输出电压相近，输出副边线圈N_S1和N_S2的圈数由22圈减为20圈。其他主要电路参数均与以上现有技术的电路参数相同。

按上述参数制作好后测试，当输出电流在200mA满载时，变换器的工作效率为90%。电路工作波形如图6所示。图中上方第一路波形为在变压器上绕制一匝线圈测得的耦合波形。图中下方第二路波形为同步整流MOS管栅极的电压波形。

明显的，采用了本发明的技术方案后，Royer电路变换器的变换效率有了明显的提升。效率从85%提高到了90%，提升了5%。从电路的工作波形可以看出，当第一部分磁芯饱和后同步整流MOS管的栅极电压迅速下降到了MOS管栅极导通门槛电压2V以下。经过将近1uS的延时时间后三极管的集电极电流才达到了三极管退饱和电流并使电路翻转。

将上述实施例中的第一部分变压器磁路长度占整个变压器磁路的比例进行调节，即可得到不同的电路翻转延时时间。图7为第一部分变压器磁路占变压器总磁路10%时的电路工作波形。图8为第一部分变压器磁路占变压器总磁路30%时的电路工作波形。图9为第一部分变压器磁路占变压器总磁路50%时的电路工作波形。以上图中上方第一路波形为在变压器上绕制一匝线圈测得的耦合波形。图中下方第二路波形为同步整流MOS管栅极的电压波形。明显的将第一部分变压器磁路所占比例提高后电路翻转相对于同步整流MOS管关断的延时时间显著降低。当第一部分变压器磁路占变压器总磁路50%时电路翻转相对于同步整流MOS管关断的延时时间已经很短，存在翻转时MOS管未完全关断的风险。由此可见，当第一部分变压器磁芯磁路占整个变压器磁路的长度在三分之一以内时可以有效的将同步整流MOS管提前关断，实现Royer电路同步整流功能。

将上述实施例中的同步信号耦合绕组圈数进行调节即可得到不同同步整流MOS管驱动电压下的同步整流效果。调节同步信号耦合绕组圈数后的测试结果如下表1：

表1

同步绕组匝数（匝）	14	12	10	8	7	6
							同步信号电压（V）	3.44	2.96	2.44	1.96	1.68	1.44
输出电压（V）	4.815	4.810	4.796	4.732	4.639	4.564
							效率（%）	90.16	90.01	89.33	88.45	86.70	85.21

从表一的测试结果可以看出，当同步整流MOS管栅极电压在导通阈值电压以上时，随着同步信号电压的提高，MOS管饱和深度提高，变换器的转换效率缓慢的提高。当同步整流MOS管的栅极电压在导通阈值电压以下时，随着同步信号电压的降低，MOS管导电沟道迅速截止，变换器的转换效率迅速降低。当同步绕组匝数为8圈时同步信号耦合绕组匝数与变压器输入绕组匝数比值为：8:20。同步整流MOS管导通阈值电压与变换器输入电压比值为2:5。两比值刚好相等且为一倍的关系。此时的同步整流MOS管栅极导通电压亦接近MOS管导通阈值电压2V。测试表明只有当同步信号耦合绕组匝数与变压器输入绕组匝数比值是同步整流MOS管导通阈值电压与变换器输入电压比值的一倍以上时才能有效的实现同步整流功能。随着同步整流导致的整流管压降降低，输出电压上升，Royer电路自激推挽式变换器的转换效率高也有了明显的提高。

实施例二

本发明实施例二的电路如图4所示，变压器绕线示意图如图10所示。变压器分为两部分即截面积较小的第一部分和截面积较大的第二部分。两部分的磁芯材质相同。变压器的引线编号对应图4所示电路变压器的线路编号，同名端根据电路标识确定。与实施例一不同的是变压器第一部分分为磁路长度和截面积相同的两段，两段中间存在间隔磁芯，间隔磁芯也属于第二部分磁芯的组成。耦合同步整流同步信号的两绕组分别独立绕制于变压器第一部分的两段磁芯上。工作原理同上述发明的工作原理及实施例一的工作原理，这里不再赘述。

实施例三

本发明第三实施例的电路图如图11所示，变压器绕线示意图如图5或图10所示。作为实施例一和实施例二的进一步改进，其特征为在输出同步整流电路的两个MOS管中，每个MOS管的栅极和源极上均并联一电阻。

第三实施例实现Royer电路同步整流并提高变换效率的原理同发明内容的工作原理及第一实施例的工作原理。根据本发明的实现原理，当第一部分变压器磁芯饱和时耦合于第一部分变压器磁芯的同步整流驱动绕组感应电压会迅速降低并关断同步整流MOS管。由于同步整流驱动绕组存在漏感以及同步整流MOS管栅极的电容效应，特别是MOS管存在米勒效应，同步整流MOS管关断往往也存在较大的关断延时。这个关断延时如果达到甚至大于电路翻转相对于第一部分磁芯饱和的延时将会使电路的翻转损耗增大甚至使同步整流电路无法正常工作。在同步整流MOS管栅极与源极间并联一电阻后将可以有效调节加速同步整流MOS管的关断，提高同步整流电路的可靠性。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法，将所述变换器的输出电路设置为同步整流输出电路，其特征在于：所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。

2.一种实现上述方法的自激推挽式变换器，包括变压器和同步整流输出电路，同步整流输出电路连接于变压器的输出绕组，所述同步整流输出电路包含两个同步整流MOS管，其特征在于：所述同步整流的同步信号关断超前于变换器的工作状态翻转。

3.根据权利要求2所述的自激推挽式变换器，其特征为：所述变压器的磁芯分为第一、第二两部分，电路工作状态转换时第一部分磁芯会先于第二部分磁芯先处于饱和状态，所述同步整流输出电路的同步信号来自于耦合所述变压器的第一部分磁芯。

4.根据权利要求3所述的自激推挽式变换器，其特征为：所述变压器的第一部分磁芯独立绕制用于直接耦合同步整流输出电路同步信号的耦合绕组；变压器的输入输出绕组绕制于第二部分磁芯上。

5.根据权利要求3或4所述的自激推挽式变换器，其特征为：所述变压器的第一部分磁芯分隔为两段；所述两同步整流MOS管控制绕组分别独立绕制于变压器第一部分的两段磁芯上。

6.根据权利要求4所述的自激推挽式变换器，其特征为：同步信号耦合绕组匝数与变压器输入绕组匝数比值是同步整流MOS管导通阈值电压与变换器输入电压比值的一倍以上五倍以下。

7.根据权利要求5所述的自激推挽式变换器，其特征为：所述变压器第一部分磁芯的磁路长度占整个磁芯磁路长度的三分之一以下，其余磁路的磁芯属于变压器的第二部分。

8.根据权利要求4所述的自激推挽式变换器，其特征为：所述同步整流输出电路中的每个整流MOS管的栅极和源极间并联一电阻。

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